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实现稳健触摸传感设计的技术

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    电容传感器是PCB上由铜箔填充,然后通过一条走线连接回PIC®器件的区域。 PIC器件随后将测量传感器,所采用的方法可让其检测到通常由用户手指接近传感器所引起的细微电容变化。系统通过软件不断读取电容,并在其发生变化时,记录传感器上有一次按压。

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    AN1334 实现稳健触摸传感设计的技术 作者: Burke Davison Microchip Technology Inc. 简介 本应用笔记旨在介绍开发适用于噪声环境的电容式触摸 应用时的最佳设计实践。本应用笔记首先定义噪声所引 发的问题,并说明噪声通常如何影响系统。然后提供硬 件准则,以帮助将应用的自然信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)最 大 化。最 后 会 涵 盖 多 种 软 件 技 术,以 介绍一些常用于对传感器信号进行滤波以进一步提 高 SNR 的方法,并根据电容传感器的特性来做出解码 决策。 将涵盖的硬件设计主题包括: 1. 按钮和滑动条焊盘的设计与间距 2. 覆盖层材料和厚度 3. 粘合剂层建议 4. 传感器走线布线和串联电阻 5. 用于实现 ESD保护的布线技术 6. 电源接地方案 7. VDD 和旁路电容的选择 mTouch™ 和 RightTouch™ 传感解决方案系统已通过有 关传导和辐射敏感度以及辐射发射方面的行业测试标 准。本应用笔记介绍电容式触摸设计的几个重要方面, 该设计结合良好的印刷电路板(printed circuit board, PCB)技术,可使系统在极端测试条件下持续运行。 有关电容式触摸传感的基础知识以及其他更高级的主题 的信息,请访问 Microchip 触摸和输入传感解决方案网 站:http://www.microchip.com/mTouch。 电容式触摸基本介绍 电容传感器是 PCB 上由铜箔填充,然后通过一条走线连 接回PIC®器件的区域。PIC器件随后将测量传感器,所 采用的方法可让其检测到通常由用户手指接近传感器所 引起的细微电容变化。系统通过软件不断读取电容,并 在其发生变化时,记录传感器上有一次按压。 在图 1 中,CBASE 是焊盘上无任何物体时的电容值。这 称为传感器的基础电容。CF是手指触摸所引起的电容变 化,CT 是传感器的总电容。 图 1: 电容传感器系统 O覆v盖erl层ay C0 PCB 传Se感ns器or Su基bs板trate GND 焊Pa盘d C0 CF CT = C0 + CF 该系统中的电容可通过公式 1 所示的平行极板电容计算 公式来计算。在实际应用中,电容传感器系统要比公式1 复杂得多,理解这一点非常重要。一般来说,可以将系 统视为由 PCB、覆盖层、人体以及环境所形成的电容、 电阻和电感所构成的网络。因此,很难计算电容传感器 系统的准确特性。 本应用笔记中的建议基于实验室测试结果,不具有绝对 性。用户始终可根据电容计算公式以及自己的应用需求 进行适当调整。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第1 页 AN1334 公式 1: 平行极板电容 其中: C = εr ε0 A--d εr = 介质材料的相对介电常数 ε0 = 真空介电常数(8.854 x 10-12 F/m) A = 极板面积(m2) d = 两极板间距(m) 使用单片机检测电容变化有两种基本方法。第一种方法 是采用电压测量,原理为系统控制传感器的引脚根据 电容值对引脚施加电压,然后根据传感器上的电压读 数得出电容变化。这包括 Microchip 的充电时间测量单 元(Charge Time Measurement Unit,CTMU)和电容 分压器(Capacitive Voltage Divider,CVD)等方法。 另一种方法是通过频率测量传感器,如RightTouch扫描 方法,该方法使用伪随机频率来检测电容变化。图 2 给 出了所有这三种扫描方法的波形。 图2: 电容传感采集波形 充Ch电ar时ge间T测im量e 单Me元asurement Unit ((CCTTMMUU)) 电Ca容pa分c压itiv器e Voltage Divider ((CCVVDD)) RighhttTToouucchh™® S检e测nsing ((CCAAPPxxxxxxxxD器e件vic)es) 采集波形 本应用笔记将重点讨论系统的硬件设计以及信号采集中 未涉及的固件部分。对于实现 CVD 或 CTMU 技术的设 计,设计人员可通过Microchip应用程序库中提供的源代 码来实现。如果使用RightTouch现成产品,这些技术将 内置为解决方案的一部分。 抗噪声能力与低功耗 开发电容式触摸系统时,从产品开发一开始就应该知道 主要目标是什么,这一点很重要。对于大多数应用来 说,系统的供电方式可给出答案。对于线路供电系统, 抗传导噪声的能力是主要关注点。对于电池供电系统, 低功耗是主要关注点。 还有一些系统可能要两方面都兼顾。例如,可通过 USB 电缆供电的移动电话。在大部分时间内,需要关注低功 耗,而在通过市电线路供电时,则需要注意传导噪声。 因此,在这些系统中只应使用基于电压的采集方法。 尽管抗噪声能力与低功耗互相不排斥,但关注其中一个仍 需要对另一个进行设计权衡。例如,通过实现压摆率限 流器滤波器来降低对传导噪声的灵敏度时,需要提高系 统的采样率,这会增加总体功耗。在低功耗应用中降低 VDD 是一个很好的想法,但这同时会降低抗噪声能力(见 电源注意事项)。本应用笔记重点讨论如何降低对噪声 的敏感度,而将低功耗视为次要目标。如果低功耗是应 用的主要目标,请访问http://www.microchip.com/XLP获取 更多技术详细信息。 噪声对电容式触摸传感器的影响 按钮与电容传感器 考虑如何开发稳健的电容式触摸应用之前,需要了解噪 声成为问题的根本原因。当使用机械按钮时,单片机的 端口电路决定了开关引脚被拉为高电平还是低电平,并 为用户提供单位数字结果。随后对该结果进行去抖动以 调整振铃,按钮的状态基于去抖动变量的状态。 但是,电容式触摸传感器应用是模拟应用。最明显的区 别是需要手动执行读取过程。在使用机械开关时,单片 机能通过其内部硬件逻辑读取引脚。对于电容式触摸应 用,需要使用单独的硬件模块来控制传感器线。无论是 使用基于电压的测量还是基于频率的测量,模拟结果都 将以整型值形式提供。随后通常使用不同的数字信号处 理技术对该值进行滤波,以放大信号并衰减噪声。然后 通过某种形式的去抖动算法以及更复杂的解码过程发送 滤波后的值。当系统设计为以闭环形式执行时,还会额 外增加一层复杂度,即根据传感器的当前状态调整其 行为。 DS00001334B_CN 第 2 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 电容式触摸软件过程可简化为以下三个不同阶段: 1. 采集 使用基于电压或基于频率的测量技术从电容式触 摸传感器获取采样。 2. 滤波 对传入的传感器采样进行处理,以通过衰减噪声 来提高系统的有效 SNR。 3. 解码 根据当前的传感器采样值与传感器的前一个行为 来确定传感器处于按压状态还是释放状态。 图 3 给出了按钮与电容式触摸传感器的差别,并标记了 电容式触摸系统的三个主要软件阶段。 图3: 按钮与电容传感器的软件过程 Push按B钮uttons Cap电ac容itiv传e 感Se器nsors R读e取ad端Po口rt ((D数ig字ita)l) Acq采ui集sition ((A模na拟log)) Fi滤lte波ring De解co码ding ((D数ig字ita)l) App应lic用ation 传导噪声和辐射噪声 “传导”和“辐射”是可能导致电容式触摸系统不稳定 的注入噪声的两个主要类别。传导噪声在外部设备供电 的系统中产生。这包括市电线路供电的系统、桌面供电 的 USB 设备或者任何其他可能意味着用户与应用不共地 的情况。 辐射噪声是所有电容式触摸系统面临的共同挑战。当正 在扫描的电容式触摸传感器为高阻态输入时尤为如此, 其本质上充当了一个高频天线。因此,在电容式触摸系 统附近能辐射电磁场的电子设备将对读数造成影响。这 些设备包括移动电话、高功率通信线路以及荧光灯等。 AN1334 产生这两类噪声的主要原因有以下两个: 1. 用户按压电容式触摸传感器使自己成为系统的一 部分,因此,如果用户与系统的参考地不同,系 统会将用户解读为传感器上注入的交流信号。 2. 外力在任一方向上对传感器的轻微按压就会使模 拟读数发生变化。机械开关的数字结果为高电平 或低电平。 本应用笔记将介绍不同的系统设计技术,建议使用这些 设计技术克服这两类噪声。除这些准则外,设计人员还 应该了解应用的未来工作环境,并确保附近不会存在可 能干扰系统的强噪声电子元件。 电容传感器噪声特性 电容式触摸传感器上的注入噪声会导致系统更加不稳定。 基于电压的mTouch传感解决方案读取方法(如CTMU和 CVD)与基于频率的读取方法(RightTouch 扫描方法) 所受到的影响有所不同。在基于电压的系统中,某一特 定时间点上的传感器电压确定了读数的整型值。在基于 频率的系统中,根据注入噪声频率以及传感器振荡器频 率的不同,读数受到的影响会有所不同。 噪声特性:基于频率的采集 基于频率的采集方法必须执行跳频技术来消除谐波噪声 问题。这通过RightTouch现成产品自动处理,并且始终 处于使能状态。此外,还使用多种专有技术来检测和调 整器件中的噪声。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 3 页 AN1334 噪声特性:基于电压的采集 在基于电压的系统中,注入噪声可导致自然采样值发生 正偏移或负偏移。如果采样频率恰巧与输入噪声的某个 谐波频率一致,就会发生谐振。出现这种情况时,采样 将落在注入噪声的波峰或波谷。 图 4 显示了此特性的示例。当以噪声的某个谐波的频率 进行采样时,读数可能全部落在噪声的波峰或者中间某 处,具体取决于采集的起始时间。因此,同一频率下的 多个读数将呈现大量噪声。这可以从图 5 中看出,其中 一些噪声频率为采样频率的谐波,其他则不是。 图 4: 基于电压的谐波频率采集 图5: 基于电压的采集噪声频率响应 http://www.microchip.com/mla 网站上提供的 Microchip 应用程序库实现了可从传感器的输出中消除此特性的采 集和滤波技术。 DS00001334B_CN 第 4 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 信噪比 为了解软件和硬件变化对系统的影响,需要一种能够测 量信号当前性能的方法。灵敏度或系统变化量的测量值 不足以定义系统是否稳定。例如,在平均传感器输出值 为20000且变化量达到2000的系统中,可以简单地从每 个读数中减去 18000,并声称达到了100%的2000个计 数变化。但实际上,变化量或“信号”必须与噪声量进 行比较。如果噪声导致传感器在任何时间点上均偏移 1000 个计数,则系统存在问题。 要确定系统稳定性或系统受噪声影响的程度,最简单的 方法之一是查看其信噪比(SNR)。就像听起来那样, 这是通过与无用的噪声干扰进行比较来测量信号强度的 方法。 对于本应用笔记,使用公式 2 中定义的SNR 公式。 公式 2: 信噪比 其中: SNR = ---µ----U----σ-–-----µ---P--- µU = 未按压时的平均值 µP = 按压时的平均值 σ = 信号的标准偏差 公式的分子是系统在被按压或“发信号”时的变化量。 分母是噪声对读数的影响程度的测量值。使用这些值构 成的比值可回答以下问题,从而用单个数字来描述传感 器信号的质量:与尝试避免的噪声量相比,需要多少变 化量? 如果系统上存在传导噪声,当按压与释放传感器时, SNR会发生变化。SNR还可能根据注入噪声的频率发生 变化。 AN1334 下面的图6 中给出了一个SNR计算示例。 图 6: SNR 计算 13763 St. Dev. 5.52 13661 SNR = ---µ----U----σ-–-----µ---P--- = --1---3---7---6---3-----–----1---3---6---6---1--5.52 = 18.5 还有其他可计算系统SNR的公式。重要的是,所选择的 方法应该能在多次测量中提供一致的数字,以便对硬件 和软件变化的好坏做出明智的决策。 图 7 给出了使用公式 2 计算出 3.5 信噪比的示例作为参 考。请注意,由于使用的是噪声的标准偏差而不是峰-峰 值,因此 3.5 的 SNR 只有极少的空间放置阈值。要在系 统上放置固定阈值,以便按压部分加上其噪声与未按压 部分加上其噪声完全分离,至少需要 SNR 为 7 的系统。 在实际应用中,理想的系统 SNR 至少应该为 15,才能 提供更高级的可靠性。 图 7: 信噪比 = 3.5 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 5 页 AN1334 硬件设计 电容传感器应用的硬件设计对于系统的整体成功至关重 要。在过程的这一步骤中做出的决策将决定实现可正常 工作且稳健的应用的难度。如果遵循硬件设计准则,则 传感器的灵敏度将提高,并且更加容易通过行业噪声标 准。同样,如果不遵循准则,则更难取得成功,在某些 情况下甚至不可能实现。当决定设计中要遵循哪些准则 时,请牢记这一点。 平行极板电容计算公式 关于硬件设计,最重要的一点是要记住,基础电容公式 (如公式 1 所示)定义了硬件设计决策与所得的系统灵 敏度之间的关系。 例如,如果手指与传感器之间的距离减半,则灵敏度将 加倍。如果传感器的面积加倍(假定仍小于手指按压的 面积),则灵敏度也将加倍。 电容式触摸传感器的另一个重要特性是,存在可决定传 感器基础电容(CBASE)的寄生电容。公式3说明了CBASE 会如何影响系统的灵敏度。由于只能测量传感器的总电 容(CT),因此 CBASE 的影响越大,可以测量到的由手 指按压产生的电容变化 CF 就越小。 此系统的示意图之前已在图 1 中给出。 公式 3: 传感器总电容 CT = CBASE + CF 其中: CT = 总电容 / 测量值 CBASE = 传感器的基础电容 CF = 手指的电容 公式1和公式3是电容式触摸应用硬件设计准则的基础。 它们只是物理公式。准则是试图将系统SNR最大化的建 议,应尽可能遵循。在某些情况下,应用可能不需要遵 循其中一些准则。例如,某个系统可能有大小限制,或 者可能需要厚的覆盖材料来防止损坏。如果是这种情 况,则应当格外小心,并严格遵循其他建议来保证优质 的信噪比。 设计目标 一般来说,要使用 mTouch 或 RightTouch 解决方案来优 化电容传感器系统的性能,设计人员应当力求: • 实现相对于噪声较大的电容变化CF • 尽可能减小传感器的基础电容 CBASE • 避免使用导电的覆盖材料,除非是金属表面电容触 摸系统 • 尽可能减小覆盖层厚度 PCB 设计注意事项 电路板材料 —— 无特殊要求 层厚度 —— 无特殊要求 推荐的双层 PCB 层叠: • 第 1 层(顶层):电容传感器焊盘和一些传感器走 线(如果无法敷设在另一层上)。 • 第 2 层:所有组件、所有 LED 信号走线、电源走线 以及通信走线。 推荐的四层 PCB 层叠: • 第1 层(顶层):电容传感器焊盘。 • 第2 层:电容传感器走线。 • 第 3 层:接地层(在电容传感器焊盘下面除外)。 应尽可能保持此接地层的连续性。对于电容传感控 制器下面的区域尤其如此。 • 第 4 层(底层):所有组件、所有 LED 信号走线、 电源走线以及通信走线。 对于超过四层的 PCB,务必在与电容传感焊盘层靠近的 一层上敷设电容传感走线,并在电容传感走线与其他信 号层之间放置接地层或保护层。 按钮焊盘设计注意事项 形状 —— 无特殊要求。 尺寸——建议 15x15 mm(0.6”x0.6”)。 焊盘间距——建议10 mm(0.4”)或2-3倍覆盖层厚度。 按钮焊盘形状 mTouch 和 RightTouch 电容式触摸传感器适用于任何按 钮形状,包括最常用的形状:正方形、矩形、圆形和椭 圆形。设计矩形或椭圆形传感器焊盘时,建议使用小于 4:1 的长宽比。 DS00001334B_CN 第 6 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 按钮焊盘大小 公式 1 中的“A”定义为重叠区域。对于电容式触摸应 用,这意味着按钮焊盘大小将受最小的电容极板限制。 如果传感器的面积比手指按压面积小,则传感器的面积 为限制因素。如果传感器的面积比手指按压面积大,则 手指为限制因素。 用户手指的大小无法更改,但可以调整传感器的大小以 最大程度地提高灵敏度。传感器越大,传感器的基础电 容就越大。这会降低灵敏度,并且在用户按压时使更多 传导噪声注入系统。传感器越小,则传感器大小(而不 是用户手指的大小)成为灵敏度限制因素的可能性就越 大。因此,理想的传感器大小约为手指按压的面积。 最佳选择:传感器大小应该与平均用户手指按压面积相 同(15x15 mm或0.6x0.6英寸)。 选择 2:将传感器设计为小于最佳大小。 • 公式 1中的重叠区域“A”会受到限制,这会降低最 大灵敏度。 • 为了尽量减少传感器的串扰量,足够的传感器间隔 变得尤为重要。 • 使用薄覆盖层可获得额外的灵敏度。 选择 3:将传感器设计为大于最佳大小。 • 由于更加接近地,公式3中的传感器基础电容CBASE 会增大,这会降低灵敏度。 • 传导噪声干扰会增大。 • 按压位移的变化程度更大,因为小手指的重叠区域 (公式 1中的“A”)比大手指小,产生的位移也小 于大手指。 • 接近传感能力提高。 焊盘间距 如果覆盖层过厚或者传感器过于靠近,则串扰会成为电 容式触摸应用的挑战。串扰是指除了您要按压的传感器 以外的传感器上的无用变化。如果串扰是应用中的问 题,则软件必须比较两个传感器,并确定哪个传感器的 “按压程度更大”。这会使解码过程额外增加一个步 骤,增大出错的可能性,并会限制系统一次只能判断一 个触摸(取决于实现方式)。如果遵循我们的准则,您 实现的系统将不必相互比较每个传感器。 AN1334 图 8 显示了手指的按压如何影响目标传感器周围的传感 器。通过使传感器的间距为2-3倍的覆盖层厚度,手指到 传感器耦合的强度可限制到一个可管理的较低值。另一 种考虑此关系的方式是关注公式 1 中的距离变量“d”。 通过按图 8 所示分离传感器,串扰按压相当于透过较厚 覆盖层的按压。这会使系统的串扰响应减弱,从而增强 有效信号。 图 8: 手指引起的串扰 d=1 d = 2.7 传感器到传感器耦合是另一种形式的串扰,可对设计产 生负面影响。图 9 显示了电容传感器如何辐射电场线。 这些电场线影响邻近传感器的能力取决于其传播的距离 以及传播所经过的介质。 图 9: 理想的传感器电场 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 7 页 AN1334 如果电场线能够仅透过覆盖层传播(如图10所示),则 影响会很强。如果电场线必须透过覆盖层进入自由空 间,然后透过覆盖层返回才能影响邻近传感器,串扰量 将大幅减少。这在图中显示为强弱两种耦合电场线之间 的差异。通过遵循第一个硬件设计准则,电场线将被强 制为通过自由空间到达邻近传感器,这样传感器到传感 器耦合所引起的串扰将无关紧要。 图10: 传感器到传感器耦合 ᔎ㗺ড় 此外,还可以在需要电场线通过自由空间传播的覆盖层 或PCB中放置气隙。图11给出了这种可能性。注意串扰 路径此时如何使用一个非常小的电容与标准寄生电容串 联。该小电容将主导其他电容,并使总体串扰的变化非 常慢。气隙越大,电容越小,该方法的效果越好。 最后一个选择是通过附近的接地走线来屏蔽电场线,从 而限制传感器的灵敏度。在使用该技术之前,请先阅读 布线设计注意事项一节,以了解近接地邻近传感器的使 用建议。降低系统灵敏度不应是轻易做出的设计决策, 只应在穷尽其他可能方案后才使用。 图 11: 气隙串扰解决方案 S小m电a容ll c主ap导ac串ita联nce dominates series 通过遵循此硬件设计准则,设计将减少手指到传感器耦 合以及传感器到传感器耦合。这样系统察觉到的串扰将 非常少,从而减少了处理开销,使响应时间加快,并且 随着传感器信号抵御负面影响的能力的增强,系统的可 靠性也将提高。 最佳选择:尽可能将各传感器分离。 理想的最小间隔为 2-3 倍的覆盖层厚度。 • 传感器间的距离(公式1中的“d”)应始终大于手 指与传感器之间的距离,这样可减少传感器串扰。 • 寄生电容(公式 3 中的 CBASE)应始终小于手指的 电容 CF,这样可提高灵敏度。 选择 2:在覆盖层中创建槽气隙。 • 传感器之间的相对介电常数(公式 1 中的 εr)降至 “1”,这样可降低传感器之间的耦合,进而减少 传感器串扰。 选择 3:在传感器之间使用保护走线。 • 保护走线可在两个传感器之间产生低阻抗屏蔽。由 于保护走线与被扫描的传感器处于相同的电势,因 此传感器的电场线会被强制远离保护走线以及邻近 传感器。这可减少串扰的影响。 DS00001334B_CN 第 8 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 主动保护驱动器 传感器的基础电容决定了其灵敏度。当传感器执行其波 形时,通过使其周围的环境与其具有相同的电势,可减 小其基础电容。 驱动该保护的具体效果取决于使用的 mTouch 方法或 RightTouch器件,但电压不必与波形完全匹配。仅需驱 动一个 I/O 与传感器同相便可实现60-70%的效率。 • 一条保护走线可用于所有传感器。传感器按顺序进 行扫描,因此可以针对当前正在扫描的传感器主动 驱动保护,而不会影响其他传感器。 • 任何电源层或低阻抗走线都应与传感器分离。 • 在传感器焊盘周围,保护走线的厚度应约为1 mm, 并且与传感器距离 2-3 mm。 • 沿着返回至PIC器件引脚的传感器走线,保护走线的 厚度可以与传感器走线的厚度相同:0.1-0.3 mm。 保护走线与传感器走线之间的距离可短至0.5 mm。 图12显示了主动保护如何塑造传感器电场线的形状来提 高其灵敏度。 AN1334 图 12: 主动保护电场线 ֱᡸ 相互驱动器 相互驱动器是任何被驱动为与mTouch波形同相的I/O引 脚,用于测量相互驱动器(Tx)与传感器(Rx)之间的 相对介电常数的变化。 当实现相互传感器时,将存在一个基础耦合量,随后在 耦合路径中放置新材料时,耦合量会发生变化。为确保 最大灵敏度,应将相互波形驱动为与传感波形同相,以 确保其他电容所引起的电压位移与介电常数 / 相互耦合变 化所引起的位移同向。 相互驱动信号对设计有利的情况主要有两种: • 如果一片金属有可能物理接触到传感器,则使用 相互信号驱动金属可消除短接时传感器读数上的 毛刺。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 9 页 AN1334 (例如,金属表面电容触摸系统上的金属层。这不是 必须的,但如果金属层可短接至传感器则更佳。) • 如果被检测的目标与传感器的参考地隔离,则在传 感器附近放置一个相互驱动器,可使应用检测到传 感器与相互驱动器之间的介电常数变化。 根据所使用的电容传感类型的不同,相互驱动器的驱动 方式可能有所不同。差分CVD波形需要相互驱动器被驱 动为与其同相,但CTMU的单端波形允许任何电路板接 地以实现相互驱动器的特性。 滑动条传感器设计 在一些 RightTouch 电容传感器件(如 CAP1114)上, 可使用Microchip应用程序库中提供的mTouch框架和库 来实现滑动条。 图13显示了典型的滑动条形状。与单独的电容传感焊盘 设计类似,焊盘间距应该大于1.3 mm(约 50 mil)。 理论上,任何用于按钮焊盘的焊盘形状都可用于滑动条 焊盘。不过,图13所示的V形可在手指从一个焊盘滑动 到另一个焊盘时提供更加线性(平滑)的响应。它也为 原理图设计、PCB 布线以及装配过程提供了明确的方向 指示。 图13: 建议的滑动条设计 0% 1 – 99% 100% 0% 1 – 99% 100% 对于大多数应用,图13所示的七焊盘滑动条可提供良好 的灵敏度以及足够的精度,但某些应用也可以使用焊盘 少于七个的滑动条。如果焊盘大小不能满足最低要求, 但可接受精度降低,则滑动条的焊盘可减至两个。 每个焊盘的宽度以及焊盘间距通常受滑动条的总长度限 制。滑动条的高度通常受机器的物理尺寸限制。 覆盖材料注意事项 厚度——尽可能薄。最好小于 3 mm 材料——玻璃和塑料(典型)。介电常数介于2.0与8.0 之间(建议)。 粘合剂 —— 薄、高介电常数、无气泡 在大多数应用中,电容传感器焊盘被覆盖层保护,如图1 所示。覆盖层的材料和厚度,以及所使用的粘合剂都会 影响系统的性能。 覆盖层厚度 覆盖层材料的厚度是影响电容式触摸系统灵敏度的重要 因素。产品设计人员会设法使覆盖层材料尽可能厚,以 提高最终产品的耐用性,但厚覆盖层会降低系统的灵敏 度。公式 1 有助于说明为什么厚覆盖层对于电容式触摸 应用会有此类问题。随着 PCB 与手指之间距离的增大, 预期的电容变化将减小。 覆盖层厚度与灵敏度之间的关系如图 14 所示。关于该 图,需要注意的是材料的介电常数对于曲线定义的重要 性。同等厚度下,介电常数高的材料比介电常数低的材 料实现更大的灵敏度变化。但高介电常数会产生串扰量 增加的负面影响。如果覆盖层材料高度导电,则电容系 统可能会出现故障。 图 8 显示了手指对邻近传感器的影响。随着覆盖层介电 常数的增大,这种耦合也会变大。 如果应用需要厚覆盖层材料,可考虑在传感器的覆盖层 材料中开一个槽,这样传感器可以更靠近用户的手指。 如果整个 PCB 不能填满槽,还可以使用导电泡沫制品来 填充间隙。 最佳选择:使覆盖层尽可能薄。理想情况下,覆盖层厚 度不应超过3 mm,这样才能达到最大灵敏度。 请参见图 15 中的(A)。 选择 2:覆盖层比最佳厚度厚,但增加传感器的面积来提 供额外的灵敏度。 请参见图 15 中的(B)。 选择 3:覆盖层比最佳厚度厚,但在覆盖层材料中开一个 槽,使传感器更加接近表面。 请参见图 15 中的(C)。 DS00001334B_CN 第 10 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 选择 4:覆盖层比最佳厚度厚,但在覆盖层材料中开一个 槽,以允许使用EMI垫片或弹簧来填补PCB与手指之间 的间隙。 请参见图 15 中的(D)。 当覆盖层比最佳厚度厚时: 图14: 覆盖层对灵敏度的影响 AN1334 • 传感器与用户手指之间的距离(公式1中的“d”) 增大,这会使手指与传感器之间的电容(公式 3 中 的 CF)减小,进而降低灵敏度。 • 传感器到传感器的串扰会增大,如图10所示,因为 额外的传感器电场线能够透过介电常数高于空气的 覆盖层。 Sensit灵iv敏ity度 → 1 2 3 4 5 6 Ove覆rl盖ay层Th厚ick度ne(ss m(mmm)) C0 = 5pF CADC = 10pF P塑la料stic G玻la璃ss W木o头od 图15: 厚覆盖层选择 ˄(AA)˅ Recomᓎm䆂ended ˄(BB) ˅ Thic८k 㽚OvⲪeሖrlaˈy, 䕗La໻rgӴerᛳS఼ensor ˄(CC)˅ Optio䗝nᢽ: C˖reЎatePCSlBotᓔfoῑr PCB ˄(DD)˅ Option䗝: ᢽBr˖idg฿e㸹GϢapᇐw⬉ithᴤC᭭onПdu䯈cⱘtiv䯈e M䱭aterial 粘合剂选择 粘合剂用于将覆盖层材料固定到 PCB,是稳健的电容式 触摸系统的另一个重要元素。公式1有助于说明良好连接 的必要性。空气的相对介电常数约为1。塑料通常介于2 和 3 之间。玻璃约为 4。如果覆盖层与 PCB 之间存在空 气,则有效介电常数 εR 将大幅减小。例如,1 mm 的气 隙会使灵敏度降至原来的一半或四分之一。请记住,当 三个电容串联时,最小的电容起主导作用。 对于采用金属表面电容触摸技术的系统,良好的粘合剂 对于应用尤其重要。数十微米(10微米 ≈ 0.4 mil)的距 离就会使这些设计产生显著变化。建议与3M或其他粘合 剂制造商的代表联系,以确保您的选择最适合您的定制 应用。 在选择或使用商用粘合剂时,还需要注意另外几个重要 因素: 1. 粘合剂应薄一些,以保持高灵敏度。对于大多数 常规电容式触摸系统,2 mil(50 微米)的厚度 比较合适。 2. 务必阅读粘合剂的粘合说明。一些数据手册指定 了为实现安全持久的粘结力所需的压力、温度和 时间量。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 11 页 AN1334 3. 检查您的粘合剂的温度限制。在某些环境条件 下,粘合会失效,导致电容式触摸应用出现不可 预测的行为。 4. 使用粘合剂时,当心出现气泡。如果粘合中存在 气泡,则灵敏度会降低,就像覆盖层与 PCB 之间 存在气隙一样。 5. 确保粘合剂类型与覆盖层材料良好匹配。低表面 能塑料和高表面能塑料应使用不同的粘合剂。大 多数粘合剂可粘附玻璃和 PCB,很少出现问题。 以下是一些效果良好的粘合剂示例: 高表面能塑料: 示例:ABS 或聚碳酸酯 3M 的 Adhesive Transfer Tape 467MP 低表面能塑料: 示例:聚丙烯 3M 的 Adhesive Transfer Tape 9626 3M 的 Adhesive Transfer Tape F-9752PC 3M 的 Adhesive Transfer Tape 9122 3M 的 Optically Clear Adhesive(OCA): 8211、8212、8213、8214和 8215 所有这些粘合剂均可粘附 PCB 和玻璃。 导电覆盖层 除非设计金属表面电容触摸解决方案,否则不建议使用 高度导电的覆盖层。但是,在某些电容传感器应用中, 由于非导电塑料上有导电涂层,或者为加深覆盖层颜色 而填充碳,导致覆盖层导电。 当电容传感器上有导电材料时,该材料的阻抗会在相邻 传感器之间添加一个等效电阻。当手指触摸传感器时, 一个焊盘上的电容变化会对另一个未被触摸的传感器产 生不同程度的影响。当阻抗减小时,未被触摸的传感器 引脚上的电容变化将变大。如果阻抗过小,信号会变得 过于相似,以致于无法确定按压的是哪个传感器。如 图 16 所示。 图16: 导电覆盖层 ᇐ⬉㽚Ⲫሖ R ˄ϡᓎ䆂˅ 不建议使用导电覆盖层,原因如下: • 塑料中的碳含量可能会发生变化,这会使阻抗随时 间变化。 • 不同位置的阻抗会有所不同。 • 不同产品组(不同日期代码)的阻抗会有所不同。 任何上述变化都会影响电容传感器的输入值,并导致器 件设置(如阈值)不正确。 如果设计必须使用导电材料,请务必测试覆盖层样品并 确定允许的导电率范围。 布线设计注意事项 以下规则将确保电容传感器的 PCB 设计取得成功。不 过,这些只是建议,并非要求。 • 应该使用接地层和保护层将LED输出走线与不同层 上的电容传感器焊盘隔离。 注: 对于电容传感焊盘/走线以及PCB上的任何其 他开关信号(包括除 mTouch 或 RightTouch 器件以外的源所生成的信号),应该遵循 相同的隔离规则。 • 从传感器的角度看,邻近的电容传感器走线表现为 接地。将两条传感器走线并联敷设相当于将这两条 走线并联接地。 • 在同一层或者相邻层上,传感器走线不能与LED输 出走线并联。如果传感器走线必须与相邻层上的输 出信号交叉,则相邻层必须以90 度角交叉。 • 传感器走线宽度:0.1 - 0.2 mm • 传感器走线长度:尽可能短,或进行保护 • 传感器串联电阻: - CVD :: 4.7 - 10 kΩ - CTMU :: 1 - 2.5 kΩ - RightTouch :: 不需要 • 传感器走线最小间距:0.1 mm • 在传感器走线中尽可能少地使用过孔。这会增大基 础电容。 • 未使用的RightTouch传感器和LED引脚应该端接一 个上拉电阻或者直接接地。 注: 确 保 控 制 固 件 未 驱 动 与 地 短 接 的 未 使 用 的 LED/GPIO 引脚。 DS00001334B_CN 第 12 页 © 2013 Microchip Technology Inc. • 旁路电容应该放置在靠近电容传感控制器的VDD引 脚的位置。 电容传感器耦合 理想电容传感器的电场线应从焊盘放射,且不会耦合到 任何邻近元件或低阻抗走线。当用户接近传感器时,电 场线能进一步伸展,从而更快检测到变化。实际上,耦 合总是在发生,并且会以某种方式使理想的电场线扭 曲。图 17 显示了此特性。 任何设计的目标都应该是尽可能降低焊盘与其周围环境 之间的耦合度,使传感器电场线的特性尽可能符合理想 情况。 图17: 电容传感器电场线 电容传感器走线 最佳选择:使传感器走线又细又短。 遵循此建议有两个主要原因。首先,保持短走线长度可 最大程度地降低 CP,从而提高系统的灵敏度。其次,长 走线更容易受到天线等行为的影响,这会增加应用的基 底噪声。 通信线路应尽可能远离传感器走线。否则,应使通信线 路与传感器走线垂直,以最大程度降低干扰。还可以使 用接地走线来保护传感器走线,使通信线路与地耦合, 而不是与更敏感的电容传感器走线耦合。避免电容传感 器走线与任何会产生噪声的线路并联,并使其与地和其 他电容传感器线路分离,以减小寄生电容。 为保持高灵敏度和低噪声,应使传感器走线长度较短。 AN1334 电容传感器串联电阻 向CVD和CTMU传感器引脚添加一个串联电阻可稳定传 感器在高频噪声环境下的读数。该电阻与内部引脚电容 一起构成低通滤波器。当电阻增大时,滤波器的截止频 率会减小。但是,如果电阻过大,波形的稳定时间将延 长,这可能导致将低频噪声注入信号。 如果使用CTMU采集方法,则不要超出模块的最大输入 阻抗2.5 kΩ,否则扫描速率会降低。建议的最小串联电 阻为1 kΩ。 如果使用CVD采集方法,则典型电阻值为4.7 kΩ,但可 在1 - 10 kΩ范围内变化,具体取决于应用需求。可能需 要 调 整 传 感 器 波 形 的 稳 定 延 时,以 便 使 电 容 在 开 始 ADC 转换之前完全稳定下来。 如果使用RightTouch 现成产品,则无需串联电阻。 静电放电保护 Microchip的电容式触摸传感器能够承受高电平的静电放 电(electrostatic discharge,ESD),而不会造成物理 损坏。此外,通过硬件和软件滤波还可以最大程度地降 低工作中的抗电磁干扰(electromagnetic interference, EMI)能力。不过,极端环境条件可产生错误触发、激 活内部ESD保护钳位电路或者影响VDD和地,而导致器 件复位。因此,在系统设计过程中应尽早考虑电磁兼容 性(electromagnetic compatibility,EMC),这一点很 重要。 ESD 通常有两个不同的系统进入点: 1. 通过电路板到电路板的连接进入的瞬态电荷,需 要电路设计解决方案。 2. 耦合到 PCB 的瞬态电荷,需要布线和系统解决 方案。 对于通过电路板到电路板连接进入的瞬态电荷,以下几 种方法可帮助解决此问题: • 使用 ESD 保护器件(如串联电阻、铁氧体磁珠或 VDD和接地线路上的共模扼流器)将阻抗升至高频。 • 向通信线路中添加这些ESD保护器件。 • 在VDD与地之间添加瞬态电压抑制二极管(Transient Voltage Suppression diodes,TVS)(也称为雪崩 击穿二极管)以对 ESD 电流分流。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 13 页 AN1334 对于耦合到 PCB 的瞬态电荷,以下几种方法可帮助解决 此问题: • 必须确定ESD电荷进入点。进入点可能是覆盖材料 中的可见气隙、两块覆盖材料的汇合位置以及覆盖 材料边缘的周围区域等。 • 可将PCB上的特定金属设计为用于传导ESD电荷的 ESD 地(EGND)。EGND 应以金属环的形式环绕 在 PCB 的外缘,用于将 ESD 电流传导至底座。如 果可能,应使用导电泡沫将该EGND直接端接至系 统底座。EGND环应在 PCB的所有层上敷设。 • 将信号地敷设在EGND与PCB上的所有其他走线之 间,间距为 0.5 - 1 mm(20 - 40 mil)。 图18: GND敷设示例 EGND (1) ⬉䏃ᵓ⬉䏃੠Vssሖ (2) (1) 䖲᥹఼⼎՟˖ - ሣ㬑䖲᥹ࠄEGND - Vssᓩ㛮䖲᥹ࠄ⬉䏃ᵓⱘVssሖ (2) 0.1 µF 㗺ড়⬉ᆍ EGND是与电路板接地隔离的金属带,间距约0.5 mm (20 mil),并通过 0.1 µF的电容交流耦合到系统地。 还需要记住以下几点: • 应通过将能量引导至系统的安全区域(如通过接地 带或类似方式引导至底座接地)来最大程度地减少 ESD 与传感器器件引脚的直接耦合。 • 金属覆盖材料和表面通常比纯塑料覆盖材料和表面 更难防止 ESD。此外,塑料可能只需要符合“空气 放电”ESD 标准(即 IEC 61000-4-2),而金属覆 盖层和按钮可能需要符合“直接接触放电”标准。 与外露金属部件的外壳相比,在塑料外壳内通常更 容易提供安全的 ESD 环境。 • 其他PCB,尤其是安装在同一覆盖层并且直接连接到 电容传感PCB的PCB,应该被视为潜在的ESD源。 示例:机械电源按钮电路板。 通常,这些电路板与电容传感器PCB采用相同的VDD。 建议用一个低值电阻(约50Ω)在两个PCB之间分离 电源。 • 附近金属底座镀层的ESD能量辐射应被视为可能的 耦合机制。对于这种类型的耦合,有效的缓解方法 是使用薄绝缘材料上的导电带屏蔽极板或屏蔽底部 PCB 层。 • 如果无法通过机械方式重定向ESD能量,可将TVS 二极管连接到 VDD、MCLR 和长 LED 走线(尤其是 远离电路板的那些走线)。理想情况下,当电路板 放置在ESD源与电容传感器控制器之间时,这些TVS 器件的电压额定值应该与VDD 匹配。 • 整层电路板接地以及在塑料外壳上使用内部导电涂 层是最大程度降低 EMI 影响的最佳缓解方法。 • 可以在传感器走线上放置若干小旁路电容(5 pF 15 pF),位置尽可能靠近控制器引脚,以帮助将 过多的能量分流到地,避免其进入器件。 注: 除非其他方法无法提供足够的ESD保护,否 则不建议在传感器上放置旁路电容。此方 法可能会限制传感器的灵敏度,不应该在 接近传感器上使用。 电源注意事项 更好更干净的电源可得到更好更干净的电容传感器读 数。评估设计的电源时,应考虑以下方面。 接地方案 当用户接近电容传感器时,有三条耦合路径受到影响。 由于手指的接近,电容传感器与电路板地之间的耦合会 发生变化。这是局部效应,不会过多受到电源或电路板 布线的影响。 第二条耦合路径通过用户的身体将传感器与地连接。它 会增加传感器的电容,是传导噪声注入的主要路径之 一。如果由于用户未与电路板共地而导致该路径为开 路,则可忽略该路径增加的电容。 DS00001334B_CN 第 14 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 最后,第三条耦合路径是到地的附加电容量,由用户的 身体添加到电路板地。如果电路板到地的电容增加,则 传感器到地耦合对传感器的影响会更强。 此模型如图19所示,可得出一些非常重要的结论,有助 于设计出最佳的高品质电容系统。 1. 通过使用户和传感器共地可实现最佳灵敏度。 2. 如果不可行,则应尽可能增大人体到地耦合路径 的电容。 共地系统的灵敏度通常是未与用户共地的系统的二倍。 图19: 电容传感接地模型 CF CBODY 电Ca容pacitive 传Se感ns器or CBASE ΔCGND Device 设Gr备ou地nd CGND Earth 地Ground User and D用ev户ic和e 设Do备N不ot共S地hare Ground 传Se感ns器or 输Inp入ut CF CBODY ΔCGND CBASE CGND VSS 用Us户er User and Dev用ic户e 和Sh设ar备e 共Co地mmon Ground 传Se感ns器or 输Inp入ut CBODY CF CBASE VSS 用Us户er 选择 VDD 以最大程度地提高抗噪声能力 最佳选择:将 VDD 保持得尽可能高,以最大程度地提高 抗噪声能力。 AN1334 虽然对于低功耗应用并不理想,但在传导噪声环境下, 高 VDD 系统的性能要高于低 VDD 系统。这是因为,随着 噪声电压的增大,所有电容式触摸系统最终都将被注入 噪声压制。在发生这种情况之前,实现较高的 VDD 值需 要较高的注入噪声电压。 在基于电压的采集系统中,尝试延时的行为是反按压现 象。图20显示了正注入不断增大电压的噪声的常规传感 器。噪声开始向读数添加电压,最终将压制标准的电容 传感行为,并在按压时产生正位移。 旁路电容 应连接至少一个接地的旁路电容(约0.1 µF),并将其 放在控制器上每个 VDD 引脚的附近。通过并联一个值更 小、封装更小的电容,还可以实现额外的滤波功能。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 15 页 AN1334 图20: 在基于电压的采集方法的基础上注入传导噪声时的反向移位特性 DS00001334B_CN 第 16 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 软件技术 应用笔记本节中介绍的软件方法是mTouch框架、mTouch 库和 RightTouch 电容传感控制器已实现的技术的一部 分。本节用于教学目的。如果使用Microchip的任一电容 传感解决方案,则不必实现这些软件技术。 考虑您的系统要求 系统限制条件取决于两个主要因素。首先,硬件设计决 策会产生应用的基本SNR。如果基本SNR高,软件无需 大量滤波信号,检测过程将会简单快速。 如果基本SNR低,软件需要大量滤波信号,检测过程需 要历经更多步骤才可确保不会记录错误触发信号。系统 限制条件的第二个因素是应用的性能要求。如果产品必 须具备特定的响应时间,或者可用的存储空间有限,一 些软件技术就可能不适用。 例如,在游戏系统中,速度是最重要的要求。选择软件 滤波技术时,应注意确保响应时间不会受到严重影响。 代码应保持较小长度,以便快速执行,系统采样率可能 需要提高。 考虑本节介绍的任一技术时,请记住所有技术都会在时 间、功率和存储器使用方面产生一定的成本。应该始终 权衡收益和成本。 采样率 创建电容触摸固件时要做的第一个决策是,通过主循环 触发新扫描还是通过中断服务程序触发新扫描。对于涉 及噪声的应用,推荐第二种方法。 固定时间采样率对于滤波器的正确运行非常重要,检测 决策应依据已测量新行为的实际时间长短做出。如果系 统的采样率基于非固定时间间隔(如通过主循环调用函 数),则系统中的其他应用程序可更改采样率。例如, 主动控制电源输出电压的系统将优先于 mTouch 传感系 统,因为前者具有特殊的时间要求。如果电源控制应用 程序不允许 mTouch 传感系统循环扫描,则系统将丢失 一次按压或释放。 AN1334 必须做出的第二个决策是:固定采样率是多少?该采样 率主要取决于所选的采集方法和系统的特定要求。 基于电压的采集方法扫描频率高、扫描速率快,而基于 频率的采集方法扫描周期长、扫描速率慢。游戏系统需 要极快的响应时间,每秒扫描超过100次,而电池供电的 接近传感器在通知附近的用户前,每秒只扫描3 次。 对于涉及噪声的许多系统,采样率和解码率可能不同。 例如,系统可能每50 µs扫描一次传感器、连续不断地更 新滤波器,但每10 ms才会运行一次解码序列。这样可 降低处理过程中的开销量,同时还允许系统不断调整以 适应变化的环境。 请记住,软件滤波器和解码算法需要结合传感器的采样 率进行设计。否则,将导致滤波器过快且噪声减小量过 低;或者滤波器过慢,从而可能导致信号受抑制或变化 缓慢。如果解码算法不考虑系统的采样率,则可能难 以获取所需的响应时间,也可能导致状态切换(开/关) 过快。 采样率抖动处理 仅限基于电压的采集方法 使用中断服务程序触发新扫描的系统会出现的问题之一 是,扫描过程易受所注入的采样率谐波噪声的影响。抖 动有助于抑制通过辐射噪声或传导噪声注入系统的高频 噪声。图 13 显示了具体的设计示例。 最简单的解决方案就是每次采样时通过“抖动”技术以 极小的幅度更改采样率。例如,如果每400 µs扫描一次 传感器,则可以额外延迟 0-10 µs(每次采样的变化量) 再获取读数,以确保不会与任何谐波相遇。尽管这种做 法会从技术上更改采样率,但不会更改平均采样率,并 且此变化量与总采样间隔相比并不明显。 在下面的抖动实施方案中(例 1),最后一次 ADC 采样 的最低有效位用于产生随机、短暂的延迟。该值通过 0x0F 屏蔽以限制可能的最大延迟量。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 17 页 AN1334 例1: 采样率抖动处理 void interrupt ISR() { if (T0IE & T0IF) { // 短暂延迟 jitter = ADRESL & 0x0F; while(jitter--); mTouch_Service(); } } 跳频 仅限基于频率的采集方法 跳频技术与采样率抖动处理技术等效,前者适用于基于 频率的采集方法,后者适用于基于电压的采集方法。更 改波形的采样频率可以避免谐波噪声问题,这一点非常 重要。要使信号偏移值保持一致,每个采样阶段的跳频 过程应相同。 RightTouch电容传感控制器将根据系统中的噪声等级自 动执行跳频过程。 过采样 过采样是获得每个“传感器读数”时所进行的多次采样 过程。例如,在大多数系统中,中断服务程序将确定获 取新读数的时间点。到达该时间点时,系统将获取新值 并将其保存为新读数。要增加读数的稳定性,可以对同 一传感器扫描两次,使系统获取两个采样值,然后将这 两个采样值相加以产生一个“传感器读数”。 注:“采样”用于指通过硬件模块(如 ADC)对传 感 器 进 行 一 次 扫 描。“读 数”用 于 指 加 到 一 起的一组采样值。系统随后将其按原样发送 给滤波和解码程序。 该技术对系统有利的原因如下: 1. 脉冲噪声引起的采样误差不会对系统产生明显影 响,因为每个采样值只是整个读数的一部分。采 集过程中,系统将有效抵消一些误差。 2. 采样不具有小数值。获取每个读数时允许系统多 次扫描,这样能够额外增加信号的分辨率。 图 21 中显示了通过此方法提高系统有效 SNR 方面的优 势。应根据系统的时间和功耗要求来权衡过采样的优势 是否出现明显递减。 图 21: 90 过采样权衡:采样数与 SNR 10ԡADCֵా↨ 85 80 64 :: 13ԡ 256 :: 14ԡ 75 16 :: 12ԡ 70 4 :: 11ԡ 65 1 :: 10ԡ 60 0 50 100 150 200 250 㦋পⱘ䞛ḋ᭄/Ӵᛳ఼䇏᭄ 图中标记显示了达到更高分辨率ADC的等效SNR所需的采 样数。 有关过采样对 ADC 转换的影响的详细信息,请参见 AN1152《采用过采样技术实现更高的ADC分辨率》,该 应用笔记可从 Microchip 网站 http://www.microchip.com 下载。 软件滤波 滤波器是获取输入信号并输出修改后的信号的算法。滤 波器的功能基于滤波器本身的类型。滤波器的带宽同样 会对其功能产生重要影响。从固件角度看,滤波器的功 能在代码结构和所执行的运算中定义。带宽通常通过实 现过程中的特定常量设置,这些常量用于确定某个值应 该除以什么数、向左或向右移位多少次以及应该用哪个 系数乘以结果。 使用滤波器,需要在降噪和响应时间延迟之间做出权 衡。如图 22 所示,这种权衡可通过滤波器的带宽呈现 出来。 DS00001334B_CN 第 18 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 图22: 降噪 —响应时间之间的权衡 AN1334 如果滤波器的带宽较窄,则可通过较少的噪声,但滤波 器将花费大量时间跟踪信号。相反,如果滤波器的带宽 较宽,则可通过较多的噪声,但滤波器将更紧密地跟踪 信号。将多个滤波器配合使用,设计人员便可对各个滤 波器的优势加以利用,对不利影响加以限制。 mTouch 传感解决方案应用中常用到三种滤波器。当然 也可以选择其他滤波器,并且它们可能更适合某种特定 应用,但之所以选择以上三种滤波器是因为大多数设计 都会使用它们当中的一种或多种。 三种滤波器类型是: 1. 压摆率限流器滤波器 用作新传入采样的首个输入滤波器,用于抑制脉 冲噪声和平滑信号。 在采集程序中实现。 2. L点运行平均滤波器 用于为每个传感器创建缓慢更新(高时间常量) 的 基 线(“平 均 值”)来 作 为 解 码 期 间 的 参 考 点。允许系统跟踪温度和湿度等环境变化。 在滤波程序中实现。 3. 低通 Butterworth 滤波器 用于抑制传感器读数上的白噪声,同时仍维持快 速响应时间(低时间常量)。 在滤波程序中应用于“读数”变量,之后将变量 发送到解码算法。 FIR 滤波器和 IIR 滤波器 有限冲激响应(Finite-Impulse Response,FIR)滤波 器接收固定数量的输入信号,然后通过这些输入信号生 成新的输出信号。 有限冲激响应滤波器优势: • 易于实现 • 滤波稳定性更好 • 整型精度的问题较少 无限冲激响应(Infinite-Impulse Response,IIR)滤波 器接收输入信号,并将其与滤波器的上一个输出信号相 结合以确定滤波器的下一个输出信号。 无限冲激响应滤波器优势: • 低存储器要求 • 低处理要求 总之,两种滤波器均非常有用。对于电容式触摸系统, IIR 滤波器可用于缓慢更新环境的基线。该滤波器的设计 应保证其处理冲激噪声时不会出现不稳定状态。FIR滤波 器可用于快速更新的传感器变量(如电流读数)。 滤波器:压摆率限流器 压摆率限流器(Slew Rate Limiter,SRL)滤波器的主 要设计目的是抑制传感器读数上的冲激噪声。有时称作 “抽取”滤波器,实现 SRL 滤波器需要特定的扫描技 术,该技术可改变设计的采样率。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 19 页 AN1334 SRL 滤波器的概念很简单。PIC 器件维持每个传感器的 “当前读数”变量。在大多数系统中,产生新的传感器 读数时,“当前读数”变量将替换为新值。在SRL滤波 系统中,产生新的读数值时,“当前读数”值将会减1或 加1,具体取决于最新读数大于还是小于“当前读数”变 量。例如,如果传感器的当前读数是 200 且下一次采集 产生的值是 300,则系统会将“当前读数”更新为 201。 为了使系统当前读数达到 300,下 99 次扫描值必须高于 当前读数。 这种特性十分有益,因为它限制了每次采样的影响。如 果脉冲噪声正在影响系统,受单个脉冲噪声影响的读数 只会在读数变量上产生 1 位噪声。另外,因为更新当前 读数变量的速度过慢,所以需要更新采样率。用户按下 传感器时,当前读数变量需要能够随手指的电容快速变 化。每次获取读数后,也无需访问系统的解码功能,因 为读数每次只会改变 1。 实现SRL滤波器时,需要注意几点特殊要求。首先,系 统将基于定时器中断快速扫描。每次扫描后,系统将运 行SRL滤波器,增加/减少“当前读数”变量的值。N次 采样后,标志位将置1,这样便可运行解码功能。该滤波 器的示例代码实现可参见例 2。 例 2: 压摆率限流器滤波器 #define SCANS_PER_DECODE 100 uint16_t reading; uint16_t counter; void main(void) { // 主循环 while(1) { if (counter >= SCANS_PER_DECODE) { mTouch_decode(); counter = 0; } } } void interrupt ISR(void) { uint16_t newReading; if (TMR0IE && TMR0IF) { // 接收读数、存储相应值 newReading = mTouch_getReading(); // 初始化 if (reading == 0) reading = newReading; // 压摆率限流器 if (newReading > reading) reading++; else reading--; counter++; } } 有关该滤波器的优势,可参见图 23。现在系统中的脉冲 噪声已得到抑制,信号更易解码。 图 23: 压摆率限流器滤波器特性 DS00001334B_CN 第 20 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 应注意确保SRL滤波器的运行速度不要过低。如果采样 率过低,当前读数值的更新速度就不会足够快,并会引 起响应时间问题。有关运行过慢时的特性曲线示例,请 参见图 24。 图24: 运行过慢的压摆率限流器滤波器示例 要解决这个问题,可以: 1. 缩短定时器中断间的间隔时间。 2. 将增加/减少量更改为大于1的值。不过,该值越 大,滤波器抑制脉冲噪声的能力就越弱。 滤波器:L 点运行平均 该滤波技术有大量的应用实例,并且已详细记录。公式4 定义了其特性。当前值 x[n] 与前 L-1 个值一起求平均数。 确定L的值时,请注意除法运算。如果将2的幂数选作L 的值,除法运算将简化为一系列移位操作,从而降低滤 波器的复杂度。 公式 4: L 点平均(FIR)滤波器 其中: ∑ y [n] = 1--L=1x [n – k ] L k=0 y[n] = 时刻“n”时的输出 x[n] = 时刻“n”时的输入 L = 滤波器的存储容量 k = 计数器变量 AN1334 还要注意的是,公式 4 中采用的是 FIR 滤波器,这意味 着单个读数只会影响指定采样数(L)的输出。此后, 采样不会再对系统行为产生影响。对于注入了噪声的情 况,滤波器的这一特性非常有益。然而,受存储成本的 限制,此类滤波器很难实现大的窗口。 要解决滤波器的这一限制,可将其特性从FIR更改为IIR, 如公式 5 所示。这样会使滤波器产生较低的固定存储成 本,但是会降低它的一些功能。L 越大,IIR 型 L 点运行 平均滤波器的滤波结果相对于原始信号的扭曲就越大。 公式 5: L 点平均(IIR)滤波器 其中: y[n] = y[n – 1] + x----[--n---]----–----y---[---n----–-----1---]L y[n] = 时刻“n”时的输出 x[n] = 时刻“n”时的输入 L = 滤波器的存储容量 例 3: FIR L点平均滤波器 #define HISTORY 8 // 'L' uint16_t uint8_t reading[HISTORY]; index; uint16_t FIR_Average(uint16_t new) { uint16_t average = 0; // 替换最早的读数值 reading[index] = new; // 将所有读数值求和 for (uint8_t i = 0; i < HISTORY; i++) { average += reading[i]; } // 除以历史窗口大小 // 注:只要历史值是2 的幂数, // 就可以实现高效运算。 average = (uint16_t)(average/HISTORY); // 更新下一个函数调用的索引 index++; if (index >= HISTORY) index = 0; return average; } © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 21 页 AN1334 例4: IIR L点平均滤波器 #define HISTORY 8 // 'L' uint16_t average; uint16_t IIR_Average(uint16_t new) { // 更新平均值 average -= (uint16_t)(average/HISTORY); average += new; // 注: // 此滤波器实现过程中的增益是 //“历史值”。为此, // 在比较平均值和读数前, // 可以用平均数除以历史值 // 或用读数乘以历史值。 return (uint16_t)(average/HISTORY); } 图25显示了FIR L点运行平均滤波器和IIR L点运行平均 滤波器的评估差异。请注意评估过程中引入了系统响应 时间延迟。为此,获取读数信号时不推荐直接使用此类 滤波器。然而,此类滤波器的时间延迟并不会影响基线 计算。因为基线应该以极慢的速度移动,因而时间延迟 并不会对基线特性产生负面影响。 图25: FIR 和IIR 平均滤波器 公式 6: 数字BUTTERWORTH低通滤波器 y [n] = x [n] + x [n – 1] + Ay [n – 1] 其中: y[n] = 时刻“n”时的输出 x[n] = 时刻“n”时的输入 A = 滤波器系数(0 ≤ A < 1) A 系数的智能值包括:0.8125、0.8750、0.9375 和 0.9688 等。仅仅通过对 y[n-1] 值进行移位操作便可轻 松乘以这些系数。具体示例如下: “A”的值不断接近 1 时,Butterworth 低通滤波器的截止 频率接近0。这将增加滤波器的效用,但会轻微延长滤波 器的稳定时间。此外,“A”值不断接近1时,y[n]的整 型值将快速增加。如果要继续用典型16位整型值表示每 个传感器的信号,这将为“A”值设定一个上限。 图 26 中显示了此种滤波器与 L 点运行平均滤波器相比的 优势。采用 Butterworth 滤波器与采用运行平均滤波器相 比,前者传感器有效SNR的增量远高于后者;不过,运 行平均滤波器实现成本低,并且作为传感器的基线滤波 器表现良好。 滤波器:低通 BUTTERWORTH 该滤波器是L点运行平均滤波器的替代实现办法。虽然两 种滤波器都是低通滤波器,但本部分的数字低通滤波器 是基于Butterworth数字滤波器实现的,具体请参见公式6 中的定义。请注意,该滤波器中唯一复杂的运算是K和滤 波器前一个输出之间的乘法运算。如果正确选择 K 值, 该滤波器可通过移位的方式轻松实现。 DS00001334B_CN 第 22 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 例5: 数字 BUTTERWORTH低通滤波器 #define FILTER_GAIN 3 typedef struct { uint16_t y; uint16_t x; } filter_t; filter_t filter; uint16_t LP_Butterworth(uint16_t reading) { // 指向传感器的相应滤波器变量的指针... filter_t* h = &filter; // 临时变量 uint16_t x1, y1, ay1; uint16_t temp0, temp1; // 填充临时变量 x1 = (h -> x); y1 = (h -> y); // 计算:( a * y[1] ) // 其中,a = 0.8125。 temp0 = y1 >> 2; temp1 = y1 >> 4; ay1 = y1 - temp0 + temp1; // 一阶滤波器公式: // y1 = x[0] + x[1] + (a * y[1]) y1 = reading + x1 + ay1; // 存储供下一次使用的值 (h -> y) = y1; (h -> x) = reading; // 返回滤波器的新结果 return y1 >> FILTER_GAIN; } AN1334 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 23 页 AN1334 图26: 低通滤波器比较 设置传感器阈值 读取和滤波传感器信号后,接下来会开始解码过程。在 此步骤期间,系统会将传感器信号和预先确定的阈值进 行比较,以确定是否存在按压。 有两个主要选项用于确立阈值:设置固定阈值或计算运 行时的阈值。设置固定阈值是最简单省时的方法,存储 器消耗极低,但是该方法并不能在每种情况下都有效。 在批量生产系统中,各个电路板之间传感器的默认值可 能存在细微差别。如果在应用中使用的是固定阈值,该 阈值可能不会适用于所有情况。计算运行时的阈值是另 一个选项。采用这种方法时,系统将在上电时接收到多 个读数,并根据系统采样确定阈值应该设为多少。对于 大多数应用,计算的阈值不会明显影响系统行为,并且 因其适应性强会得到优先选用。 在一些情况下,可能以迟滞的方式使用两个阈值 —— 一个用于进入按压状态,一个用于进入释放状态。图 27 中显示了这一特性。 要得到一个稳健的解决方案,最重要、最有挑战的任务 之一就是将系统阈值设为多少。假设按压时传感器的信 号变弱,如果阈值过高,有可能产生错误触发的风险。 如果阈值过低,系统可能无法检测到所有情况下的按压 信号。 请务必记住,许多人会使用这个系统。手大的用户使用 时产生的位移将会比手小的用户大。请确保设置阈值时 通过不同用户的手指接触面积进行测试,以使每个用户 都能激活传感器。 图 27: 阈值滞后 Us用er户pr按es压s 开be始gins U用se户r p按re压ss结e束nds Se传ns感or器R读ea数ding Pres按s 压Th阈re值shold Relea释se放T阈hr值eshold Se传ns感or器e进nte入rs pre按ss压ed状s态tate Se传ns感or器e进nte入rs rele释as放ed状s态tate 包络检波器 包络检波器是一种使用额外变量跟踪与传感器基线 (“平均值”)的平均偏差的解码技术。该技术对于存 在大量注入噪声的系统尤其有效。图27说明了受益于该 解码技术的系统示例。 DS00001334B_CN 第 24 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 当电容式触摸传感器上存在高注入噪声时,如果解码算 法仅仅是查找采样值的偏移,则很难进行按压检测。一 些频率的噪声也会引起按压行为,如图 28 所示。发生 这种情况时,可以创建一个包络来跟踪系统的噪声等 级,通过包络与阈值的配合使用来确定是否存在按压行 为。例 6 中给出了该解码技术的示例实现过程。 请记住,采用此技术时,Δ值是当前传感器读数与平均 值之间差值的绝对值。这意味着无论正向偏移还是负向 偏移,均会引起包络幅度增加。如果系统中不需要该特 性,可以删除代码示例中的绝对值部分。有关包络检 波器解码算法的更多信息,请参见应用笔记 AN1317 “mTouch™ Conducted Noise Immunity Techniques for the CTMU”。 例6: 包络检波器 // 速度从最快到最慢: // 2, 4, 8, 16, 32 #define SPEED 4 uint16_t envelope; uint16_t baseline; uint16_t UpdateEnvelope(uint16_t reading) { int16_t delta = baseline - reading; // 绝对值 if (delta < 0) delta = -delta; // 更新包络 envelope -= (uint16_t)(envelope/SPEED); envelope += (uint16_t)(delta); return envelope; } AN1334 图 28: 高注入噪声时的包络检波器 常见挑战 电容式触摸系统有几个常见特性。本部分中将会讨论在 应用中出现的主要问题,并介绍可能用到的解决方案。 本部分涉及的挑战和解决方案有: • 串扰 • 脉冲噪声 • 按钮不响应 • 按钮闪变 • 相反操作 常见挑战:串扰 串扰是按下一个传感器时,另一个相邻传感器发生的意 外变化。传感器之间的距离过近是产生这一不利影响的 主要原因,同时不合适的覆盖材料的厚度和相对介电常 数也会产生明显影响。 最佳选择:增加传感器的间距。 如有可能,应通过硬件设计技术,而非通过软件调整方 法减少串扰量。串扰会给覆盖层厚的系统带来更多问 题,因此减少覆盖层的厚度也是必不可少的一步。 有关串扰原因以及如何更改硬件来降低串扰的更多信 息,请参见本应用笔记的“焊盘间距”一节。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 25 页 AN1334 选择 2:调整阈值 如果以上的硬件解决方案不合适或者在具体应用中无法 使用,调整软件可能是惟一的选择。如果系统灵敏度高 于所需灵敏度,通过增加检测按压所需的偏移量来更改 阈值可能是最佳选择。 如果让传感器读数的偏移量大于系统中串扰引起的最大 偏移量,串扰就不会激活传感器。但是执行此步骤时请 记住,系统中的噪声可能会增加最大串扰偏移量,将来 可能会引起错误触发。 选择 3:采用“最大按压量”算法 此外,可以更改系统的解码算法,将每个传感器的偏移 量与其他传感器的偏移量进行比较,确定哪个偏移量是 “最大按压量”。 采用该算法会限制系统的功能。首先,由于系统总是会 选择偏移量最大的传感器,因此系统只能支持每次有一 个按压。要将此限制的影响最小化,只需将邻近的传感 器相互比较。此算法对设计的第二个限制是响应时间。 处理器需要额外的执行时间,解码过程开始前必须对所 有传感器进行扫描,这两项均会降低系统的速度。根据 具体应用的情况,是否采用上述算法需要在设计上进行 权衡。 常见挑战:脉冲噪声 脉冲噪声表现为单个读数或一小群读数,噪声引入前和 噪声消除后的读数会明显不同,脉冲噪声由噪声引起, 而非手指按压引起。如果处理不当,这些尖峰很快就会 使系统处于不稳定状态。此外,如果噪声尖峰是系统的 普遍问题,它们还会降低有效 SNR。 软件滤波器通常是解决这一问题的最简单方法。解决问 题的关键是调节滤波器以减小尖峰的影响,但不要影响 系统的响应时间。例如,如果决定采用平均值,并且只 是通过让平均值缓慢变化来最大程度降低单个读数的影 响,这确实会降低系统中的噪声尖峰。但由于现在平均 值变化十分缓慢,这样也会延长响应时间。 最佳解决方案:采用压摆率限流器滤波器。 这种情况下,无限冲激响应(IIR)滤波器的有效性不 及有限冲激响应(FIR)滤波器。由于IIR滤波器允许一 个读数在理论上无限期影响信号,因此噪声尖峰会使滤 波器变得不稳定。此时的最佳选择是使用本应用笔记软 件部分介绍的压摆率限流器滤波器(也称作“抽取滤波 器”)。只要采样率增加并根据响应时间的减小量进行 调整,采用上述滤波器就能够在对系统整体行为影响最 小的情况下,消除系统的所有脉冲噪声。 常见挑战:按钮不响应 按钮不响应是指当手指置于按钮上时传感器不会改变状 态。有两个主要的软件特性会使传感器出现不响应的情 况:阈值和去抖动值。系统中注入噪声时,传感器灵敏 度会发生变化。该变化会将灵敏度降低到无法再超越阈 值的程度。系统中增加噪声后,单个传感器读数超出可 接受范围从而无法更改状态的概率会增加。如果最大去 抖动值和噪声均很高,传感器可能永远不会做出响应。 可以通过以下几个方法解决系统中的这一问题。 最佳解决方案:调整阈值 首先,可通过修改软件使得阈值更容易超过。当噪声降 低系统的灵敏度时,如果阈值更容易超过,则会降低按 钮不响应的可能性。如果阈值因为更容易超过而在系统 中引入错误触发,则该解决方案不能作为有效的解决方 案。为了应对这种情况,要确保有足够的灵敏度,最佳 方法就是遵循本应用笔记中介绍的硬件设计准则。 选择 2:检查两个方向上是否存在位移 还有一种可能出现的情况是,在系统注入特定量的噪声 后,这些噪声使得按压行为出现相反的结果。发生这种 情况时,按下传感器会产生与预期方向相反的位移。这 种问题的解决方案就是在读数的两个方向上设置阈值。 然而,有时这并不能作为一个选择。在一些情况下,位 移方向代表一个特定事件。例如,在一些防水系统中, 沿一个方向位移代表一次按压,而沿另一个方向位移则 代表存在水。在两个方向上执行位移检查会消除该应用 中水的影响。 DS00001334B_CN 第 26 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 选择 3:使用硬件提高灵敏度 最后,如果调节阈值不能解决问题,可能需要更改硬件 来提高系统的基本灵敏度。首先,请确保在应用中遵循 所有设计准则。其次是增加传感器面积、通过分离传感 器降低串扰、减小覆盖层厚度或更改覆盖层材料。所有 这些建议均可追溯至公式 2 中的原始值,公式中定义了 电容与硬件设计之间的关系。 常见挑战:按钮闪变 术语“按钮闪变”指的是将手指置于按钮上时,传感器 快速切换状态的情况。这种情况与错误触发明显不同, 后者指的是没有手指接触时传感器就会切换状态的情 况。按钮闪变的原因与传感器不响应的原因相同。传感 器注入噪声后,其灵敏度将发生变化。如果灵敏度降低 至接近阈值的程度,噪声有时会导致读数在阈值上下跳 动。这将导致传感器快速切换状态。 最佳解决方案:实现阈值滞后 此问题最佳、最有效的解决方案是调整算法,使阈值实 现较大程度滞后。按压阈值和释放阈值分离开来能够承 受更大的系统噪声。如果灵敏度等级高,可在两个阈值 之间实现更大的滞后,从而增加系统的抗噪声性。同 样,如果两个阈值之间的滞后程度很小,系统将开始返 回单阈值特性状态,同时系统中会再次出现闪变的按 钮。为此,应将滞后和去抖动结合起来作为在应用中出 现此问题的默认解决方案。 选择 2:提高去抖动要求 缓解该问题的最简单方法是增加最大去抖动值,但是该 方法会产生有利有弊的结果。增加去抖动值将降低系统 的响应时间,同时只能降低闪变的可能性。闪变的可能 性越低,闪变就越慢,但是大多数情况下并不能完全消 除闪变。 选择 3:调整阈值 第三个选择是使阈值更易超过或通过硬件更改增加系统 的灵敏度。然而,如果系统中存在大量噪声,单凭这种 方法不足以解决问题。 AN1334 常见挑战:相反操作 在注入大量噪声的系统中会发生相反操作。噪声会使得 系统的位移方向与没有噪声时相反。如果每次按压时系 统均向下位移,则此时将向上位移。对只查找单方向位 移的系统而言,这将是一个问题。图 24 显示了查找“向 下”位移的系统如何在发生“向上”位移时进入反向操 作状态。有两个主要方法可解决这个问题。即,降低基 线速度和在基线的两个方向上设置阈值。 最佳解决方案:检查两个方向上是否存在位移 该问题更可靠的解决方案是在平均值的两个方向上设置 阈值,这样任一方向上发生位移均可以检测按压。然 而,该解决方案并不是针对所有系统都能有效。例如, 在一些设计用于潮湿环境下工作的系统中,一个方向上 发生位移意味着有手指接触,而另一个方向上发生位移 则表示受水的影响。在诸如此类的情况下,最好忽略错 误方向上产生的任何位移。最后,应基于特定应用的要 求做决定。 选择 2:调整滤波器的时间常量 降低基线速度会要求系统进入反向操作状态前,发生较 长时间的反向位移。这种方法虽然会导致在应用中注入 特定类型的噪声时按钮不响应,但仍不失为给定系统的 最佳选择。然而,只是通过缓慢变化的平均值不能解决 这一问题。如果用户将传感器按下很长时间,缓慢变化 的平均值最终将跟随手指变化,最后手指松开时,仍会 出现反向操作。在系统中使用基线时必须在性能上进行 权衡。确定环境本身使读数产生位移与手指人为使读数 产生位移之间的差异有时会很困难。 选择 3:增加系统的 VDD 如果上述方法不能解决问题,还可以增加系统翻转前必 须注入系统中的噪声量,借此增加VDD来抑制反向操作。 该选择之所以排在最后是因为增加 VDD 会导致系统中的 电流消耗更高。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 27 页 AN1334 结论 选择良好的硬件设计是可靠电容式触摸设计的基础。通 过遵循给定的设计准则,您的定制应用将具有更高的基 础 SNR,这样可以降低所需的软件开销,加速系统的总 响应时间,使系统即使在噪声环境下也能表现良好。 尽管有许多调整设计的方法可以满足特定应用的需求, 但仍在表 1中汇总了可靠系统的最佳设计供用户选择。 通过采样率抖动处理和压摆率限流器实现之类的采集技 术,可以降低通过读数引入的噪声量。通过 L 点平均数 字滤波器和低通 Butterworth 数字滤波器等滤波器,系统 可以跟踪环境变化并进一步增加信号的 SNR。最后,通 过采用阈值滞后、去抖动和“最大按压量”等特定算 法,系统甚至可以应对最少见的噪声干扰。 表1: 理想硬件设计建议 电容式触摸系统的开发应始终专注于增加传感器信号的 SNR。遵循给定的硬件建议并采用提供的软件算法将使 系统高效可靠。 有关mTouch传感的基础知识和其他更高级的主题的信息, 请访问Microchip网站http://www.microchip.com/mTouch。 按钮焊盘 形状 尺寸 焊盘间距 无特殊要求 15 x 15 mm 10 mm 覆盖层 厚度 材料 粘合剂 布线 传感器走线 串联电阻 LED/ 通信走线 < 3 mm 2.0 ≤ εr ≤ 8.0 薄、高 εr、无气泡 薄、短 CVD CTMU 避开传感器走线 4.7 - 10 kΩ 1 - 2.5 kΩ 电源 与用户共地 针对噪声的最佳 VDD 旁路电容 将灵敏度提高两倍 越高越好 所有 VDD 引脚均为 0.1 µF DS00001334B_CN 第 28 页 © 2013 Microchip Technology Inc. 请注意以下有关 Microchip 器件代码保护功能的要点: • Microchip 的产品均达到 Microchip 数据手册中所述的技术指标。 • Microchip 确信:在正常使用的情况下, Microchip 系列产品是当今市场上同类产品中最安全的产品之一。 • 目前,仍存在着恶意、甚至是非法破坏代码保护功能的行为。就我们所知,所有这些行为都不是以 Microchip 数据手册中规定的 操作规范来使用 Microchip 产品的。这样做的人极可能侵犯了知识产权。 • Microchip 愿与那些注重代码完整性的客户合作。 • Microchip 或任何其他半导体厂商均无法保证其代码的安全性。代码保护并不意味着我们保证产品是 “牢不可破”的。 代码保护功能处于持续发展中。 Microchip 承诺将不断改进产品的代码保护功能。任何试图破坏 Microchip 代码保护功能的行为均可视 为违反了 《数字器件千年版权法案 (Digital Millennium Copyright Act)》。如果这种行为导致他人在未经授权的情况下,能访问您的 软件或其他受版权保护的成果,您有权依据该法案提起诉讼,从而制止这种行为。 提供本文档的中文版本仅为了便于理解。请勿忽视文档中包含 的英文部分,因为其中提供了有关 Microchip 产品性能和使用 情况的有用信息。Microchip Technology Inc. 及其分公司和相 关公司、各级主管与员工及事务代理机构对译文中可能存在的 任何差错不承担任何责任。建议参考 Microchip Technology Inc. 的英文原版文档。 本出版物中所述的器件应用信息及其他类似内容仅为您提供便 利,它们可能由更新之信息所替代。确保应用符合技术规范, 是您自身应负的责任。Microchip 对这些信息不作任何明示或 暗示、书面或口头、法定或其他形式的声明或担保,包括但不 限于针对其使用情况、质量、性能、适销性或特定用途的适用 性的声明或担保。 Microchip 对因这些信息及使用这些信息而 引起的后果不承担任何责任。如果将 Microchip 器件用于生命 维持和 / 或生命安全应用,一切风险由买方自负。买方同意在 由此引发任何一切伤害、索赔、诉讼或费用时,会维护和保障 Microchip 免于承担法律责任,并加以赔偿。在 Microchip 知识 产权保护下,不得暗中或以其他方式转让任何许可证。 QUALITY MANAGEMENT SYSTEM CERTIFIED BY DNV == ISO/TS 16949 == 商标 Microchip 的名称和徽标组合、 Microchip 徽标、 dsPIC、 FlashFlex、 KEELOQ、 KEELOQ 徽标、 MPLAB、 PIC、 PICmicro、 PICSTART、 PIC32 徽标、 rfPIC、 SST、 SST 徽 标、 SuperFlash 和 UNI/O 均为 Microchip Technology Inc. 在 美国和其他国家或地区的注册商标。 FilterLab、 Hampshire、 HI-TECH C、 Linear Active Thermistor、 MTP、 SEEVAL 和 The Embedded Control Solutions Company 均为 Microchip Technology Inc. 在美国的 注册商标。 Silicon Storage Technology 为 Microchip Technology Inc. 在 除美国外的国家或地区的注册商标。 Analog-for-the-Digital Age、 Application Maestro、 BodyCom、 chipKIT、 chipKIT 徽标、 CodeGuard、 dsPICDEM、 dsPICDEM.net、 dsPICworks、 dsSPEAK、 ECAN、 ECONOMONITOR、 FanSense、 HI-TIDE、 In-Circuit Serial Programming、 ICSP、 Mindi、 MiWi、 MPASM、MPF、MPLAB Certified 徽标、MPLIB、MPLINK、 mTouch、 Omniscient Code Generation、 PICC、 PICC-18、 PICDEM、 PICDEM.net、 PICkit、 PICtail、 REAL ICE、 rfLAB、 Select Mode、 SQI、 Serial Quad I/O、 Total Endurance、 TSHARC、 UniWinDriver、 WiperLock、 ZENA 和 Z-Scale 均为 Microchip Technology Inc. 在美国和其他国 家或地区的商标。 SQTP 是 Microchip Technology Inc. 在美国的服务标记。 GestIC 和 ULPP 为 Microchip Technology Inc. 的子公司 Microchip Technology Germany II GmbH & Co. & KG 在除美 国外的国家或地区的注册商标。 在此提及的所有其他商标均为各持有公司所有。 © 2013, Microchip Technology Inc. 版权所有。 ISBN:978-1-62077-440-3 Microchip 位于美国亚利桑那州 Chandler 和 Tempe 与位于俄勒冈州 Gresham 的全球总部、设计和晶圆生产厂及位于美国加利福尼亚州和 印度的设计中心均通过了 ISO/TS-16949:2009 认证。 Microchip 的 PIC® MCU 与 dsPIC® DSC、KEELOQ® 跳码器件、串行 EEPROM、单片 机外设、非易失性存储器和模拟产品严格遵守公司的质量体系流程。 此外, Microchip 在开发系统的设计和生产方面的质量体系也已通过了 ISO 9001:2000 认证。 © 2013 Microchip Technology Inc. DS00001334B_CN 第 29 页 全球销售及服务网点 美洲 公司总部 Corporate Office 2355 West Chandler Blvd. Chandler, AZ 85224-6199 Tel: 1-480-792-7200 Fax: 1-480-792-7277 技术支持: http://www.microchip.com/ support 网址:www.microchip.com 亚特兰大 Atlanta Duluth, GA Tel: 1-678-957-9614 Fax:1-678-957-1455 波士顿 Boston Westborough, MA Tel: 1-774-760-0087 Fax: 1-774-760-0088 芝加哥 Chicago Itasca, IL Tel: 1-630-285-0071 Fax: 1-630-285-0075 克里夫兰 Cleveland Independence, OH Tel: 1-216-447-0464 Fax: 1-216-447-0643 达拉斯 Dallas Addison, TX Tel: 1-972-818-7423 Fax: 1-972-818-2924 底特律 Detroit Farmington Hills, MI Tel: 1-248-538-2250 Fax: 1-248-538-2260 印第安纳波利斯 Indianapolis Noblesville, IN Tel: 1-317-773-8323 Fax: 1-317-773-5453 洛杉矶 Los Angeles Mission Viejo, CA Tel: 1-949-462-9523 Fax: 1-949-462-9608 圣克拉拉 Santa Clara Santa Clara, CA Tel: 1-408-961-6444 Fax: 1-408-961-6445 加拿大多伦多 Toronto Mississauga, Ontario, Canada Tel: 1-905-673-0699 Fax: 1-905-673-6509 亚太地区 亚太总部 Asia Pacific Office Suites 3707-14, 37th Floor Tower 6, The Gateway Harbour City, Kowloon Hong Kong Tel: 852-2401-1200 Fax: 852-2401-3431 中国 - 北京 Tel: 86-10-8569-7000 Fax: 86-10-8528-2104 中国 - 成都 Tel: 86-28-8665-5511 Fax: 86-28-8665-7889 中国 - 重庆 Tel: 86-23-8980-9588 Fax: 86-23-8980-9500 中国 - 杭州 Tel: 86-571-2819-3187 Fax: 86-571-2819-3189 中国 - 香港特别行政区 Tel: 852-2943-5100 Fax: 852-2401-3431 中国 - 南京 Tel: 86-25-8473-2460 Fax: 86-25-8473-2470 中国 - 青岛 Tel: 86-532-8502-7355 Fax: 86-532-8502-7205 中国 - 上海 Tel: 86-21-5407-5533 Fax: 86-21-5407-5066 中国 - 沈阳 Tel: 86-24-2334-2829 Fax: 86-24-2334-2393 中国 - 深圳 Tel: 86-755-8864-2200 Fax: 86-755-8203-1760 中国 - 武汉 Tel: 86-27-5980-5300 Fax: 86-27-5980-5118 中国 - 西安 Tel: 86-29-8833-7252 Fax: 86-29-8833-7256 中国 - 厦门 Tel: 86-592-238-8138 Fax: 86-592-238-8130 中国 - 珠海 Tel: 86-756-321-0040 Fax: 86-756-321-0049 亚太地区 台湾地区 - 高雄 Tel: 886-7-213-7828 Fax: 886-7-330-9305 台湾地区 - 台北 Tel: 886-2-2508-8600 Fax: 886-2-2508-0102 台湾地区 - 新竹 Tel: 886-3-5778-366 Fax: 886-3-5770-955 澳大利亚 Australia - Sydney Tel: 61-2-9868-6733 Fax: 61-2-9868-6755 印度 India - Bangalore Tel: 91-80-3090-4444 Fax: 91-80-3090-4123 印度 India - New Delhi Tel: 91-11-4160-8631 Fax: 91-11-4160-8632 印度 India - Pune Tel: 91-20-3019-1500 日本 Japan - Osaka Tel: 81-6-6152-7160 Fax: 81-6-6152-9310 日本 Japan - Tokyo Tel: 81-3-6880-3770 Fax: 81-3-6880-3771 韩国 Korea - Daegu Tel: 82-53-744-4301 Fax: 82-53-744-4302 韩国 Korea - Seoul Tel: 82-2-554-7200 Fax: 82-2-558-5932 或 82-2-558-5934 马 来 西 亚 Malaysia - Kuala Lumpur Tel: 60-3-6201-9857 Fax: 60-3-6201-9859 马来西亚 Malaysia - Penang Tel: 60-4-227-8870 Fax: 60-4-227-4068 菲律宾 Philippines - Manila Tel: 63-2-634-9065 Fax: 63-2-634-9069 新加坡 Singapore Tel: 65-6334-8870 Fax: 65-6334-8850 泰国 Thailand - Bangkok Tel: 66-2-694-1351 Fax: 66-2-694-1350 欧洲 奥地利 Austria - Wels Tel: 43-7242-2244-39 Fax: 43-7242-2244-393 丹麦 Denmark-Copenhagen Tel: 45-4450-2828 Fax: 45-4485-2829 法国 France - Paris Tel: 33-1-69-53-63-20 Fax: 33-1-69-30-90-79 德国 Germany - Munich Tel: 49-89-627-144-0 Fax: 49-89-627-144-44 意大利 Italy - Milan Tel: 39-0331-742611 Fax: 39-0331-466781 荷兰 Netherlands - Drunen Tel: 31-416-690399 Fax: 31-416-690340 西班牙 Spain - Madrid Tel: 34-91-708-08-90 Fax: 34-91-708-08-91 英国 UK - Wokingham Tel: 44-118-921-5869 Fax: 44-118-921-5820 08/20/13 DS00001334B_CN 第 30 页 © 2013 Microchip Technology Inc.

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