首页资源分类电源技术开关电源 > 开关稳压电源

开关稳压电源

已有 444994个资源

下载专区

文档信息举报收藏

标    签:开关电源报告

分    享:

文档简介

开关稳压电源13年E题论文

文档预览

开关稳压电源(E题) 摘 要 本系统以Boost升压斩波电路为核心,以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器,根据反馈信号对PWM信号做出调整,进行可靠的闭环控制,从而实现稳压输出。系统输出直流电压30V~36V 可调,可以通过键盘设定和步进调整,最大输出电流达到2A,电压调整率和负载调整率低,DC-DC变换器的效率达到93.97%。能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示。 系统特色:1)输出电压反馈采用“同步采样”方式,能有效避免电压尖峰对信号检测的影响。2)采用多种有效措施降低系统的电磁干扰(EMI),增强电磁兼容性(EMC)。3)具有完善、可靠的保护功能,如:过流保护、反接保护、 欠压保护、过温保护、防开机“浪涌”电流保护等,保证了系统的可靠性。 1 方案论证 DC-DC主回路拓扑 方案一 间接直流变流电路:结构如图1-1所示,可以实现输出端与输入端的隔离,适合于输入电压与输出电压之比远小于或远大于1的情形,但由于采用多次变换,电路中的损耗较大,效率较低,而且结构较为复杂。 方案二 Boost升压斩波电路:拓扑结构如图1-2所示。开关的开通和关断受外部PWM信号控制,电感L将交替地存储和释放能量,电感L储能后使电压泵升,而电容C可将输出电压保持住,输出电压与输入电压的关系为UO=(ton+toff),通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流变流的方式实现升压,电路结构较为简单,损耗较小,效率较高。 综合比较,我们选择方案二。 控制方法及实现方案 方案一 利用PWM专用芯片产生PWM控制信号。此法较易实现,工作较稳定,但不易实现输出电压的键盘设定和步进调整。 方案二 利用单片机产生PWM控制信号。让单片机根据反馈信号对PWM信号做出相应调整以实现稳压输出。这种方案实现起来较为灵活,可以通过调试针对本身系统做出配套的优化。但是系统调试比较复杂。 在这里我们选择方案二。 系统总体框图 提高效率的方法及实现方案 1) Boost升压斩波电路中开关管的选取:电力晶体管(GTR)耐压高、工作频率较低、开关损耗大;电力场效应管(Power MOSFET)开关损耗小、工作频率较高。从工作频率和降低损耗的角度考虑,选择电力场效应管作为开关管。 2) 选择合适的开关工作频率:为降低开关损耗,应尽量降低工作频率;为避免产生噪声,工作频率不应在音频内。综合考虑后,我们把开关频率设定为20kHz。 3) Boost升压电路中二极管的选取:开关电源对于二极管的开关速度要求较高,可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。与快速恢复二极管相比,肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短的优点,但反向耐压较低,多用于低压场合。考虑到降低损耗和低压应用的实际,选择肖特基二极管。 4) 控制电路及保护电路的措施:控制电路采取超低功耗单片机MSP430,其工作电流仅280μA;显示采取低功耗LCD;控制及保护电路的电源采取了降低功耗的方式,具体实现见附录图2,单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电。 2 电路设计与参数计算 2.1 Boost升压电路器件的选择及参数计算 Boost升压电路包括驱动电路和Boost升压基本电路,如图2-1所示。 2.1.1 开关场效应管的选择 选择导通电阻小的IRF540作为开关管,其导通电阻仅为77mΩ(VGS=10V, ID=17A)。IRF540击穿电压VDSS为55V ,漏极电流最大值为28A(VGS =10 V, 25°C),允许最大管耗PCM可达50W,完全满足电路要求。 2.1.2 PWM驱动电路器件的选择 单片机I/O口输出电压较低、驱动能力不强,我们使用专用驱动芯片IR2302。其导通上升时间和关断下降时间分别为130 ns和50 ns,可以实现电力场效应管的高速开通和关断。IR2302还具有欠压保护功能。 2.1.3 肖特基二极管的选择 选择ESAD85M-009型肖特基二极管,其导通压降小,通过1 A电流时仅为0.35V,并且恢复时间短。实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联。 2.1.4 电感的参数计算 1) 电感值的计算: 其中,m是脉动电流与平均电流之比取为0.25,开关频率f=20 kHz,输出电压为36V时,LB=527.48μH,取530μH。 2) 电感线径的计算:最大电流IL为2.5A,电流密度J取4 A/mm2,线径为d,则由得d=0.892 mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应,制作中采取多线并绕方式,既不过流使用,又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积的减小。 2.1.5 电容的参数计算 其中,ΔUO为负载电压变化量,取20 mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465μF,取为2000μF,实际电路中用多只电容并联实现,减小电容的串联等效电阻(ESR),起到减小输出电压纹波的作用,更好地实现稳压。 2.2 输出滤波电路的设计与参数计算 (见附录) 2.3 控制电路的设计与参数计算 单片机根据电压的设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号的占空比,实现稳压输出,同时,单片机与采样电路相结合,将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等措施,并实现输出电压、输出电流和输入电压的测量和显示。 PWM信号占空比 当U2=15V,UO=36V时,UIN=1.2*U2-2V=16V, 最大值DMAX=0.556; 当U2=21V,UO=30V时,UIN=1.4*U2-2V=27.4V,最小值DMIN=0.087 系统对于单片机A/D采样精度的要求:题目中最高的精度要求为0.2%,欲达到这一精度,A/D精度要达到1/500,即至少为9位A/D,MP430内置A/D为12位,只要合理设定测量范围,完全可以达到题目的精度要求。 保护电路的设计与参数计算 2.4.1 过流保护 (共三级) 1) 输入过流保护 在直流输入端串联一支保险丝(250V,5A),从而实现过流保护。 2) 输出过流保护 输出端串接电流采样电阻RTEST2,材料选用温漂小的康铜丝。电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样。过流故障解除后,系统将自动恢复正常供电状态。 3) 逐波过流保护 逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测,过流时强行关断,防止场效应管烧坏。具体实现电路见附录图5(a)。考虑到MOS管开通时的尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作,加入如附录图5(b)所示电路。 2.4.2 反接保护 反接保护功能由二极管和保险丝实现,电路如附录图3(a)。 2.4.3 过热保护 通过热敏电阻检测场效应管的温度,温度过高时关断场效应管。 2.4.4 防开机“浪涌”保护 用NTC电阻实现了对开机浪涌电流的抑制,见附录图3(a)。 2.4.5 场效应管欠压保护 利用IR2302的欠压保护功能,对其电源电压进行检测,使场效应管严格工作在非饱和区或截止区,防止场效应管进入饱和区而损坏。 数字设定及显示电路的设计 分别通过键盘和LCD实现数字设定和显示。键盘用来设定和调整输出电压;输出电压、输出电流和输入电压的量值通过LCD显示。电路接口见附录。 效率的分析及计算 (U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A) DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V,信号占空比D≈1-UIN/UO=0.456, 输入电压有效值IIN=IO/(1-D)=3.676A, 输出功率PO=UO*IO=72 W 下面计算电路中的损耗P损耗: 1) Boost电路中电感的损耗: 其中,DCR1为电感的直流电阻,取为50 mΩ,代入可得PDCR1=0.68 W 2) Boost电路中开关管的损耗 开关损耗 PSW=0.5*UIN*IIN(tr+tf)*f 其中,tr是开关上升时间,为190ns,tf是开关下降时间,为110ns,f是开关频率,为20 kHz,代入可得 PSW=0.2160 W 导通损耗 其中,导通电阻RDSON=77 mΩ,电流感应电阻RSNS取0.1 Ω,代入得PC=1.23 W 3) 肖特基二极管的损耗 流过二极管的电流值与输出电流I0相等,则二极管损耗 其中,IO=2 A,取二极管压降VD为0.35 V,代入可得PD=0.7 W 4) 两只采样电阻上的总损耗为0.9 W (计算过程见附录2) 其他部分的损耗约为0.8 W,具体计算过程见附录2。 综上,电路中的总损耗功率P损耗=4.5W DC-DC变换器的效率η= PO /(PO+P损耗)=94% 系统特色: 1.输出电压反馈采用“同步采样”方式,有效地避免了电压尖峰对信号检测的影响。软件滤波可降低毛刺干扰,但不能从根本上减小干扰。 “同步采样”法是根据开关毛刺的可预测性(集中在开关瞬间,持续时间不超过2μS),在开关管动作后2μS再采样,避免采到毛刺,提高了反馈信号的准确度和稳定度。 2.采用多种措施降低系统的电磁干扰(EMI),如:开关频率较低,降低了EMI;单片机内部的时钟源-压控震荡器(DCO)采用了‘抖频’技术,使EMI能量分散在各个频率点上,降低了EMI的峰值;产生PWM信号时也使用了‘抖频’技术,即实现了用较少位数的PWM产生较多的控制阶数,又减少了EMI。 3.具有多重保护措施,保证了系统的高可靠性。 3 软件设计 (主要流程图如图3-1所示) 程序说明:本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM的占空比,实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误的判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它的反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定的工作。 4 系统测试及结果分析 4.1 测试使用的仪器 (如表4.1所示) 表4.1 测试使用的仪器设备 序 号 名称、型号、规格 数量 备注 1 FLUKE 15B 万用表 4 美国福禄克公司 2 TDGC-2接触调压器(0.5KVA) 1 上海松特电器有限公司 3 KENWOOD CS-4125 示波器 1 带宽20MHz 4.2 测试方法 (连接如图4-1所示) 4.3 测试数据 4.3.1 电压调整率SU测试 (测试条件:IO=2A,UO=36V) U2=15V时,UO1=35.98V;U2=21V时,UO2=36.13V。 电压调整率SU=(UO2-UO1)/UO1=0.42%。 4.3.2 负载调整率SI测试 (测试条件:U2=18V,UO=36V) IO=0A时,UO3=36.29V;IO=2A时,UO4=36.04V。 负载调整率SI=(UO3-UO4)/UO3=0.69%。 4.3.3 DC-DC转换器效率η测试(测试条件:IO=2A,UO=36V,U2=18V) UIN=19.5V,IIN=3.88A;UO=36.00V,IO=1.975A。 DC-DC转换器效率η=UOIO/UINIIN=93.97%。 4.4 测试结果分析 4.4.1 测试数据与设计指标的比较 (如表4.2所示) 表4.2测试数据与设计指标的比较 测试项目 基本要求 发挥要求 电路测试结果 输出电压可调范围 30V-36V 实现 最大输出电流 2A 实现 电压调整率 ≤2% ≤0.2% 0.42% 负载调整率 ≤5% ≤0.5% 0.69% 输出噪声电压峰峰值 ≤1VPP 1.8 VPP DC-DC变换器效率 ≥70% ≥85% 93.97% 过流保护 动作电流 2.5±0.2A 故障排除后自动恢复 动作电流2.53A, 可以自动恢复。 输出电压设定和步进调整 步进1V,测量和显示电压电流 实现,步进可达0.1V。 其他 完整可靠的保护电路 4.4.2 产生偏差的原因 1) 对效率等进行理论分析和计算时,采用的是器件参数的典型值,但实际器件的参数具有明显的离散性,电路性能很可能因此无法达到理论分析值。 2) 电路的制作工艺并非理想的,会增加电路中的损耗。 4.4.3 改进方法 1) 使用性能更好的器件,如换用导通电阻更小的电力MOS管,采用低阻电容。 2) 使用软开关技术,进一步减小电力MOS管的开关损耗; 3) 采用同步式开关电源的方案,用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗; 4) 优化软件控制算法,进一步减小电压调整率和负载调整率。 5 结论 本电路结构简单,功能齐全,性能优良,除个别指标外均达到并超过了题目要求。保护电路完善,使用更安全。使用同步采样技术和多种抗EMI技术使得本电路更加环保。 由于时间紧张,任务较为繁重,本电路尚有不足之处,如输出纹波偏大等。这些都是以后我们努力和改进的方向。 附录1 电路原理图 附录 2 效率计算完整过程 电路中的主要损耗已在正文中进行了计算,下面给出其他部分损耗的计算过程: 1. Boost电路中电容的损耗 输出电流有效值 代入数据得 IO-RMS=2.069 A 而电容的损耗 等效串联电阻ESR取为10 mΩ,代入得PCO1=0.0428 W 2. 输出滤波电路的损耗: 1) 电容的损耗 计算方法与求PCO1相同,可求得PCO2=0.0428 W 2) 电感的损耗 其中,DCR2为电感的直流电阻,取为50 mΩ,又IO=2A, 代入可得PDCR2=0.20 W 3. PWM驱动部分的损耗 1) 驱动芯片IR2302的静态损耗为12 mW(可忽略) 2) IR2302驱动电路的动态损耗 其中,导通控制电压UGSON=12V,场效应管输入电容CQON=1.7 nF, f=20 kHz,代入计算得 P驱动=2.45 mW(可忽略) 由于设计实现时较多的考虑到降低功耗,控制电路和检测保护电路功耗都较小,总体估算为0.5 W。 4. 过流保护采样电阻上的损耗 其中,IO=2A,RTEST2=0.09Ω,代入可得 PRTEST2=0.36 W 5. 逐波过流保护采样电阻上的损耗 其中,采样电阻RTEST1=0.087Ω,代入数据计算可得PRTST1=0.536 W 附录 3 输出滤波电路的设计与参数计算 为了降低纹波,采用LC低通滤波器,取截止频率fL=200 Hz,电容取470μF, 由 可得 代入得L=215.80 μH,取220μH

Top_arrow
回到顶部
EEWORLD下载中心所有资源均来自网友分享,如有侵权,请发送举报邮件到客服邮箱bbs_service@eeworld.com.cn 或通过站内短信息或QQ:273568022联系管理员 高员外,我们会尽快处理。