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    标    签:电力电子

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    研究生电力电子专业基础必备

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    现代电力电子技术基础 赵良炳  编著 清华大学出版社 ( 京) 新登字 158 号 内  容  简  介     本书是一本从应用观点出发, 简明扼要阐述现代电力电子学基础知识的专门书籍。本书以自关断器 件及其电路为主, 深入浅出地介绍了现代场控器件的工 作原理、特性及其应用 技巧; 论 述了各种典 型电 能变换电路的工作原理、波形分析及定量计算; 同时还就当代电力电子学界感 兴趣的诸问题—— 抑制网 侧电流谐波、改善网侧功率因数、逆变器输出功率和波形控制、谐振开关技术、谐振环逆变 器以及电力电 子装置的可靠性和电磁兼容性等, 结合科研实践, 做了比较全面和深入的讨论, 以拓宽读者的思路。 本书可供高等院校有关电力电子专业的大学生和研究生作为教材和参考 书, 也可供科研单位、高新 技 术 公司 等 专 门 从 事 电 力 电 子 技 术工 作 的 广 大 科 技 人 员 和 工 程技 术 人 员 使 用 。     版权所有, 翻印必究。 本书封面贴有清华大学出版社激光防伪标签, 无标签者不得销 售。   图书在版编目( CIP) 数据   现代电力电子技术基础/ 赵良炳编著. —北京: 清华大学出版社, 1995   ISBN 7-302-01787-5   Ⅰ. 现 …  Ⅱ . 赵 …   Ⅲ . ① 电 力 系 统-基 础 理 论 ② 电 子 技 术-基 础 理 论   Ⅳ. ① T M 71 ② T N 02   中国版本图书馆 CIP 数据核字 ( 95) 第 02291 号 出版者: 清华大学出版社 ( 北京清华大学校内, 邮编 100084) 印刷者:           印刷厂 发行者: 新华书店总店北京科技发行所 开  本: 787× 1092 1/ 16  印张: 12.25  字数: 291 千字 版  次: 1995 年 4 月 第 1 版  1995 年 4 月 第 1 次印刷 书  号: ISBN 7-302-01787-5/ T M ·20 印  数: 00001—00000 定  价:       元 前    言     利用 60 年代发展起来的晶闸管以及 70 年代取得迅速进展的自关断器件( 巨型晶体 管和可关断晶闸管)构成的电力电子装置和系统, 在消除网侧电流谐波, 改善网侧功率因 数, 逆变输出波形控制, 减少环境噪声污染, 进一步提高电能利用率、降低原材料消耗以及 提高系统的动态性能等方面都遇到了困难, 即使勉强地加以处理, 技术上也显得非常复杂 和麻烦。究其原因, 最主要的限制因素是上述器件的工作频率低下, 控制不便, 因而都无法 方便地实施 20k Hz 高 频调制技术。也就 是说, 利 用传统的低频电力 电子技术处理电 能变 换问题不是一种理想的办法。 80 年代急 速兴起 的场控自 关断器 件( 绝 缘栅双 极型晶 体管、静电 感应 晶体管 和晶 闸 管、功率场效 应晶体 管和 M OS 栅 控晶闸管 ) 都 是集高 频、高压 和大电 流于 一身的 性能 优 越的电压控制器件。它的出现改变了人们长期以来以低频技术处理问题的习惯, 转入到以 高频技术处理电力电子技术问题的阶段, 即进入现代电力电子学发展的时期。电力电子学 这一新进展, 为下列问题提供了技术保证: (1) 网侧和输出侧的谐波得到了有效的改善; (2) 网侧功率因数可方便地实施接近 1 的控制; (3) 进一步提高装置的效率; (4) 加快电力电子系统的动态响应; (5) 大幅度地降低原材料消耗和减少设备的占地面积; (6) 有效地控制环境噪声污染。 也就是说, 以高频技术处理问题的现代电力电子学将使人们进入电能变换, 特别是频 率变换能更加自由控制的时代, 并充分发挥其节约电能、降低原材料消耗以及提高装置运 行性能的作用, 从而进一步扩展了它的应用范围。因此, 可以预言, 现代电力电子技术和装 置将成为跨世纪的主导技术和主流产品。 正是基于上述 考虑, 特编 写本书, 以便为 读者了解、学习 和研究 现代电力 电子学提 供 一本比较实用的基础书籍。本书从应用现代电力电子学的观点出发, 以自关断器件及其电 路为主, 简明扼要地阐明 了现代电力电子 器件的 工作原理、特点 及其应 用技巧; 论述了 各 种典型的电力电子变换电路的工作原理及其分析方法。同时本书还比较系统地介绍了人 们 非 常 感 兴 趣 的 国 内 外 学 者 在 抑 制 网 侧 电 流 谐 波 、改 善 网 侧 功 率 因 数 、逆 变 器 输 出 功 率 和 波形的控制、谐振开关技 术和谐振环逆变 器以及有 关装置的 可靠性 和电磁兼 容性等方 面 的研究成果, 作为读者进一步深入研究的参考。 本书共分七章。第一章从应用的观点出发, 简明扼要地阐明了场控器件的工作原理和 特点; 第二章介绍了传统的相控整流电路, 并在分析其缺点的基础上, 讨论了抑制和消除 电力公害的方法和措施; 第三章介绍 AC/ AC 变换原理; 第四章着重阐述了自关断器件构 成的典型逆变电路的工作原理及其输出功率和波形的控制原理和方法; 第五章介绍了四 ·Ⅰ· 种典型 DC/ DC 变换电路、错位斩波技术 以及避免共振的 原理; 第六 章比较详细地介 绍了 硬开关( PW M ) 、软开关和软开关 PW M 概念, 谐振开关的基本原理及其进展, 谐振环逆变 器原理及其应用前景。最后一章从可靠性观点出发, 介绍可靠性和电磁兼容性的基本知识 和设计原则, 同时还就同 可靠性有关的器 件应用 技巧、驱动电路 设计考 虑、缓 冲电路和 保 护电路等问题进行了讨论。 最后, 我要对本书出版给予大力帮助和支持的清华大学出版社和本书的责任编辑表 示衷心的感谢。我还要感谢帮助我绘图的亲人和所有其他同志。 作  者      1994 年 2 月于清华园 ·Ⅱ· 目    录 第一章  电力半导体器件的基本原理、特性及参数 ……………………………………… 1 1.1  电力半导体器件发展史及评述 ………………………………………………… 1 1.2  半导体整流器 …………………………………………………………………… 3     1.2.1  结型整流管 ……………………………………………………………… 3     1.2.2  其它类型的整流管 ……………………………………………………… 7 1.3  双极型晶体管 …………………………………………………………………… 7     1.3.1  晶体管工作原理及静态输出特性 ……………………………………… 7     1.3.2  晶体管开关工作状态 …………………………………………………… 9     1.3.3  二次击穿和安全工作区………………………………………………… 11     1.3.4  晶体管的电压参数说明………………………………………………… 15     1.3.5  晶体管的主要参数……………………………………………………… 15 1.4  逆阻型晶闸管及其派生器件…………………………………………………… 16     1.4.1  晶闸管的工作原理及静态特性………………………………………… 16     1.4.2  晶闸管的开关过程及动态参数………………………………………… 19     1.4.3  晶闸管的 di/ dt 耐量及工作寿命 ……………………………………… 21     1.4.4  逆阻型晶闸管的参数…………………………………………………… 21     1.4.5  有关晶闸管派生器件的说明…………………………………………… 22 1.5  功率场效应晶体管( V DMO S) ………………………………………………… 27     1.5.1  VDM OS 工作原理及静态输出特性 …………………………………… 27     1.5.2  VDM OS 管的电容 ……………………………………………………… 29     1.5.3  VDM OS 管的栅电荷曲线 ……………………………………………… 30     1.5.4  VDM OS 管的参数及安全工作区 ……………………………………… 32 1.6  绝缘栅双极型晶体管( IGBT ) ………………………………………………… 32     1.6.1  IGBT 的工作原理及静态输出特性 …………………………………… 32     1.6.2  IGBT 的参数特点 ……………………………………………………… 33     1.6.3  IGBT 的过载能力 ……………………………………………………… 36 1.7  M OS 栅控晶闸管( MCT ) ……………………………………………………… 39     1.7.1  M CT 工作原理 ………………………………………………………… 39     1.7.2  M CT 的特点 …………………………………………………………… 41     1.7.3  M CT 和 IGBT 的性能比较 …………………………………………… 42 1.8  静电感应晶闸管( SIT H ) 和晶体管( SIT ) …………………………………… 43     1.8.1  静电感应器件工作原理………………………………………………… 43 ·Ⅲ·     1.8.2  SIT H 和 SIT 的静态特性 ……………………………………………… 44     1.8.3  静电感应器件的动态性能……………………………………………… 45 思考与练习一 ………………………………………………………………………… 45 第二章  AC/ DC 变换技术………………………………………………………………… 48 2.1  AC/ DC 变流器的分类 ………………………………………………………… 48 2.2  单相半波整流电路……………………………………………………………… 48     2.2.1  不可控整流电路………………………………………………………… 48     2.2.2  可控整流电路…………………………………………………………… 50 2.3  单相全波可控整流电路………………………………………………………… 55     2.3.1  单相半控桥式整流电路………………………………………………… 55     2.3.2  单相全控桥式整流电路………………………………………………… 57     2.3.3  有源逆变………………………………………………………………… 59     2.3.4  单相双重变流器………………………………………………………… 59 2.4  三相 AC/ DC 变流器 …………………………………………………………… 62     2.4.1  三相半波可控整流电路………………………………………………… 63     2.4.2  换相重叠 —— 电源变压器漏感的影响………………………………… 64     2.4.3  三相半控桥式整流电路………………………………………………… 66     2.4.4  三相全控桥式整流电路………………………………………………… 69     2.4.5  三相双重变流器………………………………………………………… 71 2.5  高频整流问题…………………………………………………………………… 74     2.5.1  概述……………………………………………………………………… 74     2.5.2  影响高频整流效率的几个问题………………………………………… 74 2.6  相控整流电路的主要性能指标………………………………………………… 75 2.7  电力公害及其改善措施………………………………………………………… 77     2.7.1  简述……………………………………………………………………… 77     2.7.2  网侧电流谐波的抑制技术……………………………………………… 78     2.7.3  改善功率因数的措施…………………………………………………… 80 思考与练习二 ………………………………………………………………………… 84 第三章  AC/ AC 变换技术………………………………………………………………… 87 3.1  逆阻型晶闸管的关断问题……………………………………………………… 87 3.2  AC/ AC 变换的工作原理 ……………………………………………………… 89     3.2.1  工作原理………………………………………………………………… 89     3.2.2  α调制工作方式的实现 ………………………………………………… 91 3.3  AC/ AC 变换器典型电路 ……………………………………………………… 92     3.3.1  三脉波单相负载 AC/ A C 变换器 ……………………………………… 92     3.3.2  三脉波和六脉波三相负载 AC/ A C 变换器 …………………………… 95 ·Ⅳ·     3.3.3  AC/ AC 变换器的控制原理 …………………………………………… 96 思考与练习三 ………………………………………………………………………… 98 第四章  DC/ AC 变换技术………………………………………………………………… 99 4.1  概述及逆变器分类……………………………………………………………… 99     4.1.1  概述……………………………………………………………………… 99     4.1.2  逆变器的分类 ………………………………………………………… 100     4.1.3  逆变器的波形参数指标 ……………………………………………… 101 4.2  基本的逆变电路 ……………………………………………………………… 101     4.2.1  单相半桥式逆变电路( 电压型) ……………………………………… 101     4.2.2  单相桥式逆变电路( 电压型) ………………………………………… 103 4.3  谐振( 负载) 式逆变电路 ……………………………………………………… 104     4.3.1  概述 …………………………………………………………………… 104     4.3.2  电压型串联谐振式逆变电路 ………………………………………… 105     4.3.3  电流型并联谐振式逆变电路 ………………………………………… 109     4.3.4  有关问题的讨论 ……………………………………………………… 112 4.4  三相逆变电路 ………………………………………………………………… 115     4.4.1  概述 …………………………………………………………………… 115     4.4.2  电压型三相桥式逆变电路 …………………………………………… 116     4.4.3  电流型三相桥式逆变电路 …………………………………………… 118     4.4.4  SCR 三相逆变电路 …………………………………………………… 119 4.5  时间分割逆变电路 …………………………………………………………… 121 4.6  逆变器输出参数及谐波的控制 ……………………………………………… 123     4.6.1  概述 …………………………………………………………………… 123     4.6.2  逆变器输出电压的控制 ……………………………………………… 124     4.6.3  逆变器输出功率的控制 ……………………………………………… 128     4.6.4  逆变器输出谐波的控制 ……………………………………………… 130 思考与练习四………………………………………………………………………… 132 第五章  DC/ DC 变换技术 ……………………………………………………………… 136 5.1  基本斩波器的工作原理 ……………………………………………………… 136 5.2  Buck 电路 ……………………………………………………………………… 140 5.3  Boos t 电路 …………………………………………………………………… 142 5.4  Buck-Boost 电路 ……………………………………………………………… 144 5.5  Cuk 电路 ……………………………………………………………………… 145 5.6  晶闸管斩波电路 ……………………………………………………………… 148 5.7  有关输入滤波问题 …………………………………………………………… 150 5.8  斩波器的电路结构 …………………………………………………………… 153 ·Ⅴ· 思考与练习五………………………………………………………………………… 154 第六章  谐振开关技术…………………………………………………………………… 155 6.1  概述 …………………………………………………………………………… 155 6.2  器件的损耗 …………………………………………………………………… 156     6.2.1  典型的开关损耗 ……………………………………………………… 156     6.2.2  Buck 电路中器件的开关损耗 ………………………………………… 157 6.3  谐振开关式 DC/ DC 变换器 ………………………………………………… 158     6.3.1  谐振开关技术 ………………………………………………………… 158     6.3.2  零电流准谐振开关电路( ZCS-QR C) ………………………………… 158     6.3.3  零电压准谐振开关电路( ZV S-QR C) ………………………………… 160     6.3.4  零电压多谐振开关电路( ZV S-M RC) ……………………………… 161 6.4  谐振开关技术的发展 ………………………………………………………… 162 思考与练习六………………………………………………………………………… 169 第七章  电力电子装置及系统的可靠性………………………………………………… 170 7.1  概述 …………………………………………………………………………… 170     7.1.1  可靠性的基本概念 …………………………………………………… 170     7.1.2  常用的可靠性指标 …………………………………………………… 170     7.1.3  关于寿命试验的说明 ………………………………………………… 174 7.2  提高变流装置及系统可靠性的几个问题 …………………………………… 175     7.2.1  正确使用电力电子器件 ……………………………………………… 175     7.2.2  电磁兼容性与可靠性的关系 ………………………………………… 181     7.2.3  变流装置及系统的保护 ……………………………………………… 184 思考与练习七………………………………………………………………………… 185 参考文献…………………………………………………………………………………… 187 ·Ⅵ· 第一章  电力半导体器件的基本原理、特性及参数 电力半导体器件是构成各种电力电子电路的三大核心元件( 开关器件、电感和电容元 件) 中最为关键的器件。这些开关器件性能的优劣可在很大程度上决定电力电子设备的技 术经济指标。在确定了主电路形式和控制方式之后, 设计者就需把精力集中到合理选用电 力半导体器件上。为此, 设计者应对开关器件的基本工作原理、外部影响因素、器件的特性 及参数等有比较全面和深入的理解。否则, 设计出来的电路将很难达到预期目的。 本章将针对目前主要的开关器件(特别是场控自关断器件) 进行深入浅出的阐述, 以 便为读者学习本书和今后深造打下基础。 1.1  电力半导体器件发展史及评述 50 年代初期, 普通 的 整流 器( semiconductor rect ifier—SR ) 已 获得 应用, 实际 上已 开 始取代汞弧整流器。这是因为它的正向通态压降( 1V 左右) 远比汞弧整流器的( 10~20V ) 小得多, 从而大大提高 了整流电路的效 率。普通整流器通常 应用于 400Hz 以下的整流 电 路中。随着中频( 10kH z 以下) 和高频( 10kH z 以上) 整流应用的开展, 人们又开发出快恢复 整流器以及适合于低压高频整流应用的肖特基整流管。这些快速整流器件的诞生, 都是围 绕着缩短整流器的正反向恢复时间, 即降低整流器的开关损耗为目的进行研究所获得的 结果。为了进一步减少高频低压开关电源中开关器件的损耗, 80 年代中后期, 同步整流器 也应运而生。 1957~1958 年期间, 美国研 制出世界上第一只 普通( 400Hz 以 下) 的反向 阻断型可 控 硅( sillicon cont rolled rect ifier—SCR ) , 后称晶闸管( th yris tor ) 。经过 60 年代的工艺完善 和应用开发, 到了 70 年代, 晶闸管已形成了从低压小电流到高压大电流的系列产品。在这 期 间, 世 界 各 国 同时 还 研 制 出 一 系 列 晶 闸 管 派 生 器 件, 如 不 对 称 晶 闸 管 ( asymmet rical t hyrist or— ASCR ) 、逆 导 晶 闸 管 ( revers e-conduct ing thyrist or —R CT ) 、双 向 晶 闸 管 ( T R IAC) 、门极辅助 关断晶 闸管 ( gate-assis ted turn -off t hyristor—GAT T ) 、光控 晶闸 管 ( light -activat ed s illicon con trolled rectifier—L ASCR ) 以及 在 80 年代 迅速 发展起 来的 可 关断 晶 闸 管 ( gat e-t urn-off t hyrist or—GT O ) 。 这 些 器 件 的 绝 大 多 数 主 要 应 用 在 低 频 ( 400Hz 以下) 领 域, 如高压直 流输电、静止 无功补偿、电解 和电镀、大容 量同步电 机启动、 交 流 调 功 、低 频 静 止 变 频 器 以 及 交 直 流 电 机 调 速 等 。有 的 器 件 通 过 缩 短 少 子 寿 命 和 设 计 合 理的门极图形, 使其工作频率提高到数千赫至 20kHz( 快速晶闸管和高频晶闸管) , 主 要用 于 20kHz 以 下中 高频 领 域, 如中 高频 感应 加热、甚低 频晶 闸管 发 射机 电 源、长 波通 信 电 源、电火花加 工电源、中频 X 射线 机电源、中频 逆变式 整流 焊机、超声 清洗 电源以 及小 型 轻量化电源等。由晶闸管及其派生器件所构成的各种电力电子装置在工业应用中主要解 决了传统的电能变换装置中所存在的能耗大和装置笨重的问题, 因此电能的利用率大大 · 1· 地提高了, 同时也使工业噪声得到一定程度的控制。但因晶闸管类型器件中, 多数是换流 型器件, 其工作频率又比较低, 致使脉宽调制(PWM) 技术难以很好的实施, 即使勉强实 施, 也带来电路复杂化和滤波困难等问题。因此, 通常由其组成的装置出现网侧谐波成分 高以及功率因数恶化的弊病, 引起了所谓“电力公害”。 自 1948 年美国贝尔实验 室发明第 一只晶 体管以来, 经过 20 多年的努 力, 到 了 70 年 代, 用于电力变换的晶体管已进入工业应用阶段。最近 10 年, 研究人员又在工艺改进、晶 体管模块化以及驱动电路集成等方面进行了许多研究, 使得晶体管的性能变得更好, 应用 起来也更加方便, 它被广泛地应用于数百千瓦以下功率的电路。功率晶体管的工作频率比 晶闸管 高, 达 林顿功率 晶体管 可工作在 10kH z 以下, 非达 林顿 功率晶 体管 的工作 频率 高 于 20kH z。这 样, PW M 技术在晶体管变 换电路中得到了 广泛的应用, 并促使装置性 能的 进一 步提高和 传统直 流电源装 置的革新, 出 现了所谓“20 千 周革命”, 直流 线性调 整电 源 迅速地被 20kHz 开关电源所取代。目前 100kH z 晶体管开关电源也已商用化。同时, 晶体 管还被广 泛地应用于中小 功率电机变 频调速、不间 断电源( U PS) 、激光 电源、功率超声 电 源 、电 磁 灶 、高 频 电 子 镇 流 器 、中 高 频 静 止 变 频 器 等 。 但 因 功 率 晶 体 管 存 在 着 二 次 击 穿 、不 易并联以及开关频率仍然偏低等问题, 它的应用面受到了限制。 70 年代 后期, 功率场效 应管( power M OSFE T ) 开始进 入实用阶 段, 这标志着 电力 半 导体器件在高频化进程中的一次重要进展。进入 80 年代, 人们又在降低器件的导通电阻、 消除寄生效应、扩大电压和电流容量以及驱动电路集成化等方面进行了大量的研究, 取得 了很大的进展。功率场效应管中应用最广的是电流垂直流动结构的器件( VDM OS) 。它具 有工作频率高( 几十千赫至数百千赫, 低压管可达兆赫) 、开关损耗最小、安全工作区宽( 几 乎不存在二次击穿问题) 、漏极电流为负温度特性( 易并联) 、输入阻抗高等优点, 是一种场 控自关 断器件, 是目 前高频化 电力电 子技 术赖以 发展 的主 要器件 之一。 100A / 1000V 的 V DMO S 已 商用 化, 研 制 水平 达 250A / 1000V , 其电 流 容 量还 有 继续 增 大 的 趋势。 由 于 VDMOS 器件的开 关损耗远 比晶体管 小得多, 由其 构成的开 关电源 的工作频 率迅速地 提 高到数百千赫。500kHz 的 VDM OS 开关电源已投放市场。在采用谐振开关技术时, 其开 关频率 可进一步 提高到 数兆赫至 几十兆赫, 这 时效率大 于 80% , 出现 了功 率密度 达到 每 立方英寸 30~50W 的所谓“卡片式”开关电源, 引起了空间站电源、宇航电源、计算机 电源 以及智能化仪表电源等超小型化的变革。尽管 VDMOS 器件的开关速度非常快, 但其导 通电阻却与 U2 . 5 成正比, 这就限制了它在高频中、大功率领域的应用。 80 年代电力电子器件较为引人注目的成就之一就是开发出双极型复合器件。研制复 合器件的主要目的是实现器件高压、大电流参数同其动态参数之间最合理的折衷, 使其兼 有 M OS 器件 和双 极型 器 件的 突出 优点, 从 而 产生 出较 为理 想的 高 频、高压 和 大电 流 器 件。目 前被 认为 最有发 展前 途的复 合器 件是 绝缘栅 双极 型晶体 管 IGBT ( ins ulat ed gat e b ipolar t ransis tor ) 和 M OS 栅控晶闸管 M CT ( M OS cont rolled thyrist or) 。IGBT 于 1982 年 在 美 国 率 先 研 制 出 样 品, 1985 年 开 始 投 产。 目 前 研 制 水 平 为 1500A / 2000V , 360A / 1700V , 1200A / 1600V 模 块已投放市场。M CT 是 80 年代后 期出现 的另一种 比较理想 的 器件, 目前研制水平为 300A / 2000V , 1000A / 1000V , 最高电压达 3000V。GE 公司的 50~ 100A / 1000V M CT 已投入市场。这两种器件均为场控器件, 其工作频率都超过 20kHz。它 ·2· 们的出现为工业应用领域的高频化开 辟了广阔的前景。IGBT 有取代 GT R 和 M OSF E T 的趋势, 而 M CT 有取代 SCR 和 GT O 的趋势, 至 少在比较 广泛的应 用范围 内是这 样的。 这两种器件都 可以应用于 中、高 频感应加 热、高 精度变 频调速、U PS、开 关电源、高频逆 变 式整流 焊机、超声电源、高 频 X 射 线机电源、高 频调制 整流 电源以 及各 种高 性能、低损 耗 和低噪声的场合。 80 年 代期 间发 展起来 的静 电感应 晶体 管 SIT ( s tat ic induction t ransis tor ) 和 静电 感 应晶 闸管 SIT H ( stat ic induction th yris tor) 是利用 门极电 场改 变空间 电荷 区的宽 度来 开 闭电流通道 的原理制成的器 件。SIT 是单极 型器件, SIT H 是双 极型器 件, 它 们都具有 高 压、大电流和高频同时兼备的特点, 也是工业高频应用领域中很有发展前途的器件。利用 SIT 器件制成的 200kW / 200kHz 感应加热电源已经问世。 总之, 80 年代飞 速发展起 来的场 控器件为 90 年 代的 电力 电子电 路和 装置的 研制 开 发转入“高频场控换流”的轨道创造了极为有利的条件。对于电力电子技术来说, 这种转变 是一次重大的技术突破, 具有深远的意义。 80 年代 另 一重 要的 发展 是高 压 功率 集成 电路 ( H VIC) 和 智能 功 率集 成 电路 ( smart power IC) 的研制和开发。它问世于 80 年代中期, 现已展现出极其诱人的应用前景。它们 是在制造过程中, 将电力电子电路同微电子电路一起集成在一个芯片上或是封装在一个 模块内产生的。它们是电力电子同微电子技术紧密结合的产物, 是今后微型化电力电子装 置发展的方向。这两种功率集成电路的差别在于, 前者的电路比较简单, 功能单一; 而后者 的电路较复杂, 功能多样化, 同时具有信号检测及处理、系统自保护及自诊断功能等。它们 实际上是一种微型化的功率变换装置, 应用起来更加方便、更加可靠。目前国际上已有若 干产品投放市场, 如 PM 50RH A 120 等, 将首先在汽车电子化和家用领域获得应用。 上述历史回顾表明, 由于半导体制造工艺, 特别是功率集成制造技术日趋完善和精确 以及新技术的应用, 新型电力电子器件的研制、开发和商品化周期日渐缩短。可以预料, 90 年代将进入电力电子技术飞速发展的时期, 它的发展将给工业进步带来很多的益处, 其前 景无限广阔。 1.2  半导体整流器 1.2.1  结型整 流管 (一) PN 结工作原理及静态特性     一种导电类型的半导体基片通过工艺方法(扩散或合金法) 在其上形成导电类型相反 的两部分, 则在交界面处形成了 PN 结, 如图 1.1( a ) 所示。整流管是由 1 个 PN 结构成的, 其符号表示在图 1.1( b ) 中, 它的特性与 PN 结的特性是一样的。     1. P N 结为零偏置 在 PN 结不加电压(零偏置) 时, 交界面处两边的多子浓度差引起了两边的多子各自 向对方区扩散, 致使 PN 结附近形成了一个空间电荷区, 建立了一个自建电场, 其方向如 图 1.2( a) 所示, 该电场方向恰 好起着阻碍多子 扩散的作用, 直到建立动平 衡为止, 空 间电 荷区也就展宽到一定的宽度。这时通过空间电荷区的多子扩散电流同在自建电场推动下 · 3· 也通过空间电荷区的少子漂移电流相等, 因此从总体上看, 没有电流通过 PN 结。     2. P N 结为正偏置 在 PN 结加正电压( 正偏置) 下, 如图 1.2( b ) 所 示, 外加电 压削弱了内部电 场, 空间 电 荷区缩小了, 因而也就削弱了自建电场对多子扩散的阻碍作用, 原先的动平衡被破坏。这 时 P 区的空穴不断地涌入 N 区, 而 N 区的电子也会不断涌入 P 区, 各自成为对方区中的 少数载流子。我们把多数载流子在外部因素(外加电压) 作用下不断向导电类型相反的区 域运动的现象称为少子的注入。这些注入的多余载流子在几个扩散长度内被复合掉, 在几 个扩散长度之外的载流子运动为漂移运动, 以维持电流的连续流动。这样, PN 结中也就 通过了一个正向电流。随着外加电压的增加, 正向电流按指数规律增长, 因此 PN 结的正 向伏安特性如图 1.3 第一象限所示。 图 1.1  PN 结的 结构及 电路 图 中 的 符号 ( a) 结构; ( b ) 符号 图 1.3  P N 结静态伏安特性 图 1.2  不同偏置下的 PN 结 ( a) 零偏置 下 PN 结 ; ( b) 正 偏置下 PN 结; ( c) 反偏 置下 PN 结 当 PN 结通过正向大电流时, 其上的压降只有 1V 左右。这是因为在通过正向大电流 时, 注入基区( 通常是 N 型材料)的空穴浓度大大超过原始 N 型基片的多子浓度, 为了维 持半导体中电中性条件, 多子浓度也要相应大幅度地增加。这意味着, 在大注入条件下原 始基片的电阻率实际上大大地下降了, 也就是电导率大大地增加了。我们把这种现象称为 基区电导调制效应。这样一来, P 和 N 区两端部的电压就维持在很低水平, 即 1V 左右, 所 以正偏置的 PN 结相当于“低阻态”。在 GT R , SCR , IGBT , SIT H 和 M CT 器件中都存在着 这种电导调制效应, 因此它们导通后的压降都很低。 3. P N 结为反偏置 在 PN 结加上反向电 压( 反偏 置) 下, 如图 1.2( c) 所示, 外加 电压加 强了内部 电场, 从 ·4· 而强烈地阻止 PN 结两边多子的扩散, 多子的扩散电流变得微不足道。但对 PN 结两边的 少子却不起阻碍作用, 而以漂移电流形式通过空间电荷区, 形成了 PN 结反偏置下的漏电 流。也就是说, 反偏置的 PN 结存在着少子抽取现象。由于 PN 结两边热平衡状态下的少 子浓度很低, 所以所形成的反向漏电流也就很小, 而且随外加电压增大( 雪崩击穿电压以 内) 变化很小。由此可知, 反偏置的 P N 结相当“高阻态”。这时空间电荷区承受着全部外加 电压。随着外加电压的增加, 空间电荷区变宽, 其内的场强也增加, 当外加电压增加到空间 电荷区内场强达到雪崩击穿强度时, 反向漏电流急剧增加, 故 PN 结反偏置时的伏安特性 曲线如图 1.3 第三象限所示。雪崩 击穿时, PN 结会因其 内的损耗急剧 增加而损 坏, 所 以 PN 结上所加反向电压受雪崩击穿电压的限制。 由上面分析可知: ( 1) 在 具有 P N 结结 构的 器 件中, 参 与导 电的 有两 种 相反 类型 的载 流子 ( 空穴 和 电 子)。我们把有两种载流子参与导电的器件称为双极型器件( 或少子器件), 而只有一种载 流子参与导电的器件称为单极型器件(或多子器件) 。 ( 2) P N 结通 过正向大电流 时, 在 基区存 在着强烈 的电导调 制效应, 因此 双极型器 件 通态压降比较小。 (3) 反偏置的 PN 结存在着少子抽取现象。空间电荷区内的雪崩击穿电场强度决定 了 PN 结承受外加电压的大小。雪崩击穿前, 反向漏电流很小, 一旦出现雪崩击穿, 反向漏 电流急剧增加。 ( 4) PN 结的静态伏安特性曲线应如图 1.3 所示。PN 结正偏置时呈现“低阻态”, 反偏 置时呈现“高阻态”, 即通常人们所说的, P N 结具有单向导电的整流特性。 (二) PN 结的动态行为 当整流管置于 图 1.4 所示电路 中, 只 要晶体 管一直交 替通断, 那么, 按照 电路工作 原 理, 整流管也一直交替通断地工作着。当电路迫使 整流管(PN 结) 从正向导通转入反向闭锁时, PN 结不 能 在 正向 电 流 降到 零 时 就 立 即承 受 反 向 电 压, 而需过了反向恢复期( tr r ) 后方 能完全 恢复“高 阻态”。在这 期间, P N 结 将通过 很大的反 向恢 复 电流 ( 取 决 于 当 时 电 路 的 状 况 ) , 如 图 1.5 ( a ) 所 示。这是因为 PN 结正向导通时在基区储存了大 图 1.4  整流管通断工作电路 量少数载流子的缘故, 要清除这些少数载流子达到稳态值就需有一段恢复时间( 反向恢复 时间) 。在这期间, 这些多余的少数载流子一方面通过复合消失掉, 另一方面被空间电荷区 内的电场扫出去, 而形成很大的反向恢复电流。     当电路迫使 PN 结从反向闭锁状态转入正向导通时, PN 结的通态压降并不立即达到 其静态伏安特性所对应的稳态压降值, 而需经过一段正向恢复时期( tF R) 。在这期间, 正向 动态峰值压降可以达到数伏至数十伏。这是因为基区少子的储存也需要一定时间才能达 到稳态值。图 1.5( b ) 给出了 PN 结正向导通时的动态波形。 整流管的动态行为除了影响自身的开关损耗外, 还能引起其它开关器件附加的损耗。 在高频整流电路中, 整流管的反向恢复时间和正向动态峰值压降都是影响电路性能的主 · 5· 图 1.5  P N 结的动态波形 ( a) 反向 恢复; ( b ) 正向 恢复 要因素。因此, 在设计电路时应考虑到整流管动态行为的影响。 整 流 管 的 正 向 动 态 峰 值 压 降 、正 反 向 恢 复 时 间 、反 向 恢 复 电 流 峰 值 等 除 了 同 工 艺 及 型 号有关外, 还受下列外部因素的影响: (1) 结温; (2) 正向电流峰值; (3) 电流上升率( 影响开通过程); (4) 电流下降率( 影响关断过程); (5) 电路所加的电压( 影响开通过程); (6) 电路阻抗( 影响关断过程)。 因此, 在使用时人们应注意到这些影响因素。 (三) PN 结电容 空间电荷区就象一个平板电容器, 基区储存的电荷在外加电压变化时也发生相应的 变化, 因此也起着电容的作用, 前者称为结电容, 后者称为扩散电容。这些电容都是外加电 压的函数。PN 结的电容即由上述这两部分组成。在开关电路中, PN 结的电容同电路中的 杂散电感可能引起高频振荡, 此点, 应引起使用者的注意。 (四) 整流管的参数 整流管的主要参数包括: (1) 额定平均电流(I F) ; (2) 稳态平均压降(UF) ; ( 3) 反向重复峰值电压( U RRM ) ; ( 4) 正向动态峰值压降( UFP ) ; ( 5) 反向恢复时间( trr) ; ( 6) 反向恢复电荷量( Qrr) ; ( 7) 浪涌电流( I su r ) ; (8) 整流管的电容值。 对于普通整流管, 一般不给出它的动态参数; 对于快速整流管和开关二极管, 都应当 ·6· 给出它们的动态参数。 1.2.2  其它类 型的整流 管 除了 PN 结类型( 结型) 的整流管外, 还有肖特基整流管。它是一种金属同半导体相接 触形成整流特性的整流管。它导通时, 多子导电占主导地位, 因此原则上不存在像双极型 整流管那样的正反向恢复过程, 是一种单极型器件。当肖特基整流管设计的电压超过 100V 时, 它导 通时, 少子 导电开始占主导 地位, 这时它 的性能同 结型整 流管一样, 存在 着 恢复过程。通常肖特基整流管的通态( 稳态) 压降典型值为 0. 4~0. 6V , 而结型整流管的通 态压降典型值为 1V 左右, 而且它的反向恢复时间很短, 为几十纳秒。它常被用于高频低 压开关电路或高频低压整流电路中。 此外, 目前还有利用 V DMO S 管构成的同步整流器, 用于开关电源的整流部分。据资 料表明, 采用同步整流器的电路效率比肖特基的高。 1.3  双极型晶体管 1.3.1  晶体管 的工作原 理及静态输 出特性     双极型晶体管是由三层半导体( 组成两个 PN 结) 构成的, 如图 1.6( a) 和( c) 所示。现 以 NPN 结 构的晶体管为例, 作进一步 说明。N+ P 构成 发射结 ( J1) , P N 构 成集电 结( J2) ; N+ 为发射区, E 为发射极; N 为集电区, C 为集电极; P 为基区, B 为基极。 图 1.6  晶体管的结构及电路图中的符号 ( a) PNP 结 构;   ( b) PN P 管 符号 ;   ( c) NPN 结构;   ( d) N PN 管 符号 ( 一) 晶体管 B-E 间不加电压 如图 1.7 所示, UCE > 0( 晶体管加正向电压) , 这时发射结为正偏置, 集电结为反偏置, 外加电压 UCE几乎全部加在反 偏置 PN 结( J2) 的空间电荷 区上, 反偏 置 PN 结中流过 反向 漏电流 I 0 。但同只有一个 PN 结的情形不一样, 这时通过 J2 结的电流还包括从发射结注入 到基区的电子被 J2 结空间电荷区电场扫到集电区那部分所形成的电子电流。若令这时通 过晶体管的电流为 I , 则这部分电子电流为 αI , 按电流连续性原理, 则有 I = αI + I 0 I= I0 1- α ( 1. 1) 下面分析可知, α为晶体管共基极接法的电流放大系数, 且 α总是小于 1。 因此, 实际 流过 · 7· 图 1.7  B-E 间不加电压时晶体管中电流的传输 晶体管的漏电流比 I 0 ( 单个 集电 结漏 电 流) 大, α越 接近 1, 实 际的 漏电 流越 大, 这 是两 个 PN 结相互影响的结果。 ( 二) 晶体管 B-E 间加正向电压 如图 1.8 所示, 当 B -E 间加足够大的正向电压时, 则 J1 结的 N+ 侧有大量电子注入到 基区, 而 P 侧也有空穴注入到 N+ 区。注入到基区的电子除一部分复合掉, 其中绝大部分 被 J2 结的空间电荷区的电场扫到集电区。从发射结看, 通过的电流由空穴电流 I PE 和电子 图 1.8  B-E 间加正向电压时晶体管中的电流传输 电流 I NE两部分组成, 即 I E = I PE + I NE ( 1. 2) 而电子电流 I N E 是流向集电区, 对 I C 电流有贡献。为了表征其贡献的大小, 引入发射率 γ, 并定义 γ= I NE IE ( 1. 3)     注入基区的电子一边扩散, 一边复合, 到达集电结边界的电子已经减少了。但只要到 达边界的都将被空间电荷区的电场扫入集电区, 转成集电区的电流 IC。为表征到达 J2 结 边界区电子减少的数量, 引入输运系数, 即定义 β= IC I NE 这样, 发射区的电流 IE 能转成集电区的电流为 ·8· ( 1. 4) I C = γβI E ( 1. 5) 若定义晶体管共基极接法时的电流放大系数为 α= γβ ( 1. 6) 则有 I C = αI E ( 1. 7)     很显然, I C, I E 和 I B 应遵守下列原则: 即 那么 IE = IB + IC I B = ( 1 - α) I E IC = IB αI E ( 1 - α) I E = α ( 1 - α) ( 1. 8) 现定义 β= IC IB = α 1- α ( 1. 9) 则 β就是晶体管共射极接法时的电流放大系数。α一定是小于 1 的, 且接近 1。当 α= ( 0. 9 ~0. 99) 时, β= ( 10~100) 。高压功率晶体管( 单管) 一般 β< 10。 (三) 有源放大区 无论是共基极接法还是共射极接法, 只要集电结 反偏电压达到一定值, 发射结注入的能到达集电结空 间电荷区边界的载流子将全部被空间电荷区的电场扫 到集电区, 形成集电极电流。若发射极( 或基极) 电流不 变, 这时再增加集电结反偏电压, 集电极电流也不会有 明显的增加。但只要发射极( 或基极) 电流增加, 到达集 电结空间电荷区边界的载流子数量也增加, 于是集电 极电流也随着增加。在这种情况下, 晶体管工作在有源 放大 区。NPN 晶 体管 共射极 接法 的输 出 特性 示于 图 图 1.9  N P N 晶体管共射极接法的输 1. 9。 出特 性 (四) 饱和状态 当晶体管电路接有负载(电阻) 时, 晶体管能工作在饱和区。以共射极接法为例, 随着 基极电流增加, 负载上电压增大, 而电源电压不变, 故集电结反偏电压必须下降。当负载上 电压增加到集电结反偏电压为零时, 晶体管进入临界饱和状态; 当基极电流进一步增加 时, 集电结变为正偏置, 晶体管进入过饱和状态; 基极电流再加大时, 晶体管的饱和程度加 深。晶体管进入饱和时, 集电极电流就不再明显增加了。这是因为此时基区少子浓度梯度 不再增加了。所以晶体管进入饱和区的特点是两个 PN 结均为正偏置, 饱和压降很小。 1.3.2  晶体管 开关工作 状态 晶体管可以工作在截止、有源放大及饱和三种工作状态。在变流技术应用中, 晶体管 只作为开关使用, 工作于截止和饱和两种状态。在状态转换过程中, 晶体管快速地通过有 源区, 如图 1.10 所示。 当基极施以 脉冲驱动信号时, 晶体管将 工作于开关状态, 如图 1.11 所 示。在 t0 时 刻 · 9· 图 1.10  工作区划分示意图 加入正激励脉冲, 晶体管经过延时和上升 阶段才达到饱和区。并定义开通时间为 t on = td + t r ( 1. 10) 式中  td 为延迟时间( t1- t0) ; tr 为上升时间( t2- t1) 。     当反向信号加到基极时, 晶体管经过 存储和下降阶段才返回到截止区。并定义 关断时间为 tof f = ts + tf ( 1. 11) 式中  ts 为存储时间( t4- t3) ; tf 为下降时间( t5- t4) 。 延迟过程是因为发射结势垒电容充电 引起的, 上升过程是由于基区电荷储存需 图 1.11  晶体管开关工作过程 ( a) 开关 电路原 理图 ;   ( b) 工作 波形 要一定时间造成的。存储时间是撤除基区超量储存电荷过程引起的, 而下降时间是发射结 和集电结势垒电容放电的结果。在应用中, 增大驱动电流, 充电加快, td 和 tr 都可以缩小。 但不宜过大, 否则将增大储存时间。因此在基极电路中采用加速电容是解决此矛盾的一种 办法。在关断晶体管时, 加反向基极电压有助于加快电容上电荷的释放, 因而能减少 ts 和 tf 。但基极电压不能过大, 以免发射结击穿, 若电压过大还会增大延迟时间和增加晶体管 损坏的危险性。     上述定义的开关时间均对应于纯阻负载。但实际应用时, 电路中总存在电感[ 如图 1.12( a) ] , 而且感性负载居多。现在许多厂家同时给出带电压箝位的感性负载下的开关时 间的波形, 如图 1.12( b) 所示, 供用户参考。在感性负载下, 开通期间的电流上升和电压下 降过程是不一致的, 关断过程的情况也是类似的。这时定义开通和关断时间为 · 1 0· t on = t d + t rI + t f V ( 1. 12) t of f = t s + tf I + t rV ( 1. 13) 图 1.12  具有电压箝位感性负载的开关过程 (a) 电路;       (b) 工作波形 1.3.3  二次击 穿和安全 工作区 (一) 二次击穿     二次击穿是大功率晶体管损坏的主要原因, 是影响晶体管变流装置可靠性的一个重 要因素。因此二次击穿问题是使用者极其关心的一个问题。 在 I B> 0 时, 当集电结的反偏电压 UCE逐渐增大到某一数值时, 集电极电流( I C ) 急剧 增大, 这就是通常的雪崩击穿现象, 即一次击穿现象。一次击穿的特点是, 在 IC 急剧增加 的过程中, 集电结的维持电压基本保持不变, 如图 1.13 所示。 图 1.13  二次击穿示意图 图 1.14  二次击穿临界线示意图 · 1 1· 当 UCE 再增大, I C 上升到某一临界值( 图 1.13 中 A 点) 时, 晶体管上电压突然下降, I C 仍继续增长, 即出现了负阻效应( 晶体管上电压减少, 而管中电流增加), 这个现象称为二 次击穿。开始发生二次击穿的电压( USB ) 和电流( I SB ) 称为二次击穿的临界电压和临界电 流, 其乘积为 P SB = USBI SB ( 1. 14) 称为二次击穿的临界功率。整个二次击穿过程发生在毫秒到微秒范围内, 若这时器件不能 得到妥善的保护, 就会立即烧毁。通常认为, 在出现负阻效应时, 电流会急剧向发射区的局 部地方集中, 这时就会出现局部温度升高, 引起局部区域电流密度更加增大的恶性循环反 应, 直至烧毁硅材料。把不同 IB 下发生二次击穿的临界点联接起来就形成二次击穿临界 线, 如图 1.14 所示。P SB 越大, 二次击穿越不容易发生。 晶体管 的二次击 穿可 以发生 在其 工作 的各个 阶段, 如图 1.15 所示, 其中, F , O, R 对应 晶体管三种不同 基极 电流的情况。此外, 二次击穿功率与特征频率( f T ) 、下降 时间( tf ) 和温度 都有关 系, 如 图 1.16、图 1.17 和 图 1.20 所示。因此, 使用者对此都得留心。值得注意的是, 晶体 管发生二次击穿损坏, 必须同时具备三个条件: 高电压、 大电流和持续时间。例如 BU X98, 工作于线性放大区, 集 电极电 压为 400V , 同时集 电极 电流还 达到 40A , 这时 通 电持续 80~100μs 后, 二次击穿才会发生。因此, 若 此时 图 1.15   三 种 不 同工 作 状 态下 二 次击穿曲线 晶体管工作在开关状态, 一般是不会发生二次击穿现象 ( F : I B > 0; O: I B= 0; R : I B < 0) 的。 图 1.16  P SB 与 f T 的关系 图 1.17  P SB 与 tf 的关系 ( 二) 安全工作区( SOA) 为了确保晶体管在开关过程中能安全可靠地长期工作, 其开关动态轨迹必须限定在 特定的安全范围内, 该范围称为晶体管的安全工作区, 它一般是由晶体管的电流、电压、耗 散功率和二次击穿四条限制界线围成的, 如图 1.18 所示。 1. 开通安全工作区( 正偏安全工作区 —— FBSOA ) 图 1.19 给 出了 1DI400A -120 的 FBSOA 。从 中可以 看出, F BSOA 还 同 下列 因素 有 · 1 2· 图 1.18  晶体管的安全工作区( SO A ) 图 1.19  1DI400A -120 的 F BSOA 图 1.20  安全工作区与壳温的关系 关:     (1) 温度; (2) 集电极脉冲电流持续时间。 通常厂家给出的管壳温度 为 25℃。 然而需注意的是, 若晶体管 工作时的实际壳 温超 过给定数据, FBSOA 的区域就要缩小, 如图 1.20 所示。而且, 不同的集电极脉冲电流宽度 对应着不同的 F BSOA , 显示出一系列不同的晶体管耗散功率和二次击穿限制线。此外, 一 般安全工作区的电压界线由晶体管的集-射结维持电压 UCE O SU S值确定, 该值小于 UC EO 。 2. 关断安全工作区( 反偏安全工作区 —— R BSOA ) 图 1.21( a) 和( b) 给出两种晶体管的 R BSOA 。从特性曲线可 知, 它们 都受结温制约。 因此, 若散热器质量不佳, 其安全工作区要缩小。此外 IB2 电流还对其有一定影响。但 R BSOA 的电压限制线 不由 UC EO SUS 来确定, 而是由 UCE O 确定的。其电流界线 受制于晶 体 管的 I m ax 。而且整个关断过程必须在厂家规定的时间( 例如 50μs ) 内完成。 3. 非重复过载( 安全) 工作区( AO A) 晶体管过载能力是用户极感兴趣的一个问题, 也是反映器件水平的一项重要技术经 · 1 3· 图 1.21  反偏安全工作区 ( a) 1DI400A -120;   ( b) 2DI200D-100 济指标。图 1.22 给出了 BU X98( I C = 60A , UCE O SUS = 400V ) 的非重复过载安全工作区。其 A OA 也分 正偏非重复过载 安全区( F BAOA ) 和反偏非重 复过载安全区( R BAOA ) 两种 情 况。F BA OA 规定了发生每一种过载或短路的持续时间( 例如对 BU X98 规定了三种 时间 20μs, 10μs 和 5μs ) 。这表明了, 从发生故障到晶体管关断整个过程不得超 出其规定时间。 但这并不完 全意味着晶体管 的关断不受损坏, 而应通过 R BA OA 进行检验。 用户在使 用 AOA 曲线时, 还应注意下面两点: · 1 4· 图 1.22  非重复过载安全工作区 ( a ) 正偏 置下 ( F BA OA ) ;     ( b ) 反偏 置下 ( RBA OA )     ( 1) 过载电流大于 I max 的次数限于规定次数( 例如 3000 次) 内。 ( 2) 在下一次过载到来之前, 晶体管的结温必须返回到规定的结温( 例如 125℃) 。 1.3.4  晶体管 的电压参 数说明 如图 1.10 所示的四个电压参数, 厂家一般都在数据表中给出, 它们的意义如下: U CBO: 不受发射结影响( 发射极开路) 时, 集电结承受雪崩击穿的能力 U CE O: 基 极 开路、受 发 射结 影 响时 集 电结 承 受电 压 的 能力。 该值 小 于 UCB O , U CE O = UCBO ( 1- α) 1 n , α越 小 , UCE O 越接近 UCB O U CE X : 基极电路加规定反偏压时集电结承受电压的能力。通常 UCE O< UCEX < UCBO U : CE O SUS 基极开路时集电结的维持电压, 以平衡集电极电流 -1 U = CE O S U S UCB O( 1 + h F E ) m 一般 hF E = 5~20, 则 U = C EO S US 0. 64 ~ 0. 47U CBO     在以上四个电压参数中, 使用者最关心的应当是 UC EO SUS 和 UCE O。当 UC E 为负时, 其耐 压非常低( - 15V 左右) 。 1.3.5  晶体管 的主要参 数 此处只把最重要的参数列出, 其余参数及特性曲线请查器件手册。 ( 1) 电压定额: U , U CE O S U S C EO ( 2) 电流定额: I C( 直流) , I CM ( I CP ) ( 3) 饱和压降: U CE SAT ( 4) 基极电流: I B( 直流) , I Bm( I Bp ) (5) 耗散功率: P C( 注意温度条件) ( 6) 结温: T j ( 7) 热阻: Rjc( 注意瞬态热阻曲线) ( 8) 直流电流增益: hFE ( 9) 动态参数: td , tr , ts 和 tf ( 注意测试 条件) 使用者应用这些参数时要特别注意测 试条件与实际应用条件的差别, 以保证器 件的正确使用。特别值得提醒的是, 使用者 一般对待电参数比较认真, 但对热参数不 给予重视, 尤其是散热器的质量以及散热 图 1.23  工作寿命 τG 与 T j 的关系 器与管壳之间的接触热阻, 这种态度应当纠正。图 1.23 给出晶体管的工作寿命与结温的 关系曲线, 以引起使用者的注意! · 1 5· 1.4  逆阻型晶闸管及其派生器件 1.4.1  晶闸管 的工作原 理及静态特 性     晶闸管 是三端 四层器件, 共有 三个 PN 结( J 1 , J 2 和 J 3 ) , 如图 1.24( a ) 所 示, 其 电路 符 号表示在图 1.24( b) 上。A 为阳极, K 为阴极, G 为门极。若把晶闸 管看成由两个晶 体管 ( P1 N1 P2 、N1 P2 N 2 ) 构成的, 如图 1.25( a) 所示, 则其等值电路可表示成图 1.25( b) 那样。现 图 1.24  晶闸管的结构及符号 ( a) 结构;     ( b ) 符号 图 1.25  两晶体管模型 ( a) 模型结 构;   ( b) 等 值电路 令 P1 N 1P 2 晶体管共基极电流放大系数为 α1 , N1 P2 N 2 晶体管共基极电流放大系数为 α2 , 对 于 P 1N1P2 晶 体管, P 1N 1 为发 射结, N 1P2 为集 电结; 对 于 N 1P2N2 晶体管, P2N 2 为发 射结, N 1 P2 仍为集电结, 因此 N 1 P2 为公共的收集结。当 A -K 两端加正电压时, J1 和 J3 结为正偏 置, 则中间结( J 2 ) 为反偏置。当 A-K 两端加反压时, 中间结( J2 ) 为正偏置, 而 J 1 和 J 3 结均 为反偏置。在晶闸管未导通时, 加正压时的外加电压由反偏置的 J2 结承担; 而加反压时的 外加电压主要由反偏置的 J1 结承担( 这是由晶闸管的制造工艺和结构决定的)。 ( 一) 晶闸管的导通条件( α1 + α2 ≥1) 当门 极开 路、A-K 两 端 加正 电压 时, 通 过 J 2 结 的电 流 有三 部 分: α1 I , I 0 和 α2I , 如 图 1.26 所示。 于是有 I = α1 I + I 0 + α2I 即 I= 1- I0 ( α1 + α2 ) ( 1. 15) 其中 I 0 为单个反偏置 J2 结的漏电流, 这时外加电 压全部由 J2 结承担, 晶闸管处于正 向阻 断状态( 简称断态) , 相当于“高阻态”。 在晶闸 管设计中, α2 设计 得比 α1 大, 同 时 α1 和 α2 均 随着阳 极电流 I 的 增加而 增大, 如图 1.27 所示。由式( 1.15) 可知, 不论采取何种办法增加通过晶闸管的电流, 并使 α1 + α2 趋近 1 时, 将即刻 出现内部 正反馈 过程[ 参照图 1.25( b) ] , 阳极 电流将 急剧 增大, 晶闸 管 · 1 6· 图 1.26  门极开路时通过 J2 结的电流示意图 图 1.27  α~I 的关系 将由“阻断状态”转入“导通状态”( 简称“通态”) , 晶闸管中流过受外部电路决定的大电流, 这时晶闸管内部的 J 2 结由反偏置转为正偏置。也就是说, 在晶闸管导通时, 三个 PN 结均 为正偏置, 若近似认为晶闸管导通时的 A-K 两端电压 UA K 等于三个结压降代数和, 即 UAK = UJ1 + UJ3 - UJ2 ( 1. 16) 可见导通时晶闸管的压降是非常小的, 其典型的平均压降为 1~2V , 因此晶闸管导通后相 当 于“低 阻 态 ”。 使晶闸管转变成导通状态, 可有多种办法使阳极电流增加: ( 1) 正向转折导通: 提高 UAK 正向电压, 阳极电流 I 增加, 直到 α1 + α2 ≥1, 晶闸管转入 通态。 ( 2) 温度导通: 当温度增加时, I 0 随着增加, 直到 α1 + α2 ≥1, 晶闸管转入通态。 ( 3) du dt 导通 : 各 PN 结都存在着电 容。在 A -K 两端加正向 变化的电压时, 各 PN 结将流过充电电流, 其作用也相 当阳 极电流 I 增加, 当 α1 + α2 ≥ 1 时, 晶 闸管也就导通了。 以上三种导通都无需门极信号, 属 于非正常导通。 ( 4) 门 极 触发 导 通: 若 考虑 门 极 ( G) 信号 存在( 相对阴 极, 门 极为正) , 在 晶闸管处于正向阻断状态时, 载流子的 流动状况如图 1.28 所示。由图可知, 通 图 1.28  有门极信号时通过 J 2 结的电流示意图 过 J2 结的电流为 I A, 即 I A = α1 I A + α2 I K + I 0 ( 1. 17) 同时有 IK = IA + IG ( 1. 18) 整理得 IA = I 0 + α2 I G 1 - ( α1 + α2 ) ( 1. 19) · 1 7· 由式( 1.19) 可知, 门极电流增加, I K 增加, I A 也必然增加, 因此 α1 和 α2 随之增加。当 门极 信号增加到 α1 + α2 接近 1 时, 阳极电流 I A 猛增, 晶闸管由正向阻断状态转入导通状态。 综上所述, 晶闸管的导通条件为 α1 + α2 ≥1。满足这个条件可 有各种办法, 除上述外, 还有其它办法, 例如利用光注入法使其导通( 光控晶闸管) 。在利用晶闸管构成的各种电路 中, 使用者都要想方设法避免非正常导通的出现, 以保证电路的正常工作。 (二) 晶闸管的反向阻断状态 当 A -K 两端加反向电压时, 晶闸管则处于“反向阻断状态”, 这时晶闸管 也相当于“高 阻态”。在这种情况下, 晶闸管已失去内部正反馈的作用, 这时加门极正信号只能增加通过 晶闸管的反向漏电流, 从而增加了器件的损耗。因此, 通常门极触发不使用直流信号, 其特 性同反偏置整流管类似, 但它的反向击穿电压值仍不同于单个 PN 结, 而受 α1 的影响。 (三) 逆阻型晶闸管的静态伏安特性 逆阻型晶闸管的静态特性表示在图 1.29。OC 为正向阻断区( 断态区) , OA 为反向阻 断区, E F 为通态区, DE 为断态到通态( 或相反) 快速转变区。逆阻型晶闸管的反向特性以 及通态 特性同整流管一 样, UBO为 ( 正向) 转折电压、UBR为 反向击穿 电压。图 1.29 表示 了 I G= 0 时的静态特性。当 I G> 0 时, 随着 I G 的增加, 晶闸管的正向转折电压要下降, 如图 1.30 所示。当 I G 大到一定程 度后, 晶闸 管的正向阻断区 就消失了, 而类似于 整流管正 向 导通的情形。 图 1.29  逆阻型晶闸管的静态伏安特性 图 1.30  正向转折电压随 I G 增大而下降 值得提醒的是: (1) 仅当晶闸管加正向电压时, 晶闸管才具有可控性, 因此触发脉冲到来的时刻必须 处在 A -K 两端出现正向电压的期间, 否则晶闸管将无法导通。 (2) 由于晶闸管内部存在正反馈过程, 因此晶闸管一旦被触发导通后, 只要晶闸管中 流过的电流达到一定临界值时, 就可以把触发信号撤走, 这时晶闸管仍自动维持导通, 该 临界电流值称为掣住电流(IL) 。 (3) 晶闸管完全导通后, 不管采用何种办法使通过晶闸管的电流下降到某一临界值, · 1 8· 晶闸管将自动从通态转变为断态, 该临界电流值称为维持电流(I H ) 。 然而, 掣住电流和维持电流概念之间存在着重要的差别, 不可混为一谈。通常晶闸管 的掣住电流为维持电流的( 2~3) 倍, 而且都随着结温的下降而增大。 1.4.2  晶闸管 的开关过 程及动态参 数 晶闸管同晶体管不同, 只有两种稳定状态, 不能作为波形放大使用, 但具有很高的功 率增益, 晶闸管在电路中工作过程的波形表示在图 1.31。从图中可知, 当门极电流( iG) 到 来时, 阳极电流 ( iA ) 要延 迟 td 才开 始上升, 尔后再经过一个 上升阶段 ( tr ) 才到 达阳极电 流 的稳态值, 我们定义晶闸管的开通时间为 t on = td + t r ( 1. 20) 其中, td 为延迟时间; tr 为上升时间。一般认为, 延迟时间是由于载流子渡越基区造成的, 上升时间反映了基区载流子浓度达到新的稳态分布过程。 图 1.31  晶闸管的开关波形 ( a) 门 极 电 流 ( iG) ;   ( b ) 阳 极 电 流 ( iA) ;   ( c) 阳 极 电 压 ( u A) 电路施加反向电压 ( UR ) 于 晶闸 管 A-K 两端, 并 迫 使它 的阳 极电 流从 稳 定值 开始 下 降, 然而晶闸管并不能在阳极电流下降到零时刻就可以承受外加反向电压, 而需经过一个 反向恢复期( trr) , 这过程类似于整流管的反向恢复过程, 尽管晶闸管此时可以加上反向电 压( UR ) , 但并未恢复门极控制能力, 也就是说, 这时还不能在晶闸管上施以一定变化率的 · 1 9· 正向电压 重加du dt , 而还需经过一段恢复门极控制能力的阶段, 晶闸管才能真正关断。因 此器 件的关断 时间( tof f ) 定 义为从 阳极电流 过零到能 加上一 定变化率 的正 向电压 过零 这 一段时间。这是因为清除短基区(P2) 和长基区(N1)中的储存电荷都需要一定的时间。 晶闸管的四个动态参数是: ( 1) 开通时间( ton) ( 2) 关断时间( tof f ) (3) 正向电压上升率 du dt : 断态 du dt , 重加du dt (4) 电流上升率 di dt 需要说明的是, 晶闸管 的du 随温度变化有两 种情况。一种类型 的晶闸管的 du 随温度 增大 dt dt 而下降, 另一类型的晶闸 管的du dt 随温度的增 高而上升, 如表 1. 1 所示, 因此使 用者购买 时 要注意这些问题。特别应当注意的是, 晶闸管的 d d i耐 t 量同 器件的 工作 寿命 关系密 切, 使用 时要留有足够的裕量; 而且晶闸管的 d d i耐 t 量与器 件工 作的 重复频 率有 关, 如表 1 .2 所示。 表 1.1  du 与结温关系 dt 单位: V / μs     管 子类型 结温/ ℃ 25 30 50 70 80 10 0 200A 普通晶闸管 20A 高频晶闸管 15 0 10 0 50 500 6 20 7 00 75 0 表 1.2  器件重复频率与 di dt 耐量 的 关 系 ( 高频 晶 闸 管 ) f / kHz 2 5 10 20 di dt A ·μs- 1 470 37 7 2 30 133     上述四个动态参数都与使用条件有关, 例如, 当晶闸管反并一个整流管时, 其关断时 间比无反 并整流管的加长 了( 50~100) % ; 对 晶闸管使 用弱触发 信号时, 器件 的延迟时 间 甚至长达 1 0μs , 若 采用强触 发信号, 则延 迟时间可 缩短到小 于 1μs , 器件的 d i耐 量 也 与 dt 触 发信号强弱有关, 如表 1.3 所示。因此, 厂家给出的动态参数值仅是一种参考值。 表 1.3  门极触发电流峰值与 di 耐量的关系 dt I GM/ mA 600 80 0 di dt A ·μs- 1 30 85 注: 被试管为 100A / 20kHz 高频晶闸管。 1 000 95 · 2 0· 1 20 0 120 1.4.3  晶闸管 的di 耐量及工作 寿命 dt 从晶闸管的导通机理可知, 当门极加上触发信号时, 器件中流过的电流首先集中在门 极附近的局部区域内, 然后经过一定的时间( 几微秒甚至几十微秒)才扩展到整个阴极面, 扩展时间长短首先取决于阴极面的结构及扩展距离。因为扩展需要一定的时间, 若导通时 器件在很短时间内流过一个上升率很大的电流, 那么该电流都将集中在门极附近很小的 区域内, 致使该区的电流密度变得很大, 引起了局 部导通区剧烈发热, 该区温度急剧上升, 随着扩展 的进行, 门极附近局部区的电流密度将急剧下降, 该区温度也随之迅速降低, 晶闸管每一次导通, 门 极附近局部导通区都要出现一次温度急剧上升和 下降的波动过程。这种温度波动引起的热应力将 会造成硅材料的晶格损伤, 最终导致元件完全破 坏, 这种破坏机制称之为热疲劳损坏。由上述分析 可知, 局部导通区瞬时温度越高, 元件疲劳损坏得 越快。据大量的统计规律, 可以做出一个工作寿命 图 1.32  工作寿命 k 和导通点瞬时温升 k 和导通点瞬时温升相对额定值的倍数 n 的关系 倍数 n 的关系曲线 曲线, 如图 1.32 所示。 对于器件设计者来说, 就要千方百计地降低局部导通区的最高瞬时温度, 以提高器件 的工作寿命。对于一个器件来说, 都有一个承受电流上升率的能力问题, 即通常所说的 di dt 耐量, 以保证器件的长期工作寿命。对于用户来说, 就应当根据电路中所出现的 di恰 当 地 dt 选择器件, 否则, 将 很 难 保 证 器 件 和 装 置 工 作 的 可 靠 性 。若 器 件 所 能 承 受 的 d i耐 量 dt 很小 , 就 可能出现一次导通就破坏器件的现象。这是由于导通区的瞬时温度达到硅材料的熔点造 成的。 因为局部导通区的瞬时温度取决于导通区的耗散功率和导通区的面积, 采用强触发 有利于增大初始导通区的面积, 因而 有利 于发挥 器件 原有 的 d d i耐 t 量潜 力, 以提高器件的工 作寿命。 1.4.4  逆阻型 晶闸管的 参数 晶闸管的主要静动态参数列举如下: ( 1) 断态重复峰值电压( U DRM ) : UDRM < UBO ( 2) 反向重复峰值电压( U RRM ) (3) 额定通态平均电流(I F) (4) 通态压降(UF) : 峰值或者平均值 ( 5) 浪涌电流( I su r ) ( 6) 开通时间( ton) · 2 1· ( 7) 关断时间( tof f ) ( 8) 断态临界电压上升率 du dt (9) 通态临界电流上升率 di dt ( 10) 门极参数: 门极触发电流( I GT) 门极触发电压( UGT) 门极不触发电流( I GD) 门极不触发电压( UGD) 门极峰值功率( P GM ) 门极平均功率( P G) ( 11) 维持电流( I H ) ( 12) 结温( T jm ) 上述参数都是在特定条件下测得的。当实际使用条件同测试条件不同时, 这些参数都 要发生变化。有关各种特性, 请查阅有关资料。 1.4.5  有关晶 闸管派生 器件的说明 本节将介绍几种常用晶闸管派生器件的特点, 以拓宽读者的知识面。 ( 一) 双向晶闸管( TR IAC) 双向晶闸管的结构、符号及静态特性示于图 1.33。从结构图上可看出, 双向晶闸管的 作 用 相 当 于 两 个 逆 阻 型 晶 闸 管反 并 联 ( P1N 1P 2N 2 和 P 2N 1P1N4 ) , 不 过 它 只 有 一 个 门 极 ( G) , 而且在制造中, 也不是简单地将两个逆阻晶闸管反并联组合在一起形成的。因而, 它 具有自己的一些特点: 图 1.33  双向晶闸管 ( a) 结构;   ( b) 符号;   ( c) 静 态特 性     ( 1) 由于引入了 N3 硅岛, 使得门极( G) 相对于 T 1 端无论是正的还是负的, 都能触发 双向晶闸管, 这时 T 1 相对于 T 2 既可以是正的也可以是负的, 也就是说 T 2 相对 T 1 是正 时, 可以使用 i+G ( Ⅰ+ ) 也可以使用 i-G ( Ⅰ- ) 去触发器件; 当 T 2 相对于 T 1 是负时, 同样也可 · 2 2· 以使用正或负脉冲( Ⅲ+ 或Ⅲ- ) 去触发器件, 但因 触发 途 径 不同 而 造成 触 发灵 敏 度 不 同, 一 般 Ⅰ+ > Ⅲ- > Ⅰ- > Ⅲ+ , 通常第一象限使用Ⅰ+ , 第三 象限使用Ⅲ- 。 ( 2) 当某一半周通态电流过零后, 双向晶闸 管必 须承受住具有一定 变化率的 上升电压 ( 图 1.34 所示) , 此时双向 晶闸管不 应该导通, 否则 器 件将失控。双向晶闸管所承受的这种du 称之为换 dt 向du dt , 记 作 du dt 。它不 同于双向晶闸管 的断态du C dt ( 正 、反 向 ) 。显然, du dt < C du dt 。 断态 ( 3) 换向 du 同通态电流下降率有关。这 种电 dt 流 下降 率又 称换向 电流上 升率, 记 作 di dt 。图 C 1. 35 给出了 du dt 与 di C dt 的关系曲线。 C     (4) 双向晶闸管的电流定额用交流有效值来 图 1.34  双向晶闸管电路波形 (a) 电路 ;   (b ) KS 上 的电 压波形 ; ( c) 感性负 载上 的电压 波形 ; (d) KS 中 的电流 波形 表示。在交流电路中, 一只有效值电流定额为 IT 的双 向 晶闸 管 可代 替 两只 平 均值 电 流定 额 为 2 π IT 的逆阻型晶闸管反并联使用。 (5) 双向晶闸管的浪涌电流能力比逆阻型晶闸管低。 双向晶闸管是一种交流开关, 主要用于交流相 位 调 压 、零 电 压 调 功 器 和 固 体 开 关 等 。 ( 二) 逆导晶闸管( R CT ) 逆导晶闸管的作用相当于一只逆阻型晶闸管同 一只整流管反并联, 其正向特性同逆阻型晶闸管一 样, 具有可控性; 其反向特性是整流管的正向特性。 逆导晶 闸管的结 构、符号 及等效 晶体 管模型 示于 图 1.36。将晶闸管和整流管集成在同一芯片上, 使两种 元件合为一体, 缩小了组合元件的体积。但更重要的 是, 因采用了逆导的结构使其性能比逆阻型晶闸管 有所提 高( 工作温 度高、电压 高、电流 大以及 开关 速 度快等)。但同时带来隔离区问题, 出现所谓逆导晶 图 1.35  du dt 与di 的关系 C dt C 闸管的换流能 力问题。逆 导晶闸管的换流 问题是指 器件反向 导通后 恢复正向 阻断特性 的 能 力 。逆 导 晶 闸 管 换 流 时 的 波 形 表 示 在 图 1. 37 。表 征 逆 导 晶 闸 管 的 换 流 能 力 可 以 用 + du dt · 2 3· 图 1.36  逆导晶闸管 ( a) 结构;   ( b) 等效模 型;   ( c) 符 号 或- di。但 不 管 dt 用哪 一种 参数来 表征 换流 能力, 实际 测试时都以另一个参数作为条件, 因此, 实际上是考 虑到两个因素对逆导晶闸管换流能力的影响。 逆导 晶闸管 可被 广泛运 用于 直流 斩波调 速、中 频感应加热及某些逆变电路。 ( 三) 可关断晶闸管( GTO) 可关 断晶闸 管是 一种电 流注 入型 自关断 器件, 利用正门极信号触发 GT O 导通, 利用很大的负门 图 1.37  逆导晶闸管换流时的波形 极脉冲去关断 GT O。因此 GT O 在直流电路或需强迫换流的逆变电路中使用起来非常方 便。如图 1.38( a) , ( b) 所示, 采用 GT O 时, 可取消图 1.38( a ) 中的强迫换流回路。     目 前, 高 压、大 电流的 GT O 已商 用化, 因此 GT O 在低 频高压、大电 流应用领 域占 据 着优势。GT O 的结构和静态特性同逆阻型晶闸管是一样的, 此处不再重复画出, 而把其电 路符号画在图 1.39 中。GT O 的导通机理同 SCR 是完全一样的。GT O 一旦导通之后, 门 极信号是可以撤除的, 但二者在关断机理上是不同的。关断 SCR 需 用外部换流电路 迫使 阳极 电流小 于维持电 流而关断 [ 见 图 1.38( a ) ] , 但 迫使阳 极电 流减少 也可 以采用 门极 加 负信号的办法, 如图 1.40 所示。 当门极加上负信号时, P 基区的过剩空穴通过门极流出, 而电子通过 J1 结被排出。这 种现象首先 发生在最靠近门 极的 P 基区, 尔 后逐渐向远离门 极的区域扩展 ( 如 图 1.40 左 图)。随着电子和空穴被排除, 首先在最靠近门极附近的 J1 结形成空间电荷区, 该区就停 止向 P 基区注入电子, 阳极电流被逼向远离门极的区域( 如图 1.40 右图) 。若能把远离门 · 2 4· 图 1.38  逆阻晶闸管同 G T O 斩波电路比较 ( a) S CR;   ( b) GT O 极区域 的过 剩载流 子也 排除掉, 那 么整 个 J1 结将 维持 在反 偏置, 则能 使 P NPN 器件关断。但因一般四层器件的短基区( P 区) 比较窄, 横向电阻比 较大, 远离门极区域的 J1 结不能形成反偏置, 即该区域仍然处于导通状 态, 致使阳极电流都从该区通过, 形成电流的高密度区, 引起非常大的功 率损耗, 最终造成关不断或损坏的恶果。 GT O 尽管也是 PNPN 四层器件, 但在设计和制造工艺上考虑到负 门极关断的要求, 采取了以下措施: ( 1) 在保证导通条件下, αPN P尽可能小, αNPN 尽可能接近 1。 (2) 提高阴极发射结的反向击穿电压。 (3) 减少 P 基区的横向电阻。 图 1.39   可 关 断晶 闸管 ( GT O) 符号 (4) 采用分布式门极结构以减少横向扩展距离。 (5) 加厚门极金属层的厚度。 · 2 5· 图 1.40  门极关断时的载流子排除现象示意图 (6) 阳极 P 发射区也采用短路点结构。 以上措施使 GT O 获得门极可关断能力。GT O 的门极可关断能力可用电流关断增益 Gof f 来表征, 有 Gof f = - IA IG = αN P N αP N P + αNP N - 1 ( 1. 21) 其中, I A 应理解为阳极可关断峰值电流, 而 I G 应理解为门极关断峰值电流。通常 GT O 的 电流关断增益为 4~5。GT O 参 数表中的阳极可 关断峰值电流及门 极关断电流峰值 是两 个重要参数指标, 值得注意。 GT O 关断时间可按图 1.41 波形定义, 即 tgq = ts + tf ( 1. 22) 其中, ts 为存储时间; tf 为下降时间。而且, 还应 当注意到尾部电 流( I tl) 和尾部时 间( ttl ) 的 存在, 只有过了尾部时间, GT O 才真正关断。 GT O 在应用中要特别注意下面几个问题: (1) 明确驱动信号的要求: 门极导通和门极关断波形。 (2) 驱动电路的电源电压的选择。 (3) 吸收电路的合理设计。 (4) 吸收电路杂散电感的消除。 (5) 设计阳极电路的电抗器。 (6) 其它。 有关这些技术细节及外部影响因素, 请参阅有关资料。 (四) 高频晶闸管 高频晶闸管与快速晶闸管的差别在于: 高频晶闸管具有高频载流能力强, 高频 di耐 量 dt 大以及关断时间更短( 高温下 tq < 10μs, 20kHz) 等特点。除耐压不易做高( 1000V / 20kH z) 和电流不易做大( 100~200A / 20kH z) 外, 其它方面同普通晶闸管没有什么不同。 · 2 6· 图 1.41  GT O 关断时间定义波形 1.5  功率场效应晶体管( VDMOS) 1.5.1  VDM OS 工 作原理及 静态输出特 性     80 年 代 以来 研 制成 功 的电 流 垂直 流 动的 双 扩散 MOS 场 效应 晶 体 管, 简 称 为 V DMO S。其 N 沟道元胞结构表示在图 1.42。通常一个 V DM OS 管是由许多元胞并联组 成 的, 一个高压芯片的元胞密集度可达每立方英寸 140000 个元胞。可见, 它是一种功率集成 器件。 由图 1.42 可以看到, D 为漏极, S 为源极, G 为栅极。栅极是由多晶硅制成的, 它同基 片之间隔着 SiO2 薄层, 因此它同 其他两个极之间 是绝缘的。这样一 来, 只要 SiO 2 层 不被 击穿, 栅极对源极之间的阻抗是非常高的。这种 N 沟道增强型器件在使用时, 源极接电源 负端, 漏极接电源正端。N 沟道增强型 V DM OS 的符号表示在图 1.43。 ( 一) VDMOS 管工作原理 为了弄清 VDMO S 管的导通机理, 先看多晶硅( G) -SiO 2 -P 半导体构成的 M OS 结构。 对于这种 M OS 结构, 栅极相对源极 接正信号, 即 G-P 层之间 加正电压。当 UGS 电压 加到 某一临界值( 栅极阈值电压) 时, 靠近 SiO2 附近的 P 型表面层形成与原来半导体导电性相 反的一层, 即 N 反型层, 该反型层称为 N 沟道。N 沟道的出现, 就将漏极和源极连接起来, · 2 7· 图 1.42  N 沟道 V DM O S 管元胞结构 图 1.43  N 沟道增强型 V DM OS 管符号 形成了漏到源极的电流( I D ) , VDM OS 管就导通了, 如图 1.44 所示。也就 是说, 电流 从漏 极出发, 经过 N 沟道, 流入 N + 区, 最后从源极流出。 由此可知, V DM OS 管的动态响 应是 非常快的, 仅受 MOS 电容充放电速度的影响。同时它也不存在基区电导调制效应, 因此 V DMO S 管导通电阻 R DS on 取决于导电通路上等效总电阻, 包括反型沟道区电阻 r CH 、栅漏 图 1.44  ID 电流流动路线 积累区电阻 r ACC 、结型场效应管夹断电阻 r J F E T 和轻掺杂区电阻 r D , 即 R DS on = r CH + r AC C + r J F E T + r D ( 1. 23) 如图 1.45 所示。VDM OS 管的导通电阻 R DS on 具有正的温度系数, 因此漏极电流就具有负 · 2 8· 的温度系数, 这就是 VDMOS 管易于并联的原因。 对于 高压器件, rD 在 导通电 阻中占主 要成分, 所以 高压( > 100V ) VDM OS 的 导通 电 阻同器件的耐压有密切关系, 即 2. 5 R DS on ∝ UBR 面积 ( 1. 24) 式 ( 1.24) 表明, 耐 压 越高 的 器 件, 其 导 通 电 阻越 大, 例如 400V 管子 的 RDS on 是 200V 的 4 2 倍。这是造成 V DM OS 管耐压不能做得太高的原因。 图 1.45  V DM OS 管导通电阻示意图 图 1.46  V DM OS 管的静态输出特性 ( 二) VDMOS 静态输出特性 V DMO S 管的静态输出特性表示在图 1.46。当 V DM OS 管充分导通进入欧姆工作区 时, 它就像一个电阻。当栅极电压 uGS 小于阈值电压 UT 时, V DM OS 管处于截止状态。阈 值电压的典型值为 2~4V。为保证器件导通后进入欧姆工作区, 栅极电压 uGS 要足够大( 通 常> 10V ) 。 从图 1.42 可看出, V DMO S 管还带有一个反 并联整流管( PN- N+ ) , 同时寄生着 一个 双极型晶体管(NPN+ ) 。若寄生晶体管起作用, 二次击穿现象就可能发生。然而现代的 V DMO S 管 从结构 ( PN + 短 路) 和工艺参 数上保证 了寄生 晶体管 不起作 用, 因此 V DM OS 管在工作中很难发生二次击穿现象, 也就是说, 它的安全工作区宽。 1.5.2  VDM OS 管 的电容 为了说明 VDM OS 管 的电容, 现将其元胞电容 示意图画在图 1.47 上。从图 中可知, VDMOS 管内 寄生着 两种类型 的电容: 一种 是与 MOS 结 构有关的 MOS 电 容, 另 一种 是 与 PN 结有关的电容。这些电容与元胞结构有关。栅源电容 CGS和栅漏电容 CGD 是 M OS 电 容, 漏源电 容 CDS 是与 PN 结 有关 的电 容, 它 们分 别由 图 1.47 所示 的各 寄生 电容 组合 而 成。 在共源电 路中, 可根 据器件内部的电 容( CGS , CGD 和 CD S) 确定 反馈电 容 Crss 、输入电 容 · 2 9· Ciss 和输出电容 Coss 。它们之间 存在下列 关 系: Crss = CGD ( 1. 25) Ciss = CGD + CGS ( 1. 26) Coss = CGD + CDS ( 1. 27) Cr ss是 栅极与漏极之间 的电容, 当器件导 通 之后, 它的数 值陡然增加。CGS 由两部 分组 成: 一部分是栅极与源的金属化层之间的 电容, 与工作电压无关; 而另一部分是栅极 与沟道之间的电容, 随工作条件不同有很 大的变化。 由上分析可知: ( 1) 这些电容值在器 件开关过程中 是 变化的。 图 1.47  V DMO S 管的元胞电容示意图 ( 2) 对于 驱动电 路来说, VDM OS 管 的输入阻 抗呈容 性, 此点 同电流 注入 型器 件( 双 极型晶体管) 有很大不同。 ( 3) VDMOS 管的开关速度受这些电容充放电速度的制约。 1.5.3  VDM OS 管 的栅电荷 曲线 VDMOS 管的栅 电荷曲 线对于使 用者来 说是非常 有用的, 它为 用户设计 驱动电路 提 供 了 最 基本 的 依 据, 同 时 还 可 以 从 中 获 得 一 些 重 要 的信 息。 现 将 uGS -t 曲 线 表 示 在 图 1.48, 其测试电路表示在 图 1.49, 并就其 特性曲 线作些说 明。t0 时 刻以前, VDM OS 管 处 于截止状态, uDS 等于电源电压值, 漏极电流 iD = 0, 而整流管 D 导通。 图 1.48  uGS-t 曲线 · 3 0· 图 1.49  栅电荷测试电路 1. 在[ t0 , t1 ] 期间 在 t= t0 时接通驱动电路, 电路向栅极提供恒流充电, 栅极电压线性上升。直到栅极电 压达到阈值电压 UG T H 以前, 器件并未导通, iD = 0, uD S= UD D 。 2. 在[ t1 , t2 ] 期间 在 t= t1 时刻, 栅极电压达到栅极阈值电压, 器件开始导通。随着栅电压上升, 漏极电 流 iD 受转移特性的制约而成比例地上升, 而整流管 D 中电流成比例地下 降, 直到 t= t2 时 刻, 漏极电流达到输出的稳态值, 即 iD = I D 。在这过程中, 只是栅极电位变化, 而漏极 电位 没有变化( 因为整流管仍导 通) , 所以 驱动 电路 所提供 的电 荷主要 流向 CGS , 而 CDG 上的 电 压变化非常微小。 3. 在[ t2 , t3 ] 期间 在 t= t2 时刻, 续流整流管关闭, 漏极电压开始下降。在这期间, 由于电路的恒流源特 性, VDMOS 管工作在有源放大区, 但因转移特性决定了 uGS电压不能变化, 被箝位在某一 电压值, 即出现 uGS -t 曲线 的平台部 分, 同 时, 在这期间 栅极不再 吸收电 荷, 而 驱动电流 全 部流向密勒电容 CDG 。 4. 在[ t3 , t4 ] 期间 当 t= t3 时, uD S 电压下降到 I R D DS on , V DM OS 管进 入欧姆工 作区, 这时器 件不再受 转 移特性的限制。因此在 t> t3 以后, 栅极电压继续线性增长, 直到驱动电路所能达到的最高 电压值, 但在这一阶段的栅极电压增长速度变慢, 因为此时等效输入电容变大。 需说明的是, 图 1.48 给出的是栅极 电压 uGS 与时间 t 的关系, 但 可以通过 QG = I Gt 的 关系将时间坐标转换成电荷 QG 的坐标, 即获得 UGS -QG 的关系, 如图 1.50 所示。 从上述分析可知: ( 1) 在 VDMOS 管开关工作过程中, 其输入阻抗发生变化, 这从曲线斜率的三次变化 反映出来。 ( 2) 从图 1.50 可以看出, 漏极电流大小反 映了平台高低, 即要求栅极 电压值不同; 也 就是说要使不同漏极电流的 VDMOS 管进入欧姆区, 要求驱动电路提供相应的栅电荷 值。 ( 3) 当过驱动进入图 1.50 的 AB 段时, 即驱动电压过高时, 将对关断延时产生影响。 1.5.4  VDM OS 管 的参数及 安全工作区 下面列出与双极型晶体管不同的 V DM OS 管的主要参数和特性: ( 1) 导通电阻 RD S on; ( 2) 栅源电压: U GS = ±20V  UGSM = ±40V ; ( 3) 栅极阈值电压: U GS T H : 一般范围为 2~4V ; ( 4) 动态参数: 按 uDS 电压波形定义, 如图 1.51 所示, 分别为 td on , tr , td of f , tf 。 V DMO S 管的安全工作区分正偏安全工作区( FA SOA ) 和开关安全工作区( SSOA ) 两 种( 见图 1.52) 。SSOA 相当于晶体管的反偏安全工作区, 如图 1.52( b) 所示。由图可知, 其 二次击穿限制界限不存在, 它的开关安全工作区变成了仅由电压和电流围成的长方形, 因 此它的安全工作区比晶体管大。 · 3 1· 图 1.50  栅电荷曲线( UGS-QG) 图 1.51  V DMO S 开关波形 图 1.52  V DM OS 管安全工作区 ( a) FA SO A;   ( b) SSOA 1.6  绝缘栅双极型晶体管( IGBT) 1.6.1  I GBT 的工 作原理及静 态输出特 性     ( 一) IGBT 工作原理 IGBT 器件 的结构及符号示 于图 1.53。在 VDM OS 管 结构的基 础上再 增加一个 P+ 层, 则形成 IGBT 结构。这时 G 仍称栅极, 原来 V DM OS 的源区电极称发射极( E ) , 而新增 的 P + 的引出电极称集电极( C) 。在电路中应用时, C 接电源正端, E 接电源负端。这样一 来, 从结构图中可知, IGBT 的导通原理同 V DMO S 管是一样的, 此处不再赘述。     IGBT 器件由于引进了 P+ 层而形成了一 个 P + N 结。这 样一来, 在 器件导通 时, 正 偏 置的 P + N 结向基区( N - ) 注入空穴, 产生基区电导调 制效应, 因 此 IGBT 器件的通态 压降 · 3 2· 低, 其数量级同于双极型晶体管。但因引入少子行为, 故存在少子的存储现象, 因此其开关 速度比 V DM OS 慢, 介于 VDM OS 和高频晶闸管之间, 其工作频率可达 50kH z。然而它的 输入特性具 有 M OS 栅控特点。从这些 性能看, IGBT 兼顾了双 极型器 件和 MO S 器件 的 优点, 是一种新型的复合器件 —— M OS 栅控自关断器件。而且在现有 1200A / 1600V 商用 产品的基础上还能进一步向更高电压和更大电流方向发展, 因此 IGBT 器 件在高频、高压 和大电流应用领域是一种比较理想的器件。目前在中 小功率领域, IGBT 有取代 GT R 和 VDMOS 管的趋势。 图 1.53  IGBT 的结构及符号 ( a) 结构 ;   ( b) 符号 图 1.54  IGBT 的等效模型   从 IGBT 的结构上还可以看到, 它的内部 寄生着一个 P+ N - PN + 晶闸 管, 因此需 防止 由于晶闸管通 道起作用 而产生晶 闸管的锁 定效应, 致使 IGBT 失去 栅极控制 器件关断 的 能 力, 这 从其等 效模 型( 图 1 .5 4) 中也可 以看 到。 因此 过高的 du dt 和过 大 的电 流( 过 载等 ) 都 有可能使 IGBT 工作于晶闸管状态而被锁定住。 值得提醒的是, IGBT 管的反向电压承受能力很低, 只有几十伏。另外, 通常早期的单 管 IGBT 内 部没有设 置反并 联二极管, 但 IGBT 模块 总是 将二极 管同 IGBT 反并 联地 封 装在一起( 如日本富士公司的大电流 IGBT ) 。 ( 二) IGBT 的静态输出特性 IGBT 的静态输出特性表示在图 1.55。该特性曲线不 是始于原点, 这是由于 PN 结的 开启电压引 起的, 与 GT R 以及 V DM OS 略有不同 之处。IGBT 同 GT R 一样 可划分为 三 个工作区: 截止区、有源放大区和饱和区。另外, I GBT 的栅极阈值电压 UGE T H 的一般范围 为 3~6V 。 1.6.2  I GBT 的参 数特点 有关 IGBT 的 参 数和 特性, 各 国厂 家给 出 的并 不完 全一 样, 但 从总 的 方面 看, IGBT 具有下列特点: ( 1) IGBT 的开关速度高, 开关损耗小, 据统计, IGBT 电压在 1000V 以上时的开 关损 · 3 3· 图 1.55  IGBT 的静态输出特性 耗只及 GT R 的 1/ 10, 与 V DMO S 相当。 ( 2) IGBT 的通态压降比 V DM OS 低, 特别是大电流区段( 见表 1. 4) 。 表 1.4  IR 公司的 IGBT 同 H E XFE T( VDM OS) 通态压降比较 额定电压/ V I GBT HEXFE T 1 00 30 0 6 00 1 00 25 0 5 00 压降典型值/ V ( 1. 7A / mm2 , 100℃) I GBT HEXFE T 1. 5 2. 1 2. 4 2. 0 11. 2 26. 7 12 00 10 00 3. 1 10 0     ( 3) IGBT 的通态压降在 1/ 2 或 1/ 3 额定电流以下区段具有负的温度系数, 在以上区 段具有 正的温度 系数, 因此, IGBT 在 并联 使用 时具有 电流 自动调 节的 能力, 即有 易于 并 联的特点。 ( 4) IGBT 的安全工作区比 GT R 宽( 见图 1.56) , 而且它还具有耐脉冲电流冲击 的性 能。 ( 5) IGBT 的输入特 性与 V DM OS 相似, 输入阻抗高, 它在驱动电 路中作为负载时 呈 容抗性质, 其栅电荷曲线示于图 1.57, 也与 VDM OS 类似。     ( 6) 与 VDM OS 和 GT R 相比, IGBT 的耐压可以继续做得高, 电流可 以继续做得大, 同时还保持工作频率高的特点。 现将四种器件的主要特征列于表 1.5 中, 供参考。 · 3 4· 图 1.56  1M BI300-120 的安全工作区 ( a) 正偏 安全工 作区 ;   ( b) 反偏 安全工 作区 图 1.57  栅电荷曲线 ( a ) IR GP C 50U ( IR 公 司) ;   ( b) 1M BI300-120( 日 本富士 公司 ) · 3 5· 管子类型 驱动方式 驱动功率 管子类型 驱 动 复 杂 程度 给定压降下 的电流密度 开关损耗 表 1.5  四种器件主要特征的比较 VDM O S 电压 IG BT 电压 小 小 双极型晶体管 电流 大 VDM O S 简单 高( 低压) 低( 高压) 很低 IG BT 简单 非常高( 以稍牺牲 开关速度为代价) 低 -高 ( 取决于通态损耗 牺 牲情 况 而 定 ) 双极型晶体管 复杂 ( 要求大的正、负 电 流 信号 ) 中等 ( 以严重牺牲开 关 速 度 为代 价 ) 中 -高 ( 取决于通态损耗 牺 牲 情 况而 定 ) 达林顿 电流 中等 续表    达林顿 中等 低 高     最后 值 得注 意的 是, IGBT 的关 断 波形 如 图 1.58 所示, 即存在电流拖尾现象—— 在 tf 1 时间内电流快速下 降, 在 tf 2 时 间内电流下降变得缓慢。除此之外, IGBT 的开关时间定义与 VDMOS 是一样的。 1.6.3  I GBT 的过 载能力 如何 合理 和 经济 地使 用 IGBT , 了解 它 的过 载 性能 是 非 常重要的, 也是令使用者极感兴趣的一个问题。 ( 一) IGBT 的短路特性 通过图 1.59 试验电路可以测试 IGBT 的短路特性。将电 容上的电压加在IGBT 管的 CE 两端。这时给其栅极施加一个 图 1.58  IGBT 的关断波形 低重复率、幅值固定的脉冲, 则被试IGBT 管就通过一个短路的脉冲电流, 然后逐渐加 大短 路时间( tSC) , 直至器件损坏为止。利用这个试验, 就可以初步确定任何一个 IGBT 在 规定 温度、规定 uCE 和规定栅极电压值下的承受短路电流的能力。这个试验方法与实际应用仍 有 差 距, 即 未 顾及 到动 态 du dt 可 能引 起 的 锁 定 效应。 但 通过 该试 验 电 路获 得 一 个 结 果: IGBT 器件的 饱和压降越高, 其允许的短 路时间越长, 如图 1.60 所示, 这 时施加的栅极 电 压 UG 应能维持器件正常时的饱和压降接近实际的最小值(这是最危险状况, 是正常工作 时要求的) , 并在整个故障过程中保持不变。由图 1.60 可知, 饱和压降小于 2V 的器件, 其 允许的短路时间小于或等于 5μs 。当饱和压降增加到 4~5V 时, 其允许的短路时间增加到 30μs 左 右( 这与双 极型晶体 管的典型 数量级 相同, 但饱和 压降 却比 双极型 晶体 管高) 。显 然, 厂家提供的这条曲线可为电路设计者设计过载或短路保护提供基本的设计依据。若无 · 3 6· 图 1.59  简单的 IG BT 短路试验电路   图 1.60  IG BT 的饱和 压降 U CE SAT 与 允许 的 tS C 这条短路曲之线间的, 只关要系需( 典要型,的可) 以自行通过试验 来确定器件固有的承受短路电流的能力。 引伸上述结论, 在实际应用中, 可以通过 减少栅极电压来降低短路电流和延长短路时 间, 如图 1.61 所示。该曲线是根据 IR 公司的 IR GPC40F 器 件给 出 的, 该 型号 的 器件 参 数 为 I C( 25℃ ) = 49A , I C( 100 ℃) = 27A, B UCE = 600V 。 从 图 1.61 可 看 出, 这 种 器 件 在 5μs 内, 可 承受 250A 以 上的短 路电流, 当栅极 电 压从 15V 降低到 10V 时, 允许的短路时间增 加了 10μs。 (二) 故障保护方案 图 1.61  栅极电压与短路电流 I SC及短路 时间 tSC 之间的关系( IRGP C40F ) 对于正常过载, 像电机启动、滤波电容的 合闸冲击以及负载的突然变化, 需通过正常 的闭环系统进行调节和控制, 对于非正常和 偶然的短路故障可以设想下面两种保护方案: (1) 撤除栅电压方案。这种方案不去区别真实故 障、偶然故障和虚伪故障, 而在 2μs 内迅速撤除栅 极信 号, 如图 1.62 所示。 ( 2) 延迟搜索方案。当故障信号来临时, 立即降低 栅电压到某一电平, 以便延迟故障检测时间, 同时启动 定时器, 在定时器到达设定值之前, 若故障消失, 则栅 电压又重新恢复到原先正常工作时所需的栅压值; 若 定时器到达设定值时, 故障仍未消除, 则把栅电压降到 零, 如 图 1.63 所 示。 这 种 保 护 电 路 的 简 图 画 在 图 图 1.62  撤除栅电压方案 1.64, 供参考。 · 3 7· 图 1.63  延迟搜索保护方案 图 1.64  延迟搜索保护方案电路简图 图 1.65  IBGT 短路试验电路简图 对于上述保护方案, 都要求保护电路在 1~2μs 内响应。利用图 1.65 所示电路, 可以 全 面地检验保护电路的 工作性能。其试 验原理如下: 被试器件的通电时 间设定约 为 100μs , 在这期间器件通 过一定大小的 电流( 负载电 流) , 然后 在其中 间时刻激 励大容量 的 IGBT , 从而在 被试器件通过 原来电流 的基础 上再叠加 上一个大 的冲击 电流( 故障电 流) 。 这时保护 电 路 随 之 开 始 工 作, 即 将 栅 电 压 减 低 到 某 值, 若 故 障 在 规 定 的 时 间 内 ( 例 如 10μs) 消失, 则被试器件恢复到原始工作状态; 倘若故障还在继续下去, 则撤除被试器 件的 栅极信号。 图 1.66 给出了上述试验波形, 负载电流( 40A ) 持续约 110μs, 短路故障电流持续 10μs。短路电流开始时保护 起作用( 栅电压由 15V 降 到 8V ) 短路电 流只上升到 220A , 立 即又被拉回到 60A , 故障 10μs 后就恢复正常工作状态。若栅电压维持 15V , 则故障电流峰 值增到 280A , 如图 1.67 所示。可见, 上述保护方案能起到快速保护的作用。 另 外, 目前 市 场上 有带 自保 护功 能 的激 励 模块 出 售, 例 如 E XB850, 851( 标准 型 ) 和 E XB840, 841 ( 高 速 型 ) , 前 者 用 于 10kHz, 后 者 用 于 40kH z, 其 它 还 有 M 57957L , M 57958L , M PD1205 等, 可供选择。有关它们的详细功能, 请参阅产品说明及有关资料。 · 3 8· 图 1.66  负载电流上叠加故障瞬态 电流( IRF PC40F )   图 1.67  栅电压减到 10V 时的故障电流波形 1.7  MOS 栅控晶闸管( MCT) 1.7.1  M CT 工作 原理     M CT 是在 SCR 结构中引进一对 M OSFE T 管构成的, 通过这一对 M OSF ET 来 控制 SCR 的导通和关断。使 MCT 导通的 M OSFE T 称为 ON -F ET , 使 M CT 关断的 M OSF E T 称为 OF F-FE T 。M CT 元胞有两种基本类型: 一种为 N -M CT , 另一种为 P-M CT 。 现以 P -M CT 为例, 说明 MCT 的工作原理。P -M CT 元胞结构表示在 图 1.68。 一个 M CT 内至少集成了约 10 万个元胞。其等效模型及符号示于图 1.69。 图 1.68  M CT 元胞结构( P -M CT )     当门极 相对 阳极加 负脉 冲信 号时, 靠近 门极 SiO 2 氧化 层下面 的 N 表面 层反 型成 P 型( P 沟道) , 于是小的阳极电流流入 P+ 层, 经过 P 层和 P 沟道, 流向 P- N+ 结, 最后从 N+ 层流出, 即 ON -FE T 被接通( OF F-FE T 被关闭) 。该电流恰好为 NP - N+ 晶体管提供了基 极电流, 使该晶体管的集电极电流增加。N P- N + 的集电极电流正好又是 P + NP- 晶体管基 极电流, 从而引起晶闸管内部的正反馈机制, 最后导致 M CT 导通。M CT 中晶闸管部分一 旦导通, 其通道电阻比原先激励通道的电阻小得多, 因此, 主电流由晶闸管部分承担, 而原 · 3 9· 图 1.69  M CT 的等效模型及符号 ( a) 等 效模 型;   ( b) 符 号 先的激励通道只维持很小的激励电流。 当门 极相对 于阳 极加上 正脉 冲信 号时, 即启 动 OFF -FE T , 使 其转 入通 态, 同 时关 闭 O N-FE T , 于是门极 SiO 2 层下面的 P 表面层反型为 N 型, 形成 N 沟道, 则将 P+ N P- 晶体 管的基—射结(PN)短路, 也就是说, 这时 P+ N 结非但不发射空穴, 反而使 N 基区中储存 的载流子被抽走, 从而使 P+ NP- 晶体管进入关断过程, 最后导致晶闸管部分因不能维持 导通条件( α1 + α2 ≥1) 而关断。 从上述分析可知, P-M CT 是通过激活 P 沟道来导通晶闸管, 通 过激活 N 沟道来 关断 晶闸管。当 P -M CT 各区的半导体材料用相反导电类型材料代替它们时, 则成为 N -M CT 结构, 此时图 1.67 上方的阳极变成阴极, 而下方的阴极变成阳极。当门极相对阴极加正脉 冲信号时, M CT 导通, 反之则关断 M CT , 其元胞结构示于图 1.70。 对于 P -M CT , 一般- 5~- 15V 脉冲可使 M CT 导通, + 10V 脉冲可使 M CT 关断。对 于 N -M CT , 一般+ 5V 脉冲可使 M CT 导通, - 10V 脉冲可使 M CT 关断。 M CT 的静态特性应与 SCR 一样, 它是可以承受反向电压的。但它是一种新型的场控 自关断器件, 其驱动电路要比 GT O 的简单得多, 具有广阔的发展前景。 1.7.2  M CT 的特 点 M CT 和 IGBT 一 样兼有 M OS 器件和双极 型器件的优点, 但其电压和 电流容量可 以 做得比 IGBT 更大。现将其特点归纳如下: ( 1) 通态压降小( 为 IGBT 的 1/ 3, 约 1. 1V ) ; ( 2) 开关速度快, 开关损耗小, 工作频率可超过 20kHz; ( 3) 极高 的 d d i t( 20 00A / μs) 和du dt ( 2 00 00V / μs) ; ( 4) 工作温度高( 200℃以上) ; (5) 门极驱动电路更简单; · 4 0· 图 1.70  N -MCT 元胞结构 ( 6) 器件的阻断电压高, 峰值电流大( 已研制出 300A / 2000V , 1000A / 1000V 器件) 。 这种器件是 80 年代后期刚开发出来的, 其结构和工艺都还在不断完善过程中。尽管 如此, 由于它的优越性能, 人们对它产生了极大的兴趣。据说, 采用 M CT 管控制的 67kW 的高性能内永磁无刷电机的样机已经出现。有些 MCT 产品也已问世, 现将 GE 公司的 M CT 产品列于表 1.6, 供参考。 · 4 1· 参  数 击穿电压/ V 无吸收回路的 SOA/ V 峰值可控电流/ A 峰值电流/ A 芯片尺寸/ mil Uon / V 输入电容/ pF di dt A ·μs - 1 du dt V ·μs - 1 导通时间/ ns 储存时间/ ns 关断时间/ ns 门极-阳极电压/ V 最大值  U G ss 导通    U G on 关 断     U G of f 外壳 表 1.6  GE 公司的 MCT 产品主要参数 T A 9789A T A 9789B T A 9836A 500 10 00 5 00 300 60 0 3 00 50 50 1 00 500 170× 227 50 0 170× 227 1 000 260× 390 1. 1 1. 1 1. 1 7 00 0 70 00 14 000 2 00 0 20 00 2 000 20, 000 200 500 2 00 0   20 - 5~- 10 + 10~+ 15 20, 000 20, 000 20 0 50 0 20 00 2 00 5 00 2 000   20 - 5~- 15 + 10~+ 15   20 - 5~- 15 + 10~+ 15 5 引线 T O -218 T A 9836B 1 00 0 600 100 1 00 0 260× 390 1. 1 1 400 0 2 00 0 20, 000 200 500 2 00 0   20 - 5~- 15 + 10~+ 15 1.7.3  M CT 和 I GBT 的性能 比较 M CT 和 IGBT 都 是 场 控自 关 断器 件。从 目 前情 况 看, IGBT 在 开 关 特性 方 面 优 于 M CT 。表 1.7 给出这两种器件 应用于降压斩波 电路( 斩 波频率为 10kHz) 时的开关时间, 供比较。 · 4 2· 表 1.7  M CT 和 IGBT 开关时间比较 参    数 I GBT 通 电流 断   100mA - 240mA 门 控 信号 通 电压 断 0→ 1 5V 15V →0 持续 通 时间 断 1. 2μs 80 0n s 下降时间 90 0n s 开 关速率 上升时间 导通延时 26 0n s 67 0n s 关断延时 47 0n s M CT - 2. 2A   2. 1A 12V →- 6V - 6V →12V 32 0n s 32 0n s 1. 5μs 36 0n s 72 0n s 52 0n s     图 1.71 示出了 M CT 和 IGBT 的通态压降与导通电流的关系曲线。由图可知, M CT 的通态压降比 IGBT 的低, 这意味着 MCT 的 通态损耗 比 IGBT 的 低, 但 IGBT 的开关 损 耗却比 MCT 的低。 图 1.71  器件通态压降与导通电流的关系曲线 ( a) M CT ;     ( b) IGBT     另 外, 由于 M CT 管中 ON -F E T 管的 电流 设计得 比较 小, 因此它 在零 电压下 导通 有 一定的困难, 也就是说, 它比较适合零电流谐振开关电路而不太适合零电压谐振开关电 路。然而 IGBT 却不存在这个问题。此点应引起电路设计者的注意。 · 4 3· 1.8  静电感应晶闸管( SITH ) 和晶体管( SIT) 1.8.1  静电感 应器件工 作原理     为了弄清这两种器件的导通和关断原理, 我们先来研究一下图 1.72 结构中电流传输 情况。这是一种中间层为 N 型材料(电流通道) , 两侧 为 P 型薄 层的结 构, 它们分 别都 有电极 引出。 当 G-S 之间不加电压时, 两侧的热平衡空间电荷层是很薄的, 中间层( N ) 电流通道最宽, 这时 D -S 之间加上电压, 则 有电流通过 N 型层, 即电流通道是“畅通”的。若 G 相 对于 S 加负偏压, 两则 PN 结为反偏置, 而且随着 UGS 反偏压的增大两侧空间电荷层向中间区扩展。因空间 电荷层是高阻区, 所以电流通道随之变窄了。当 UGS 反 图 1.72  电流通道阻断原理示意图 偏 压 达 到某 一 临 界 值 ( 随 D-S 之 间 的 电 压 不 同 而 变 化) 时, 电流通道 中某一 部分会出 现两侧空 间电荷 区开始 相遇 的情况; 随 着 UGS 反 偏压 进 一步 提高, 就会出 现两侧空 间电荷 区重叠现 象。在这样 情况下, 电 流通 道被“夹 断”, D -S 之间无法通过电流、静电感应器件就是依靠上述原理工作的, 即利用电场的作用来开闭电 流通道, 使器件导通或关断。 静电 感应晶闸管( SIT H ) 和静电感应晶体管 ( SIT ) 就是按照 上述原 理工作的, 其结 构 示于图 1.73 和图 1.74。从图中可知, 它们都在 N 型层里隐埋了被 N 隔开的许多 P+ 小区。 这样一来, 两个 P+ 小区之间的 N 区, 即成为上面所述的电流通道。SIT H 和 SIT 结构上的 差别在于 SIT H 是在 SIT 结构基础上增加了一个 PN 结。 图 1.73  SIT H 结构 图 1.74  SIT 结构 通常, 这两种器件的阴极( K ) 或源极( S) 接电源负端, 阳极( A) 或漏极( D) 接电源正 端。当栅极( G) 不加信号时, 所有小的电流通 道都是没 有任何阻 挡的, 对阳极 流向阴极 的 电流是畅通无阻的, 这时器件处于导通状态。当栅极相对于阴极加负电压时, 所有小的电 流通 道都被空间电荷 区“阻断”, 阳 极电流被“夹断”, 器 件处于关 断状态, 静电 感应器件 在 电 路 中 的 开 关 作 用 类 比 于 继 电 器 的“常 闭 ”触 点 。 · 4 4· 利用 前面的 知识 可以判 断, SIT H 是 少子器 件, 而 SIT 是多子 器件, 因 此 SIT H 的 通 态压降低, 而 SIT 的动 态响应快, 可工作在几百 千赫( 200kW / 200kHz 感应加 热电源已 经 问世) 。 同 V DM OS 和 IGBT 一样, SIT H 内部寄生 着 P+ NP+ N+ 晶闸管, 而 SIT 内部寄生 着 N+ PN 晶体管。因此, 对于它们, 一个存在着晶闸管的锁定问题, 而另一个存在着发生二 次击穿的潜在危险。这些问题都需引起使用者的注意。 1.8.2  SI TH 和 SI T 的静态 特性 图 1.75 是 SIT H 的 静 态 伏 安 特 性 曲 线, 而 SIT 的 正 向 伏 安 特 性 同 于 SIT H , 如 图 1.76 所示。由图 1.75 和 1.76 可知, 它们的正向特性都类似于真空三极管的特性曲线。在 栅压为零时, 这两种器件均处于导通状态, 即器件的正向阻断电压为零; 随着负栅压的增 加, 器件的正向阻断电压增加。因此, 人们在设计栅控电路时, 要顾及到器件的这种特点。 一般, 关断器 件需加数 十伏负 栅压; 要使器件 导通, 亦可加 5~ 6V 正栅 压, 以降低 器件 的 通态压降。对于 SIT H 器件, 由于 P N 结的存在, 器件具有反向阻断能力, 而 SIT 器件则不 能承受反向电压。由图 1.75 和图 1.76 可定义器件的阻断增益 μ, 对于 SIT H 图 1.75  SIT H 静态伏安特性曲线 图 1.76  SIT 静态伏安特性曲线 μ= ΔU A K ΔU G K ( 1. 28) 对于 SIT μ= ΔU D S ΔU G S ( 1. 29)     目前还有一种双极型静电感应晶体管( BSIT ) 。它是在 SIT 器件的基 本结构基础上, 改变栅-源区的结构及栅极区的工艺参数而形成的一种感 应器件, 其 结构和静态伏安 特性 如图 1.77( a ) 和( b ) 所示。这种静电感应器件的静态伏安特性曲线类似于真空五极管的特 性。当栅偏压为零时, 器件处于阻断状态, 而当正栅偏压加到一定值后, 器件开始通过正向 电流; 当 栅偏 压为 负 时, BSIT 器件 的特 性 呈现 SIT 的 特点, 不 过 其死 区较 大, 如图 1.78 所示。 · 4 5· 图 1.77  BSIT 器件的结构及静态伏安特性曲线 (a) 结构;   (b) 静态伏安特性 图 1.78  负栅偏压下, BSIT 器件的 图 1.79  SIT 的安全工作区 静态伏安特性曲线   1.8.3  静电感 应器件的 动态性能 静电感 应晶体 管是场控 多子器 件, 其开 关速度 相当 快, 例如 2SK183V ( 60A / 1500V , 1kW ) 和 T S300V ( 180A/ 1500V, 3k W) 的 开通时间 分别为 250ns 和 350ns , 关断时 间分 别 为 300ns 和 350ns 。SIT 器件的安全工作区如图 1.79 所示, 类似于 VDM OS。 静电感应晶闸管是场控少子器件, 其动态性能比 SIT 器件差。但目前研制的 SIT H 器 件亦可以工作在 100kHz, 因此它也具有广阔的应用前景。 思考与练习一     1.1  试说明结型整流管的基区电导调制效应及其作用。 1.2  为什么雪崩击穿电压越高的整流管的漏电流越大? 1.3  试求直径为 26mm、厚 度为 170μm 以及 电阻率 为 30Ω·cm 的硅 片, 通 以 100A 直流电流时硅片上的压降值(与通常的硅整流管压降进行比较) 。 · 4 6· 1.4  试将第一章所介绍的电力半导体器件按多子和少子器件加以分类, 并简述其特 点。 1.5  如何使用万用表( 数字或机械) 判定晶闸管的管脚? 有何困难? 1.6  逆阻型晶闸管的 维持电流和 掣住电流 有何差 别? 它们与 温度的一 般关系是 什 么? 它们与电路正常工作有何联系? 1.7  为什么晶闸管的触发信号通常不使用直流信号? 1.8  逆阻晶闸管的非正常导通方式有哪几种? 1.9  为什么正常情况下硅晶体管的饱和压降比硅整流管的压降还要低? 1.10   在 图 题 1.10 所 示 电 路 中, 若 使 用一 次 脉 冲 触 发, 试问为保证晶闸管充分导通, 触发脉冲宽度至少要多 宽? 图中, E = 50V ; L = 0. 5H ; R = 0. 5Ω; I L = 50mA ( 掣住 电流) 。 1.11  快恢复整流管的主要动态参数指哪几个? 试举 例说明其动态参数对电路工作或器件工作的影响。 1.12  简述晶闸管的关断时间定义。当晶闸管两端反 并联一个整流管时, 其关断时间与不并联的情况相比是增 图  题 1.10 长了还是缩短了? 1.13  晶闸管的哪个动态参数与器件的工作寿命密切相关? 器件工作寿命还与哪些 因素有关? 1.14  在图 题 1.14 所示 电路 中, 当 VDM OS 管关 断 时, 负载 电 流 通过 整 流管 D 续 流; 当 V DM OS 管导通稳定时, 负载电流 由电源提供, 且等于 负载电 流。试问在 V DM OS 管导通过程中, VDMOS 管通过的峰值电流能否超过 I 0? 为什么? 图  题 1.14 图  题 1.15 1.15  请将 V DM OS( 或 IGBT ) 管栅极电流波形画于图题 1.15 中。 1.16  试比较晶闸管、M CT 和 SIT H 在性能上的差别。 1.17  下表给 出 1200V 等级不同的 电流容量 IGBT 管的 栅电阻推荐值。试 说明, 为 什么随着电流容量的增大, 栅电阻( RG) 值相应减少? 电流容量/ A 25 50 75 1 00 15 0 2 00 30 0 栅电阻值/ Ω 50 25 15 12 8. 2 5 3. 3 · 4 7·     1.18  试比较 V DM OS、IGBT 以及 GT R 的静动态性能。 1.19  简述静电感应器件的工作原理。 1.20  为什么当通道夹断时, 静电感应晶体管仍然不能承受反向电压? 1.21  IGBT 管的过流保护同栅极电压大小有何关系? 1.22  试说明线路杂散电感对高速场控器件工作的影响。 · 4 8· 第二章  AC/ DC 变换技术 将交流变换成直流称为 AC/ DC 变换。这种变换的功率流向可以是双向的, 功率由电 源传向负载的变换称之为“整流”, 功率由负载传输回电源的变换称之为“有源逆变”。对于 需改变直流输出电压的场合, 可以采用传统的相控整流方案, 也可以采用其它高性能的调 节方案( 斩波调节或高频调制技术) 。本章主要结合一些电路, 扼要地阐述相控整流电路的 基本特性; 然后再围绕这种电路的功率因数和网侧谐波电流问题, 讨论一下今后 AC/ DC 变换技术的发展趋势。 2.1  AC/ DC 变流器的分类 虽然不 同电路的 A C/ DC 变 流器都 能获得 直流输 出电 压, 但其电 路性 能指标 是不 同 的 。 这 主 要 反 映 在 直 流 输 出 电 压 平 均 值 、直 流 输 出 中 的 交 流 分 量 、功 率 因 数 和 网 侧 谐 波 电 流等方面。现将 AC/ DC 变流器的分类简述如下。 1. 按电路的结线形式分类 (1) 半波电路: 每根电源进线流过单向电流。 (2) 全波电路: 每根电源进线流过双向的交变电流。 2. 按电路的控制特点分类: ( 1) 不 可控电路 ( 单 向变流器 —— 功率仅 由电源流 向负载) : 其直流 输出电压 平均 值 同交流电源电压值的比值是固定不变的。 (2) 半控电路( 单向变流器): 直流输出电压可以改变。 ( 3) 全控电路( 通常为双向变流器—— 功率可以双向流动) : 直流输出电压可以改变。 3. 按电源的相数( 或直流输出的脉动频率) 分类 (1) 单相电路: 单脉波或双脉波。 (2) 三相电路: 三脉波或六脉波。 (3) 多相电路: P 脉波。 4. 按电路的工作象限分类 (1) 一象限变流器。 (2) 二象限变流器。 (3) 四象限变流器。 2.2  单相半波整流电路 2.2.1  不可控 整流电路     图 2.1( a) 给出了单相半波不可控整流电路( 阻性负载) 。利用整流管( D) 的单向 导电 · 4 8· 性, 在交流电源的作用下, 整流管周期性地导通和截止, 实现了 AC/ DC 变换, 将交流转换 成脉动直流。在电源正半周, 整流管导通, 电源电压几乎全部加在负载( R ) 上, 流过负载的 电流波形同其上的电压波形形状是一样的。在电源负半周, 整流管处于反向阻断状态, 承 受了几乎全部的电源负半周电压, 负载上电压几乎为零, 电路中流过整流管的反向漏电 流。若忽略整流管的导通压降以及反向漏电流, 则电路工作波形如图 2.1( b) 所示。 图 2.1  带阻性负载的单相半波不可控整流电路及其波形 (a) 电路;     ( b) 波形     根据图 2.1( b ) , 可以求得整流输出电压和电流的平均值, 即 ∫ U0 = 1 T T u0( t) dt 0 T ∫ = 1 T 2 Um sin ωtdt 0 = Um π = 0. 318Um I0 = U0 R = Um πR = 0. 318U m R 根据定义, 整流输出电压和电流的有效值可确定为 1 ∫ U = 1 T T 2 ( Um sin ωt) 2 dt 0 2 = Um 2 = 0. 5Um I = Um 2R = 0. 5U m R 变压器的利用率( T UF) 定义为 T UF = P0 US I S ( 2. 1) ( 2. 2) ( 2. 3) ( 2. 4) ( 2. 5) · 4 9· 因为 I S= I , 所以 T U F = 0. 318Um× 0. 318Um / R ( Um / 2 ) 0. 500Um / R = 0. 3182 2 0. 5 = 0. 286 由此可知, 变压器的利用率是很低的。而且变压器铁心中还存在着直流磁通势。为防止铁 心饱和, 整流变压器的设计就要顾及到此点。 2.2.2  可控整 流电路 将图 2.1( a ) 中的整流 管换成 晶闸管, 该电 路就变 成了 半波可 控整 流电 路, 利 用它 就 可以改变整流输出电压。 (一) 阻性负载 带阻性负载的单相半 波可控整流电路 示于图 2.2( a) 。为了简单起见, 在以后的 分析 中, 若无特别说明, 都假定开关器件为理想开关, 即认为其通态压降为零, 阻断状态下的漏 电流也为零, 而且其动态响应是瞬时的。 图 2.2  单相半波可控整流电路及其波形( 阻性) ( a) 电路;   ( b) 工作象 限;   ( c) 波 形 该电路的工作过程如下述。 在电源正半周( 0~π) , 晶闸管承受正向电压( 晶闸管的阳极电位高于阴极) , 处于正向 · 5 0· 阻断状态。若假定在 ωt= α时刻才发出触发脉冲, 则在( 0~α) 期间, 晶闸管不导通, 电源电 压全部加在晶闸管上, 负载上的电压为零, 流过负载的电流也为零。在 α时刻触发晶 闸管 而导通, 晶闸管从正向阻断状态进入通态, 于是在( α~π) 期间, 电源电压全部加在负载上, 则有负载电流 i0 流过, 其值为 i0 = Um R sin ωt           [ α, π] ( 2. 6) 由于交流电源的特点, 在正半周快结束时, 晶闸管中的电流自然地下降到维持电流以下, 晶闸管就自动地从通态转入阻断状态, 负载电流变为零。紧接着电源负半周开始, 在电源 负半 周( π~2π) 期间, 晶闸 管转 入反向 阻断 状态, 电源 电压 又全部 加在 晶闸 管上, 负载 上 的电压又为零。至此, 电路完成了一个工作周期, 尔后电路始终周期地重复上述过程, 其波 形示于图 2.2( c) 。 综上分析可知, 在电源一周工作期间, 负载上得到的只是脉动的直流电压(u0), 其脉 动频率与电源频率一样, 故该电路是单脉波电路( 若整流输出电压的脉动的频率是电源频 率的二、三或六倍……, 则分别称为二脉波、三脉波或六脉波……) 。而且该电路只能工作 在第一象限, 因为负载的电压和电流只能是单方向的。 现定 义: 从 ·规·定·时·刻 ( 譬 如 ωt= 0) 起 到发 出触发 脉冲 时刻 的一段 时间 所对应 的电 角 度为触发角( 延迟角或控制角 ) 。晶闸 管导通期间所对 应的电角度为导电 角, 记作 θ, 对现 在所讨论的阻性负载电路, 若触发角为 α, 则晶闸管的导电角为 θ= π- α ( 2. 7)     根据波形图, 针对某一触发角 α, 可求出整流输出电压平均值为 ∫ U0 = 1 2π π U α m s in ωt d ( ωt ) = U2πm ( 1 + cosα) ( 2. 8) 式( 2.8) 表明, U0 -α关系是非线性的, 如图 2.3 所示。触发角 α从 0 变到 π则输出电压平均 值 从最 大 值( Um / π) 变到 零。这 意 味着, 只要 改 变 触发角, 就能改变整流输出电压的平均值, 达到可 控整流的目的。同式( 2.1) 相比可知, 不可控整流 电路只是可控整流电路一种特殊情况( α= 0) 。 根据有效值定义, 可求出整流输出电压的有 效值为 ∫ U = 1 2π π U α 2 m sin 2 ωt d ( ωt ) 1 2 = Um 2 1 π π- α+ s in2α 2 1 2 ( 2. 9) 图 2.3  对应式( 2.8) 的控制特性 那么, 整流输出电流的平均值(I 0)和有效值(I )分别为 I0 = U0  R   I = U R 所以整流输出电流有效值与其平均值之比为 · 5 1· I = U= I 0 U0 π π- α+ sin2α 1 2 2 1 + cos α ( 2. 10) 它是 α的函数, 随 α增大, 比值变大, 如表 2.1 的数据所示。也就是说, 在保证相同的 有效 值下, 随着 α的增大, 通过晶闸管的电流的平均值将减少。 表 2.1  I / I 0 与 α的关系( 阻性负载) α 0° 3 0° 60° 9 0° 1 20 ° 15 0° I/I0 1. 57 1. 66 1. 88 2. 22 2. 78 3. 99     在晶闸管实际应用中, 我们不仅要注意到晶闸管的电流平均值不超出定额, 而且还必 须注意到通过晶闸管电流的波形, 以防止其有效值超出定额, 确保晶闸管的结温不超出额 定值( 125℃) 。 晶闸管的额 定电流平均值 是指, 在其结温 不超出 额定结温 ( 125℃) 下, 允 许晶闸管 通 过电流波形为( 工频) 正弦半波的最大电流平均值。因此, 对于额定电流平均值为 100A 的 晶闸管, 其额定电流有效值为 157A , 它们之间的关系表示如下: πI 平 均 I= 2 ( 2. 11)     值得提醒的是, 器件的结温是由器件自身的损耗和散热状况两个因素共同决定的, 因 此选定晶闸管电流容量后, 还需选配合适的散热器, 在使用时还应当保证器件的散热条件 符合规定标准。 (二) 感性负载及续流二极管 整流电路的负载, 除了阻性负载外, 还经常遇到感性负载, 感性负载可以等效为电感 ( L ) 和电阻( R ) 串联。整流电路带感性负载时的工作情况同阻性负载的不同。带感性负载 的半波可控整流电路及其波形示于图 2.4。其工作过程如下述。 · 5 2· 图 2.4  感性负载单相半波可控整流电路及其波形 ( a) 电路 ;   ( b) 波形     在 ωt= α时刻触发晶闸管, 电源电压被加到感性负 载上。由于电感的 存在, 负载 电流 不能象阻性负载那样突然上升, 而是从零开始上升, 直至最大值, 然后开始下降, 电源电压 回零时, 负载电流仍为正值。当负载电流下降时, 由于电感的感应电动势的作用, 尽管电源 电压已经反向, 但晶闸管仍为正偏置而继续导通。所以在电源负半周内的一段时间里, 负 载电流仍继续流通, 直至电感上感应电动势与电源电压相等为止, 此时回路总电压为零, 负载电流也下降到零。尔后, 晶闸管转入反向阻断状态而关断。只要晶闸管导通, 负载上 的电压就等于电源电压, 因此在 π到( θ+ α) 电源电压变负期间, 负载上的电压是负 值。这 样, 负载上所得到的输出电压平均值自然地就变小了( 与相同条件下阻性负载相比)。 在感性 负载情况 下, 为 求出整 流输出 电压 平均值, 首 先必 须确定 晶闸 管的 导电角 θ。 为此, 将坐标原点移到( α, 0) 处, 则 u = Ums in( ωt + α) ( 2. 12) 同时列出晶闸管导通时电路的微分方程为 u= L di0 + dt i0 R ( 2. 13) 作拉氏变换得 Um s2 ω + ω2 α e ωs = sL i0 ( s) + R i0 ( s) α 即 i0 ( s) = Um ωe ωs L ( s2 + ω2 ) s + R L ( 2. 14)     对式( 2.14) 取反变换得 i0 ( t) = L Umω ω2 + R2 L2 R α e + - L t+ ω ω2 + R L ω 2 sin ( ωt + α- φ) ( 2. 15) 其中, φ= arctg ωL R —— 负载阻抗角。 经简化, 并令 ( ωL ) 2 + R 2 = Z , 则式( 2. 15) 变为 i0 ( t) = U m ωL Z2 e - e R ωL ωt - + R ωL α Um s in( ωt + Z α- φ) 考虑到 ωt= 0 时, i0 ( 0) = 0, 则得 ( 2. 16) 于是式( 2.16) 又可写成 e- = R α ωL - Z ωL s in( α- φ) i0 ( t) = Um Z sin ( ωt + α- φ) - sin( α- φ) e- R ωL ωt ( 2. 17) 现将 ωt= θ时, i0 θ ω= 0 的条件代入式( 2.17) 得 sin ( θ+ α- φ) = sin ( α- φ) e- R ωL θ ( 2. 18)     式( 2.18) 表明, 导电角 θ同 α以及负载阻抗角 φ有 关, 该式是 一个超越方程。针 对某 · 5 3· 一具体的阻抗角 φ, 可以给定一个 α角, 通过累试法算出相应的 θ角。现讨论下面几种特殊 情况下导电角 θ与触发角 α的关系。 ( 1) 纯电阻负载: ωL = 0, φ= 0, 得 sin( θ+ α) = 0 唯有 θ+ α= π 即 θ= π- α ( 2. 19)     ( 2) 纯电感负载: R = 0, φ= π/ 2, 得 cos ( θ+ α) = cos α 唯有 即 θ+ α= 2π- α θ= 2π- 2α ( 2. 20)     ( 3) 导电角 θ= π的条件: 将式( 2.18) 变换为 当 θ= π时, 下式成立: t g( α- φ) = s inθ θ e- - tgφ cos θ ( 2. 21) t g( α- φ) = 0 即要求 α= φ 这说明, 当 α角等于阻抗角 φ时, 晶闸管的导电角 θ等于 π。很显然, 当 α< φ时, θ> π; 当 α > φ时, θ< π。当然, 也可以要求 θ= π或 3 θ= 2π时 3 , 求出 满足这种条件下, α和 φ之 间 的相 应关系。了 解了这种相应关 系之后, 就 可以判 明控制角 ( α) 在什 么范围 内, 不 同整流电 路 (感性) 负载电流是连续的。 一旦确定了 θ, 感性负载上的电压平均值也就知道了, 即 ∫ U0 = 1 α+ 2πα θ Um sin ωtd( ωt) = U2πm [ cosθ- cos ( α+ θ) ] ( 2. 22) 从电路原理上看, U0= UL+ UR 。但因 所以 ∫ ∫ UL = 1 α+ 2πα θ uL d( ωt) = ωL 2π 0 0 di = 0 ∫ U0 = 1 α+ 2πα θ uR d( ωt) 式( 2.23) 表明, 感性负 载上的 电压平均 值就 等于负 载电 阻 ( 2. 23) 上的电压平均值。 在大电感负载, 即 ωL m R 情况下, 由式 ( 2.20) 可知, 负 载电流波形几 乎 是 以 ωt= π为 轴 对称 ( 如图 2.5) , 因 此 不 管触发角 α是什么值, 负载上的电压平均值都将接近于零。 由以上分析可知, 在单相半波可控整流电路中, 由于电 感的存在, 整流输出电压的平均值将变小, 特别在大电感 ( ωL m R) 负载下, 输出电压平均值接近于零。 · 5 4· 图 2.5  当 ωL m R 时, 不同 α时 的 电流 波 形 解决这问题的办法很简单, 只要在负载两端并接续流二极管, 如图 2.6( a) 所示。这样 一来, 当电源电压进入负半周时, 晶闸管被加上反向电压而关断, 与此同时, 续流二极管被 接通, 这时负载电流通过续流二极管继续流通, 负载上电压被箝位在零电压( 忽略二极管 压降)。很显然, 在这样情况下, 感性负载上的电压波形同阻性负载情况没有什么差别。 图 2.6  带大电感负载、具有续流二极管的单相半波可控整流电路及其波形 ( a) 电路 ;   ( b) 波形     由图 2.6( b ) 可以看出, 负载电流是连续 的。也就是说, 有电感的情况 下, 只要从 电源 负半周开始到晶闸管再一次被触发前这段时间里, 电感中所储存的能量不能全部释放掉, 负载的电流在电源一周期间内就是连续的。当电感大到一定程度( ωL m R ) 时, 负载的电流 就可以基本上维持不变。当然, 如果电感小到一定程度, 在上述期间内, 电感中所储存的能 量就可以全部消耗光, 那么负载电流在电源一周期内就是断续的, 即存在负载电流为零的 期间。对于某些要求平直波形的直流负载, 我们就需在整流通路中串进一个平波电抗器, 以创造 ωL m R 的条件, 而达到预期的目的。 2.3  单相全波可控整流电路 通常, 单相半波可控整流电路因其性能差只应用于小功率场合, 而取其简单的特点。 在实际应用中, 特别是中小功率场合, 更多的是使用单相全波可控整流电路。 2.3.1  单相半 控桥式整 流电路 所谓“桥式”, 是指 4 只 开关元件按桥式电 路形式联结, 4 只开关 元件分别为各桥 臂的 一个成员, 其中, 两端接电源, 另外两端接负载, 如图 2.7 所示。若其中 2 只使用可控开关 元件, 另外 2 只使用不可控开关元件, 则称为“半控桥式”; 当 4 只都使用可控元件时, 则称 “全 控 桥 式 ”。 现 以单 相 半控 桥式 整流 电路 ( 见图 2.8) 为 例, 分 析在 ωL m R 情 况 下电 路 的工 作 过 · 5 5· 程, 其中负载端还接有续流二极管( D) 。图 2.8( a) 是半控 桥式整流电路的一种结线形式, 其中 2 只晶闸管为共阴 极接法, 而另外 2 只整流 管为共 阳极接法。因为 ωL m R , 可以认为负载电流在整个稳态工作过程保持恒值。T 1 和 T 2 晶闸管的触发脉冲互差 180°。其工作过程可划分为下 述四个阶段。 ( 1) [ 0, α] 期间。T 1 和 T 2 都未导通, 负载电流( i0 ) 通 图 2.7  桥式结线 图 2.8  单相半控桥式整流电路及其波形( ωL m R ) ( a) 电路;   ( b) 工作象 限;   ( c) 波 形 过续流二极管续流。在此期间, iT 1 = iT 2 = 0, iD= i0 。 ( 2) [ α, π] 期间。在电源正半周 ωt= α时刻触发 T 1 导通, 而续流管被加上反偏压而截 止, 负载电流从 D 转移到 T 1 和 D2 。在此期间, iT 1 = iD2 = I 0 , iD = 0。 ( 3) [ π, π+ α] 期间。在这期间, 由于电 源电压变负, 续流管正偏置 而导通, T 1 管被 加 上反向电压而关断, 负载电流从 T 1 和 D2 转移到 D。在此期间 iT 1 = iD2 = 0, iD = I 0 , 电 路又 · 5 6· 恢复到两个晶闸管都不导通状态, 同于[ 0, α] 期间的工作状态。 ( 4) [ π+ α, 2π] 期间。在此期间, T 2 管却承受正向电压, 因此, 在 ωt= π+ α时刻可以触 发 T 2 管而导通, 此时, 续流管被加反偏压而截止, 负载电流又从 D 转移到 T 2 和 D1 。在这 期间, iD= 0, iT 2 = iD1 = I 0 。至此, 电路完成了一个工作周期。 只要周期地发出触发脉冲, 电路就周而复始地重复上述四个过程。由于桥式结线的特 点, 只要晶闸管导通, 负载端总是加上正向电压, 而负载电流始终是单方向流动, 因此半控 桥式整流电路只能工作在第一象限, 电路的工作波形示于图 2.8( c) 。 根据上述分析, 可求出输出电压平均值为 ∫ U0 = 2 2π π U α m s in ωt d ( ωt ) = Uπm ( 1 + cosα) ( 2. 24) 其输出电压有效值为 ∫ U = 2 2π π U 2m s α in 2 ωtd ( ωt ) 1 2 = Um 2 1 π π- α+ sin 2α 2 1 2 ( 2. 25) 式( 2.24) 表明, 单相全波整电路输出电压平均值比相同条件下半波整流电路的大一倍。另 外从 iS 波形可判知, 变压器绕阻中没有直流成分的电流, 因而不存在铁心直流磁化问题。 值得注意的是, 若负载端不接续流二极管, 当二路触发脉冲突然同时消失或触发角突 然从 比较小变 到接近 π时, 图 2.8( a ) 所 示的电路 就可能 出现失控 现象, 即 已导通 的晶 闸 管始终导通而两个整流管轮流导通的现象, 这时电路失去控制。 将图 2.8( a ) 中 T 2 管 同 D1 管的 位置对调, 则 成了另一 种形式 的半 控桥 式整流 电路, 这时 D1 和 D2 在电路中除了担负整流的任务外, 同时还起到续流二极管的作用。 2.3.2  单相全 控桥式整 流电路 带 大电感( ωL m R ) 负载的单相全控 桥式整流电路表 示在图 2.9( a) 。在电 路工作时, T 1 和 T 2 , T 3 和 T 4 均是同时被触发的, T 1 , T 2 和 T 3 , T 4 的触发脉冲之间互差 180°。其工作 过程可划分为下述两个阶段。     ( 1) [ α, π+ α] 期间。在电源正半周期间, T 1 和 T 2 承受正向电压, 若在 ωt= α时刻同时 触发 T 1 和 T 2 管进入导通状态, 则电源电压就加在负载端。但由于大电感的存在, 尽管电 源电压已变负, T 1 和 T 2 仍继续导通, 直到 T 3 和 T 4 被触发为止。 ( 2) [ π+ α, 2π+ α] 期间。在电源电压 变负期间, T 3 和 T 4 承受正向电压, 在 ωt= π+ α 时刻, 触发 T 3 和 T 4 管的脉冲信号必然到来, 于是 T 3 和 T 4 被触发导通。这时 T 1 和 T 2 管 被加上反向电压而关断, 负载电流从 T 1 和 T 2 转移到 T 3 和 T 4。同样由于大电感的原因, T 3 和 T 4 并不 在 ωt= 2π时 结束导通, 而是 延续到 T 1 和 T 2 管再一 次被触发 导通为 止, 即 一直延 续到 2π+ α时刻, 这时 T 1 和 T 2 又 被触 发导通, 而 T 3 和 T 4 被 加上 反向电 压而 关 断。至此电路完成了一个工作周期, 以后也就继续重复上述过程, 电路的工作波形示于图 2.9( c) 。 根据上述分析可知, 在[ α, π] 期间, 整流输出的电压和电流都是正的, 电源向负载提供 · 5 7· 图 2.9  单相全控桥式整流电路及波形( ωLm R) ( a) 电路;   ( b) 工作象 限;   ( c) 波 形 能 量, 变流器 工作在“整流状态”。在 [ π, π+ α] 期 间, 整 流输出电 流仍为 正, 而 输出电压 却 为负, 能量从负载返回电源, 变流器工作在“逆变状态”。因此单相全控桥式整流电路是一 种具有二象限工作能力的变流器, 如图 2.9( b) 所示。 根据单相半波带大电 感负载的整流电 路分析可知, 仅当 α< π时, 图示电路的每 对晶 2 闸管的导电角 θ才等于 π。也就说当 α> π2 时, 负载电流变成不连续, 而且 在这种情况下, 整流输出电压平均值始终接近零, 所以触发角有意义的变化范围是 0 到 π。 2 在电流连续情况下, 整流输出电压平均值可从下式求出: ∫ U 0 = 2 α+ 2π α π Um s inωtd( ωt ) = 2U m π cos α ( 2.26) 其输出电压有效值为 ∫ U = 2 α+ 2π α π U 2 m s in 2 ωt d ( ωt ) 1 2 = Um 2 ( 2. 27) · 5 8· 式 ( 2.26) 表 明, 当 α< π2 时, 输出 电 压为 正, 变 流 器 在一周内 工作于“整 流方式”; 当 α> π2 时, 输出电 压 为负, 变流器在一周内工作于“逆变方式”。这种逆变 方式是将负载能量送回交流电源, 故称为有源逆变。 而所谓无源逆变是指将直流电源的能量直接传输给 交流负载, 后面将要谈到的“DC/ A C 变换技术”一章 均指无源逆变。 图 2.10 给出 了单 相半 控桥和 全控 桥电 路的 非 线性控制特性。由图可知, 两种曲线的斜率不同, 意 味着控制灵敏度的不同。 图 2.10  单相半控桥和全控桥电路 的控 制 特 性 2.3.3  有源逆 变 前面已经谈到, 即使在大电感 负载下, 对于单相全控桥 整流电路, 当 α> π时 2 , 整 流输 出端电压平均值也不会变负, 而无法实现有源逆变。但是, 若负载是反电动势( Ea) 性质 ( 或其它直流电源 ) 的, 且串接了平波 电抗器, 只要反电动势方 向同图 2.11( a ) 所示方 向相 反, 就能达到目的。很显然, 这时反电动势负载在电源负半周时仍可以对电感提供能量, 这 样就延长了晶闸管的导通时间, 其导电角可达 π, 以维持负载电流 连续。但即使负载 电流 为断续, 亦可保证整流侧输出电压为负, 这样也就提供了变流器进行有源逆变的条件。 图 2.11( b) 和( c) 给 出了带 反电动势 负载的全 控桥电 路及 变流器 运行 在整流 和逆 变 状态时的波形。由图 2.11( c) 中 UT 1 波形可看出, 当 α加大时, 晶闸管上承受反向电压时间 [ tq= ( π- α) / ω] 就要减少。因此变流器拉逆变时, 触发角 α不能加得太大, 否则, 将发生逆 变颠覆现象, 现将 α用( π- β) 代替之, 那么式( 2.26) 变成 U0 = - 2 Um π co s β ( 2. 28) β称为逆变角。为了使变流器拉逆变时不出现逆变颠覆现象, 必须限制逆变角 βmin 于某一 范围内, 以保证器件的可靠关断。通常 βmin 大小取决于开关器件的关断时间以及安全裕量 的选择。     直流电动机的再生制动可以通过使变流器工作在逆变工作方式来实现。此时应使反 动势极性改变方向(改变直流电机的电极接法或改变励磁磁场方向, 或是靠机械动力自动 反向) 。 很显然, 对于整流输出电压无法改变极性的电路, 则不能用于有源逆变。 2.3.4  单相双 重变流器 利用 单相全控桥电路 无法实现直流电 机的四象运行[ 见图 2.12( c) ] 。为了达到这 个 目的, 可将两个单相全 控桥电路按图 2.12( a) 方式联结( 反并联) 即构成双重 变流器( 这种 变流系统中的单相全控桥改为 三相全控桥( 参见 2.4.4 节图 2.18) , 则可用于大功率 直流 · 5 9· · 6 0· 图 2.11  带反电动势负载的全控桥电路及其波形 ( a) 电 路;   ( b) 整 流运行 状态 ( 连 续) ;   ( c) 逆变 运行状 态( 连续 ) 电机的调速, 实现可逆再生传动) 。     现设变流器 1 的延迟角为 α1 , 对应输出电压平均值为 U01 ; 变流器 2 的延迟角为 α2 , 对 应的输出电压平均值为 U0 2 。这两个延迟角的控制应使得一个变流器工作在“整流方式”, 而另一个变流器工作在“逆变方式”; 同时还应保证它们 输出相同的平均 值, 如图 2.12( b) 所示。 图 2.12  单相双重变流器电路及其波形 ( a) 电路;   ( b) 波形;   ( c) 工 作象 限 根据式( 2.26) , 其输出电压平均值分别为 U01 = 2 Um π co s α1 · 6 1· U02 = 2 Um π co s α2 因为 变流器 1 工作在“整流方式”, 变流器 2 工作 在“逆 变方式”, 且输出 电压平均 值相等, 则有 即 所以 U 01 = - U02 cosα2 = - cos α1 = cos( π- α1 ) α2 = π- α1 ( 2. 29) 也就说, 两个变流器的延迟角的控制要满足式( 2.29) 。虽然两个变流器的输出电压平均值 相等, 但其输出电压的瞬时值在某些时候不等, 因而会在两个变流器之间形成环流(不通 过负载)。为了限制这种环流, 通常在环路上加进限制环流的电抗器(Lr) , 如图所示。 从 图 2.12( b) 中可看出, 在( α1 , π- α1 ) 和( π+ α1 , 2π- α1 ) 期间, 电压 瞬时值是 相等的, 所以环流 ir 可从下式求得: ∫ ∫ ir = 1 ωL r ωt ur d( ωt) = 2 π- α 1 1 ωL r ωt ( u01 - 2π- α 1 u02 ) d( ωt) ∫ ∫ = Um ωL r ωt - s inωtd( ωt) - 2 π- α 1 ωt s inωtd( ωt) 2 π- α 1 = 2U m ωL r ( co s ωt - cos α1 ) ( 2. 30) 式( 2.30) 表明了环流与时间 t 的关系, 其值与 α1 有关, 其 最 大 峰 值 电 流 为 4U ωL m r 。 若 负 载 的 峰值电流为 Ip 。那么控制传输功率的变流器将通过 Ip+ 4U m ωL r 的峰值电流。 当然, 双重变流器也可以工作在无环流情况下。这时要求在同一时间里只有一个变流 器在工作, 而另一个变流器处于完全封锁状态。这需通过逻辑电路加以控制, 只向工作的 变流器发出触发脉冲, 而封锁另一个变流器的触发信号, 然而有环流的双重变流器具有下 列优点: ( 1) 环流 可以使两 个变流 器在整个 控制范 围内维持 电流连续 流通, 而不受 负载的 影 响。 (2) 可以随时改变功率流向。 (3) 动态响应快。 2.4  三相 AC/ DC 变流器 三相 AC/ DC 变流器具有比单相变流器更加优越的性能, 诸如输出电压高且脉动小、 脉 动 频 率 高 、网 侧 功 率 因 数 高 以 及 动 态 响 应 快 等 。 因 此 它 在 中 、大 功 率 领 域 中 获 得 广 泛 的 应用。 · 6 2· 2.4.1  三相半 波可控整 流电路 图 2.13( a) 是三相半波可 控整流电路。它可 以看成是由三个单 相半波可控整流 电路 通过三个晶闸管共阴极接法构成的。三个晶闸管的触发脉冲互差120°( 2π/ 3) 。在三相电路 中, 通常规定 ωt= π为 触 发 角 6 α的 起 算 点 , 下面分析带大电感时的工作情况。 图 2.13  三相半波可控整流电路及其波形 ( a ) 电 路;   ( b) 工 作象限 ;   ( c) 波形 ( ωLm R )     在 ωt= π 6+ α时刻触发 a 相晶闸管 T 1 导通, a 相电压 uan加到负载上, T 1 管通过 负载 电流( i0 ) , T 1 管导通一直持续到 b 相晶闸管 T 2 被触发为止。 在 ωt= 56π+ α时刻 点燃 b 相晶闸管 T 2 , T 1 管立即加 上反向 电压( uab = uan - ubn ) 而 关 断, 负载电流也就立即转移到 T 2 管, 负载被施加以 b 相电压, 这种情况一直持续到 c 相晶 闸管 T 3 被触发为止。 在 ωt= 32π+ α时刻触发 c 相晶闸管 T 3 , 则 T 2 管立即加上 反向电压( ubc= ubn - ucn ) 而 关断, 负载电流也就立即转移到 T 3 管, c 相电压加到负载上, 直到 a 相晶闸管 T 1 再一次 被触发为止。在稳态工作情况下, 电路就重复上述过程不断地进行下去, 其波形表示在图 2.13( c) 。 从上述分析可知: ( 1) 在负载电流连续情况下, 每 个 晶 闸 管 的 导 电 角 均 为 2 π。 3 · 6 3· (2) 在晶闸管支路不存在电感情况下, 晶闸管之间的电流转移是瞬间完成的。 (3) 负载上出现的电压波形是相电压波形。 (4) 未导通晶闸管所承受的电压是线电压而不是相电压。 ( 5) 整流输出电压的脉动频率为 3f ( 三脉波) 。 若 uan = Um sin ωt, 则输出电压平均值为 ∫ U0 = 3 2π 5 π + 6 π 6+ α α Um sin ωt d ( ωt ) 输出电压有效值为 =3 3U 2π m c os α ( 2. 31) ∫ U = 3 2π 5π 6+ π + α α U 2 m si n2 ωt d ( ωt ) 1 2 6 1 = 3 Um 1 6 + 8 3 π co s2 α 2 ( 2. 32)     该电路工作在第一象限, 如图 2.13( b) 所示, 若带反电动势负 载, 则可 工作在第一、四 象限。该电路若带阻性负载, 当 α> π时 6 , 负载 电流 为断 续。 2.4.2  换相重 叠 —— 电 源变压器漏 感的影响 在前面讨论中, 都忽略电源变压器漏感对晶闸管之间换流的影响以及由此引起的问 题。考虑变压器漏感的电路表示在图 2.14( a) , 其中漏感用 L C 表示。现以 a 相与 b 相之间 的换相过程为例来说明换相重叠问题。若换相开始前, T 1 管导通, 且流过的电流 iT 1 = ia = I 0 ; T 2 管不导通, iT 2 = ib = 0。在触发 T 2 管后换相开始时, 因为每一相中都有电感 L C , 所以 T 1 管中电流不能突然消失, T 2 管中电流也不能突然增加到 I 0, 而需一个逐渐变化过程。 · 6 4· 图 2.14  考虑漏感( L C) 影响的电路及其波形 ( a) 等 值电 路;   ( b) 波 形 也就是说, T 1 管中的电流不能瞬间地转移到 T 2 管中去, 而需一个换相过程。在换相过程 中, iT 1 逐 渐下 降, iT 2 逐 渐上 升, 即存在 着一 个很 短的两 个晶 闸管同 时导 电的 重叠期 间, 这 就是通常所说的换相重叠问题。但在换相重叠期间, 负载电流保持不变, 所以有 iT 1 + iT 2 = I 0 ( 2. 33) 对式( 2.33) 进行微分得 diT 1 dt + diT 2 dt = 0 ( 2. 34) 列回路方程 ubn - uan = LC diT 2 dt - LC diT 1 dt ( 2. 35) 将式( 2.34) 代入式( 2.35) 得 2L C diT 2 dt = ubn - uan ( 2. 36) 因为在换相期间, ubn > uan, 所 以 d iT dt 2 > 0 , 而 diT dt 1 < 0。这表明, 在换相期间, 换相回路有 一个 电位差( ubn - uan ) , 它迫使 T 1 管中电流下降, 促使 T 2 管中电流上升。这时输出电压应为 u0 = ubn - LC diT 2 dt ubn + uan =2 ( 2. 37) 式( 2. 37) 说 明, 在 换相期 间, 加 在负载上 的电压 不是 b 相 电压, 而是 a 和 b 两 相电压的 平 均值, 如图 2.14( b ) 所示。它同无 LC 的波形相 比, 少了一 块面积, 因 此输出电压平均 值就 减少了。这是由于换相支路的电感 LC 造成的。其平均压降可表示为普式形式, 即 ∫ ΔU 0 = m α+ 2π α γ LC diT 2 dt d( ωt ) ∫ = mωL C 2π I 0 d iT 2 0 = mωL C 2π I 0 ( 2. 38) 式中  m 为一个电源周期内的换相次数( 脉波数); γ为换相重叠角( 换相重叠期间所对应的电角度) 。 式( 2.38) 对 于各种整流电路 都是合适 的。它表明, 换相 压降平 均值正比 于负载电 流 ( I 0 ) 和交流电路的感抗值( ωL C) 。我们可以把这个换相压降看成是由于整流电源内阻抗引 起的, 其数值为 mωL C/ 2π。 换相重叠角 γ可 通 过求 解 式 ( 2. 36) 求 得。 为 了使 获 得 的 结 果具 有 普 遍 意 义, 把 图 2.14( b) 中电压纵坐标轴移到自然换相点, 则 m 相电源中相邻两相( a 和 b 相) 电压表示成 余弦函数, 即 uan = U m c os ωt + π m ubn = Um cos ωt - π m · 6 5· 因此 把式( 2.39) 代入式( 2.36) , 得 或 两边取积分得 ubn - uan = 2Um sin π m sin ωt 2LC diT 2 dt = 2Ums in mπsinωt ωL C πdiT 2 = s inωtd( ωt) Um sin m ( 2. 39) ωL CI 0 π= co s α- cos ( α+ γ) Um sin m ( 2. 40) 按 U m = 2× 220V, m= 6, I 0 = 100A , ω= 314, LC = 10μH , 100μH , 计算 α及 γ的 结果 列 于表 2.2, 供参考。 表 2.2  α与 γ的关系 α/ ( °) 0 4 12 30 45 60 90 12 0 γ10μH / ( °) 3. 64 1. 4 0. 54 0. 23 0. 16 0. 13 0. 12 0. 13 γ100μH / ( °) 11. 53 8. 2 4. 67 2. 24 1. 61 1. 33 1. 16 1. 34 由表 2.2 数据可知, 在 α= 0 附近, 重叠角最大; 在 α= 90° 附近, 重叠角最小。式( 2.40) 表明, 重叠角 γ与 α、负载电 流 I 0 以及感抗值 ωLC 有关。 仔细分析可知, 由于换向过程的存在, 整流电路的交 流入端电压波形也要发生畸变, 同时也要影响到晶闸管 上的电压波形, 如图 2.15 所示。从图可知, 入端线电压波 形上出现所谓缺口和毛刺。这种畸变波形将对自身的控 制 电 路 以 及 其 它 设 备 的 正 常 工 作 产 生 不 良 的 影 响 。因 此 , 实际的整流电源装置的入端应加滤波器, 以消除这种畸 变波形。 2.4.3  三相半 控桥式整 流电路 具有续流二极管的三相半控桥式整流电路表示在图 2.16( a) 。在 ωL m R 情况下, 可忽略负载电流的脉动。晶 闸 管的 脉 冲互 差 120°( 2π/ 3) 。三 个 晶闸 管 为共 阴 极 接 法, 三个整流管为共阳极接法。 现假定触发角为 α, 如图 2.16( b ) 所示。因此在 ωt= π 6+ α时 刻 触 发 a 相 T1 管导通时, 必然是 c 相整流管 D1 · 6 6· 图 2.15  考虑换相过程影响时 的波形( 三相全控桥) 导通, 因为此时 c 相电位最低, 于是 uac出现在负载上, 负载电流( i0 ) 通过 T 1 和 D1 管流通, 直至 ωt= 7π为 止 6 , 此时 ua c= 0。过后, T 1 管加上反压( 此时 uac变负) , 续流二极管 D 导通, 负载电流转到 D 管。若无续流二极管, T 1 管导通时间要一直延续到 b 相 T 2 管被触发导通 为止, 因此, 在76π≤ωt< 56π+ α期间, 负载电流自动地通过 T 1 和 D2 管续流。 图 2.16  三相半控桥式整流电路及其波形( 带续流二极管) ( a) 电路;   ( b) 波形( ωLm R )     在 ωt= 56π+ α时, b 相 T 2 管被触发导 通, 同时 a 相整流 管 D2 也导 通, 于 是 uba 电压 加 到负载上, 同时续流二极管 D 被加上反向电压而关断, 负载电流 i0 通过 T 2 和 D2 管流通, · 6 7· 直至 ωt= 116π为止, 此时 uba = 0。过后, T 2 管加 上反向电压( uba 变负) , 续 流二极管 D 又 导 通, 负载电流转到 D 管。 同理, 分析可知, c 相 T 3 管在 ωt= 96π+ α时刻导通, 一直持续到 ωt= 5π。在 这 期 间 2 u cb 电压出现在负载上。其它分析同上。 当触发角 α≤ π时 3 , 每 一 个 晶 闸 管 导 电 角 均 为 23π, 续流二极管就始终不导通。 现把三相交流电源的相电压表示为 uan = Um sin ωt ubn = Um sin ωt - 2π 3 ucn = Um sin ωt + 2π 3 那么线电压为 uac = uan - ucn = 3 Um sin ωt - π 6 uba = ubn - uan = 3 Um sin ωt - 5π 6 ucb = ucn - ubn = 3 Um sin ωt + π 2 对于 α≥ π 3, 输出电压平均值和有效值分别为 7π ∫3 6 U0 = 2π π 6+ α 3 Um sin ωt - π 6 d( ωt ) =3 3U 2π m( 1 + cos α)   ( 电压断续) 1 U= 3 Um 3 4π π- α+ 1 2 sin2α 2 对于 α≤ π 3, 输出电压平均值和有效值分别为 ∫ U 0 = 3 2π 56π+ α π 6+ α 3 Um sin ωt - π 6 d( ωt) ( 2. 41) ( 2. 42) 3 = 3 Um 2π ( 1 + cos α)   ( 电压连续) ( 2.43) 1 U= 3 Um 3 4π π- α+ 1 sin 2α 2 2 ( 2. 44)     比较它们的结果可知, 在 0≤α≤π范围内, 整流输出电压的计算公式是一样的, 显然, 该公式对于阻性负载也是合适的。 三相半控桥式整流电路的性能比三相半波整流电路优越之处有: (1) 网侧功率因数高。 · 6 8·     (2) 变压器绕阻中不存在直流磁化问题。 其工作过程的波形示于图 2.16( b) 。 2.4.4  三相全 控桥式整 流电路 三相全控桥式整流电路在工业领域获得广泛的应用。其电路表示在图2.17( a) 。将三 相半控桥式整流电路中的三个整流管换成晶闸管就构成三相全控桥式整流电路。T 1, T 3 和 T 5 三个晶闸管按共阴极联结, T 2 , T 4 和 T 6 三个晶闸管按共阳极联结。这 6 个晶闸管的 触发次 序按 6—1—2—3—4—5—6 的 顺序循 环进行, 而且 6 个晶闸 管的触发 脉冲要互 差 60°。欲使电源接通到负载上, 任何时刻都必需有两个晶闸管同时导通, 因此每个触发脉冲 图 2.17  三相全控桥式整流电路及其波形 ( a) 电路 ;     ( b) 波 形( ωL m R ) · 6 9· 的宽度要延续超过六分之一电源周期; 或是采用双脉冲触发方式, 即每发一个触发脉冲之 后, 间隔 60°再 发一个脉冲。因为同 组晶闸管的触发脉 冲的相位差相差 120°, 所以晶闸 管 最大导电角 θ为 120°。而且, 每隔 60°就有一次换相, 所以其整流输出电压的脉动频率是电 源频率的 6 倍, 即 6f ( 六脉波) 。 下面针对 ωL m R 情况进行分析。 在 ωt = π + 6 α 以 前, 共 阳极 组 的 T6 管 已导 通, 这 时 触发 T1 管导 通。因 此, 在 π 6+ α ≤ ωt ≤ π 2+ α期间, T 1 和 T6 管同时导通, uab电压加在负载上。 在 ωt= π 2+ α时刻, 点燃共阳极组的 T 2 管, T 6 管被加上反向电压而关断。因此, 在 π 2+ α ≤ ωt ≤ 56π+ α 期间 T 1 和 T 2 管同时导通, uac电压加在负载上。 在 ωt= 56π+ α时刻, 点燃 共阴极组 的 T 3 管, T 1 管被 加上 反向电 压而 关断。因 此, 在 56π+ α ≤ωt≤ 76π+ α 期间, T 3 和 T 2 管同时导通, ubc电压加在负载端。     从前面分 析可知, 电 路中的晶闸管每 间隔 60°换 相一次, 而同组晶闸 管每间隔 120°换 相一次。只要按 61, 12, 23, 34, 45 和 56 顺序导通晶闸管, 负载上就能得到如图 2.17( b) 所 示的波形( u0) 。 现将交流电源的相电压表示为 uan = Um sin ωt ubn = Um sin ωt - 2π 3 那么其线电压可表示为 ucn = Um sin ωt + 2π 3 ua b = 3 Um sin ωt + π 6 ubc = 3 Um sin ωt - π 2 uca = 3 Ums in ωt + 5π 6 整流输出电压的平均值和有效值分别为 ∫ U0 = 3 π π 2+ π + α ua α bd( ωt ) 6 ∫3 π 2+ α = ππ 6+ α 3 Um sin ωt + π 6 d( ωt ) · 7 0· =3 3 π U m c os α ( 2. 45) ∫ U = 3 π π 2+ π 6+ α 3U 2 m s in 2 α ωt + π 6 d( ωt ) 1 2 1 = 6 Um 1 4 + 3 3 8π 2 co s 2 α ( 2. 46)     对于感性 负载, 每个 晶闸管的导电角 总是 120°, 因为一般负 载电流 是连续的, 对于 阻 性负载, 负载电流可以连续, 也可以断续, 此处就不再赘述了。三相全控桥式整流电路是二 象限变流器。 2.4.5  三相双 重变流器 利用两个三相全控桥 式整流电路可构 成三相双重变流 器, 如图 2.18( a) 所示, 其 工作 波形示于图 2.18( b) 。它同单相双重变流器一 样, 可以工 作在四个象限, 广泛地应用 于大 功率可逆传动系统。两个变流器的控制角 α1 和 α2 应满足 α2 = π- α1 因此, 在 π 6+ α1 ≤ ωt ≤ π 2+ α1 期间, 变流器 1 输出 端出现 ua b波形时, 变流 器 2 输出端 就出现 ubc波形, 如图 2.18( b ) 中的 u01 和 u02 波形所对应的那样。 现将相电压表示为 uan = Um sin ωt ubn = Um sin ωt - 2π 3 ucn = Um sin ωt + 2π 3 则其线电压可表示为 ua b = 3 Um sin ωt + π 6 ubc = 3 Um sin ωt - π 2 uca = 3 Ums in ωt + 5π 6 因此跨在限流电抗器上的电压为 ur = u01 - u02 = uab - ubc = 3 Um s in ωt + π 6- s in ωt - π 2 = 3Umcos ωt - π 6 环流 ir 可由下式求得 ∫ ir = 1 2ωL r ωt π 6+ urd( α 1 ωt ) ∫ = 1 2ωL r ωt π + α 3Um cos 61 ωt - π 6 d( ωt) ( 2. 47) · 7 1· 图 2.18  三相双重变流器及其波形 ( a) 电路 ;   ( b) 波形 = 3U m 2ωL r s in ωt - π 6- s inα1 ( 2. 48) 由式( 2.48) 可知, 当 α1 = 0, ωt= 2/ 3π时, 环流 达到最 大值 3Um / 2ωL r 。在运 用双重变 流 器于直流电机调速时, 可有多种方案供选择: (1) 有环流可逆系统;               (2) 逻辑无环流可逆系统; (3) 错位环流可逆系统; (4) 环流可控有环流可逆系统。 有关这些内容可参阅有关专著, 此处就不作介绍了。 现将相控变流器的主要电路及主要特征列于表 2.3 和表 2.4 供参考。至于其它各种 整流电路, 本书不作介绍, 有兴趣的读者可参阅其它有关书籍和文献。 · 7 2· 表 2.3  单相晶闸管相控变流器的主要特征 表 2.4  三相晶闸管相控变流器的主要特征 · 7 3· 2.5.1  概述 2.5  高频整流问题     对于直流电源, 为了提高其工作性能, 或是为了使直流电源达到小型轻量化的目的, 常会遇到高频整流问题。特别对于低压直流电源, 这个问题就显得更加突出。其典型例子 有, 高频逆变式整流焊机电源、高频直流电镀电源、某些计算机电源等。这些电源的效率同 整流电路的高频性能关系密切。整流电路在高速开关过程所产生的尖峰干扰及高频振荡 将危及开关电源的性能指标。本节只从效率角度讨论一下高频整流问题。 2.5.2  影响高 频整流效 率的几个问 题 (一) 整流管的压降 在低压整流电路中, 整流管的稳态压降也是一个问题, 采取多只并联的办法可能是一 种出路。选择压降小的肖特基二极管是一种更为有效的办法。然而尤其要注意的是, 整流 管正向恢复特性引起的正向动态压降, 可能高达几伏至几十伏。因此, 为减少这部分的压 降, 应选择正向峰值压降小的器件。 (二) 线路压降的影响 在低压大电流情况下, 交流通道上高频电流所产生的压降是不能忽视, 应尽量缩小。 采用扁平导线或电磁线以增大导线的表面积, 减少集肤效应, 可进一步降低导线的压降。 ( 三) 整流管反向恢复时间( trr ) 对整流输出电压的影响 为了更 好地说明 这个问 题, 假 定双半波 整流 电路的 输入 电压 为交流 方波, 如 图 2.19 所示。 · 7 4· 图 2.19  方波输入整流电路及其波形 (a) 电路图;   ( b) 波形     若 D1 已导通, 当电源 极性反向时, D2 导通; D1 管被加 上反压, 但因 D1 管 存在反向 恢 复过程, D1 管在 tr r 时间 内加不上反压, 而在变压 器绕阻、D1 及 D2 环路中形成 很大的反 向 恢复电流的流动现象, 致使输出端整流电压降到零, 特别是在变压器的漏抗比较大的情形 下尤其如此。根据这种情况, 整流输出电压平均值 U0 降为 1 E U0 = f - 2Etrr T = E - 2E trr f = E ( 1 - 2trr f ) ( 2. 49) 式( 2.49) 表明, 整流输出电压平均值降低程度与 tr r 及 f 有关。整流管 tr r 越长, 或工作频率 越高, 输出电压平均值降低得越厉害。为此, 就需通过提高变压比和增大输入功率来维持 输出电压, 才能达到预期的要求。因此, 在高频整流电路中使用正向动态峰值压降小、反向 恢复时间快的器件是非常重要的。 (四) 变压器绕阻漏抗及铁心损耗的影响 在高频整流情况下, 变压器的铁心形状的选择及绕阻结构的布置都应尽量使漏抗降 到最低程度。增大铁心的横截面积, 可以降低绕阻匝数, 因而有利于减少漏抗。在某些情 况下, 铁心材料应当选择适合高频工作的高磁密、高导磁率及低损耗材料。目前我国已能 生产这种铁心材料, 但价格偏高, 不过使用这种材料有许多好处。只有注意了这些问题, 高 频整流电路的效率才能得到提高。 有关高频整流中的其它问题, 读者可参阅其它有关书籍及文献。 2.6  相控整流电路的主要性能指标 尽管各种相控整流电路都能获得直流输出电压, 但其性能差别却很大。因此, 如何评 价其优劣是一个很实际的问题。综合国内外的情况, 大概可提出下面几个主要参数作为评 价标准。 ( 一) 电压变换系数 ku 定义为, 整流输出电压平均值 U0 与输入相电压峰值 Um 之比, 即 ku = U0 Um ( 2. 50)     ( 二) 纹波系数 RF ( r ipp le factor ) 定义为, 输出电压中交流分量有效值与其输出电压平均值之比, 即 其中, Uac可表示为 RF = Uac U0 ( 2. 51) Uac = U2 - U 2 0 则 RF = U2 U0 - 1 · 7 5· = FF2 - 1 ( 2. 52) 其中, F F ( form fact or) 为波形系数, 定义为, 输出电压有效值与其平均值之比, 即 FF = U U0 ( 2. 53)     ( 三) 变压器利用系数 TUF ( tran sfor mer utiliza tion factor ) 定义为, 输出直流功率平均值 P 0 与变压器二次侧伏安数 USI S 之比, 即 P0 T UF = USI S ( 2. 54) P 0= I 0U 0 ( 2. 55) I 0 为整流输出电流平均值; US 为变压器二次侧电压有效值; I S 为变压器二次侧电流有效 值。 ( 四) 输入功率因数 PF ( power fa ctor) 定义为, 电源输入功率平均值 P AC与其视在功率之比, 即 PF = P AC S ( 2. 56) S = US I S ( 2. 57) 若输入电压为无畸变的正弦波, 那么只有输入电流的基波分量 ISI 影响平均输入功率, 即 P AC = US I S 1 cosφ1 ( 2. 58) 式( 2. 58) 中的 φ1 为输入电压与输入电流基波分量之间的相位角, 称为位移角。而 cosφ1 被 定义为位移因数 DF ( dis placement fact or ) , 即 D F = cosφ1 ( 2. 59) 于是 P F 可表示为 P F = USI S 1cos φ1 USI S = I S1 IS c os φ1 ( 2. 60) 其中, I S1可定义为畸变因数。 IS 功率因数 P F 是一个重要的参数。对于给定的输入功率, 若功率因数小, 则要求电源 提供更大的电流。 ( 五) 输入电流谐波因数 H F ( harmonic fact or ) 定义为, 除基波电流外的所有谐波电流有效值与基波电流有效值之比, 即 HF = I 2 S - I S1 I2 S1 = IS I S1 2 - 1 2 1 ( 2. 61) ∞ 1 ∑I 2 2 Sn = n= 2 I S1 ( 2. 62) 其中, I Sn为第 n 次电流谐波分量( 有效值) 。 对于工频整流, 一般电源的输入电压能保持正弦波形。然而, 电源的输入电流波形基 · 7 6· 本上都是非正弦波, 包含了丰富的谐波分量。利用傅里叶级数分解办法可求得各次谐波分 量, 进而, 将 i( t) 表示为 ∞ ∑ i( t) = I 0 + ( a ns innωt + bn cosnωt) n= 1, 2… ( 2. 63) 其中 ∞ = I0 + ∑ n= 1, 2… 2 I n sin( nωt + φn ) ( 2. 64) ∫1 I0 = T T i( t) dt 0 ∫2 an = T T i( t) sinnωtdt 0 ∫ bn = 2 T T i( t) cosnωtdt 0 ( 2. 65) ( 2. 66) ( 2. 67) In = 1 1 ( a 2 n + b2n ) 2 2 ( 2. 68) φn = ar ctg bn an ( 2. 69)     利用上述性能参数就能比较科学地评价各种整流电路的性能优劣。至于对装置的评 价标准问题, 可以再增加一些参数指标, 如效率, 变流系数等。此处就不再另行说明, 读者 可参阅有关标准。 2.7  电力公害及其改善措施 2.7.1  简述     如今电力半导体整流装置已获得极其广泛的应用, 小到家用的小型整流电源, 大至上 万安甚至几十万安的大型电解电源。不仅如此, 各种逆变装置绝大部分的前级无不带有整 流部分。交流电机变频调速的广泛应用, 也给电网增加了许许多多的整流负载。这些整流 电源基本上都是依靠改变触发角 α来实现调压或稳压的目的, 即所谓相控调压。 这种传统的相控整流电路的网侧电流绝大多数都是非正弦的, 如图 2.20 所示。若考 虑到换相重叠时, 即使是全波带阻性负载的不可控整流电路, 网侧电流也有畸变。当不可 控整流输出加滤波时, 网侧电流为断续脉冲波。因此, 相控整流装置相当一个电流谐波发 生器。 基于传统相控技术的电力电子装置存在着网侧功率因数低以及投网运行时向电网注 入谐波电流两大问题, 即通常所说的电力公害。目前, 这两个问题也是国内外学者研究的 热门课题。 根据网侧功率因数定义: PF = I S1 IS cos φ1 可知, 整流装 置的网侧 功率因 数总是小 于 1, 即使 基波电流 与网侧 电压 是同 相的; 随着 相 · 7 7· 图 2.20  各种整流电路的网侧电流波形 ( a) 单相 全控( 纯 阻, α≠0) ;   ( b) 单相 全控( ωLm R ) ; ( c) 三相全 控( ωL m R ) ; ( d) 十二脉 波整 流( ωL m R ) 控角的增大, 网侧功率因数还将随之减小, 这些都将给电网带来了如下的坏处: (1) 增加了电网的无功损耗与线路压降, 严重时, 将造成局部网络电压的波动。 (2) 引起了电网的谐波损耗。 ( 3) 这些 谐波电流 在传输 线上流动 将引起 传导和射 频干扰, 造成 对它敏感 的电子 仪 器和设备、继电器以及通信线路等的谐波干扰危害, 特别对当今计算机的普及应用是一种 威胁。 因此, 采取措施, 抑制以至消除这些电力公害是电力电子技术领域中一项重要的研究 课题, 需要综合治理, 各国研究人员对此都进行了大量的研究, 如无源及有源滤波、静止无 功补偿器等。     下面就 AC/ DC 变流器本身所能进行的工作作些讨论, 以拓宽思路。 2.7.2  网侧电 流谐波的 抑制技术 传统的抑制网侧谐波电流的办法如下: ( 1) 在整流装置的输入侧附设有针对性的滤波器, 如图 2.21 所示。     ( 2) 在网侧投入无功补偿装置, 如图 2.22 所示。由于新型电力 半导体器件的问 世及 部分商品化, 如 IGBT 和 M CT , 为 由逆变器 吞吐几 百千乏无 功的动 态无功补 偿装置的 实 用化提供了条件。对于兆乏级无功功率发生装置, 可使用 GT O 器件组成的多台逆变器并 联运行来实现无功容量的扩大, 并同时使装置输出侧的电压波形接近正弦波。 · 7 8· 图 2.21  网侧滤波器 图 2.22  静止无功补偿装置 ( 3) 增加整流相数, 可得如图 2.20( d) 所示波形, 网侧电流更加接近正弦波。 ( 4) 尽量设法让整流装置运行在 α比较小的状况下。 (5) 利用多重化技术进行波形叠加, 以消除某些低次谐波。 (6) 利用有源滤波技术。 目前由于场控高频自关断器件的迅速发展, 可以借助它以达到减少网侧谐波电流的 目的。其基本思想是, 放弃传统的相控整流方案, 代之以高频调制原理, 然后通过适当的控 制策略, 使网侧电流遵循正弦波变化规律。这就是新一代整流电路( 高功率因数变流器) 所 依据的工作原理。 (一) 单相不可控整流电路网侧谐波电流抑制技术 对于不可控整流电路, 其输出端通常接有大电容滤波器, 这时整流电路的输入端电流 波形呈断续脉冲状, 如图 2.23( a ) 所示。 为解决这个问题, 可在不可 控整流电路输出 端再 加 上一个升 压斩波 电路, 同时配以 适当的 控制, 可获得如 图 2.23( b ) 和( c) 所示的 网侧 电 流波形, 其中采用电压和电流双闭环控制策略的网侧电流波形已非常接近正弦形。这种技 术已在电子镇流器和小型开关电源中实施, 使得电子镇流器的网侧电流三次谐波含量从 传统的 75% 降到 7% , 网侧功率因数从原先的 0.7 左右提高到 0.998; 200W , 100kH z 的开 关电源的网侧功率因数也达到 0.998, 而网 侧电流波形接近 正弦波( 可利用专用控制 模块 M L 4812 加以实现) 。 图 2.23  整流电路的网侧电流波形比较 ( a) 传 统的 不可控 整流 电路的 ;   ( b) 增加 升压斩 波电 路和电 压闭 环的; ( c) 增 加升压 斩波电 路和 电流与 电压 双闭环 的 · 7 9·     (二) 三相可控整流电路网侧电流谐波的抑制技术 当三相可控整 流电路中的开关 器件采用自关断 器件, 如 IGBT , 并使 调制频率提高 到 10~20kH z, 通过适 当的控 制策略, 则可大 幅度 地削减 网侧 电流中 的谐 波成 分, 而 使其 波 形接近正弦波。其原理电路示于图 2.24( a) 。其工作原理简述如下: 若一相的上桥臂和另 一相的下桥臂导通, 则该工作状况等同于 buck( 降压) 电路; 若一个桥臂中, 上下开关管同 时导通, 则电路工作状况相当于 buck 电路中 续流二极管起作 用的情形[ 图 2.24( b ) ] 。该 电路的输出电压可在 0~0. 866Um 范围内改变, 而且其功率因数可整定在接近 1 的状态。 图 2.24  高频调制的降压整流电路原理图及等值 buck 电路 ( a) 电 路原理 图;   ( b) 等 值 buck 电路 (三) 整流管与电容的组合方法 利用这个办法, 可使网侧电流变成接近连续的阶梯波, 也能在一定程度上达到抑制网 侧电流谐波的目的。 上述方法目前还限于中小功率领域, 但有着很大的发展潜力, 值得研究和开发。 2.7.3  改善功 率因数的 措施 利用场控自关 断器件 IGBT , 可以实现下 面几种改善功率 因数的办法, 其电路图表 示 在图 2.25, 其中 T 1 , T 2 , T 3 和 T 4 均可使用 I GBT , 但都需串入整流管。 · 8 0· 图 2.25  自关断器件构成的整流电路 ( a) 单相半 控桥 ;   ( b) 单相 全控桥     (一) 熄灭角的控制 这种方法总是 保证开关器件在 电源电压过零时 被激励, 然后通 过控制熄 灭角 β来 达 到改变整流输出电压的目的。从波形[ 图 2.26( a ) 或 ( b) ] 中很容易看出, 网侧电流中 的基 波电流分量领先于电源电压一个相角, 从而补偿了电网中的滞后无功。 图 2.26  熄灭角控制时的波形 (a)半控桥;   (b) 全控桥 对于半控桥电路, T 1 和 T 2 分别在 ωt= 0 和 ωt= π时导通, 在 ωt= π- β和 ωt= 2π- β 时使其关断。而 D1 和 D2 也会自动地在相应的时刻导通和关断。 对于全控桥电路, 在感性负载时, 还应当有一段时间使 T1 和 T 4 以及 T2 和 T 3 同时导 通, 因此器件导通顺序应当是 1, 2—1, 4—4, 3—3, 2—1, 2。 根据波形可以很容易求出输出电压的平均值和有效值为 ∫ U 0 = 2 π2π 0 β Um sin ωtd( ωt) = Uπm ( 1 + cos β) ( 2. 70) Um U= 2 1 π π- β+ s in2β 2 1 2 ( 2. 71)     (二) 对称角的控制 利用图 2. 25( a) 和( b) 可以实现对称角的控制。对于图 2.25( a) 开关的控制总是保证: · 8 1· T 1 在 ωt= ( π- β) / 2 时导通, 在 ωt= ( π+ β) / 2 时 关断; 而 T 2 在 ωt= ( 3π- β) / 2 时 导通, 在 ωt= ( 3π+ β) / 2 时关断。然后通过改变 β角来改变整流输出电压, 如图 2.27 所示。这 样一来, 网侧电流的基波电流分量总是与电源电压同相, 即位移因数为 1, 从而明显地提 高了功率因数, 但谐波因数可能变大。 图 2.27  对称角控制时的波形 图 2.28  利用脉宽调制时的波形( P WM ) (三) 脉宽调制技术(PWM) 对于上述两种控制方法, 每一个半周只有一个脉冲, 因此最低次谐波是三次, 滤除三 次谐波比较困难。采用脉宽调制技术, 就可以做到每一个半周有几个脉冲, 甚至数百个脉 冲, 这样一来, 某些低次谐波就可以得到消除, 这可通过选择每半周的脉冲个数来实现。增 加每半周的脉冲数会增加高次谐波的幅值, 但高次谐波却容易滤除。也就是说, 利用脉宽 调制技术, 既可以提高网侧功率因数, 又可以降低或消除网侧电流中的低次谐波。输出电 压的改变, 可以通过改变脉冲宽度来达到目的。 其工作波形示于图 2.28。根据波形可求得输出电压的平均值为 ∑ ∫ p U0 = m= 1 2 αm+ 2 π α m δ m U m s in ωt d ( ωt ) p ∑ = Um π cos αm - m= 1 式中  p 为电源半周内的脉冲个数; cos( αm + δm ) ( 2. 72) αm 为第 m 脉冲的起始导通角; δm 为第 m 脉冲的导电角( 通常 δm 为常量) 。 若负载电流平均值为 I 0 , 且忽略其脉动, 则网侧电流 iS ( t) 可表示为 · 8 2· ∞ ∑ iS ( t) = I 0 + ( an cosnωt + bns innωt) n= 1, 3, … 由网侧电流 iS 的波形可知, iS 中不含有偶次谐波和直流分量, 即 ( 2. 73) ∫ a n = 1 π 2π iS ( 0 t) co s n ωtd ( ωt ) ∑ ∫ ∫ p = 1 π α m + δ m I 0 cosnωtd( ωt ) α - m= 1 m 1 π π+ π+ α m + α m δ mI 0 cosnωtd( ωt) = 0 ∫ bn = 1 π 2π iS ( t) 0 sin n ωt d ( ωt ) ∑ ∫ ∫ p = 1 π α m + α δ m I 0 sinnωtd( ωt ) - 1 π π+ π+ α m + α δ m I 0s innωtd( ωt ) m= 1 m m p ∑ = 2I 0 nπ cosnαm - cosn( αm + δm ) m= 1 所以式( 2. 73) 又可表示为 ∞ iS( t) = ∑ n= 1, 3, … 2 I ns in( nωt + φn ) ( 2. 74) 其中 ( a 2 n + In = b2n ) 1 2 ,   φn = 2 arct g an bn     ( 四) 正弦脉宽调制( SP WM ) 应用 PWM 调制技术所获得脉宽一般是等宽的, 实施起来是比较方便的, 但网侧电流 谐波含量仍较大。若将所期望的正弦波同等腰三角波进行比较, 所获得的脉冲宽度是不等 宽的, 而且其宽度变化符合正弦函数变化规律, 如图 2.29 所示。这样的脉冲信号称为正弦 图 2.29  利用正弦脉宽调制时的波形( SP WM ) · 8 3· 脉宽调制信号。利用这样的信号去激励单相整流电路中的开关元件, 若负载电流是恒定 的, 则网侧电流波形也是一个正弦脉宽调制波形。 对于这 样的波形 可以证 明, 当 半周脉冲 数为 p 时, 则 2p - 1 次以 下的 谐波能 被消 除 或得到有效的抑制。只要器件的开关频率允许, 提高 p 对于抑制谐波是非常有效的。欲想 改变脉冲宽度, 只要改变调制波( 正弦波)的幅值, 或调制因子 M。调制因子定义为 M= Ac Ar ( 2. 75) 而通过改变载波( 三角波) 的频率, 即能改变半周的脉冲个数。由图 2.29 波形可以看出, 网 侧电流的基波分量 仍与电源电压同 相, 即位移 因数 D F = 1, 这就明显地改 善了功率因数。 同时还能使网侧电流中的谐波得到有效的抑制或消除。 (五) 其它 从上面讨论可以看到, 利用高频大容量场控自关断器件实施以脉宽调制技术, 可以在 很大程度上同时解决提高网侧功率因数和减少网侧谐波电流的问题。我们需大力开展这 方面的工作, 以实现整流电源的更新换代。 思考与练习二     2.1  在相控整 流电路中, 试以单相半控 桥电路( 纯阻 负载) 为例, 说明晶 闸管关断 过 程, 并指出其上所加反压的时间。 2.2  为什么可控整流电路的输出端不能直接并接滤波电容? 那么合理的滤波形式应 是什么样子? 2.3  为什么相控整流电路中( α≠0) , 网侧电流的基波分量是滞后于网侧电压的? 2.4  如图题 2.4 所示, 当晶闸管未导通时, 两只晶闸管按什么原则分配电压? 在开通 过程又是按什么原则分配电压? 图  题 2.4 2.5  如图题 2.5 所示, 当 α= 120°时, 晶闸管电压和电流容量至少要选多大? ( 注: I 0 为输出电流平均值) · 8 4· 图  题 2.5 图  题 2.6 2.6  若日光灯的启辉电压为 600V, 图题 2.6 所示电路能否使日光灯正常启辉? 并说 明为使电容上获得 600V 直流输出电压, 整流管的耐压应选多大? 2.7  试以三相半波可控整流电路( 电阻负载) 为例, 画出在 α= 30°并考虑换相重叠影 响时, 整流电路输入端的线电压以及晶闸管上的电压波形。 2.8  以单相半波可控整流电路( 感性负载) 为例, 试求导电角 θ= 120°时, 触发角 α同 阻抗角 φ之间的关系。 2.9  请说明整流电路工作在有源逆变时所必需具备的条件。 2.10  在三相全控桥整流电路中, 若采用单脉冲触发时, 试问其触发脉冲宽度至少多 宽? 为什么? 2.11  在高频低压大电流整流电路( 图题 2.11) 中, 选择下面哪一种电路好? 为什么? 图  题 2.11 2.12  我们所谈论的“电力公害”是指什么? 并简述改善的措施。 2.13  在相控整流电路( 图题 2.13) 中, 图示 给出的交流输入电 压和电流之间的 相位 差 θ代表什么含义? 图  题 2.13 2.14  若电流波形为缺角正弦波, 如图题 2.14 所示, 求其三、五和七次电流谐波有效 值? 图  题 2.14 · 8 5· 2.15  如图题 2.15 所示, 当 T 1 管的 触发角为 α1 , T 2 管的触发角 为 α2 时, 画出 T 1 管 上的电压波形。并给出 T 1 管加反电压的时间。 图  题 2.15 图  题 2.16 2.16  试问图题 2.16 所示的 IGBT 单相全控桥整流电路能否正常工作? 为什么? 并 说明, 若使其正常工作应采取什么措施。 2.17  综述抑制相控整流电路网侧电流谐波的措施。 2.18  综述改善相控整流电路网侧功率因数的措施。 2.19  简述双重变流器构成的原则。 2.20  为什么有环流的双重变流器的动态响应快? · 8 6· 第三章  AC/ AC 变换技术 若需要不同于电网频率或频率可变的交流电源, 通常可以实施以下两种方案: ( 1) AC-DC-AC 变换: 该方案必须通过 AC/ DC 和 DC/ A C 两个变换环节方能达到目 的。A C/ DC 变换已在第二章里讨论过了, 而 DC/ A C 变换将在第四章中介绍。 ( 2) AC/ AC 变换: 该方案无需中间直流环节就可直接将工频交流转换成频率可变的 交流, 故 AC/ AC 变换亦称为直接变频( 或周波变换) 。 在采用逆阻型晶闸管作为电路的开关元件时, 大多数的 AC/ AC 变换均采用电网换 流方式(自然换流一种) , 而很少采用强迫换流方式。但随着自关断器件的发展, 强迫换流 方式的 AC/ AC 变换技术将会受到进一步的重视。 AC/ AC 变换技术应用范围如下: (1) 大功率( 几千千瓦以上)的交流传动。 ( 2) 舰船用的或飞机上用的变速恒频( V SCF ) 电源。 (3) 静止无功补偿。 (4) 感应加热。 (5) 其它。 本章主要是以第二章知识为基础介绍 AC/ AC 变换的基本原理以及典型电路的特 点。同时为了承前启后, 先讨论一下逆阻型晶闸管的关断问题。 3.1  逆阻型晶闸管的关断问题 逆阻型晶闸管(包括其它换流型器件) 由于自身的工作原理决定了它存在着器件导通 后如何关断的问题? 根据器件在电路中的工作环境, 有下述两种关断方式。 (一) 自然关断方式(自然换流) 自然关断系指在电路工作过程中, 器件中的电流总会出现自然过零, 尔后器件又自动 地加上反向电压而关断。该反向电压也可以很小, 甚至为零。但需注意的是, 器件上所加 的反向电压一定要维持一段时间( tq) , 直到器件恢复门极控制能力为止。属于这种关断方 式的有: ( 1) 利用网侧电压进行关断( 电网换流) 。第二章中所谈到的相控整流电路( 强迫换流 方式的除外) 中的晶闸管关断方式均属此种方式。读者可根据上述定义回味这个问题。 ( 2) 利用负载的特性关断晶闸管( 负载换流) 。如图 3.1 所示, 直流 电路中负载为 L C ( 电路参数满足振荡条件) 。当 T 1 管导通后, 电路产生振荡, 振荡电流通过 T 1 管。当振荡 电流 ( i) 过零时, 晶 闸管中电流也 自然过 零, 尔 后器件就 立即自 动地加上 反向电 压( - U d ) 而关断。     (二) 强迫关断方式(强迫换流) · 8 7· 图 3.1  利用负载特性进行关断的电路及其波形( 自然换流) ( a) 电路 ;   ( b) 波形 强迫关断是指在电路工作过程中, 关断前, 器件中的电流还保持相当大的数值, 为使 这样的器件关断, 必须采取强制措施, 迫使已导通晶闸管中的电流下降到零后还保持一段 加反向电压的时间, 直到器件恢复门极控制能力为止。与自然关断方式一样, 所加的反向 电压可以很小, 甚至为零。 图 3.2 是一 个强 迫关断 的例 子。在直 流电路 中, 主管 T 1 通 过恒 定的 连 续负 载电 流 ( I ) 。欲使主管 T 1 关断, 必须导通辅助管 T 2 , 将电容 C 上的电压( U0 ) 反向加到主管 T 1 上, 迫使其电流从 I 降到零, 并加上如图所示的反向电压而关断。这时必须要求主管 T 1 上所 加的反向电压时间( tq) 大于器件的关断时间( tof f ) , 即 其中 tq 可按下式求得: t q > t of f ( 3. 1) ∫ U0 = 1 C tq Idt = 0 I tq C 或者 tq = U0C I ( 3. 2) · 8 8· 图 3.2  强迫关断电路及其波形( 强迫换流) ( a) 电路 ;   ( b) 波形 3.2  AC/ AC 变换的工作原理 3.2.1  工作原 理     图 3.3( a ) 给出 了 A C/ AC 变 换器的原理电路图。这 实际上是由正组 ( P) 双半波变 流 器和负组( N ) 双半波变流器反并联组成的。正组变流器由 T 1 和 T 2 组成, 而负组由 T ′1 , T ′2 组成。当正组工作时, 负载端加上正向电压, 而负组工作时, 负载端加上负向电压。 图 3.3  AC/ A C 变换原理电路及其波形 ( a) 原理 电路; ( b) 整半 周方式 ; ( c) α调 制方式 ; ( d) 高 频方式 现以纯电阻负载为例, 并假定, 两组变流器不同时工作, 说明 AC/ AC 变换器的工作 原理。 (一) 整半周工作方式 假定输出交流电压频率( f 0 ) 为电源频率( f S ) 的 1/ 3, 即 T 0 = 3T S 。为此, 在输出的前半 周期间( T 0/ 2), 让正组变流器工作三个电源电压整半周, 此期间负组变流器被封锁; 然后 在输出的后半周期间, 让负组变流器工作三个电源电压整半周, 此期间的正组变流器停止 工作, 则获得如图 3.3( b) 所示的波 形, 其输 出电压中的 基波分量 频率为 电源频率 的 1/ 3, 即 f 0 = f S/ 3。以此类推, 当每个输出电压半周内包含电源电压整半周个数为 n 时, 则输出 电压中的基波分量频率为电源频率的 1/ n, 即 f 0= f S/ n。 由以上分析可知, 按整半周工作方式, 输出频率无法连续改变, 而且输出电压中包含 了丰富的谐波。 ( 二) α调制工作方式 若每个电源电压半周的触发角 α是不同的。而且输出按理想的正弦波进行调制, 则能 · 8 9· · 9 0· 图 3.4  α调制工作方式的实施原理图( 纯阻负载) ( a ) 电路 图;   ( b) 确 定 α的示 意图 获得如图 3.3( c) 所示的波形, 其输出电压中的基波频率仍然为电源频率的 1/ 3, 但其 输出 波形比 图 3.3( b ) 的更 接近正弦波, 其谐波含量降 低。这种工作方 式是实际 A C/ AC 变 换 器所采用的。 (三) 高频工作方式 这种工作方式不同于前述两种, 在一个电源电压半周内, 两组变流器要轮流工作多 次, 当图 3.3( a) 的晶闸管用自 关断器件代替时, 就可以实 现这种工作方式, 而且要求 先封 锁已导通的变流器, 然后才能使另一组变流器投入工作。若在一个电源电压周期里, 以高 速率 切换两 组变流器, 使其 轮流工 作, 则 能获得如 图 3.3( d) 所示的 波形, 并称 它为“高 频 工作”方式。它同前述方式配合使用, 可获得宽调频的好处。 3.2.2  α调制 工作方式 的实现 现以单 相桥 A C/ A C 变 换电路[ 见图 3.4( a) ] 为例, 说明 α调制 工作方式 的原理及 其 实现方法。 设理想的输出波形为 ur = 2 Ur s inω0 t ( 3. 3) 对于 p 脉波变流器输出电压平均值的通用公式可表示为                   U0= p2Uπm sin π p[ cos α+ cos ( α- γ) ]     ( 计重叠角) U0= p Um π s in πco s α p ( 不计重叠角) ( 3.4) ( 3.5) 也就是说, 变流器输出电压平均值 U0 同触发角 α之间符合余弦函数关系。若能使周波变 换 器 的输 出 电 压 的 平均 值 符 合 正 弦变 化 规 律, 则 要 求 变 流器 的 触 发 角 α按 式 ( 3.4) 或 ( 3.5) 变化, 即触发角 α应先由大到小, 然后再由小变大。对于不计重叠角影响的单相全控 桥变流器, 令 u= 2U m π c os α ( 3. 6) 则能符合要求。那么具体实施时, 根据式( 3.6) 的要求, 就是将所希望的输出电压波形 ur = 2 U r sinω0 t 同 u= 2 Um π c os ωS t 进 行比较, 从 而求 得对应 输出 电压每 瞬时 的触 发角 大小, 如图 3.4( b) 所表示的那样。此图是对应纯阻负载的, 因此两组变流器都工作于整流方式。 若负载为感性, 如图 3.5, 这时无论是 P 还是 N 变流器都要工作于“整流”和“逆变”两种方 图 3.5  A C/ AC 变换器的负载为感性时确定变换器工作方式示意图 · 9 1· 式。当负载电流 正向流动 时, P 变流器 工作; 当负载电 流反向 流动时, N 变 流器工 作( 对 于 容性负载, 也一样分析) 。这时变流器的触发角的确定, 如图 3.6 所示。其确定原则是: 图 3.6  整流和逆变状态同时存在时确定 α的示意图     ( 1) 整流 方式按 余弦波的 下降边 同理想输 出正弦波 相交点 确定( 而不管 正组还是 负 组) 。 ( 2) 逆变方式按余弦波的上升边同理想输出正弦波的交点确定( 也不管是正组还是 负组) 。 但为了保证两组中的晶闸 管不会同时导通, 两组之间要留有 一定间隙时间 t0 ( > tof f ) , 在这期间, 两组变流器 同时都不工作。上述 原则对于 三相 AC/ AC 变换 器也是适 用 的。 3.3  AC/ AC 变换器典型电路 3.3.1  三脉波 单相负载 AC/ AC 变 换器     其电 路图示于图 3.7。这是两组三脉波变 流器组 成的 AC/ A C 变换器。 当供给纯 阻 负载 时, 两组 变 流器 都 工 作于 整 流方 式。图 3.8( a ) 和 ( b ) 给出 了 两 种 负 载时 电 压 的 波 形。当供给感性负载时, 两组变流器都分别在某个区段工作于整流方式, 而在另外一个 区段工作于逆 变方式。其 输出电 压为最大 以及 为其 最大值 一半 时的波 形示 于图 3.9( a) 和(b) 。 · 9 2· 图 3.7  三脉波单相负载 AC/ A C 变换器电路 图 3.8  纯阻负载时的波形( 对应图 3.7 电路) ( a) 负载 电压达 到最 大值; ( b) 负载 电压达 到最 大值的 一半 · 9 3· · 9 4· 图 3.9  感性负载时的波形( 对应图 3.7 电路) ( a) 输出 电压最 大;   ( b) 输 出电压 为最 大值的 一半 3.3.2  三脉波 和六脉波 三相负载 AC/ AC 变 换器 三脉波和六脉波三相负载 AC/ AC 变换器电路示于图 3.10( a) 和( b) 。三脉波三相电 图 3.10  具有三相输出的 A C/ A C 变换器电路 ( a) 三脉波 三相 ;   ( b) 六脉 波三相 路用了 18 只晶闸管, 而六脉波三相电路用了 36 只晶闸管。可见, AC/ A C 变换器在提高脉 波数时所用的开关器件是很多的。但因脉波数提高, 输出电压波形更加接近正弦波, 比较 图 3.11 和图 3.4 所示波形可以证明之。 通常, 电网换流的 AC/ AC 变换器的输出频率限于电源频率的 1/ 3 以下, 因为过高的 输出频率将带来谐波增加的坏处。改变基准正弦波的频率, 就可以改变输出频率。改变调 制因子, 就可以改变输出电压。输出电压的峰值取决于变流器所能提供的最大输出电压的 平均值。三相负载工作波形示于图 3.12, 供参阅。     此外, 值得注意的有两点: ( 1) 无论负载是感性的、容性的还是阻性的, 网侧电流总是滞后于其相应的电压。 (2) 网侧基波电流滞后于相应电压的相角比负载的功率因数角大。 从上面的分析可知, AC/ AC 变换器实质上就是双重变流器。因此, 从控制上, 除采用 · 9 5· ( a) (b) 图 3.11  六脉波电路和十二脉波电路的输出电压波形比较 ( a) 六脉 波联结 ;   ( b) 十二 脉波 联结 无环流控制方式外, 亦可采用有环流控制方式。不过, 环流工作方式仅在负载电流较低时 使用, 以维持负载电流的连续, 从而改善负载电流波形。当负载电流增大时, 又改换为无环 流控制方式。 3. 3. 3  AC/ AC 变换器的控 制原理 A C/ A C 变换器控制电路的框图示于图 3.13。由框图可知, 三相输入电源经余弦波变 换 器 产 生 一 组 合 适 的 余 弦 波 。该 余 弦 波 同 可 控 的 基 准 正 弦 波 发 生 器 输 出 的 波 形 进 行 比 较 , · 9 6· 图 3.12  三相负载 AC/ A C 变换器工作波形 以使产生合适的触发信号, 送给触发脉冲电路。该输出脉冲何时送给各自的变流器受封锁 信号的控制, 即负组变流器无输出电流时, 正组变流器接受到触发信号, 反之亦然。若变流 器工作在有环流方式, 必须使电流 检测信号不起作用, 并按 αP + αN = π原则控制两组 变流 器处于合适的工作方式(整流或逆变) 。 · 9 7· 图 3.13  A C/ AC 变换器控制电路框图 思考与练习三     3.1  何谓自然关断和强迫关断? 3.2  是否场控器件的关断都属于强迫关断? 3.3  请说明如何保证晶闸管可靠关断? 3.4  晶体管关断时, 施加反电压 关断和 不施加反 电压关断 有何不 同, 特 别是对晶 体 管的哪些动态参数有影响? 3.5  对于场控器 件( V DM OS, IGBT ) , 过快的关 断将产生什 么问题? 并 简述改善 措 施。 3.6  AC/ AC 变换器中的晶闸管的关断条件同整流电路中的一样吗? 3.7  双重变 流器与整 半周工 作方式的 A C/ AC 变 换器在 电路结 构和 工作原 理上 有 何差异? 3.8  为什么 AC/ A C 变换器主要应用于低于同步速 1/ 3 以下的变频调速系统? 3.9  简述如何减少 AC/ A C 变换器输出侧的谐波。 3.10  整半周工作方式的 A C/ AC 变换器能否实现频率的连续调节? 为什么? 3.11  A C/ A C 变换器中, 能否使用自关断器件? 并请举例说明。 3.12  请说明电路中晶闸管的关断过程( 用第四章图 4.23) 。 3.13  请说明电路中晶闸管的关断过程( 用第四章图 4.24) 。 3.14  A C/ A C 变换器能否用于低频感应加热? · 9 8· 第四章  DC/ AC 变换技术 —— 无源逆变     将直流变换成交流称之为 DC/ AC 变换, 也就是通常所说的( 无源) 逆变。它是电力电 子技术领域中最为活跃的部分, 是读者学习的重点。 逆变技术在科研、国防、生产和生活领域广泛应用中, 因负载对其要求的不同, 而以其 复杂繁多的电路现象呈现在人们的面前。初学者对此颇感困难, 为此, 本章将结合电路理 论和器件知识, 较详细地 阐述基本电路的 工作原 理、特 点及其分 析方法, 以便 使读者通 过 本 章 的 学 习 能 较 好 地 分 析 、理 解 许 多 实 际 电 路 及 其 在 应 用 中 遇 到 的 问 题 。 4. 1  概述及逆变器分类 4. 1. 1  概述     随着电力半导体器件的发展, 逆变技术的应用范围得到进一步拓宽, 它几乎渗透到国 民经济的各个领域。尤其是高压、大电流、高频三者兼备的场控器件的开发成功, 为简化逆 变主电路, 提高逆变器的性能以及高频脉宽调制(PWM) 技术的广泛应用奠定了基础, 推 动着高频逆变技术的发展, 使电力电子技术的应用进入了比较灵活自如地改变频率的发 展阶段。当今基本电路的逆变频率已从早期的几十赫~几千赫提高到几十千赫~几百千 赫。因此逆变器的应用频率将在下述几方面得到扩展。 1. 非工频交流负载 (1) 感应加热: 几十赫~几百千赫。 (2) 长波通讯: 几十千赫。 (3) 甚低频发射机: 十几千赫。 (4) 功率超声应用: 十几千赫~几十千赫。 (5) 电火花加工: 几百赫~几十千赫。 (6) 声纳电源: 十几千赫。 (7) 臭氧发生器: 几十千赫。 (8) 其它。 2. 交流电机变频调速 ( 1) SCR 变频调速: 调制频率小于 1kH z。 ( 2) GT R 变频调速: 调制频率为 2~3k Hz。 ( 3) IGBT 变频调速: 调制频率为几十千赫( 国外已有系列产品) 。 3. 高频内调制的应用 ( 1) 不间断电源( U PS) 及备用电源: 几十千赫。 (2) 高频逆变式整流焊机: 几十千赫。 · 9 9· (3) 激光电源: 几十千赫。 (4) 高频电镀电源: 几十千赫。 (5) X 射线机高压直流电源: 几千赫~几十千赫。 (6) 通用高压直流电源: 几千赫~几十千赫。 (7) 其它小型轻量化电源。 4. 通用逆变器: 几十赫~几十千赫 5. 特殊用途逆变器 (1) 高频电子镇流器。 ( 2) 太阳能、风能和波能等发电。 (3) 快速充电。 (4) 脉冲镀。 (5) 等离子脉冲发生器电源。 (6) 其它。 4. 1. 2  逆变器 的分类 逆变器基本上 分为单相和三相 两大类, 单相 逆变器适 用于小、中功 率, 三 相逆变器 适 用 于 中 、大 功 率 。 这 两 大 类 又 可 按 下 面 特 点 进 行 归 类 。 1. 按输入电源的特点 (1) 电压型 (VFI): 输入电源为恒压源。 ( 2) 电流型 ( CFI) : 输入电源为恒流源。 (3) 谐振环型: 谐振交流环和谐振直流环。 2. 按电路结构特点 (1) 半桥式。 (2) 全桥式。 (3) 推挽式。 (4) 其它形式: 例如单管逆变电路等。 3. 按器件的换流特点 ( 1) 换流型: 互补形式、辅助形式、串联逆变和并联逆变( SCR ) 等。 (2) 自换流型: 采用自关断器件的均属此类。 4. 按负载特点 (1) 非谐振式。 (2) 谐振式。 5. 按输出波形特点 (1) 正弦波。 (2) 非正弦波。 当然逆变器的分类方法很多, 本书采用上述分类方法。 · 1 00 · 4. 1. 3  逆变器 的波形参 数指标 实际逆变器的输出波形总含有谐波, 而偏离理想正弦波形, 为了评价逆变器输出波形 的质量, 可引入下述几个参数。 1. 谐波因子 H F ( Harmonic factor) 第 n 次谐波因子 H F n 定义为第 n 次谐波分量有效值同基波分量有效值之比, 即 Un H F n = U1 ( 4. 1) 2. 总谐波( 畸变) 因子 T H D( T otal harmonic distortion fact or ) 定义如下: ∑ T H D = 1 U1 ∞ U 2 n n= 2, 3, … 1 2 ( 4. 2)     该参数表征了一个实际波形同其基波分量接近的程度。输出为理想正弦波的 T H D 为零。 3. 畸变因子 DF ( Dist ort ion factor) 总谐波因子 TH D 指示了总的谐波含量, 但它并不能告诉我们每一个谐波分量的影 响程度。很显然, 如果逆变输出通过滤波时, 高次谐波将衰减得更加厉害, 因此了解各次谐 波的频率和幅值是非常重要的, 为了表征经二阶滤波后谐波引起波形畸变的程度, 引入畸 变因子, 并定义如下: DF = ∞ ∑ 1 U1 n= 2, 3 , … Un 2 n2 1 2 因此对于第 n 次谐波的畸变因子 DFn 可定义如下: ( 4. 3) Un D F n = U1 n2 4. 最低次谐波 L OH ( L owes t-order harmonic) 最低次谐波定义为与基波频率最接近的谐波。 ( 4. 4) 对于逆变装置来说, 其性能指标, 除波形参数指标外, 还应包括下列内容: (1) 逆变效率。 (2) 单位重量( 或单位体积)输出功率。 (3) 可靠性指标。 (4) 其它。 4. 2  基本的逆变电路 4. 2. 1  单相半 桥式逆变 电路( 电压型)     图 4. 1 给出了电压型半桥式逆变电路。当电容 C 相对逆变频率足够大时, 则电容上 的电压基本上维持不变, 则可用图 4. 2( a ) 代替图 4. 1。若负载为纯电阻( R ) , T 1 和 T 2 分别 接 通 T0 2 时 间 , 则获得如图 4. 2( b) 的输出波形。对于电阻负载, 两只整流管( D1 和 D2) 都不 · 10 1· 参与导电, 因此这两只整流管可以取消。由波形可知, 输出电压波形是方波, 其幅值为 图 4. 1  半桥式逆变电路( 电压型) 图 4. 2  单相半桥式逆变电路及其波形( 电压型) ( a) 电路;     ( b) 负 载波形 ( R) ;     ( c) 负 载波 形( L) U d / 2, 因此输出电压有效值为 Ua = 1 ∫2 T0 T0 2 U 2 d d t 04 2 = Ud 2 ( 4. 5) 其瞬时值表达式为 ∞ ∑ ua = n= 1, 3, 5 , … 2nUπd s innωt 其中, ω= 2πf 0 为输出电压的角频率。当 n= 1 时, 其基波分量的有效值为 ( 4. 6) U1 = 2Ud = 0. 45Ud 2π ( 4. 7) 为保证电路正常工作, T 1 和 T 2 管不能同时导通, 否则将出现直流侧短路的现象, 即所谓 逆变颠覆问题。改变晶体管的激励信号的频率, 输出电压的频率也随之改变。 · 1 02 · 当 负载为纯 电感( L) 时, 若 T1 管 在 T0 2 关 断 ( 激 励 信 号 消 失 ) , 由于 电感中电 流不能 突 然改变方向, 此时即使 T 2 管加上激励 信号, 负载 电流 ia 也必须通 过 D2 管流 通直到 ia = 0 时, T 2 管才导通, 负载电流开始反向。同理可分析, T 2 管关断时, 负载电流先要通过 D1 管 流通, 直至 ia = 0 时, T 1 管才导通, 负载电流开始又一次反向。当 D1 或 D2 管导通时, 能量 返回电源, 故称此二极管为反馈二极管。 对 纯 电感 负 载 , 每 个 晶 体 管 的 导 通 时间 均 为 T0 4 。对 于 感 性 负 载 随 着 负 载 的功 率 因 数 从零变到 1, 每 个 晶 体 管 的 导 通 时 间 从 T0 4 变 到 T0 2 。 纯 电 感 ( L) 时的波形示 于图 4. 2( c) , 其 负载电流峰值( iam ) , 可由下式求得 iam = Ud 8f 0L ( 4. 8)     该电路中, 不能简单地用晶闸管( SCR) 去代替晶体管, 必须用带有辅助关断电路的单 元去替换之, 而且要求向欲导通的晶闸管发出触发脉冲的时刻至少要比向欲关断的晶闸 管发出关断脉冲时刻延后一段时间( tof f ) , 以避免出现逆变颠覆现象。 4. 2. 2  单相桥 式逆变电 路( 电 压型) 电压型桥式逆变电路示 于图 4. 3( a) , 带纯 阻 和纯 感负 载时 的波 形 示于 图 4. 3( b ) 和 ( c) 。其电路工作原理同半桥式逆变电路一样, 此处不再赘述。 图 4. 3  单相桥式逆变电路及其波形( 电压型) ( a) 电 路;   ( b) 波 形( R 负 载) ;   ( c) 波形 ( L 负载) 但其输出电压有效值和瞬时值分别为 · 10 3· 其基波分量有效值可表示为 Ua = 1 T 0 2 ∫2 T0 2 U 2 d d t 0 = Ud ∞ ∑ ua = n= 1, 3 , 5, … 4nUπd sinnωt ( 4. 9) ( 4. 10) U1 = 4U d = 2π 0. 9Ud ( 4. 11) 需注意的是, 当电源电压( Ud ) 和负载( R) 不变时, 桥式电路的输出功率是半桥式的 4 倍。 对于纯电感负载, 其负载电流峰值为 iam = Ud 4f 0L ( 4. 12)     无论是半桥式还是桥式逆变电路, 若逆变电路输出频率比较低, 其电路中的开关元件 可 以 采 用 GTO 或 GT R ; 若 逆 变 输 出 频 率 比 较 高, 可 以 采 用 双 极 型 晶 体 管, VDMOS, IGBT 以及其它高频自关断器件。 当负载为感性负载( R L ) 时, 亦可求得瞬时负载电流 ia 的表达式为 其中 ∞ ∑ ia = n= 1 , 3, 5, … Um nZn s in ( nωt - θn ) Um = 4U d π     ( 全桥) 2U d π     ( 半桥) ( 4. 13) ( 4. 14) Zn = [R2 + ( nωL ) 2] 1 2 θn = ar ctg n ωL R ( 4. 15) ( 4. 16) 4. 3  谐振( 负载) 式逆变电路 4. 3. 1  概述     当负载为 RLC 且满足振荡条件时, 这种负载称为谐振负载。这种谐振负载既可以是 串联的, 也可以是并联的。对于谐振负载, 可以通过改变逆变频率来改变输出电压和功率, 例如, 感应加热负载和中频 X 射线机高压逆变负载。因此, 对输出频率没有严格要求, 而 又要求改变输出电压的场合, 可以利用谐振式逆变电路来达到目的。 谐振式逆变电路的特点是: (1) 逆变电路输出波形为方波( 方波电压或方波电流)。 (2) 对于这种负载, 可以将逆变频率调谐在谐振频率附近, 从而获得正弦的输出电流 或电压, 而无需通过低通滤器来消除其最低次谐波, 所谓“谐振”逆变电路也是因此而得名 的。 ( 3) 因为是利用负载的谐振特点, 电路中的元件要承受很大的电流或电压。对于电力 · 1 04 · 半导体器件来说, 就会因此而引起很大的器件应力, 这是谐振式逆变器的一大缺点。 谐振式逆变器有电压型串联谐振式和电流型并联谐振式两种。对于串联谐振式逆变 器, 其输出电压为方波, 负载电流波形接近正弦波, 而并联谐振式逆变器的输出电流为方 波, 负载的电压波形接近正弦波。 4. 3. 2  电压型 串联谐振 式逆变电路 (一) 串联谐振槽路及频域响应特性 串联谐振槽路( R LC) 示于图 4. 4( a ) 。其导纳可表示为: Y( s) = sL + 1 1 Cs + = R sC s2LC + sRC + 1 ( 4. 17) 它是复频率 s= jω的函数。若令 α= R 2L , ω0 = 1 1 , 则有 ( LC) 2 Y( s) = 1 2αs R s2 + 2αs + ω20 ( 4. 18)     由式( 4. 18) 可知, 在谐振, 即 s= jω0 时, 电感和电容阻抗互相抵消, Y( s0 ) = 1/ R , 即电 路阻抗为纯阻性质, 频域的对数幅频特 性示于图 4. 4( b) 。曲线的陡 峭程度可用半宽 度来 描述, 也就 是半功 率点或 3 分 贝( 3dB) 点的频 率范 围。对于 串联 谐振, 3dB 点出现 在 s= j( ω0 ±α) 处, 所以其半宽度为 2α。 图 4-4  串联谐振槽路及其频率响应 ( a) 电 路;     ( b) 对数 幅频特 性 若令串联谐振电路的品质因数为 则式( 4. 18) 可变为 Q= ω0 L = R ω0 2α 1s Y( s) = 1 R Q ω0 s2 1s ω0 + Q ω0 + 1 ( 4. 19) ( 4. 20) · 10 5· (二) 谐振时的特点 ( 1) 当 s= jω0 时, Y( s0 ) = 1 R 也就是说, 谐振时的负载( R ) 电压等于电源电压, 即 所以 uR = ua m = Ua ms inω0 t ia = Uam R sin ω0 t     ( 2) 电容和电感上的电压, 可达电源电压的 Q 倍。在一般情况下, 电路中电流 ia 可表 达为 I a ( s) = Ua ( s) Y( s) 而 U C ( s) = I a ( s) sC = Ua ( s) Y( s) sC = Ua ( s) s2 + 2αs 2αs + 1 ω20 sCR = Ua ( s) s2 + ω20 2αs + 2α ω20 ω20 RC = Ua ( s) s2 + ω20 2αs + ω20 ( 4. 21) 于是有 UC Ua = ω20 s2 + 2αs + ω20 ( 4. 22) 当 s= jω0 时 UC Ua = s= jω0 ω2α0 = Q ( 4. 23) 式(4. 23)表明, 谐振时电容(或电感) 上的电压值正比于谐振电路的 Q 值, 可比输入电源 电压值高出许多倍。 (三) 输入电源为交流方波电压 前面所讨论的只是针对输入电源为正弦波的情况, 加交流方波电压源的串联谐振电 路示于图 4. 5( a) 。 只要 ω= ω0 , 而 且 Q 值足够 大时, 则 ia 中所含的谐波分 量很少, 而且电流 ia 非常 接近 正弦波, 故有 ia ≈ ©Y¦ ( jω0 ) ©U¦ a 1m sinω0 t = 1 R 4 Ud π s in ω0 t ( 4. 24) 其中, Ua 1m 为方 波电压的 基波分 量幅值, 在这种 情况下, 谐振 槽路电流 ia 与输 入方波电 压 同相。在 此处, 我们看到 了, 利用电路 的谐振性 质来滤 除谐波 的例 子, 其波形 示于 图 4. 5 (b) 。 当电压源频率大于谐振频率, 即 ω> ω0 时, L C 作用相当于一个电感( L E ) , 即 1 L E = L 1 - β2 ( 4. 25)     其 中, β= ωω0 。在这样情 况下, 谐振 电路的阻抗等值 于 L R 电路, 如图 4. 6( a) , 于是 输 入电源的基波电压 ua1 就加在 L E R 上。若假定滤波器能将高次谐波滤除, 使得 ia ≈ia1 , 则有 ia ≈ ia1 = I a1m sin ( ωt - θ) ( 4. 26) · 1 06 · ( a)                             ( b) 图 4. 5  输入为方波电压的串联谐振电路及其波形 ( a)   电 路 ;       ( b ) 波 形 ( ω= ω0) I a1 m = 4U d πR 1 ω2 L 2 E R2 + 1 θ= ar ctg ωL E R 显然, 在 ω> ω0 时, ia 的幅值比 ω= ω0 时的小。其波形示于图 4. 6( b ) 。 ( 4. 27) ( 4. 28) 图 4. 6  ω> ω0 时的等值电路及其波形 (a) 等值电路;       ( b) 波形 当 ω< ω0 时, L C 的作用相当于一个电容( CE ) , 即 CE = C 1 - r2 ( 4. 29) 其中, r = ω/ ω0 。此时的谐振电路阻抗等值于 R C 网络, 如图 4. 7( a) 。只要 ω不是比 ω0 低得 太多, 仍足以使 ia ≈ia1 , 则有 ia ≈ ia1 = I a 1 ms in( ωt + θ) ( 4. 30) I a1 m = 4U d πR 1 1 ( ωCE R) 2 + 1 ( 4. 31) θ= arct g 1 ωRCE ( 4. 32) 同理, 在 ω< ω0 时, ia 的幅值比 ω= ω0 时的小。其波形示于图 4. 7( b) 。 · 10 7· 图 4. 7  ω< ω0 时的等值电路及其波形 (a) 等值电路;       ( b) 波形 (四) 输出电压和功率的控制 从上 面分析可知, 只要电源频率 ( ω) 偏 离槽路的 谐振频 率( ω0 ) , 在附加阻 抗上就引 起 了电压降落, 因此负载(R) 上的电压就要减少。当槽路的 Q 值比较大, 这种偏离将会引起 负载上电压大的变化。也就是说, 可以通过改变逆变器的工作频率来改变负载上的电压和 功率, 即所谓调频调压和调频调功。 (五) 电压型串联谐振式逆变电路 电压型串联谐振式逆变电路示于图 4. 8, 利用该电路, 使 T 1 和 T 2 轮流工作半个逆变 周期, 则在串联谐振槽路的端口获得交流方波电压。 图 4. 8  电压型串联谐振式逆变电路( 半桥) 当逆变 电路工 作在谐振 频率( ω0 ) 时, 开关 器件的 状态 转换 总是发 生在 开关器 件电 流 过零的时刻, 因而降低了器件的开关损耗[ 见图 4. 5( b) ] 。在这种情况下, 所有反并联二极 管始终不通过电流。 当逆变 电路的工 作频率 大于谐振 频率, 即 ω> ω0 , 且 ω≈ ω0 时, 电 路工 作于感 性负 载 条件下, 负载电流 ia 滞后于槽路端口电压 ua , 如图 4. 9( a) 所示。由图 4. 9( a) 波形可知, 在 ω > ω0 的情况下, 图 4. 8 中的晶体 管不能用 SCR 去 代替。这是因为去 触发欲导 通的 T 1 管 时, T 2 管仍在导通。 · 1 08 · 当逆变电路的 工作频率小于 谐振频 率, 即 ω< ω0 , 且 ω≈ω0 , 谐振槽 路呈现容 性, 所 以 负载电流 ia 领先于槽路端口电压 ua , 如图 4. 9( b ) 所示。 图 4. 9  图 4. 8 所示电路的工作波形 ( a) ω> ω0;       ( b ) ω< ω0 由图 4. 9( b) 波形可知, 在 ω< ω0 的条件下, 图 4. 8 中的晶体管可以用 SCR 去代替。这 是因为 T 2 管在 ua 负半周后期已不导通了, 这时的负载电流 ia 通过与 T 2 管反并联的二极 管( D2 ) 流通。只要 D2 管导通时间 大于 T 2 管( 晶闸管) 的关断时 间( tof f ) 就能保证 SCR 逆 变电路的正常工作。利用 SCR 的串联谐振式逆变电路示于图 4. 10( a) 和图 4. 11( a) 。 图 4. 10  SCR 全桥串联谐振式逆变电路及其波形( ω< ω0) ( a) 电 路;       ( b) 波 形 当 ω< ω0 时, 逆变 电路的频率逐渐 偏离槽路的谐振 频率( ω0 ) , 负载电流 ( ia ) 波形可 从 图 4. 10( b) 的形状变到图 4. 11( b) 的 形状。若 ω仍 继续降低, 则 ia 波形变成 断续了[ 参见 图 4. 17( b) ] 。然而, 无论哪一种情况, SCR 均工作在自然换流状态, 而且逆变器的频 率下 限要受到限制, 以避免最低次谐波频率接近槽路谐振频率。在上述三种情况下, 负载电流 波形将越来越偏离正弦波。 4. 3. 3  电流型 并联谐振 式逆变电路 · 10 9· 图 4. 11  SCR 半桥串联谐振式逆变电路及其波形( ω进一步降低) ( a) 电 路;       ( b) 波 形 (一) 并联谐振槽路及频率响应特性     并联谐振槽路示于图 4. 12( a) , 其中, ia 为正弦波。其导纳可表示为 Y( s) = 1 sL + sC + 1 R s Z( s) = 1 Y( s) = R s2 Q ω0 s ω20 + Qω0 + 1 式中                    ω0 = 1 1 ( LC) 2 ( 4. 33) 并令 Q = ω0 RC ( 4. 34) 比较 式( 4. 20) 和( 4. 33) 可 知, 只是系 数不同, 因此它们 的幅频特 性曲线 的形状是 一样的。 图 4. 12( b) 给出了并联谐振槽路的对数幅频特性。同串联谐振一样, 其半宽度为 2α, 可用 以表征曲线的陡峭程度。 图 4. 12  并联谐振槽路及其频域响应 ( a) 电路;       ( b) 对 数幅 频特性 (二) 谐振时的特点 ( 1) 当 s= jω0 时, Z ( s0 ) = R 。也就说, 谐振时负载 R 中的电流就等于电流源的电流 ia ( = I as inωt) , L C 并联槽路相当于开路, 但 L 和 C 中都流过很大的电流。这时, 整个并联槽 路的阻抗为纯阻性质。 (2) 通过电容和电感的电流为电流源电流的 Q 倍。谐振时, 槽路的电压为 ua = R ( I a sin ω0 t) = I a Rsin ω0 t · 1 10 · 所以 I L = I C = I a R ω0C 即 IL Ia = IC Ia = ω0 R C = Q ( 4. 35) (三) 输入电源为交流方波电流 前面讨 论的是 电流源为 正弦波的 情形。方波 电流 输入的 并联 谐振槽 路示 于图 4. 13 ( a) 。丙分下述几种情况加以讨论。 ( 1) 在 ω= ω0 , 即电流源频率( ω) 等于谐振频率( ω0 ) 时, 只要 Q 值足够大, 槽路电压 ua 中所含的谐波很低, 则可以认为 ua ≈ ua 1 = R I a1 m sinω0 t = 4I d R π s in ω0 t ( 4. 36) 其波形示于图 4. 13( b) 。负载电压 ua 同输入电流 ia 同相, 槽路显示电阻性。 图 4. 13  方波电流输入的并联谐振槽路及其波形 ( a ) 电 路 ;     ( b ) ω= ω0 的 波 形 ;     ( c) ω> ω0 的 波 形 ;     ( d ) ω< ω0 的 波 形 ( 2) 当 ω> ω0 时, L C 槽路的作 用相当 一个 电容 CE , 它 同负载 电阻 R 相 并联, 起分 流 作用[ 见图 4. 13( c) ] 。这样一来, 流过 R 的电流减少, 槽路电压 ua 1 也降低。因整个槽路显 容性, 槽路电压 ua1 滞后于 ia , 其波形如图 4. 13( c) 所示。 ( 3) 当 ω< ω0 时, L C 槽路的作用 相当 一个 电感 L E , 它 也是同 电阻 R 并 联, 也 起分 流 作用。因此, 流过 R 的电流也减少, 槽路电压 ua1 也同样降低。因整个槽路显感性, 槽路电 压 ua1 领先于 ia , 其波形如图 4. 13( d) 所示。 · 11 1· 很显然, 同串联谐振一样, 通过改变输入频率可以改变并联槽路的电压, 从而也就改 变了负载的功率。当然, 实际应用时, 频率改变范围受下面三个因素的限制: 器件开关频 率, 最低次谐波频率不得接近槽路的谐振频率, 元件的电流容量。 (四) 电流型并联谐振式逆变电路 电流型并联谐振式逆变电路示于图4. 14。利用该电路, 使 Q1 , Q4 同 Q2 , Q3 轮流 工作 半个逆变周期, 则在并联谐振槽路端口获得交流方波电流。 当逆变电路工作在谐振频率( ω0 ) 时, 同串联谐振电路类似, 开关 器件的状态转变 总是 发生在器件电压过零时刻[ 见图 4. 13( b ) ] , 从而降低了器件的开关损耗。 当 ω> ω0 且 ω≈ω0 时, 电路工作于容性负载条件下, 负载的电压 ua1 滞后于 ia [ 见图 4. 13( c) ] , 由图 4. 13( c) 波形可知, 当一 对 Q 2 和 Q 3 导通时, 另一对 Q 1 和 Q4 就 加上反向 电 压, 这就为 将自 关断 器件更 换成 SCR 提 供了 条件, 也就 说在 ω> ω0 条件 下, 可采 用 SCR 的并联谐振式逆变电路, 即将图4. 14中的 IGBT 管改为 SCR , 如图 4. 15 所示。但为了限制 SCR 开通时的 d d i值 t , 需 增 加 四 个 支 路 电 感 。对 于 采 用 自 关 断 器 件 , 若其反向不能承受高的 电压, 则需在各开关器件支路中串入二极管, 如图 4. 14 所示。 图 4. 14  电流型并联谐振式逆变电路 图 4. 15  SCR 并联谐振式逆变电路 当 ω< ω0 且 ω≈ω0 时, 电 路工作于感性负 载条件下, 负载的电压 ua1 领先于 ia [ 见图 4. 13( d) ] 。在这种条件下, 当一对开关管导通时, 另一对开关管就立刻加上正向电压。对于 自关断器件的电路, 可以先撤除需关闭那对器件的激励信号, 让其关断后, 再导通欲导通 的那一对器件, 然而对于 SCR 器件, 却做不到这一点。因此, 在 ω< ω0 的条件下, 不能简单 地用 SCR 去代替IGBT 器件, 若是那样做了, 则会出现逆变颠覆现象。 4. 3. 4  有关问 题的讨论 (一) 有关反向恢复时间的影响     在电 压型串联谐振式 逆变电路( 参见图 4. 8) 中, 若 ω< ω0 , 当 T 1 管 导通时, 已导通 的 二极管 D2 会突 然地加上反偏置 电压。这时因实际二 极管存在 反向恢复 时间, 而使 T 1 和 D2 管同时流过一个很大的冲击电流( 反向恢复电流) 。为了减少这种冲击电流, 可以在 T 1 和 T 2 支路中串入附加的小电感, 以起到开通缓冲作用。另一种解决办法是, 把谐振电感 ( L ) 移到每一个开关元件的支路中去, 构成所谓 M apham 电路, 如图 4. 16( a ) 电路所示。其 波形示于图 1. 16( b) 。从中可知, 将出现两支路电流( i1 和 i2 ) 同时导通的时期, 这时负载电 流 ia 更加偏离正弦波。 · 1 12 · 图 4. 16  M apham 逆变电路及其波形 ( a) 电路;         ( b) 波形 (二) 串联谐振式逆变电路的断续工作模式 当逆变器的工作频率低于谐振频率较多时, 负载电流 ia 出现断续现象, 如图 4. 17( b) 所示, 它不同于前面所讨论的连续工作模式。每当 T 管导通时, 负载上都出现一次振荡电 流, 即振荡电流先通过 T 管, 然后再流过 D 管。两次振荡之间存在着两个开关都停止工作 的间隙。 由电路分析可知, 在断续模式下, 负载电流 ia 为 Ud + UC0 ia = L C 1- 1 2 e- αts inω1t 2Q ( 4. 37) 其中 - 2 πα UC0 = Ud 1- ω0 ω1 - e ω 1 2 πα 1- e ω 1 α= R 2L ,   Q= ω2α0 ,   ω1 = ω20 - α1 22     一个逆变周期传输到负载的能量为 2π ∫ E = 2 ω R i2a d t 0 那么, 传输给负载的平均功率为 ( 4. 38) ( 4. 39) · 11 3· 图 4. 17  串联谐振电路的断续工作模型 ( a) 电路;         ( b) 波形 ( 断 续) ω P = 2πE ( 4. 40) 其中, ω= 2π。 T 它是 逆变 器工作 频率 ( ω) 的线 性函 数。 (三) 关于输出功率控制问题 对于谐振式逆变器, 当工作在连续工作模式时, 利用幅频特性曲线的陡峭区段, 通过 改变逆变的频率可控制输出功率(或电压) 。对于串联谐振, 工作频率偏离谐振点, 引起负 载电流降低; 对于并联谐振, 偏离谐振点, 引起负载电压降低, 这都造成负载功率减少的效 果。但这种功率控制方法有以下几个缺点: ( 1) 无论是 ia ( 并联) 还是 ua ( 串联) 波形中都含有三次谐波。 (2) 一般电路 Q 值不可能很高, 为使功率在比较大的范围内变化, 则要求频率改变范 围大。 ( 3) 对于某些负载( 感应淬火), 调功率时, 要保持频率不变, 因此调频调功方法就变 得不适用了。 下面介绍另一种调功方法, 即不改变逆变电路的工作频率, 通过调宽度的方法来实现 功率的调节。其电路及波形示于图 4. 18。 前面所讨论的电压型逆变器工作总是始终以对角激励方式进行的。但若在两个对角 激励方式转换过程中引入上半部两个开关( T 1 和 T 3 ) 或下半部两个开关( T 2 和 T 4) 同时 导通的方式, 则能 获得如图 4. 18( a ) 那 种波形, 这种波形称之为准 方波。对于电流型 逆变 器, 可采用图 4. 18( b ) 那种激励方式。这时槽路端口出现的波形也为准方波。 对于串联谐振, 端口电压 ua 的基波分量为 Ua1 m = 4U d π c os α ( 4. 41)     对于并联谐振, 端口电流 ia 的基波分量为 · 1 14 · 图 4. 18  恒频调宽调功原理示意图 ( a) 电压 型调功 原理 ;   ( b) 电流 型调功 原理 I a1 m = 4I d πc os α ( 4. 42) 由式( 4. 41) 和( 4. 42) 可知, 改变 α角, 则能改变基波分量值, 从而达到调功的目的。这种调 功原理有如下的优点: (1) 调功时, 输出频率既可以保持不变, 也可以变, 比较灵活。 ( 2) 调功范围宽( α从零变到 π/ 2) 。 ( 3) 因为频率固定, 滤波器设计容易, 便于消除开关噪声对外部敏感设备工作的影 响。 4. 4  三相逆变电路 4. 4. 1  概述     通常中、大功率的三相负载均采用三相逆变电路, 三相逆变电路可以由三个单相逆变 器组成。图 4. 19( a) 为三相逆变器框图, 图 4. 19( b) 为其电路图。单相逆变器可以是半桥 式的, 也可以是全桥式的。三个单相逆变器的激励脉冲之间彼此相差 120°( 领先或滞后) , 以便获得三相平衡( 基波) 的输出。输出变压器原副边绕组在电上要互相绝缘, 副边绕组接 · 11 5· 图 4. 19  三个单相逆变器构成的三相逆变器 ( a) 框 图;     ( b) 电路 图 成 Y 或 Δ, 通常副边绕组接成星形, 以便消除输出电压中的三倍数谐波( n= 3, 6, 9…) 。采 用这种结构的三相逆变电路时, 所用的元器件数比较多, 而且当三个单相逆变器在幅值或 相位上不满足三相平衡要求时, 三相输出电压将不平衡。其工作原理此处就不再赘述。更 常见的三相逆变电路采用三相桥式结线方式。 4. 4. 2  电压型 三相桥式 逆变电路 三相桥式逆变电路是实际应用中广泛采用的一种形式。图 4. 20( a) 给出了电压型三 相桥式逆变电路。当 T 1 导通时, 节点 a 接于直流电源正端; 当 T 4 导通时, 节点 a 接于直流 电源负端。同理, b 和 c 节点也是根据上下管导通与否决定其电位的。按图 4. 20( a) 中标号 的开关 器件的 激励信 号彼此 间相 差 60°。若每 个晶 体管 导通 180°, 即 任何 时刻都 有三 个 GT R 导通, 并 按 1, 2, 3—2, 3, 4—3, 4, 5—4, 5, 6—5, 6, 1—6, 1, 2 顺序 导 通, 则 能获 得 图 2. 20( b) 所示的输出电压波形, 它们的基波分量彼此之间相位差 120°。 逆变器的负载可以按星形或三角形联结。当负载为三角形接法时, 很容易求得相电 流, 那么线电流也就知道了。 当负载为星形接法时, 必须先求出负载的相电压, 才能求出线电流。现以电阻负载为 例说明如下。 由图 4. 20( b) 波形图中可知, 在输出半周内有下述三种工作模式。 · 1 16 · 图 4. 20  电压型三相桥式逆变电路及其波形 ( a) 电 路;     ( b) 波形 ( 180°导 电类 型) 1. 模式 1 0≤ ωt ≤ π 3         RE= R+ R 2 = 3 2 R i1 = Ud RE = 2U d 3R ua n = ucn= Ud 3 ubn= - i1R = - 2U d 3 2. 模式 2 π3 ≤ωt≤ 2π 3 RE= R+ R 2 = 3R 2 · 11 7· i2 = Ud RE = 2U d 3R ua n = i2 R = 2Ud 3 i2 R - Ud ubn = ucn = - 2 = 3 3. 模式 3 23π≤ωt≤π RE= R+ R 2 = 3R 2 i3 = Ud RE = 2U d 3R ua n = ubn = i3 R = 2 Ud 3 ucn= - i3 R = - 2U d 3     根据上述分析 可知, 星形 负载电阻[ 见图 4. 21( a ) ] 上的电 压波形如 图 4. 21( b) 所示。 比较 图 4. 20( b) 和图 4. 21( b ) 可 知, 负载的 线电压为准方波, 而相电 压为更接 近正弦的 阶 梯波。   图 4. 21  星形负载及相电压波形 ( a) 星形负载;     ( b) 负载相电压波形 4. 4. 3  电流型 三相桥式 逆变电路 图 4. 22( a) 是电流型三相桥式逆变电路, 其负载电阻为星形接法。按图示标号 GT R 的激励信号 彼此之间相位差 60°。若每一 只器件导通 120°, 即任何时 刻只有两只 管导通, 并 按 1, 2—2, 3—3, 4—4, 5—5, 6—6, 1 顺序 导通, 则能 获得 如 图 4. 22 ( b ) 那 样 的线 电 流 ( ia , ib, ic ) 波形。 负载可以按星形或三角形联结。当负载为星形接法时, 很容易求得负载相电压, 于是 线电压也就知道了。线电压应为阶梯波。 当负载为三角形接法时, 可仿上例分析方法, 先求得相电流, 其波形应为阶梯波。那 么, 线电压波形也就一目了然了。 · 1 18 · 图 4. 22  电流型三相桥式逆变电路及其波形 ( a) 电 路;         ( b) 波 形( 120°导电类 型) 4. 4. 4  SCR 三相 逆变电路 对于大容量( 几千千瓦至几万千瓦) 交流电机变频调速, 目前均 采用 SCR 三相逆 变器 或交-交变频器 ( AC/ AC 变换器) , SCR 的变流器 仍占据着主导地 位。这是因 为目前自 关 断器 件在 电压 和电流 容量 上还不 能满 足大 容量交 流电 机调速 的要 求。本节 仅限 于讨 论 SCR 三相逆变电路。 (一) 电压型三相逆变电路 图 4. 23 是一种电压型串联电感式三相逆变电路。这是一种强迫换流电路。由电路图 可知, 某一相 ( a 相) 中已 导 通 晶 闸 管( T 1 ) 的 关断 只 能 靠 同 一相 中 的 另 一 只互 补 晶 闸 管 · 11 9· 图 4. 23  电压型串联电感式三相逆变电路( 180°导电类型) ( T 4 ) 的导通来实现。因为三相电路中的 6 只晶闸管的触发脉冲彼此之间相位差 60°, 所以 T 1 和 T 4 的触发信号之间相位互差 180°。这样即可判断每只晶闸管的导电时间必为 180°。 在任何时刻, 电路中都有三只晶闸管同时导通, 故属 180°导电类型的三相逆变电路。其输 出电压波形同于图 4. 20( b) 。 (二) 电流型三相逆变电路 图 4. 24 是一种电流型串联二极管式三相逆变电路。这也是一种强迫换流电路。由电 路图可知, a 相晶闸管(T 1) 的关断是靠另一相( b 相) 晶闸管(T 3) 的导通实现的。因为 T 1 和 T 3 的触发脉冲互差 120°, 所以电 路中每只晶闸管的 导电时间为 120°, 故属于 120°导电 类型的逆变电路。其输出电流波形同于图 4. 22( b) 。 图 4. 24  电流型串联二极管式三相逆变电路( 120°导电类型) 晶闸管的强迫换流电路很多, 此处不再赘述。上述两种电路的换流过程的分析省略, · 1 20 · 读者在掌握了 SCR 器件知识后就可以自行分析。 需要提 醒的是, 上述 两种电路 无法实 施 PW M 控制。 欲想达到 目的, 应将 SCR 改 成 GT O, 并按自关断器件原则组成电路, 则可以去掉辅助换流元件。 对于大容 量无刷 同步电机 的变频启 动, 可以采用 简单的电 流型 SCR 三相逆 变器, 如 图 4. 25 所示。也就是说, 无需增设强迫换流电路。 图 4. 25  供给无刷同步电机的电流型 SCR 三相逆变器 随着 MCT 器件的进一步发展, 它有可能用于大容量交流电机的变频调速, 从而使主 电路得以简化, 并可方便地施以 PWM 控制。 4. 5  时间分割逆变电路 当逆变工作频率比较高, 而所用器件的标称频率又比较低时, 可以选用时间分割逆变 电路, 如图 4. 26( a) 所示。现以此种电路为例加以分析。 (一) 电路的特点 ( 1) 当晶闸管的工作频率为 f 0 时, 逆变电路的输出频率可达 Nf 0( N 为整数, 是逆变 桥路的个数)。图中逆变桥是两个, 所以时分割逆变电路的输出频率为 2f 0。 (2) 使用这种电路, 可以降低对器件重复频率的要求, 即利用低频器件可以构造出高 频逆变电路。 ( 3) 使用这种电路, 可以为 SCR 器件提供更长的线路换向 时间( tq ) , 但不降低对 器件 di耐 量 指 标 的 要 求 。 dt (4) 逆变电路输出频率越高, 所用的器件数量越大。 · 12 1· (二) 电路工作过程 该电路由两个逆变桥( Ⅰ, Ⅱ) 组成。电路中各晶闸管按 T 1, T 2, T 3, T 4, T 1…顺序被触 发而轮流导通工作。在 L -C-R ′满足振荡条件下, 若正负半周间无 休止期, 而正好衔接, 就 能在负载 R ′上流过如图 4. 26( b ) 所示的电流波形。第一正半周 T 1 管导通, 第一负半周 T 2 管导通, 第二正半周 T 3 管导通, 第二负半周 T 4 管导通, 第三正半周 T 1 管又导通, 依此不 断重复下去, 显然, 若器件的重复工作频率为 f 0 , 则逆变电路输出频率( f ) 为 2f 0 。若 逆变 桥路个数为 N , 则时分割逆变电路的输出频率为 Nf 0 。此时, 晶闸管工作在占空系数为 1 2N 状态下, 每 个晶闸管导电时间 为 1 。也就说, 晶闸管的 di耐量指标并不因 此而降低( 与 2Nf 0 dt 晶闸管工作频率为 Nf 0 而又工作半周时一样) 。每个晶闸管都工作在自然换流状态。 图 4. 26  时间分割逆变电路及其波形 ( a) 电 路;       ( b) 波 形 为使输出波形正负半周衔接好, 槽路的固有振荡频率应与输出频率一样, 同时各路触 发脉冲要严格互差 1 。在这样情况下则有 2f f = Nf 0 晶闸管导电时间为 ( 4. 43) tW = 1 2f = 1 2N f 0 ( 4. 44) 当逆变桥路个数为 N , 而输出波形正负半周正好衔接时, 晶闸管上承受的反向电压时间 可按下式估算: tq = N2 1+ Δt T T= N2 1T + Δt ( 4. 45)     对于这种电路, 每一对晶闸管导通时的等值电路都是一样的, 如图 4. 27 所示。设导通 开始时电容器上的初始电压为 U0, 则可获得 · 1 22 · uC = Ud - 1 ( Ud - U0 ) - αtcos( ωt - ψ) ω0 L C ( 4. 46) 其中 α= R′ 2L ω= 1 LC - ( R ′) 2 4L 2 ψ= arct g α ω     因为电路的对称性, 在晶闸管开始导通和结束导 通时刻, 电容器上的电压为数值相等而极性相 反, 即 uC π ω=- U0 , 代入式( 4. 46) , 得 U0 = - -π 1 + e 2Q U - π d 1 - e 2Q ( 4. 47) 其中, Q= ωRL′, 并令 uC( Δt) = 0, 即 图 4. 27  SCR 导通时的等值电路 0 = Ud - 1 e- αΔtcos( ωΔt ω LC ψ) ( 4. 48) 式( 4. 48) 虽是一个超越函数, 但总可以求得 Δt。由式( 4. 45) 可知, 若逆变电路个数为 2, 输 出频率 为 20k Hz, 则晶 闸管承 受反压时 间 tq 将超过 25μs, 这在 一般逆 变电 路中是 很难 做 到的。 若将 SCR 改为自关断器件, 情形将是怎样? 请读者思考! 4. 6  逆变器输出参数及谐波的控制 4. 6. 1  概述     在实际应用中, 很多负载都希望逆变器的输出电压( 电流) 、功率以及频率能够得到有 效和灵活的控制, 以满足实际应用中所出现的各种各样的要求。异步电动机的变频调速就 需逆变器的输出电压和频率都能改变, 以实现 U/ f 为常数的控制。对于 UPS 电源, 则要 求在输入电压和负载变化情况下维持逆变器输出电压和频率的恒定。前者称为变频变压 ( VF VV) 系统, 后者称为恒频恒压( CFCV) 系统, 而且, 二者都有输出波形正弦失真度的 要求。类似上述的例子还很多, 例如高频逆变直流焊机的恒流、恒压以及各种焊接特性的 控制, 太阳能和风力发电所要求的恒频恒压控制, 小型轻量化电镀和充电电源的恒流控制 以及通用逆变器的电压精度控制, 加热装置的功率控制等等。 频率控制相对来说比较单一, 有各种各样的集成电路片可供选择, 或利用软件编程技 术加以解决。本节着重讨论电压和功率控制以及伴随出现的输出波形中所含有的谐波的 消除及控制。 逆变器输出电压的控制可有三种基本方案供选择: ( 1) 可控整流方案。通过改变整流输出电压来改变逆变器的输出电压, 如图 4. 28( a) 所示。 ( 2) 斩波调压方案。不可控整流输出后, 通过斩波技术改变逆变器的直流输入电压来 · 12 3· 改变逆变器的输出电压, 如图 4. 28( b ) 。 图 4. 28  逆变器输出电压调节方案框图 ( a) 可控 整流方 案;       ( b) 斩 波调压 方案 ( 3) 逆变器自身调压方案。逆变器的直流输入电压不加以控制, 而通过逆变器内部自 身调节作用来达到改变其输出电压的目的。 第一种方案已在第二章讨论过, 第二种方案将在第五章中介绍, 本节主要讨论第三种 方案的控制原理。 4. 6. 2  逆变器 输出电压 的控制 通过逆变器内部的自身调节作用实现输出电压控制也有多种办法, 可根据实际对象 的要求加以合理的选择, 但尤以脉宽调制方案特别受到重视。现介绍下面几种方法, 供选 择。 (一) 单脉冲调制 单脉冲 调制原理 及输出 波形示于 图 4. 29, 其特点 是每 半周只 有一 个脉 冲, 且 通过 改 变单脉冲的宽度来控制其输出电压, 实现脉冲调制原理的逆变电路示于图4. 30。根据前面 图 4. 29  单脉冲调制原理及输出波形 分析可知, 逆变器输出电压波形同激励脉冲信号是一致的。 · 1 24 · 将幅值为 Ar 的矩形调制波( 或称参考波) 与幅值为 Ac 的三角形载波进行比较, 其交 点确定了激励信号的点燃和熄灭时刻, 如图 4. 29 所示。改变载波 的频率( f C) 就能改变 输 出电压基波的频率, 改变调制波的幅值(Ar), 则能改变激励信号的脉冲宽度( δ) 。调制因子 ( M) 定义为 图 4. 30  实现脉冲调制的逆变电路 的目的。 M= Ar Ac ( 4. 49)     即改变调制因子(M) 就能改变输出电压 的准方波宽度, 达到改变输出基波电压幅值 根据输出波形, 可求得输出电压的有效值及瞬时值的表达式为 U= π+ δ ∫2 2π 2 π2 δU 2 d d ( ωt ) 1 2 = Ud δ π ∑ ua ( t) = n= ∞ 1 , 3, … 4nUπd sin n2δs innωt ( 4. 50) ( 4. 51) 令 4Ud sin 2 nπ nδ 2= Un ( 4. 52)     图 4. 31 给出了输出电压标么值和畸变因子同调制因子的关系, 供参考。 ( 二) 多脉冲调制( UPWM ) 利用均匀脉宽的多脉冲调制( UPWM ) , 可使输出电压的谐波含量进一步减少。这时 每半周的脉冲数(p) 可表示为 p = f C = N ( 整数) 2f 0 ( 4. 53) 其中, f C 为载波 频率; f 0 为输出 频率。 图 4. 32 给 出了 均匀 脉 宽的 多 脉 冲调 制 原理 及 输 出波形。根据其输出波形可求得输出电压有 效值及瞬时值表达式为 U= ∫2p 2π U d( ωt) π p+ δ /2 2 π - δ /2 d p 1 2 = Ud pδ π ( 4. 54) ∞ ∑ ua = ( An cosnωt + Bn sinnωt) n= 1, 3 , … 图 4. 31  Un 和 Ud DF , M 的关系曲线( 单相桥式) ( 4. 55) 对于脉冲宽度为 δ的一对正负脉冲, 其傅里叶系数为 ∫ an = 2Ud π α m + δ co s n ωtd ( ωt ) α = 2nUπd [ sinn( αm + δ) - sin nαm ] m · 12 5· 图 4. 32  均匀脉宽的多脉冲调制原理及输出波形 ( a) 激励 信号形 成原 理;   ( b) 输 出电压 波形 = 4nUπd sin nδ 2 cos n αm + δ 2 ( 4. 56) ∫ bn = 2U d π α+ δ m sinnωtd( ωt) = α 2U d nπ[ c os n αm - cos n( αm + δ) ] m = 4nUπd sin nδ 2 sin n αm + δ 2 ( 4. 57) 那么对于一周内所有成对脉冲来说, 其傅里叶系数为 ∑ An = p m= 1 4nUπd sin nδ 2 co sn αm + δ 2 ( 4. 58) ∑ B n = p m= 1 4nUπd sin nδ 2 s in n αm + δ 2 ( 4. 59) 对于单相桥 式逆变电路, p = 5 时的计算曲线表 示在图 4. 33。计算还表 明, 随 着半周脉 冲 数(p )的增多, 输出电压中, 低次谐波含量将进一步减少, 但某些高次谐波分量将增加, 不 过, 这种增加无妨大局, 而且滤除它也很容易。 ( 三) 正弦脉宽调制( SP WM ) 若将等脉宽调制改为正弦脉宽调制, 则能显著地降低低次谐波分量, 并使畸变因子变 小。正弦脉宽调制的生成可按图 4. 34( a ) 和 ( b) 两种方法 得到, 即由 正弦波和三角波 的交 点确定。对于单相桥式逆变电路, p = 5 时的 Un / U d 和 DF , M 的关系示于图 4. 35。采用正 弦脉宽调制时, 2p - 1 次以下的谐波可 以得到消除, 当 p = 5 时, 9 次 以下谐波被有效 地消 除。通过改变调制因子( M ) , 则可改变输出电压; 改变调制波的频率( f r ) , 输出频率就跟着 变化。目前正弦脉宽调制技术被广泛地采用, 各种单相和三相 PWM 集成电路片均可购 到, 实现这种方案就变得很容易了。 · 1 26 · 图 4. 33  均匀脉宽下 U n/ U d 和 DF , M 的关系曲线 图 4. 34  正弦脉宽调制原理及其输出波形 ( 四) 改进的正弦脉宽调制( M SP WM ) 由图 4. 34 可知, 改变调制波的幅值, 可改变输出半周内各处激励脉冲的宽度, 但中间 处的激励脉冲宽度变化不显著。为此, 采取改进办法, 只在半周的前 60°和后 60°期间内发 出载波, 而在中间保持一个不变的宽脉冲, 如图 4. 36 所示。采用调制波为梯形波, 也能达 · 12 7· 到这种效果, 如 HE F 4752 集成电路片, 称为双边沿调制。这样做的结果, 带来了基波分量 增大和器件开关次数降低的好处。为了获得好的结果, 特别对于三相逆变器, 应满足下式 的要求: fC f0 = 6p + 3 ( 4. 60) 图 4. 35  正弦脉宽下 Un / Ud 和 D F , M 的关系曲线 图 4. 36  M SP WM 波形生成原理 其中, p 为 60°期间的脉冲数; f 0 为输出频率; f C 为载波频率。 4. 6. 3  逆变器 输出功率 的控制 4. 6. 2 节所述的所有控制 逆变器输出电压 的方法都可用于控 制功率。下面再介 绍一 些其它的控制功率的原理。 (一) 负载功率因数小于 1 的控制 电压型桥式逆变电路带功率因数小于 1 的负载的功率控制原理及波形示于图 4. 37。 图 4. 37  cos θ< 1 负载的功率控制原理及波形 若L > R π ω, 则 ia 中的三次谐波分量可以忽略。在这种情况下, 负载电流 ia 可近似为 ia ( t) ≈ I a 1s in( ωt - θ) ( 4. 61) 其中 θ= ar c t g ωL R ( 4. 62) · 1 28 · I a1 = Ua1 ( ωL ) 2 + R2 ( 4. 63) 根据输出电压波形, 可求得输出电压中的基波幅值为 ∫ U a1 = 2U d π π- δ sin ωtd( ωt) = δ 4U d π co s δ ( 4. 64) 那么, 传输给负载电阻的平均功率为 P = I a1 Ua1 cos θ 2 将式( 4. 63) 和( 4. 64) 代入式( 4. 65) , 则得 ( 4. 65) P= 8U 2 d cos2 δcos θ π2 ( ωL ) 2 + R 2 ( 4. 66)     式( 4. 66) 表 明, 控制输 出功 率除了 改变 直流 电源的 电压 ( Ud ) 外, 还可 以通 过改 变 δ 来实现。 (二) 带有交流电压源负载的功率控制 带有交流电压源负载的逆变器及其波形示于图 4. 38。这种负载相当于逆变器带等值 单相同步电机(模拟电动机的反电动势) , 或是同市电电网并联运行的情况( 其中逆变器直 流侧电源可以看成是太阳能光电转换器所产生的) 。如图 4. 38 波形所示, 现在我们可以通 过控制 uac和 ua 之间的相位角 φ来控制功率。但也可以通过控制 ia 的基波分量与 ua c之间 的相位角来达到改变输出功率的目的。 图 4. 38  带有交流电压源负载的功率控制原理及波形 (三) 电流型逆变器带交流电压源时的功率控制 在图 4. 38 中, 两 个电 压源之 间的 瞬时 电压差 是通 过缓冲 元件 —— 电感 ( L ) 来 平衡。 这个电感也可以安置到直流侧, 就构成电流型逆变器, 这时, 电感和电压源用电流源来代 替如图 4. 39 所示。现假定功率从直流电流源传输到交流电压源。 由图 4. 39 波形可容易求得传输给交流电压源的平均功率为 ∫ P = 1 T T uaciadt = 0 U acI 2 a 1 co s θ ( 4. 67) 而 ∫ I a 1 = 2I d π πδ δ sin ωtd( ωt) = 4I d π co s δ ( 4. 68) 这样一来, 式( 4. 67) 可变为 P= 2 UacI π d co sδcos θ ( 4. 69) · 12 9· 图 4. 39  电流型逆变器带交流电压源的功率控制原理及波形     式( 4. 69) 表 明, 若固定 δ, 通过改变 θ角, 就能达到 控制功率的目的。 同时也能看到, 增大 θ, 输出功率减少, 同时也 就降低了负载侧 的功率因数, 但电路损耗并 不因此而下降, 因为输出电流峰值(Id )没有变化。 4. 6. 4  逆变器 输出谐波 的控制 逆变器 输出端的 电压或 电流谐波 是在 DC/ AC 变 换器 设计中 遇到 的最 艰巨的 任务。 由于谐波的存在, 不仅造成功率因数降低, 影响效率, 而且还可能引起逆变器自身以及其 它设备的工作失调。对于机电负载, 谐波将会引起机械共振, 同时造成电机低速转矩脉动。 所以控制逆变器的输出谐波是一项重要课题; 有效地抑制, 以至消除输出谐波, 也是一种 重要技术。 在 DC/ AC 变换器中, 在其输出端简单地增加滤波环节, 常常不是一种有效的办法, 应当同下面将要介绍的方法配合使用, 才能达到更好的效果。 (一) 波形控制方法 若逆变器采用自关断器件, 则很容易实现如图 4. 40 和图 4. 41( c) 的波形。若 γ= 0, 就 图 4. 40  具有陷波宽度为 γ的电压波形 获得准方波。根据准方波, 则求得最低次( 三次)谐波的幅值为: ∫ Ua3 = 2Ud π π- δ sin3ωtd( ωt) = δ 43Uπd cos3δ ( 4. 70) 若控制 δ= 30°, 则由式( 4. 70) 可知, 三次谐波 被消除, 但 五次谐波无法消 除, 如图 4. 41( a) 和( b)。为了能同时消除三次和五次谐波, 则可以在每半周内出现二次陷波, 其陷波宽度 为 γ= 12°, 陷波起始角度分别为 54°和 114°, 这时同时保持 δ= 30°, 如图 4. 41( c) 所示。     对于图 4. 42 波形(利用双极三角波与矩形波比较得到) , 其输出电压的瞬时值可 表示为 · 1 30 · 其中 图 4. 41  波形控制法原理 ( a) 消除三 次谐 波;   ( b) 对 应( a) 的 五次 谐波行 为;   ( c) 同时消 除三次 和五 次谐波 ∞ ∑ ua = Un s innωt n= 1, 3 , … ∫ ∫ ∫ Un = 4U d π α 1 sinnωtd( ωt) - 0 α 2 s in n ωt d ( ωt ) + α 1 π 2 s innωtd( ωt) α 2    = 4Ud 1 π 2cos nα1 + 2cosnα2 n ( 4. 71) ( 4. 72) 图 4. 42  每半周具有二次陷波的输出波形 若令 U3= U5= 0, 则可得 1 - 2cos3α1 + 2cos 3α2 = 0 1 - 2cos5α1 + 2cos 5α2 = 0 联立求解式( 4. 73) 和( 4. 74) 可得 α1 = 23. 6°, α2 = 33. 3° ( 4. 73) ( 4. 74) ( 4. 75) · 13 1· 也就说, 只要控制 α1 = 23. 6°, α2 = 33. 3°, 则能同时消除输出电压中三次和五次谐波。 总之, 这种办法着 眼于消除低次谐 波。因为高 次谐波 的幅值较 小( 1/ n) , 同时谐波 频 率增高, 因此滤波相对容易些。 (二) 谐波相互抵消原理(波形叠加) 采用两台逆变器输出的电压 在副边叠加, 如图 4. 43。两台逆变 器的输出波形每 半周 内都 保持 60“°0”状态间 隙, 然后 第二台逆 变器输 出波形( u2 ) 相对第 一台逆变 器的输出 波 形( u1 ) 相移 36°。这样 u1 中的五次谐波和 u2 中的五次谐波的相位相差 180°, 五次谐波在变 压器副边互相抵消, 则能达到同时消除三次和五次谐波的目的, 如图 4. 44 所示。 图 4. 43  两台逆变器输出波形叠加原理电路图 图 4. 44  谐波互相抵消原理 (三) 利用 PWM 方法消除谐波 这种方法最主要的思想是提高最低次谐波的次数, 即谐波频率, 然后进行滤波, 以获 得接近正弦的电压波形或电流波形。有关这种方法已在 2. 7. 3 和 4. 6. 2 节提到过, 此处不 再赘述, 请参看之。目前, 因为场控自关断器件的迅速发展, 这种方法被广泛应用于各个方 面。 (四) 逆变器输出侧滤波(略) 思考与练习四     4. 1  请说明有源逆变同无源逆变的异同点。 4. 2  请从关断角度说明图题 4. 2 所示电路中哪一种电路能正常工作? 同时阐明应注 意的事项。 4. 3  在 图题 4. 3 所示电 路情况 下, 若 T 管过 零后, D 管 中流过 理想的正 弦半波电 流 ( iD) , 试问在 D 管支路中存在 L 和不存在 L 时, 给予 T 管的反压时间 tq 各为多少? · 1 32 · 图  题 4. 2 图  题 4. 3 4. 4  请说明, 整流器、逆变器和变流器三个概念之间的差别。 4. 5  如图题 4. 5 所示, AD 端加有直流电压 E , 而 BC 端接 有负半 周正弦电 压, 当 四 只晶闸管都不工作时, 若电容 C 上有图示极性的 2E 电压, 试问 T 1 和 T 2 管上出现的 峰值 电压各为多少? 图  题 4. 5 4. 6  试分析图题 4. 6 所示电路的工作 原理( 电路的谐振频率高 于逆变频率) , 并 画出 i和 uT 的波形。 图  题 4. 6 4. 7  在上题电路中, 试问: 晶闸管上的电压 uT 能否超过 E ? 为什么? 若该电路不接 D · 13 3· 管, 能否用 IGBT 代替之? 4. 8  图题 4. 8 所示两种电路能否正常工作? 为什么? 图  题 4. 8 4. 9  请 画出题图 4. 9 所 示电路谐振频率 ( f r ) 正好等于逆变频 率( f ) 时电流( ia ) 的 波 形。若逆变频率固定在 f r , 问: 当 L 增加时 ia 的波形; 当 L 减少时 ia 的波形。 图  题 4. 9 图  题 4. 10 4. 10  试分析图题 4. 10 所示逆变电路的工作原理( 定性分析) 4. 11  若电路及其输出波形如题图 4. 11 所示, 请画出开关管上的电压波形。 图  题 4. 11 4. 12  试比较图题 4. 12 所示两种电路的优缺点。 4. 13  请按本章图 4. 38 的波形, 推导传送给交流电压源的功率。 4. 14  对于图 题 4. 14 所 示电路, 测得 uDS 波 形如图右边, 请分析 uDS 波形 出现电压 尖 峰的原因, 并说明削弱其电压尖峰的办法。 4. 15  试求逆变器输出波形如图题 4. 15 所示时的三次谐波电压的幅值。 4. 16  试问由自关断器件组成的电压型三相桥式逆变器能否改成 120°导电类型? 为 什么? · 1 34 · 图  题  4. 12 图  题 4. 14 图  题 4. 15 4. 17  按什么原则判定晶闸管三相桥式逆变电路属于哪一种导电类型? 4. 18  为什 么在时间分割电 路中, 对晶 闸管的 di/ dt 耐量 的要求并没有降 低( 相对 于 开关频率和输出频率相同的桥式逆变电路而言) ? 4. 19  能否使用自关断器件构成时间分割电路? 并举例说明其工作原理和特点。 4. 20  如图题 4. 20 所示, 电路工 作在 L r , Cr 谐 振频率下, 试 画出图( a) 中 u1 和 id 以 及图( b) 中 ud 和 ir 的波形。 图  题 4. 20 · 13 5· 第五章  DC/ DC 变换技术 将一个固定的直流电压变换成可变的直流电压称之为 DC/ DC 变换, 亦称直流斩波。 从历史上看, 这种技术被 广泛地应用 于无轨 电车、地铁列车、蓄 电池供电 的机动车 辆 的无级变速以 及 80 年代 兴起的电动汽车 的控制, 从而 使上述控 制获得 加速平稳、快速 响 应的性能, 并同时收到节约电能的效果。通常用直流斩波器代替变阻器调速可节约电能 ( 20~30) % 。直流斩波不仅能起调压的作用( 开关电源) , 同时还能起到有效地抑制网侧谐 波电流的作用。 本章首先阐述斩波器的工作原理, 然后介绍利用自关断器件构成的典型 DC/ DC 变 换电路及其定量分析。 5. 1  基本斩波器的工作原理 最基本的斩波电路示于图 5. 1( a ) , 斩波器负载为电阻( R) 。当开关( S) 合上时, 直流 电压就加到 R 上, 并持续 t1 时间。当开关切断时, 负载上的电压为零, 并持续 t2 时间, 那么 T = t1 + t2 为斩波器的工作周期, 斩波器的输出波形如图 5. 1( b) 所示。若定义斩波器的工 图 5. 1  基本的降压斩波电路及其波形 ( a) 电路 ;         ( b) 波形( R 负载 ) 作率 k= t1 T , 则由波形图上可获得输出电压平均值为 ∫ U0 = 1 T t1 u0 dt = 0 t1 T Ud = kU d 其输出电压有效值为 1 ∫ U = 1 T kT u 2 0 d t 0 2 = k Ud 若认为斩波器(S)是无损的, 则输入功率 P i 应与输出功率相等, 即 ∫ ∫ P i = 1 T kT u0 idt = 0 1 T kT 0 u 2 0 R dt = k U 2 d R ( 5. 1) ( 5. 2) ( 5. 3) · 13 7· 从直流电源侧看的等效电阻 Ri 为 Ri = Ud I0 = Ud kU d = R k ( 5. 4) R     由式( 5. 1) 可知, 当工作率( k) 从零变到 1 时, 输出电压平均值从零变到 Ud , 其等效电 阻也随着 k 而变化。 工作率( k) 的改变可以通过改变 t1 或 T 来实现。通常斩波器的工作方式有两种: (1) 脉宽调制工作方式: 维持 T 不变, 改变 t1。 (2) 频率调制工作方式: 维持 t1 不变, 改变 T 。 但被普遍采用的是脉宽调制工作方式。因为采用频率调制工作方式, 容易产生谐波干 扰, 而且滤波器设计也比较困难。 当斩 波器带 感性 负载时, 应 采用 图 5. 2 所示 电 路。图 5. 1 和图 5. 2 均是降压斩波电路。但也可以 按图 5. 3( a) 结线方式构成基本的升压斩波电路。 在开关(S)接通的 t1 时间内, 电感(L )中的电流 ( i) 直线上 升, 能量储 存于电感 中。在开关 断开的 t2 时间里, 储存在电感中的能量通过二极管 D1 转换到 负载中去, 电感中的电流下降。所以在一个工作周期 内通过电感 中的电流波形如图 5. 3(b)所示。 图 5. 2  带感性负载的斩波电路 图 5. 3  基本的升压斩波电路 ( a) 电 路;     ( b) 波形 ;     ( c) 输出 特性 在 t1 时间里, 开关接通, 于是有 di uL = Ud = L dt 积分上式, 得电感上的峰-峰脉动电流为 ΔI = Ud L t 1     在 t2 时间间隔里, 开关 S 断开, 且输出电压保持恒定的 U0, 于是有 · 1 38 · ( 5. 5) ( U0 - Ud ) t2 = L ΔI 考虑式(5. 5), 则得 U0 = Ud 1- k ( 5. 6) 因此由式( 5. 6) 可知, 随着 k 的增加, 输出电压将超过电源电压 Ud 。当 k= 0 时, 输出电压 为 Ud ; 当 k→1 时, 输出电压将变得非常大, 如图 5. 3( c) 的输出特性所示。利用升压斩波电 路可以实现两个直流电压源之间的能量交换, 如图 5. 4(a)电路所示。该电路工作于两种 模式, 如图 5. 4( b) 等值电路所示。 图 5. 4  能量传输原理说明 ( a) 电路;   ( b) 等值电 路;   ( c) 波 形 (一) 工作模式 1(S 接通) Ud = L di dt 所以 i1 ( t) = Ud t + L I1 ( 5. 7) 其中, I1 为工作模式 1 时的初始电流。在这期间, 电感中电流必须上升, 故必要条件为 di1 > dt 0 或 Ud > 0 ( 5. 8)     (二) 工作模式 2(S 断开) Ud= L di2 + dt E 所以 i2 ( t) = Ud L Et + I2 ( 5. 9)     其中, I 2 为工作模式 2 时的初始电流。在这期间, 电感中电流必须下降, 故其必要条件 为 · 13 9· d i2 dt < 0 或 Ud < E ( 5. 10) 若 式( 5. 10) 不被满足, 则电流将 继续上升, 直到破 坏为止。考 虑式( 5. 8) 和式( 5. 10) 的 条 件, 则有 0 < Ud < E ( 5. 11) 式( 5. 11) 表示, 若 E 为固定的直流电源, Ud 为不断下降的直流电动机的电压, 则通过适当 的控制, 就能把电动机中的能量反馈到固定的直流电源, 实现直流电机的再生制动。 利用上述两种基本电路的思想就可以构成运行于各种象限的斩波电路结构, 见表 5. 1。 表 5. 1  斩波器的电路结构 5. 2  Buck 电 路 Buck 电路 示于图 5. 5( a) , 它就是 一种 降压 斩波器, 其 输出 电压平 均值 U0 总 是小 于 输入电压 Ud 。通过电感中的电流( iL ) 是否连续, 取决于开关频率、滤波电感 L 和电容 C 的 数值。在电感电流 iL 连续条件下的工作波形示于图 5. 5( c) 。在电感电流连续条件下, 其稳 态工作过程分析, 可按图 5. 5( b) 所示两种电路模式进行。 ( 一) 工作模式 1( 0≤t≤t1= kT) t= 0 时刻, Q 管被激励导通, D 管中电流迅速地转换到 Q 管。这时, 电感上的电压为 uL = L diL dt ( 5. 12) 若假定在这期间的 U0 不变, 电感电流按直线规律从 I 1 上升到 I 2, 则有 Ud - U0 = L I 2 - I 1 = L ΔI t1 t1 ( 5. 13) 或 ( ΔI ) L t1 = Ud - U0 ( 5. 14) ( 二) 工作模式 2( t1≤t≤T) 在 t= t1 时刻 Q 管关断, Q 管中电流 i迅速地转换到 D 中去。这时, 若仍假定在这期 间的电感中电流 iL 按直线规律从 I 2 下降到 I 1 , 则有 U0 = L ΔI t2 或 ( ΔI ) L t2 = U0 ( 5. 15) ( 5. 16) 其中 ΔI 为电感的峰-峰脉动电流。考虑到式( 5. 13) 和式( 5. 15) , 则有 ΔI = ( Ud - U0 ) t1 L = U0t2 L 将 t1 = kT , t2 = ( 1- k) T 代入上式得 U 0 = kUd ( 5. 17)     式( 5. 17) 表明 Buck 电路的输出电压平均值与 k 成正比, k 从零变到 1, 输出电压从零 · 1 40 · 变到 Ud , 且输出电压最大值不超过 Ud 。 若假定 Buck 电路为无损的, 则有 Ud I = U 0I 0 = kUd I 0 即 I = kI 0 因此开关周期 T 可表示为 T= 1 f = t1 + t2 = ( ΔI ) LU d U0( Ud - U0) 从式( 5. 19) 亦可求得 ΔI 的表达式为 ( 5. 18) ( 5. 19) · 14 1· 图 5. 5  Buck 电路及其波形 ( a) 电路;   ( b) 等值电 路;   ( c) 波 形 ΔI = U0( Ud - U0) f LUd ( 5. 20) 或 ΔI = Ud k( 1 - k) ( 5. 21) fL     因为 iL = iC + i0 , 若假定负载电流 i0 的脉动很小而可忽略, 则 ΔiL = ΔiC 。因为电容电流 一周期的平均值为零, 那么在 t1 2 + t2 2 = T 2 时间内, 电容充电或放电的电荷量为 ΔQ = ΔI T 42 因此, 电容上电压峰-峰脉动值为 ΔUC = ΔQ C = ΔI 8f C 将式( 5. 20) 或( 5. 21) 代入式( 5. 23) 得 · 1 42 · ( 5. 22) ( 5. 23) ΔUC = U0( Ud - U0) 8L Cf 2 Ud ( 5. 24) 或 ΔUC = Udk( 1 - k) 8L Cf 2 ( 5. 25)     根据 ΔI , ΔUC 和 f 以及其它要求( 输入和输出) , 依据上述公式, 可大概地确定 L 和 C 值。 5. 3  Boost 电 路 图 5. 6( a) 所示为 Boost 电路。它是一 种升压斩波电路, 其输出 电压平均 值将超过 电 源电压 Ud , 其电路的工作波形表示图于 5. 6( c) 。 在电感电流连续的条件下, 电路工作于图 5. 6( b) 所示的两种电路模式。 图 5. 6  Boost 电路及其波形 ( a) 电路;   ( b) 等值电 路;   ( c) 波 形 · 14 3· ( 一) 工作模式 1( 0≤t≤t1= kT) 在 t= 0 时刻, Q 导通, 电感中的电流按直线规律上升, 则有 Ud = L I2 t1 I1 = L ΔI t1 ( 5. 26) 或 t1 = ( ΔI ) L Ud ( 5. 27) ( 二) 工作模式 2( t1≤t≤T) 在 t= t1 时刻, Q 管断开。若假定在这期间的电感电流仍按直线规律从 I2 降到 I1, 则 有 U0 - Ud = L ΔI t2 ( 5. 28) 或 t2 = ( ΔI ) L U0 - Ud ( 5. 29) 考虑到式( 5. 26) 和( 5. 28) , 则有 ΔI = U d t1 = ( U0 - Ud ) t2 L L 将 t1 = kT , t2 = ( 1- k) T 代入上式, 则求得 ( 5. 30) U0 = Ud 1- k ( 5. 31)     式( 5. 31) 表明, Boos t DC/ DC 变换器是一个升压斩波电路。当 k 从零趋近于 1 时, U 0 从 Ud 变到任意大。 同 5. 2 节一样的道理, 可求得 I= I0 1- k T= ( ΔI ) L U0 Ud ( U0 - Ud) ( 5. 32) ( 5. 33) ΔI = Ud ( U0 - Ud ) f LU0 ( 5. 34) 或 ΔI = Udk fL ( 5. 35)     若忽 略负载电流脉动, 那么在[ 0, t1 ] 期 间, 电 容上泄放 的电荷 量, 反 映了电容 峰-峰 电 压脉动量, 即 ∫ ∫ ΔUC = 1 C t1iC dt = 0 1 C t1 I 0 dt = 0 I 0t1 C ( 5. 36) 由式( 5. 31) 求得 t1 = U 0U 0 Ud f , 并 代 入 式 ( 5. 36) , 得 ΔUC = I 0( U0 - Ud ) U0f C 或 ΔUC = I 0k fC · 1 44 · ( 5. 37) ( 5. 38) 5. 4  Buck-Boost 电 路 图 5. 7( a) 为 Buck -Boos t 电路, 这是降压-升压混合电路, 其输出电压可以小于输入电 压, 也可以大于它, 而输出电压极性与输入电压的相反。其工作波形示于图 5. 7( c) 。 图 5. 7  Buck-Boost 电路及其波形 ( a) 电路 ;   ( b) 等值 电路;   ( c) 波 形 在电感电流 iL 连续条件下, Buck -Boos t 电路工作于图 5. 7( b) 所示的两种模式。 ( 一) 工作模式 1( 0≤t≤t1= kT) 在 t= 0 时刻, Q 管导通, D 管反偏置关断, 输入电流 i通过电感 L , 并在这个期间按直 线规律从 I 1 上升到 I 2, 则有 Ud = L I2 t1 I1 = ΔI L t1 ( 5. 39) 或 · 14 5· t1 = ( ΔI ) L Ud ( 5. 40) ( 二) 工作模式 2( t1≤t≤T) 在 t= t1 时刻, 关断 Q 管, 电感中的电流通过负载和电容 C 流动, 负载电压极性与输 入的相反。若认为, 在这个期间, 电感电流仍按直线规律从 I2 降到 I1, 则有 ΔI U0 = - L t2 ( 5. 41) 或 t2 = - ( ΔI ) L U0 ( 5. 42) 考虑到式( 5. 39) 和( 5. 41) , 电感的峰-峰脉动电流为 ΔI = Ud t1 = - U 0t2 L L 将 t1 = kT , t2 = ( 1- k) T 代入上式, 则输出电压平均值为 同前面分析一样, 可得 U0 = - Ud k 1- k ( 5. 43) I= I 0k 1- k T= ( ΔI ) L ( U 0 Ud U 0 Ud ) ( 5. 44) ( 5. 45) ΔI = Ud U0 f L( U0 - Ud ) ( 5. 46) 或 ΔI = Ud k fL     电容上的峰-峰脉动电压求法同 Boos t 电路的一样, 可得 ∫ ∫ ΔUC = 1 C t 1 iC dt = 0 1 C t 1 I0dt = 0 I 0t1 C ( 5. 47) ( 5. 48)     由式( 5. 43) 求得 t1 = ( U0 U0- Ud) f , 并代入上式得 ΔUC = I 0U0 ( U0 - Ud) f C ( 5. 49) 或 ΔUC = I 0k fC ( 5. 50) 5. 5  Cuk 电 路 Cuk 电路表示在图 5. 8( a) 。它也是升降压混合电路, 其输出电压极性与输入的相反。 在负载电流连续条件下, 其工作波形示于图 5. 8( c) 。 电路的稳态工作可按图 5. 8(b)所示的两种模式进行分析。 ( 一) 工作模式 1( 0≤t≤t1kT) 在 t= 0 时刻, Q 管导通, 电感 L 1 中的电流 iL 1 线性增长( 从 I L1 1 到 I L 12 ) , 即有 · 1 46 · 图 5. 8  Cuk 电路及其波形 ( a) 电路;   ( b) 等值电 路;   ( c) 波 形 Ud = L1 I L 12 t1 I L11 = L1 ΔI 1 t1 ( 5. 51) 或 t1 = ( ΔI 1 ) L 1 Ud ( 5. 52)     在这期间, 电容 C1 上的电压使 D 管反偏置, 而通过负载和电感 L2 传输能量, 负载获 得反极性电压。由电路可知, 在这种电路结构中, Q 管和二极 D 是同步工作的, 即 Q 管导 通, D 截止; Q 管截止, D 则导通。 ( 二) 工作模式 2( t1≤t≤T) 在 t= t1 时刻, Q 管关断, D 导通, 电容 C1 被充电, 电感 L 1 的电流 iL1 下降。若假定其下 降规律符合直线变化( 从 I L12变到 I L11) , 则有 · 14 7· Ud - U C1 = L1 ΔI 1 t2 ( 5. 53) 或 t2 = ( ΔI 1 ) L 1 Ud - UC1 ( 5. 54) 其中, UC1 为电容 C1 上的平均电压值。考虑式( 5. 51) 和( 5. 53) , 则有 ΔI 1 = Ud t1 L1 = ( Ud - UC1) t2 L1 将 t1 = kT , t2 = ( 1- k) T 代入上式, 则电容 C1 上的电压平均值为 UC1 = Ud 1 - t1 = Ud ( 1 - 2k) t2 1- k ( 5. 55)     现考虑电感 L2 中电流变化的情况, 仍假定电感 L2 中的电流变化也是按线性规律进 行的, 而且连续, 则在[ 0, kT ] 期间有 UC1 - U0 = L2 I L 22 t1 I L 21 = L2 ΔI 2 t1 ( 5. 56) 或 t1 = ( ΔI 2 ) L 2 U C1 - U0 ( 5. 57) 在[ kT , T ] 期间有 U0 = - L2 ΔI 2 t2 ( 5. 58) 由式( 5. 56) 和( 5. 58) , 可得 t2 = - ( ΔI 2 ) L 2 U0 ( 5. 59) ΔI 2 = ( UC1 - U 0 ) t1 = L2 U0t2 L2 ( 5. 60) 将 t1 = kT , t2 = ( 1- k) T 代入上式, 则得 UC1 = - U0( 1 k 2k) ( 5. 61) 令式( 5. 55) 等于式( 5. 61) , 则得 U0 = - kUd 1- k ( 5. 62) 式( 5. 62) 的结果与 Buck-Boos t 电路的是一样的。按前述相同办法, 可求得 I= kI 0 1- k ( 5. 63) 由式( 5. 52) 和( 5. 54) 可得 T= ( ΔI 1 ) L 1 ( 2U d - UC 1 ) Ud ( Ud - UC1) ( 5. 64) ΔI 1 = Ud ( Ud - UC1 ) f L 1 ( 2Ud - UC 1 ) ( 5. 65) 或 ΔI 1 = Udk f L1 ( 5. 66) · 1 48 · 由式( 5. 57) 和( 5. 59) 也可得 T= ( ΔI 2 ) L 2 ( 2U0 - UC 1 ) U0 ( U C1 - U0 ) ( 5. 67) ΔI 2 = - U0( 1 f L2 k) = kU d f L2 ( 5. 68)     下面求 两个电容的峰-峰脉动电 压。当 Q 管关断时, 对电容 C1 的充电电 流平均值 为 I C1 ( = I ) , 故电容 C1 的峰-峰脉动电压为 ∫ ∫ ΔUC1 = 1 C1 t 2iC1 dt = 0 1 t 2 C1 I dt = 0 I t2 C1 ( 5. 69) 将 t2= Ud 代入上式得 ( Ud - U0) f ΔUC 1 = I Ud ( Ud - U0) f C1 ( 5. 70) 或 ΔUC 1 = I (1 - k) f C1 ( 5. 71)     若假定负 载电流 i0 的脉 动 Δi0 可以忽略, 即 ΔiL2 = ΔiC2 , 那么在 T / 2 期间, 通过 C2 的 充电电流平均值为 I C 2 = ΔI 2 / 4, 故有 ∫ ∫ ΔUC2 = 1 C2 T 2 iC 2dt = 0 1 C2 T 2 0 ΔI 4 2 d t = ΔI 2 8f C2 ( 5. 72) 现将 ΔI 2 = kUd 代入上式得 f L2 ΔUC2 = kUd 8C2 L 2 f 2 ( 5. 73) Cuk 电路是借助电容来传输能量, 而 Buck-Boost 电路是借助电感来传输能量。当 Q 管导 通时, 两个电感的电流都要通过它, 因此通过 Q 管的峰值电流比较大。因为传输能量是通 过 C1, 所以电容 C1 中的脉动电流也比较大。 5. 6  晶闸管斩波电路 逆阻型晶闸管的基本斩波电路有三种形式, 如图 5. 9( a) , ( b) 和( c) 所示。图 5. 10 是 一种逆导 晶闸管组成的斩 波电路。由 GT O 组成的斩波电路表 示在图 5. 11。现以图 5. 9 ( a) 电路为例, 说明其工作原理。 T 1 为主晶 闸管, T 2 为辅助晶 闸管。它的换流电路 由 T 2 、二极管 D1 、电感 L 和电容 C 组成。 欲使电路能正常工作, 应使电容 C 首先得到如图所示的极性电压。为此, 可通过以下 两 个 途径 对电 容 C 充 电: ( 1) 先 闭合 开 关( S) 然后 断开; ( 2) 在工 作 程序 上, 应 使晶 闸 管 (T 2)先于主晶闸管( T 1)被触发导通。电路的工作过程分析如下: 在 t= t0 时刻, 触发 T 1 管, 负载电流 i0 迅速地 从续流二极管 D 转移到 T 1 管。同 时发 生的是, C 通 过 T 1 , L 和 D1 反充电, 使 电容上的电压极 性反向。但因 D1 管的 反向闭锁 作 用, 在 T 2 导通前一直保持电容 C 上反向电压值不变。电容 C 的反充电电流也流经晶闸管 · 14 9· 图 5. 9  逆阻型晶闸管的基本斩波电路 ( a) 电 压换 相式;   ( b) 电流换 相式 ;   ( c) 负载 换相式 图 5. 10  逆导晶闸管斩波电路                图 5. 11  GT O 斩波电路 T 1 , 所以主晶管 T 1 导通时, 负载电流 i0 和 iC 电流都要通过它。 为使晶闸管 T 1 关断, 可在合适的时刻( 例如 t2 时刻) 触发 T 2 管。此时, 电容 C 上的电 压被接在 T 1 管两端, 使其承受反向电压而关断。此时还应注意到, T 2 管刚导通时, 负载上 的电压跃变到 Ud + uC, 至少是电源电压的两倍。 当 T 1 管关断后, 电容 C 通过 Ud , T 2 和负载再充电, 直到 T 2 管关断, 电容 C 上又充电 到图示极性的电压, 电路恢复到初始状态, T 1 管等待着下一次触发。其电路的工作波形示 于图 5. 12。 根据图 5. 12 波形可以确定换流的参数如下, 电容参数: · 1 50 · C= I 0m Ud tq ( 5. 74) 其中  I 0m为最大负载电流; tq 为线路换向时间。 电感参数: C Ud I 0m 2 ≤ L ≤ 0. 01T 2 π2 C 其中  T 为斩波器的工作周期。 对于其它 SCR 斩波电路工作原理, 读者可自行分析, 或参阅有关的书籍。 ( 5. 75) 图 5. 12  电压换相式斩波器的工作波形 5. 7  有关输入滤波问题 为了能清楚地理解斩波器输入端设置滤波器的必要性, 可假定斩波器为理想开关[ 见 图 5. 13( a ) ] , 负载电流为恒定值。当接通斩波器时, 输入电流 i 等于电动机电流 i0 。当斩波 器关断时, 负载电流 i0 通过续流管继 续流通, 电 源端输入电流等 于零, 所以 电源输入电 流 为方脉冲波, 如图 5. 13( b ) 所示。 若电源输入电流平均值为 I, 则在无损系统中应有 E I = kE I 0 ( 5. 76) 即 I = kI 0 ( 5. 77)     由式( 5. 77) 可知, 若 k< 1, 则电源输入电流平均值 I 小于负载电流平均值 I 0 。但斩波 器接通时, 输入电流值总是与负载电流相等, 所以电源必须提供大的峰值功率; 而且电源 · 15 1· 电流 中的谐 波将 产生许 多不 利的 影响, 诸如 谐波 发热、信号 干扰 以及电 源电 压波 动和 畸 变。为消除这些不利的影响, 应在电源输入端加滤波器。 图 5. 13  基本斩波器输入电流波形 ( a) 电 路;     ( b) 波形; 在斩 波器输入 端加电 容滤波器, 如图 5. 14( a ) 所示, 可 使电源 输入 电流 变得平 缓, 即 脉动幅度减小, 这时斩波器工作所需的脉动电流由电容器提供。但要得到像图 5. 14( b) 那 样完全无脉动的输入电流, 则需无穷大的电容。为了减少输入电容的数值又达到相同的滤 波效果, 则可采用 L -C 滤波, 如图 5. 15( a) 所示。根据其等值电路图 5. 15( b ) , 则可得到电 源输入端的第 n 次谐波电流的有数值表达式为 式中 In = XC n nXL - X C I CH n n XL = 2πf C HL ( 5. 78) ( 5. 79) n为 XC = 1 2πf CH C 谐波的次数。 ( 5. 80) 将式( 5. 79) 和( 5. 80) 代入式( 5. 78) 得 In = 1 4n2 π2f 2 C H L C - 1I CHn = 1 n f CH fr 2 - I CHn 1 ( 5. 81) 式中  I CH n为斩波器电流的第 n 次谐波有效值; f CH 为斩波器的工作频率( 斩波频率) ; · 1 52 · 图 5. 14  斩波器输入端加电容滤波 ( a) 电路;         ( b) 波形 图 5. 15  斩波器输入端加 L -C 滤波 ( a) 电路;     ( b) 等值 电路 f r 为 LC 的谐振频率, f r= 1 。 2π LC 式( 5. 81) 表明, f r 同 f CH 不能相等, 否则将产生谐振, 引起大的谐振电流。其中最危险 的情况发生在 n= 1, f r= f CH 条件下。为了避免这种谐振现象, 通常要求 f CH = ( 2 ~ 3) f r ( 5. 82) 在这样的条件下, 电源的谐波电流可近似为 In ≈ fr nf CH 2 I CH n ( 5. 83) 由式( 5. 83) 可知, 可以有以下方法来降低电源输入端的谐波电流: ( 1) 提高斩波频率( f CH) ( 2) 降低 L -C 的谐振频率( f r ) (3) 减少斩波器中的电流脉动幅值。 提高 f CH , 可以采用新型场控制器件。然而降低 f r 却带来滤波器尺寸的增大。减少斩 · 15 3· 波器中的电流脉动幅值, 可采用多个 斩波器错位并联 的办法, 如图 5. 16( a ) 所示。若 将两 个或多个斩波器并联, 而且彼此错开相位, 则能降低整体斩波器的脉动电流幅值, 并增加 其脉动频率。其结果是电源输入端谐波电流显著减小。 图 5. 16( a) 是两个斩波器并联运行结线电路。图 5. 16( b ) 、( c) 以及( d) 给出同相 和错 位运行时的波形。若采用 k= 0. 5 的错位运行, 在理想条件下, 电源输入端电流为无脉动的 直流, 且其幅值仅为电动机电流的 1/ 2。 图 5. 16  两个斩波器并联运行 ( a) 电 路;     ( b) 同相运 行( k= 0. 4) ; ( c) 错位 运行( k= 0. 4) ;   ( d) 错位运 行( k= 0. 6) 5. 8  斩波器的电路结构 利用基本斩波电路可以组成各种电路结构, 使负载工作在不同象限, 如表 5. 1 所示。 第一象限和第二象限斩波器前面已讲过了。第一象限斩波器适合于电机的电动运行 方式, 而第二象斩波器适合于电机的再生制动工作方式。 把前面两种斩波器合并而成 A 型两象限斩波器。其特点是, 输出电压 E 0 方向不能改 变, 而输出电流可逆, 所以功率流向可逆。显然 A 型两象限斩波器对于电动机的电动运行 和再生制动运行都是适用的。 · 1 54 · B 型两象限斩波器是一种桥式结构。其特点是, 输出电压可以改变极性, 而输出电流 不可逆, 所以功率流向可逆。因此它亦适合于电机两象限运行。 四象限斩波器是将两台 A 型两象限斩波器组合而成。做这样的安排之后, 输出电压 和电流的方向均可改变, 因此它适合于可逆再生制动的传动系统 思考与练习五 5. 1  场控器件的应用对 DC/ DC 变换器的发展有何影响? 5. 2  场控的 DC/ DC 变换技术对新一代整流电源的诞生起什么作用? 5. 3  如图题 5. 3 所 示, 当电 感 L 中的电 流为 iL 时, 接通开关 管 Q , 那么 Q 管在开 通 瞬间流过的电流是否就是 iL ? 为什么? 图  题 5. 3 5. 4  请简述 Buck -Boost 电路同 Cuk 电路的异同点。 5. 5  试比较 Buck 电路和 Boos t 电路中有源开关器件的开关损耗。 5. 6  开关器件的开关损耗大小同哪些因素有关? 5. 7  为什么使用场控器件作为斩波电路的开关元件时, 就不容易发生斩波频率与滤 波网络谐振问题? 5. 8  使用错位斩波电路有什么优点? 5. 9  本章图 5. 10 电路是从哪一种逆阻晶闸管斩波电路演变过来的? 并说明其演变 过程? 5. 10  试以本章图 5. 9( a) 为例, 说明电路对 逆阻晶闸管哪些动 态参数提出比较 严格 的要求? 5. 11  试以 Buck 电路为例, 推导电容器 C 上的脉动电压 ΔuC 公式( 写出推导过程) 。 · 15 5· 第六章  谐振开关技术 本章在分析开关电路中器件开关损耗的基础上, 阐述三种( 零电压、零电流和多谐振) 谐振开关电路的工作原理, 进而介绍它的技术发展情况, 并介绍谐振环逆变器。 6. 1  概  述 P WM DC/ DC 变换技术主要应用于开关电源以及直流电压的调节。使用高速电力半 导体器件, 特别是 VDM OS 管, P WM 开关电源工作频率可提高到 500~800kH z。为 了满 足 宇航 和计 算 机等 领 域对 开 关电 源 提 出的 超 小型 化、高 效 率和 高 功率 密 度( 50~ 80W/ in 3 ) 的要求, 开关电源的频率还需进一步提高( 数兆赫至数十兆赫) 。然而原先的 PW M 开 关电路拓扑结构决定了开关损耗的进一步降低遇到了困难, 因此如何大幅度地降低开关 损 耗 成 为 发 展“卡 片 式 ”开 关 电 源 的 最 关 键 问 题 之 一 。 80 年代迅 速发展起 来的谐 振开关技 术为解决 降低器 件的 开关损 耗和 提高开 关频 率 找到了有效的解决办法, 引起了电力电子技术领域和工业界同行的极大兴趣和普遍的重 视。从原理上看, 这种谐振开关技术可以使器件的开关损耗降到零, 因而频率的提高不受 限制。但是, 这时磁性材料的性能成为提高开关频率一个主要障碍。目前数兆赫的谐振开 关电源已经问 世, 20M Hz 的谐振开关电源 也已研制出来, 功率密度 可达每 立方英寸 30~ 50W , 效率大于 80% 。单从兆赫级谐振开关电源投入实用化角度看, 需解决诸如兆赫级变 压 器 的 制 造 技 术 、电 路 的 封 装 技 术 、印 刷 电 路 板 的 设 计 与 制 造 工 艺 以 及 进 一 步 提 高 磁 性 材 料性能等问题。 若将零电压和零电流开关技 术应用于 DC/ A C 变换器, 即开拓大功率 应用领域, 还需 解决下列一些问题: (1) 减少器件的电压和电流应力, 即降低谐振峰值电压或电流。 (2) 扩大功率使用范围。 (3) 由调频控制转入恒频脉宽调制, 即软开关 PWM 控制。 (4) 进一步完善控制技术。 (5) 提高工作可靠性。 近几年, 国际和国内的研究人员对于谐振开关电路的拓扑结构以及控制技术等进行 了广泛的探 讨和深入的研究, 产生了一 些很有应用 前景的 变换器电 路, 例 如“有源电压 箝 位谐振直流环逆变器”、“新型并联谐振直流环软开关 PWM 变换器”、“半桥式零电压多谐 振变换器”以及其它电路等。这些方面的研究都在上述某些方面有所突破, 从而给人们展 现了谐振开关技术在逆变器中应用的广阔前景。这些逆变器代表着当今逆变技术的发展 方向。这些技术的进一步完善和实用化, 将为实现较理想的功率双向流动、高功率密度、低 的电磁干扰和环境噪声以及高动态品质的变流系统打下坚实的基础。 · 1 56 · 6. 2   器件的损耗 6. 2. 1  典型的 开关损耗     图 6. 1 给出了纯阻负载电路中自关断器件开关工作时的典型电压和电流及其相应的 开关能量损耗波形。很显然, 器件在工作过程中的损耗包括下面四部分: (1) 断态损耗( 漏电流引起的)P 1; ( 2) 通态损耗 P 2; ( 3) 开通损耗 P on ; ( 4) 关断损耗 P of f 。 图 6. 1  器件开关工作时的典型电压、电流及能量损耗波形 那么, 器件的总损耗为 而器件的开关损耗定义为 P = P 1 + P 2 + P on + P of f ( 6. 1) P SW = P on + P of f ( 6. 2) 通常, 器件的断态损耗可以忽略, 其通态损耗为: P 2 ≈ UonI ( 6. 3) 若假定, 在开关过程中器件的电压和电流按线性规律变化, 同时在计算时忽略 Uon ( 通态压 降)和漏电流, 则器件的开通和关断损耗分别近似为 1 P on = 6 f S W UI t on ( 6. 4) 1 P of f = 6 f S W UI t of f ( 6. 5) 式中  f SW 为开关频率。 式( 6. 4) 和( 6. 5) 表明, 器件的开 关损耗同开关频 率 f SW 成正比。随开 关频率增加, 开 关损耗将成为器件损耗的主要部分。 · 15 7· 6. 2. 2  Buck 电路 中器件的开 关损耗 对于典型的 Buck 电路, 当负载电流保持恒定时, 其电路可等值于图 6. 2。 在 Q 管关断期间, 负载电流 I 0 通过续流管 D 继续流通。现给 Q 管一个激励信号使其 导通, D 管中电流逐渐向 Q 管转移, 因此在 Q 管电流上升期间, Q 管上的电压必须保持在 U d 而不下降, 直到 iQ = I 0 时, Q 管上的电压才开始下降, 如图 6. 3( a) 所示。 同理分析, 当已导通的 Q 管在撤除激励信号后, 其上电压 uQ 必须首先从零开始上 升, 在 Q 管电压上升期 间, Q 管的电流 iQ 维持 在 I 0 值, 直 到 Q 管 上电压上 升到 Ud 时, Q 管中的电流 iQ 才开始下降, 如图 6. 3( b) 所示。 图 6. 2  Buck 等值电路 图 6. 4  P WM 电路中器件的开关 过程的轨迹 图 6. 3  Buck 电路中器件开关工作波形及能量损耗波形 (a) 开通时的波形;     (b) 关断时的波形 根据图 6. 3 的波形, 在线性假设条件下, 器件的开通和关断损耗分别表示为 1 P on= 2 f SW UdI 0tr ( 6. 6) 1 P of f = 2 f SWUdI 0tf ( 6. 7) 比 较式( 6. 4) 和( 6. 6) 以及式 ( 6. 5) 和( 6. 7) 可知, Buck 电路中器 件的开 关损耗更 为严重。 若 I 0 = 50A , Ud = 400V , tf = tr = 0. 5μs , f SW = 20kH z, 那么器 件开关过 程的瞬时 峰值功 率 将达 20kW , 开通和关断的平均功率损耗为 100W。其开关过程的动态轨迹如图 6. 4 所示。 因此, 对于 Buck 电路, 要进 一步 提高其 脉宽 调制 频率到 兆赫 级, 困难很 大。在开 关电 路 中, 增设缓冲网络, 虽然能进一步降低开关器件的开关损耗, 但缓冲网络的损耗仍然存在。 · 1 58 · 6. 3  谐振开关式 DC/ DC 变换器 6. 3. 1  谐振开 关技术     为了能大幅度地降低开关器件的开关损耗, 可以采用谐振开关技术。谐振开关技术的 核心问题是为器件提供最良好的开关工作条件, 使得器件在零电压或零电流条件下进行 状态转变, 从而把器件的开关损耗降到最低水平。 从器件的电压和电流波形上看, 对于 PWM 变换器 ( Buck) , 开关器件的电压 和电流波形均为 方波, 这对器 件的开关状态转换是不利的, 引起了大的开关损耗和 开关应力。对于谐振开关变换器来说, 开关器件的电压 或电流或两者的波形都以准正弦波形式出现, 这样也 就改善了开关器件在状态转换过程的工作条件, 从而 显著地降低了器件的开关损耗, 减少了器件上的开关 应力, 图 6. 5 给 出 PW M 开关 和 准谐 振 开关 中 器件 的 开 关 工作 轨迹。 由上 面讨 论中 可 知,“谐振 ”这 一词 用 “准 谐 振 ”代 替 更 为 确 切 。 图 6. 5  PWM 和准谐振开关中器 件的开关工作轨迹示意图 A : P WM ; B: 准谐振开关 其具体作法是将 PWM 开关同谐振槽路有机地结合在一起组成谐振开关。在这种结 合过程中, 谐振开关电路中的电容和电感可以巧妙地利用开关器件的寄生电容、线路的寄 生电感和变压器的漏感。组成准谐振开关的基本结构有如下三种( 见图 6. 6) : (1) 零电流准谐振开关( 简称零电流开关); (2) 零电压准谐振开关( 简称零电压开关); (3) 多谐振开关。 为了帮助读者更好地了解和掌握这方面的知识, 下面将介绍国内外学者的主要研究 成果, 并作必要的说明和评述, 以拓宽读者的思路。 图 6. 6  准谐振开关的基本结构形式 ( a) 零 电流开 关;     ( b) 零电 压开关 ;     ( c) 多 谐振开 关 6. 3. 2  零电流 准谐振开 关电路( ZCS-QRC) 零电流准谐振开关电路及其等值电路示于图 6. 7。在 ZCS-QR C 中, 谐振电容 ( Cr ) 与 二极管并联, 而谐振电感(Lr )与有源开关串联。若有源开关只允许电流单向流通, 则零电 流开关 工作于“半 波模式”; 若有源开 关允许电流双 向流通, 则零 电流开关 工作于“全波 模 式 ”。 · 15 9· 下面按四个阶段( 对应图 6. 7 中四种等值电路) 进行分析:     1. [ T 0 , T 1 ] 阶段( 电感充电) 在 t= T 0 时刻, 开关 S 接通(之前 D 已导通) , 开关 S 上的电压迅速下降到零后, 谐振 电感中的电流开始按直线上升, 直到 t= T 1。 2. [ T 1 , T 2 ] 阶段( 谐振阶段) 在 t= T 1 时, 谐振电感中的电流 iL r = I 0 , 二极管 D 在零电压下关断。L r 和 Cr 进入谐振 状态, 谐振电感中电流 iLr 继续增加, ( iL r - I 0 ) 对电容 Cr 充电。当电感中电流下降到 iLr < I 0 时, 谐振电容放电, 并逐渐增大, 而 iLr 仍逐渐减少。 3. [ T 2 , T 3 ] 阶段( 电容放电) 对于半波工作 模式, 在 t= T 2 时 iLr = 0, 这 时谐振电 容 Cr 通 过负载 放电, 并维持放 电 电流为 I 0, 因此 Cr 上的电压线性下降。若在 t= T 2 之后, 使开关 S 关断, 即在零电流下关 断, 则其上的电压开始上升。 对于全波工作模式, 在 t= T 2 之后, iLr 反 向流动, 这时谐振电容 Cr 通过负载和谐 振电 感放电, 谐振电容上的电压继续下降。若在 iLr 反向流动期间, 使开关 S 关断, 即在零电流 图 6. 7  Buck ZCS-QRC 及其等值电路 ( a) 电路 ;   ( b ) ~ ( e) 等值 电路 图 6. 9  S 开关的结构形式 · 1 60 · 图 6. 8  对应图 6. 7 的工作波形 Zn = (a) 半波工作模式;   (b) 全波工作模式 L r / Cr 下关断, 则其上电压上升。 4. [ T 3 , T 4 ] 阶段( 续流时期) 在 t= T 3 时刻, 电容 Cr 上的电压下降到零, 续流二极管 D 在零电压下导通, 负载电流 I0 通过它流通。 图 6. 8 为电 路的工作波形。更需 注意的 是, 半 波模式的 开关结 构形式应 如图 6. 9 所 示。 6. 3. 3  零电压 准谐振开 关电路( ZVS-QRC) 零电压准谐振开关电路及其等值电路示于图 6. 10。在 ZVS-Q RC 中, 谐振电容 Cr 与 有源开关并联, 谐振电感 Lr 与二极管开关串联。若有源开关只能承受单方向电压, 则 ZV S-QR C 工作 于“半波 模式”; 若有 源开关 能承 受双 向电 压, 则 ZVS-Q RC 工作 于“全 波 模 式 ”。 下面按四个阶段( 对应图 6. 10 中四种等 值电路) 进行分析: 1. [ T 0 , T 1 ] 阶段( 电容充电) 在这阶段之前 D 管已关断。若在 t= T 0 时刻, 使开关 S 断开, 谐振电 容 Cr 携 带 I 0 被 充电, 因此, Cr 上电压按 直线规 律上升, 直 到 uCr= Ud 为止。 2. [ T 1 , T 2 ] 阶段( 谐振阶段) 在 t= T 1 时 刻, D 管 导 通, 这 时 L r 和 Cr 进入谐振状态。对于半波工作模式, 在 t= T 2 时刻, uCr 电 压被箝 位于零。对 于全波 工作 模 式, 电容上电压继续朝反向振荡, 并在 t= T 2 时刻反向回零。在这期间的电感电流 iLr 下降 图 6. 10  Buck ZV S -Q RC 及其等值电路 ( a) 电路 图;   ( b) ~( e) 等 值电路 到零后反向。 3. [ T 2 , T 3 ] 阶段( 电感充电) 在 t= T 2 之后, 电感电流直线上升, 并在 t= T 3 时刻达到 I 0。通常, 对于半波工作模 式, 开关 S 在 T 2 之后和电感电流 iLr 变正 之前这段期间被 激励导通, 否则将损失零电 压关 断条件。对于全波工作模式, 开关 S 可在 uCr 电压为负期间加上激励信号。 4. [ T 3 , T 4 ] 阶段( 恒流阶段) 在 t= T 3 时刻, D 管关断, 负载电流 I0 通过开关 S, 并一直维持到 t= T 4 时刻。 ZV S-Q R C 中的工作波形表示在图 6. 11。全波工作模式时的 S 开关结构形式示于图 6. 12。对于 ZV S-QR C, 由于 D 管上不并联电容, 所以 D 管上的电压波形出现高频振荡, 如 图 6. 13 所示。 · 16 1· 图 6. 12  零电压全波工作模式时, S 开关的结构形式 图 6. 11  对应图 6. 10 的工作波形 Zn = ( a) 半 波模 式;   ( b) 全 波模 式 L r / Cr 图 6. 13  在 ZV S -Q RC 中的整流管 D 上的波形 (a) 理论波形;   (b) 实际波形 6. 3. 4  零电压 多谐振开 关电路( ZVS-M RC) 从 图 6. 6( a) 和( b) 的电 路结构形 式及两 电路工作 原理分析 可知, 在零 电流开 关电 路 中, 有源开关处于零电流工作条件, 然而二极管 D 却工作于零电压条件; 在零电压开关电 路中, 有源开关工作于零电压条件, 而二极管却工作于零电流条件。而且对比可知, 零电压 开关条件对有源器件和二极管 D 工作是更加有利的。为此, 在多谐振开关中, 把有源开关 和无源开关都与电容并联, 以消除全部寄生参数的影响, 使二者都工作于零电压条件下。 Buck 多谐振开关及 其等值电路示于 图 6. 14。现对有源开关中 电流为双 向流动的 情 况按下面四个阶段( 对应图 6. 14 四个等值电路) 进行分析: 1. [ T 0 , T 1 ] 阶段( L r 充电) 在 t= T 0 时, 有源开关上电压 uS 已降到零, 这时接通有源开关 S。因此, 在这期间里有 源开关和二极管开关都导通, 电感 L r 中的电流 iLr 线性增长, 直到 iLr = I 0 。 2. [ T 1 , T 2 ] 阶段( L r -Cd 谐振—— 第一次谐振) 在 t= T 1 时刻, iLr = I 0 , D 管截止, 其上电压开始上升, 电路进入 L r -Cd 谐 振状态( 第一 · 1 62 · 次谐振) , 相当于 ZCS-QR C 的谐振阶段。 3. [ T 2 , T 3 ] 阶段( L r -Cd -CS 谐振 —— 第二次谐振) 在 t= T 2 时刻, 将 有源开关 S 断开, 电路进入 L r -Cd -CS 谐振 状态( 第二次 谐振) , 在 这 期间, 有源开关上的电压 uS 按振荡规律变化, 二极管 D 上的电压 uD 也按振荡规律变化, 直到 t= T 3 为止。 4. [ T 3 , T 4 ] 阶段( L r -CS 谐振—— 第三次谐振) 在 t= T 3 时 刻, 二极 管 D 上电 压 uD 下降 到零, D 管导 通, 电 路 进入 L r -CS 谐振 状 态 ( 第三次谐振) —— 相当于 ZVS-QR C 的谐振阶段, 这时有源开关 S 上的电压 uS 并未 下降 到零。当有源开关上的电压 uS 在 t = T 4 时刻下降到零时, 使有源开关 S 导通, 电路完成了 一个工作周期。 图 6. 14  Buck ZV S -M RC 及其等值电路 ( a) 电 路图;   ( b) ~( e) 等 值电 路 图 6. 15  对应图 6. 14 的工作波形 (S 开关电流双向流动) 该电路的工作波形示于图 6. 15。从 上述三种电路分 析可知, 谐 振开关电路很好 地解 决 了 有 效 地 降 低 和 消 除 器 件 的 开 关 损 耗, 使 得 ZCS-QR C 的 实 际 工 作 频 率 达 到 1 ~ 2M Hz, ZV S-QR C 的 实 际 工 作 频 率 达 到 10M H z, ZVS-M R C 的 实 际 工 作 频 率 达 到 20M H z。但器件 的电压或电流应 力都比 Buck 电路大, 这 是一个缺点, 也是应用中一 个重 要的限制因素, 值得进一步研究。 6. 4  谐振开关技术的发展 三种基 本的 Buck 谐 振开 关都存 在着 开关 器件上 电压 和电流 应力 大的 缺陷, 特别 是 对于目前电压定额还比较低的高频场控器件的应用, 这是一个严重的限制。因此, 降低器 · 16 3· 件的应力, 特别是电压应力也是国内外都非常关注的一个问题。一个更加合理的解决方案 是同时利用谐振开关中器件的开关损耗很微小和硬开关 PWM 中器件的电压和电流应力 小的特点, 来构造一种所谓软开关 PWM。因此, 软开关 PWM 技术同谐振开关技术是有 差别的。这种软开关 PWM 技术包括下面两个核心内容: (1) 在电路开关器件发生状态转换时, 开关器件工作于零电压或零电流条件下。 (2) 当开关状态转换完毕之后, 器件工作于硬开关 PWM 状态下。 这样一来, 在实际应用中, 就可以不采用像谐振开关电路中所采用的调频控制方案, 而采用高频脉宽调制方式。目前, 这一研究题目已成为现代电力电子技术领域中一大热门 课题, 而且取得了令人瞩目的成果。 1985 年美国弗吉尼亚工学院李泽元教授提出的谐振开关技术是在 研究 DC/ DC 变换 器过程中发展起来的。这种谐振开关的原理也可以应用于 DC/ A C 变换器。1986 年美国 威 斯康星大 学的 D. M . Divan 教 授提 出了“谐 振直流 环逆 变器 ( 谐 振环) 的 概念”, 这对 于 谐振开关技术应用于 DC/ AC 变换器领域起了很大的推动作用。谐振环的原理是把原先 具有恒定直流电压的母线变成一个高频直流脉动或高频交流母线, 从而在母线上出现电 压(或电流) 过零现象, 挂在这样母线上的逆变器中的开关器件在同步信号的控制下, 则能 实现零电压或零电流条件下的开通和关断。近几年, 这种谐振环逆变器电路有了很大的发 展。 需 特 别 提 出 的 是 1991 年 Jung. G. Cho 等 人 提 出 的“ 新 型 并 联 谐 振 直 流 环 软 开 关 P WM 变换器”是一种比较理想的拓扑结构。 从原理上看, 母线电压被限制在直流电源电压下, 挂在母线上的逆变器中的所有开关 器件都能满足零电压或零电流开关条件, 此外, 在控制上可实现脉宽调制, 功率适用范围 在 20~200kW, 而 且可构成 对称电路 实现功 率的双向 流动, 并 可对整 流器 和逆变 器同 时 实施软开关 PWM 技术。下面介绍有关的进展, 以拓宽读者的思路和提供研究线索。 ( 一) 离线桥式零电压多揩振开关 DC/ DC 变换器 这是在半桥或 全桥式逆变电路 中引进零 电压多谐 振开关技 术而产 生的一种 变换器, 其原理电路示于图 6. 16。该电路吸收了 所有开关器件上 的结电容作为谐 振电容, 而 谐振 电感 Lr 吸收了线路电感和变压器漏感, 构成了零电压多谐振开关变换器。有源开关上反 并联二极管起到了电压箝位作用, 从而使有源开关上的电压峰值不超出直流电源电压, 如 图 6. 17 所示。国内外利用该电路达到的技术指标, 如表 6-1 所示。 表 6. 1  离线半桥式零电压多谐振开关 DC/ DC 变换器技术指标 国别 指标 输入直流电压范围/ V 调频范围/ MHz 输出功率/ W 效率× 100 · 1 64 · 国外 150 ~ 35 0 1. 7~10 100 81. 6 国内 1 50 ~3 50 0. 9~2. 9 1 00 74( 实验室样品) 国别 指标 功率密度/ W ·in- 3 国外 30 续表 国内 — 图 6. 16  离线半桥式零电压多谐振开关 变换器原理电路 图 6. 17  图 6. 16 中 V DM OS 管上的电 压波形( 100V / 格, 0. 2μs / 格) 为利用该电路达到输出恒压的目的, 需控制开关的频率, 因此这种控制方式对变压器 的 设 计 、滤 波 以 及 抑 制 电 磁 干 扰 都 增 加 了 困 难 。 (二) 双管谐振开关单元 双管谐振开关单元拓扑结构有多种, 图 6. 18 示出其中的一种。S1 和 S2 为有源开关, D1 ~D4 为无源开 关, 其上 的电容 ( C1 ~C4 ) 包括了 开关元 件的结电 容, 谐 振电感 L 吸收 了 线路的杂散电感, 谐振单元的输出从 b 点引出。从工作原理上看, 该电路的特点是, 输出端 电压 ub 的峰值被箝位在 Ud 电压值下, 其波形类同于硬开关 PWM, 脉宽可调, 而且双管谐 振开关单元内的所有开关均工作于零电压条件下。但是, 该谐振单元仍存在电流应力问 题。它可以应用 于 DC/ DC 变 换器, 也可 以作为谐振环应 用于 DC/ A C 变换器, 如 图 6. 19 ( a) 和( b) 所示。 该电路工作原理, 读者可以自己分析, 分析时 需注意其工作特点: ( 1) 有源开关均在其上反并 联二极管导通期间加上激励信号, 因此可以保证 有 源开 关在零 电压 条件 下开 通; ( 2) 有源 开关 在 零电压下关断是在起缓冲作用的电容帮助下实现 的。 图 6. 18  双管谐振开关单元 (三) 谐振环 前面所 提到的基 本谐振 开关 都是以 Buck 电 路为基础, 其实也可以构成 Boos t 谐振开关。所谓带电流预置的谐振直流环和有源电压箝 位的谐振直流环均以 Boost 谐振开关为基础。谐振环可分两大类, 谐振交流环和谐振直流 环, 它们都可以有串联和并联两种形式, 如表 6. 2 所示。一般谐振交流环所用的开关器件 数比与其相对应的谐振直流环的多一倍。目前, 研究和应用比较广的是谐振直流环。下面 · 16 5· 就有关问题作些阐述。 图 6. 19  双管谐振开关单元的应用 ( a) DC / DC 变 换器 ;     ( b) DC/ A C 变换 器 表 6. 2  谐振环类型     1. 谐振直流环的工作原理 谐振直流环的最基本拓扑结构, 如图 6. 20 所示。这实质上是在 Boos t 电路的基础上, 增加了谐振槽路( L , C) , 使得输出直流环路上出现周期过零的高频脉动的直流电压。其电 路工作过程简述如下: ( 1) [ 0, T 1 ] 阶段。此前, 电容电压已回零。在 t= 0 时刻, Q 管在零电压下开通。这时, 电 感电流 iL 线性 增加, 其中( iL - I 0 ) 部分 流入 Q 管。在 t= T 1 时刻, iL 达到( iL —I 0 ) = I K · 1 66 · 图 6. 20  谐振直流环的基本拓扑 时, 使 Q 管关断。 ( 2) [ T 1 , T 2 ] 阶段( 谐振) 。Q 管一旦断开, 电路就进入 L C 谐振阶段, 直到电容电压 uC 回零为止。 ( 3) [ T 2 , T 3 ] 阶段。uC 一旦回零, 二极管 D 自动导通, 电容电压被箝位在零电压。这时 期内, 电感电流 iL 也是线性增加。需注意的是, Q 管可以在这一时期内任一时刻被加上激 励信号而在零电压下开通。 在这里, 重要的是必须保证电容电压 uC 能过零, 否则 Q 管将失去零电压开通条件, 这也就是 上述分析中所提 到的, 要求 ( iL - I 0 ) 达到 一定的差 值 I K , 方能 断开 Q 管, 以补 充 谐振过程中所消耗的能量。其电路 工作波形示于图 6. 21, 所拍摄的 直流母线电压波 形示 于图 6. 22。从上述分析 可知, 这 样就为挂在谐振 直流环上的逆变器 中的开关元件提 供了 零电压开关的条件。 图 6. 21  谐振直流环基本电路的工作波形 图 6. 22  谐振直流环路电压波形( 示波图) 2. 有源电压箝位的谐振直流环 谐振直流环的基本拓扑的 环路峰值电压超 过直流输入电压 至少两倍以上, 如果( iL I 0 ) 差值过大, 峰值电压还要增高, 这是 一个很大的缺点。 图 6. 23 给 出的有源电压箝 位的 谐振直流环拓扑可在一定程度上缓解这个问题, 但并没有使问题得到圆满的解决。该电路 在谐振直流环 基本电路的基础 上, 增加了 由 C1 , Q 1 和 D1 元器件 构成的 电压箝位 电路, 从 而使 环路电压 峰值被 箝位在 kUd 。其电 压示意波 形表示在 图 6. 24。通 常, k 值可 控制 在 ( 1. 3~1. 8) 范围内, 开关频率 为几十 千赫, 输出功率 可达几 十千瓦。已 有报导, 利用该 电 路, 在三相 440V 输入 电压下, 使 用 100A / 1200V IGBT 时输 出容 量为 30kV A , 开 关频 率 达 65kHz, 环路电压被限制在 850V , k 值接近 1. 3。其电压箝位过程如下: 当 uC 略超过 kUd 时, 二极管 D1 被打通, 于是 uC 被箝位在 kUd 。箝位时期结束, 电路返回谐振工作状态 。 · 16 7· 图 6. 23  有源电压箝位的谐振直流环拓扑 图 6. 24  有源电压箝位的谐振直流环路电压示意波形 3. 新型并联谐振直流环拓扑 其原理电路表示在图 6. 25, 其电路工作波形示于图 6. 26。该电路比基本电路多了两 个有源开关和两个无源开关。该电路的工作过程如下: 图 6. 25  新型并联谐振直流环拓扑 图 6. 26  对应图 6. 25 的工作波形 ( 1) [ 0, T 1 ] 阶段。Q 1 管在零时刻、零电压下导通, Q 2 和 Q 3 处于关断状态, 则电路 由 直流电源供电, Q1 管流过负载电流 I 0, 环路电压为 Ud 。这种状态一直维持到 Q2 和 Q3 管 同时开通为止。 ( 2) [ T 1 , T 2 ] 阶段。在 t= T 1 时刻, Q2 和 Q 3 管在零电流条件下开通, 电感中电流 iL 线 性增加, 直到 Q1 管断开为止, 这时 iL 达到预设的 I m 值。在这期间, 环路电压 uC 仍为 Ud , 负载电流仍由直流电源提供。 ( 3) [ T 2 , T 3 ] 阶段。在 t= T 2 时刻, Q 1 管在零电压条件下关断, Q 2 和 Q3 管仍导通, 此 时负载电流由谐振电容提供, 同时谐振电容向谐振电感 L 释放能量。于是, 电路进入谐振 状态, 谐振电 容上电压 uC 按 振荡规 律下降, 电 感中 电流 iL 仍 继续上 升, 直到 t= T 3 , uC = 0, 即环路电压为零止。 ( 4) [ T 3 , T 4 ] 阶段。在 t= T 3 时刻, uC 电压下降到零, 电感中的电流 iL 达到最大值, 尔 · 1 68 · 后就自动地通过两条续流通道( Q2 和 D2, Q3 和 D3) 流通, 而保持该值不变。这时, 对逆变 器的控制, 应使负载电流通过逆变器自身续流, 在这期间, 环路电压 uC 保持在零电压, 逆 变器也在这期间做好工作状态转换的准备(零电压条件下进行), 同时预测下一个工作状 态的负载电流值。 此时, 非常值得注意的是, 环路保持零电压的时间是可以控制的, 即看何时将 Q2 和 Q 3 管同时打开, 而在这之前, Q 2 和 Q 3 管是一直导通的。这就为实现软开关 PW M 的控制 提供了条件。 ( 5) [ T 4, T 5] 阶段。为了使 uC 电压回升, 在 t= T 4 时刻同时断开 Q2 和 Q3 管, 而且是 在零电压条件 下进行的, 这时, 电 感 L 通过 D2 和 D3 同 电容 C 发生谐 振, uC 电压 回升, 同 时向负载提供能量, 直到电容器上的电压达到 Ud。 ( 6) [ T 5 , T 6 ] 阶段。当电容器上电压 uC 稍超过 U d , Q 1 管上的反并联二极管就在零电 压下开通, 电感中所储存的能量除供负载外, 剩余的都返回电源, 电感中电流下降到零, 这 时 D1 管也自动关断, 至此, 电路完成了一个工作周期。 从上面分析可知, 该电路的特点是, 环路电压被限制在直流电源电压下, 环路上的脉 冲电压宽度可调, 脉冲位置可变, 如果逆变器挂在这个环路上, 则能实现软开关 PWM 控 制策略。 为了增大挂在谐振环路上逆变器的 PWM 输出功率, 而把集中的谐振电容 C 分散到 逆变 器各个开 关管上 ( 如图 6. 27 中的 C0 ) , 实现 了逆变器 上的 每一个 有源 开关都 工作 在 软开关条件下。这样一来, 由于新型并联谐振环同逆变桥上每一个有源开关都在软开关条 件下工作, 逆变器的 PWM 输出容量可以进一步扩大, 预计可达到 200kW 。 图 6. 27  具有分布谐振电容的并联谐振环逆变器原理电路 综合以上分析可知, 谐振开关技术被广泛地引入到逆变器工作中, 标志着最新一代逆 变器登上了历史的舞台。这种软开关技术也可以应用于网侧变流器, 从而构成一个比较理 想的功率双向流动的变流系统, 如图 6. 28 所示。目前这种变流系统越来越引起人们的关 注。所谓“理想变流系统”系指: 网侧的电压和电流呈正弦波, 功率因数为 1; 负载端电压和 电流波形也呈正弦形状; 系统中开关频率超过音频段, 实现低噪声运行; 系统中所有开关 元件均工作在 软开关状 态, 且 应力小, 实现 了低 EMI 运行; 功率 双向流 动; 系 统处于高 效 率运行状态。 · 16 9· 图 6. 28  较理想的功率双向流动的变流系统 思考与练习六 6. 1  谐振开关工作的特点是什么? 6. 2  试分析谐振开关电路的优缺点。 6. 3  何谓软开关和硬开关? 6. 4  试分析图题 6. 4 两个电路在工作原理上的差别, 并指出它们的异同点。 图  题 6. 4 6. 5  为什么谐振环电路更多地采用并联形式? 6. 6  试定量分析零电流开关电路。 6. 7  试定量分析零电压开关电路。 6. 8  为什么在全 波模式 零电流开 关电路 中, Q 管上的 电压 uS 出现如图 题 6. 8 所 示 的波形? [ 参看本章图 6. 8( b) 。] 6. 9  试说明, 在零电压多谐振开关电路中, 为什么二 极管回零时刻比电容器上电压回零时刻提前?( 参看本章图 6. 15 工作波形图。) 6. 10  为什么谐振交流环所用的开关元件比谐振直流 环的多? 6. 11  软开关 PW M 的含义是什么? 图  题 6. 8 6. 12  试简述谐振环逆变器的应用前景。 6. 13  试分析双管谐振开关单元的工作原理。 · 1 70 · 第七章  电力电子装置及系统的可靠性 本章首先介绍可靠性的基本概念, 然后讨论提高电力电子装置及系统可靠性的主要 途径及一些措施, 并在讨论中顺便介绍一下电磁兼容性问题。 7. 1  概  述 7. 1. 1  可靠性 的基本概 念     元件、装置及系统的可靠性是电力电子工作者、制造厂家和用户都极为关心的一个重 要问题。对于重要用户( 包括军用) , 装置和系统的可靠性指标是首先考虑的一个问题。对 于一个元件、一台装置或 一个系统, 我们不仅 要求它有 满足实际 需要的 技术性能, 同时 还 应当要求它能够长期稳定地工作。一个元件、一台装置或一个系统, 短时期内能达到预期 的性能并不困难, 但长时期内达到预期目的往往是比较困难的, 甚至是非常困难的。随着 变流技术的普及及其地位的提高以及经济效益的增加, 变流器的可靠性问题就成为一个 突出的问题, 引起了各界人士的广泛重视。随着信息时代的到来, 人们对可靠性的重视程 度又提高了一步。通常, 在变流装置内部并存着强弱信号和高低压环节, 同时它还受到来 自电网的电磁干扰的威胁, 因此装置的可靠性和电磁兼容性问题尤显突出。 上述这些问题均属可靠性的研究范围。可靠性的研究范围主要包括下面三个方面: (1) 可靠性数学。 (2) 可靠性分析: 失效机理及对策。 ( 3) 可靠性工程: 系统可靠性分析、设计评估及相关的问题( 可靠性试验) 。 可靠性定义: 元件或系统在规定的条件下和规定的时间内, 完成规定功能的能力, 称 之为元件或系统的可靠性。对于变流装置或系统来说, 其规定条件指的是环境温度、湿度 和海拔高度, 电磁环境, 电网情况, 储存条件及其它要求等。显然, 这些条件变化了, 其可靠 性是不同的, 即可靠性与规定条件密切相关。从可靠性定义可知, 可靠性与技术指标是分 不开的, 并且随时间的推移是变化的。 当元件、装置或系统不能完成规定功能时, 则称它失效。为了描述一个元件、装置或系 统的可靠程度( 可靠性水平高低) , 必须引进数量化的概念 —— 可靠性指标。 7. 1. 2  常用的 可靠性指 标 常 用 的 可 靠 性 指 标 有 可 靠 度 、失 效 率 和 平 均 寿 命 等 。 ( 一) 可靠度 R( t ) 定义: 元件或系统在规定时间内和规定的使用条件下, 正常工作的概率称为它的可靠 度。它是时间 t 的函数, 记作 R(t), 亦可称之为可靠度函数。 若以 T 表示元件的寿命, 则事件(T > t)表示元件在[0, t] 时间内能正常工作, 即不失 · 17 1· 效, 故有 R(t) = P ( T > t)       t ≥ 0 1 t< 0 式(7. 1)就是元件的可靠度函数。 若已知元件寿命 T 的概率密度 f (t) , 那么对于给定的 t, 则有 ∫∞ R(t) = f ( t)dt t ( 7. 2) 通常元件寿命的概率分布无法事先知道, 所以R(t) 值的计算 经常是通过元件的寿命试验取得的。 ( 7. 1) 可靠度函数的图形如图 7. 1 所示。当 t= 0 时, R ( t) = 1, 随着 t 的增大, R ( t) 随之下 降, 也就是 说元件的寿 命随着 t 的 图 7. 1  R( t ) 和 F ( t) 曲线 增长, T 大于 t 的可能性不断下降。 (二) 不可靠度函数 F( t) 事件( T < t) 表示元件的寿命小于 t, 即元件在[ 0, t] 时间内失效, 也就是说元件不 能在 [ 0, t] 时间内可靠工作, 所以称 F ( t) = P (T ≤t) 为不可靠度函数(或称失效分布函数) , 也 就是寿命 T 的分布函数, 故有 ∫t F (t) = P (T ≤ t) = f (t)dt 0 ( 7. 3) 因为随时间(t) 的推移, 失效的可能性在增大, 而正常工作的可能性在减少, 因此 F ( t) 是 时间(t)的非减函数, 而 R(t) 是时间(t) 的非增函数。按定义显然有     若 F (t) 可微, 则得 R(t) + F( t) = 1 ( 7. 4) f (t) = dF (t) dt ( 7. 5) 同理可得 f (t) = - dR( t) dt     式(7. 5) 表示了不可靠度函数 F (t) 与概率密度 f (t) 之间的关系, 已知 f ( t) 可求出 F (t) , 反之亦然。 ( 三) 失效率 λ( t) 元件失效率是元件一个重要的可靠性指标, 它是计算由该种元件组成的装置或系统 的可靠性指标的基础数据。 1. 定义 元件在 t 时刻的失效率定义为元件在 t 时刻以前一直正常工作的条件下, 在 t 时刻以 后单位时间内失效的概率, 记作 λ( t) , 可表示为 λ( t) = l im Δt → 0 P(t ≤ T ≤ t+ Δt Δt©T¦ > t) ( 7. 6) λ( t) 也是时间的函数。若 T 服从指数分布, 则 λ( t) 为常数。 2. λ( t) 与 f ( t) , R( t) 的关系 · 1 72 · 由条件概率定义, 式( 7. 6) 可变为 因为 所以 λ( t) = lim P [ ( t < Δt → 0 T ≤ t + Δt) ∩ ( T > ΔtP ( T > t) t) ] ( t < T ≤ t + Δt) ∩ ( T > t) = ( t < T ≤ t + Δt) λ( t) = lim Δt → 0 P(t < T ≤ t + ΔtP ( T > t) Δt ) = lim Δt → 0 F( t + Δt) ΔtP ( T > F (t) t) ( 7. 7) = 1 lim F ( t + P ( T > t) Δt→ 0 Δt) Δt F (t) ( 7. 8) 根据式(7. 8), λ( t) = f (t) R( t) , 则失效率又可表示为 λ( t) = - dR( t) 1 dt R( t) 或 λ( t) = - dlnR ( t) dt ( 7. 9) ( 7. 10) 两边取积分得 ∫t lnR ( t) = - λ( t) dt ( 7. 11) 0 或 ∫t R ( t) = exp - λ( t) dt ( 7. 12) 0     失效率又 称 危险 率 或风 险 率。显 然, 失 效率 越 低, 可 靠性 越 高。λ( t) 的 常 用单 位 是 10- 5 / h 或 10- 9 / h ( 高可靠性的元件) , 10- 9 / h 记为 1 非特。 3. 失效类型和浴盆曲线 失效率分三种类型, 反映了其不同的失效原因和特点。 ( 1) 早期失效型( DF R ) 型。这种失效类型的特点是开始时失效率高, 随着时间的推移 逐渐地减少, 如图 7. 2(a)所示。造成这种特点的主要原因是: 设计和制造上的缺陷; 管理 不当; 检验疏忽。若发现这种失效类型, 应从上述原因中去寻求解决办法。例如, 变流装置 在运输过程中, 由于散热器安装不当, 造成器件损坏, 引起装置早期失效; 驱动电路设计不 当, 也会出现这种问题。 ( 2) 偶然失效型( CF R 型) 。这种失效类型的特点是, 失效率 λ( t) 与时间 t 无关, 是一 个常数, 即 λ( t) = λ0 如图 7. 2( b) 所示。这是在使用过程中因某种不可预测的随机因素造成的。例如变流系统 突然遇到外界强干扰而停机或跳闸, 也就是说是由于不可预测的外部条件变化引起的, 它 可以发生在装置工作寿命期内的任何时候。 (3) 耗损失效型(IF R 型) 。这种失效类型的特点是, 失效率随时间的推移而变大, 如 图 7. 2( c) 所示。元件的老化、疲劳、磨损是造成这种类型失效的主要原因。例如, 电力半导 体器件运行的温度过高、或 di/ dt 耐量留得太小, 都会出现耗损失效。 ( 4) 浴盆曲线。一般元件, 装置或系统的失效原因是多种多样的, 故其失效类型也是不 同的。它到底属于哪一种类型失效? 这决定于元件本身的性质以及外界条件。将上述三 · 17 3· 图 7. 2  失效率 λ( t) 与寿命 t 的关系类型 ( a) 早期失 效型 ;   ( b) 偶然 失效型 ;   ( c) 耗损 失效型 种失效类型组合在一起, 可构成所谓形似浴盆的失效曲线, 如图 7. 3 所示。人的死亡率曲 线( 如图 7. 4) 以及装置或系统 的失效图象很像 浴盆曲线。这种装置 或系统在使用初 期多 表现为早期失效型。当排除了所有引起早期失效的原因后, 装置系统进入了偶然失效期, 此时 λ( t) 保持不变, 这 是装 置或 系 统的 最佳 工作 时期, 通常 希望 这期 间的 失 效率 尽可 能 低, 运行时间尽可能长。运行后期必然进入耗损失效期。对于可维修的装置或系统, 若能 在耗损失效的开始就进行事先维修, 就能降低耗损失效率。 图 7. 3  浴盆曲线 图 7. 4  死亡曲线 (四) 平均寿命与方差 1. 寿命 T 的定义 从元件、装置( 或系统) 开始使用到发生失效( 故障) 前这段时间称为该装置的寿命, 记 作 T。 对于不可修复的元件或装置, 寿命指失效前的工作或储存时间; 对于可修复的元件或 装置, 寿命指两次相邻故障间的工作时间, 特称工作寿命。 2. 平均寿命 μ 任一种类型的元件或装置的寿命 T 都不是一个确定值, 通常都是一个连续型随机变 量。随机变量 T 的数学期望 μ就是此种类型元件或装置的平均寿命, 即 ∫∞ μ= E ( T ) = tf ( t) dt 0 ( 7. 13) 其中 f ( t) 为寿命 T 的概率密度函数。可以证明, 式( 7. 13) 可变为 ∫∞ μ= R ( t) dt 0 ( 7. 14) 对于不可 修复元件或装置, 通常用 M T T F ( M ean T ime to Failure) 代替 μ, 即 失效前的 平 · 1 74 · 均寿命; 对于可修复 的元件或装置, 用 M T BF ( Mean T ime Between Failure) —— 平 均故 障时间代替 μ。那么随机变量寿命 T 的方差为 ∫ ∫ ∞ ∞ D ( T ) = ( t - μ) 2 f ( t) dt = t2 f ( t) dt - μ2 0 0 ( 7. 15)     若寿命 T 的分布函数为 那么 F (t) = 1- e- kT         t≥0 0 t< 0 ∫ ∫ μ= ∞ R(t)dt = 0 ∞ e- ktdt = 0 1 k 也就是说, 寿命服从指数分布的元件或装置的 M T BF = 1/ k。据此可知: ( 1) 当 t= 1/ k 时, R ( t) = e- 1 = 0. 37, 也就 说在一 批元件或 装置中, 能工 作到平均 寿命的仅 占 37% , 而 63% 的元件或 装置将在达 到平均寿 命之前出 现故障 或失效; ( 2) 若时 间以年计, k= 1/ μ, 表 示 在不顾及检修时间的条件下, 平均每个元件或装置在一年内出现 k 次故障。 (五) 平均失效率 一般失效率 λ( t) 是 t 的函数, 不是一个 常数。实际应用中 常采用 λ( t) 的平均值形式, 即 ∫ m( t) = 1 t λ( t) dt t0     我们称 m(t) 为随机变量 T 的平均失效率。而 ∫t M ( t) = λ( t) dt 0 称为累积失效率, 而且 ( 7. 16) ( 7. 17) 利用式( 7. 12) , 则有 M( t) = tm(t) ( 7. 18) M(t) = - lnR(t) (六) 可靠寿命 设元件的可靠度为 R ( t) , 对于给定的值 0< r < 1, 若有 ( 7. 19) R( tr ) = P ( T > tr ) = r ( 7. 20) 则称 tr 为可靠寿命, 其中 r 称为可靠水平。 按此定义, 只要元件或装置的使用时间小于 可靠寿命 tr , 那么该 元件或装置的可 靠度 就不会小于 r。 当 r = 0. 5 时的可靠寿命又称中位寿命, 记作 t0. 5 。也就说, 当元 件或装置工作到 中位 寿命时, 其可 靠度和失 效概率 都是 0. 5, 即 一批元 件或装置 工作到 中位 寿命 时, 有 一半 元 件或装置失效。 7. 1. 3  关于寿 命试验的 说明 前节所提到的可靠性的数量指标均是从寿命分析中求得的。实际元件或装置的寿命 分布曲线是通过寿命试验获得的。这就是通过对容量为 N 母体的随机抽样, 取得试验数 据, 并以此对寿命分布及其特征参数作出统计估计, 进而就可计算出人们所关心的可靠性 · 17 5· 的数量指标的具体数值。为了科学地进行寿命试验, 需要数理统计及其统计试验方法方面 的知识, 读者可参阅有关书籍。 7. 2  提高变流装置及系统可靠性的几个问题 提高变流装置及系统的可靠性涉及到许多方面的问题。现就下面几个问题作初步探 索, 以引起大家的重视。 7. 2. 1  正确使 用电力电 子器件 变流装置及系统的可靠性主要决定于元件的可靠性及系统的结构形式。例如, 采用 SCR 的 U PS( 不 间断 电 源) 的 平 均无 故 障 时间 ( M T BF ) 为 17 个 月, 而 采 用 V DMO S 的 U PS 的平均无故障时间为 6 年。图 7. 5 和图 7. 6 是由数台 U PS 电源组成的 U PS 电源系 图 7. 5  具有备用容量的并联结构 (a)正常运行;   (b) 故障运行 图 7. 6  具有备用容量负载隔离的结构 (a)正常运行;   (b) 故障运行 统。图 7. 6 结构的系统可靠性比图 7. 5 的高。对于高可靠性装置就要使用高可靠性的元 件, 或者采取其它措施( 例如, 加大储备系数) 。对于电力半导体器件, 不同类型的器件对驱 动电路的要求是不同的, 不注意这一点将很难使器件可靠地工作。因此, 欲想提高变流装 置运行的可靠性, 设计人员首先就要精心地设计驱动电路。Snubber ( 缓冲) 电路可以改善 器件的工作条件, 因此它与器件的工作可靠性关系密切。 · 1 76 · 下面结合第一章的知识, 讨论电力半导体器件的驱动电路及 Snubber 电路。 (一) 驱动电路 1. 晶体管的驱动电路 由晶体管工作原理可知, 使晶体管导通的 正向激励电流( iB) 越大, 器件达到稳态 电流 的时间越短。若一直保持大的正向激励电流, 晶体管将进入深度饱和, 这对晶体管的关断 是不利的, 特别是增加了晶体管的存储时间(ts)。因此, 提供给晶体管最合理的正向基极 电流, 应当开始时比较大, 而后减少下来, 以维持晶体管处于临界饱和状态, 其代价是略微 增加晶体管的导通压降。 断开基极电流, 可使晶体管关断, 但关断过程比较慢。然而加反向基极电流( - iB ) , 可 加速关断过程, 减少器件的存储时间( ts) 和下降时间( tf ) 。因此采用图7. 7所示的图腾柱驱 动电路是一种比较实用的办法。假如负荷电流在工作过程变动得比较厉害, 该电路就不能 保证晶体管在任何工况下都工作于最佳状态, 其补救办法是增设退饱和电路, 如图 7. 8 所 示。但更好的办 法是利用具有智 能控制功能的 电路, 如集成电 路片 U AA 4002, 对晶体 管 实现较理想的基极电流优化驱动和自身的保护。U A A 4002 的 电路框图示于图 7. 9, 其详 细功能可参阅有关介绍。 图 7. 7  晶体管的驱动电路及基极电流波形 ( a) 电路 ;         ( b) 波 形; 图 7. 8  退饱和电路 2. V DMO S 的驱动电路 VDMOS 的栅极 相当于 容性阻抗, 这是 栅极驱 动电路在 设计上 有别于晶 体管驱动 电 · 17 7· 图 7. 9  U A A 4002 电路框图 路之处。因此 VDM OS 的驱动电路的内阻应当小, 以提供大的充放电流。在栅电压进入稳 定阶段, 栅极几乎不从驱动电路取电流, 因此场控制器件所要求的驱动功率不大。需注意 的是, 过驱动会增加器件的关断延时, VDM OS 的驱动电路示于图 7. 10。原则上, IGBT 也 可以采用图 7. 10 所示的驱动电路。在高速开关电路中, 为了防止密勒效应起作用, 驱动电 路采用 双 电 源。 此 外, 驱 动 电 路 到 栅 极 间 的 引 线 要 尽 量 短, 且 需 绞 合 起 来。目 前, 对 V DMO S 和 IGBT 管, 都有现成的驱动模块可供使用。但 使用时, 要 特别注意其应用 条件 和使用注意事项。 当并联 工作的 V DM OS 器件 在开 关转换 过程 中经过 有源 区时, 通常 会出 现高 频( 大 于 100kH z) 的寄生振荡, 为此应在栅极电路中串进小电阻, 如图 7. 11 所示。为防止静电积 累效应, 栅-源之间应接适当的电阻, 同时可加稳压管。 图 7. 10  V DM OS 的驱动电路 3. SCR 的驱动电路 · 1 78 · 图 7. 11  栅极串接小电阻 SCR 的门极驱动电路应能提供强触发所需要的脉冲电流( 幅度为静态触发电流的( 5 ~10) 倍, diG/ dt> ( 1~2A / μs) , 以发挥 SCR 潜在的 di/ dt 耐量, 避免器件的 di/ dt 损坏, 提 高其工作寿命。门极驱动电路还应当能提供反向电压( - UGK ) , 以提高器件的换向 du/ dt, 防止 du/ dt 误导通现象的产生。因此, SCR 的门极驱动电路采用腾柱式的驱动电路也是可 行的, 如图 7. 12 所示。为了使驱动电路同 SCR 隔离, 可在二者之间加入脉冲隔离变压器, 如 图 7. 13 所示。或 者采 用光隔 离方 法, 如图 7. 14 所示。若 需同 时触 发数 只( 甚 至十 几 只)晶闸管, 则应保证各路触发脉冲的一致性以及满足强触发的要求。 图 7. 12  SCR 的驱动电路 图 7. 13  脉冲变压器隔离的 SCR 驱动电路 图 7. 14  光隔离的 S CR 驱动电路 4. GT O 的驱动电路 GT O 的触发电路应满足下列要求: ( 1) 正向触发电流( iG ) : 陡峭 的脉冲 前沿 ( 类 似于 SCR ) ; 脉冲幅 值为 静态触 发电 流 的( 15~20) 倍, 并在 GT O 导通期间维持一个小的恒定电流。 ( 2) 反向触 发电流( - iG ) : 反向触发电流 上升率( - diG/ dt) 应与器件 阳极电流转移 到 Snubber 电路的速度相匹配。反向触发电流峰值决定于 GT O 的可关断峰值电流和关断增 益, 一般是可关断峰值电流的 1~ 1 32 , 而且其持续时间应超过 GT O 的拖尾时间。 · 17 9· 图 7. 15 给出满 足上述 要求的 GT O 驱动 电路( 可驱动 50A GT O) , 其触发电 流 iG 的 波形示于图 7. 16。 图 7. 15  GT O 的驱动电路( 50A GT O) 图 7. 16  触发 G T O 的 iG 波形 ( 二) Snubber 电路和箝位电路 Snubber ( 缓冲) 电路是为了避免器件流过过大的电流和在其上出现过高的电压, 或 是为了错开同时出现的电压和电流的峰值区而设置的。 图 7. 17 是为降低晶体管开关损耗而设置的缓冲电路。当然, 它同时也起到降低器件 上峰值电压的作用, 该缓冲电路也可以用于 V DMO S 和 IGBT , 但对于 V DM OS 更主要的 目的是避免器件上在开关过程中所出现的瞬态电压尖峰。为此, 也可以采用电压箝位电 路, 如图 7. 18 所示。 在图 7. 15 的 GT O 虽也 加上 由二极 管、电容 和电阻 构成 的 Snubber 电 路, 然 而有 时 仍会出现du dt 导通现象, 因此更为合理的缓冲电路应如图 7. 19( a) 所示, 这时管子上的 阳极 电压波形如图 7. 19( b ) 。该缓冲电路中增设了饱和电感, 主要是考虑到消除由二极管反向 恢复电流引起的麻烦而设置的。 · 1 80 · 图 7. 17  晶体管的 Snubber 电路及其动态轨迹 ( a) 电路;   ( b) 波形及 轨迹 图 7. 18  电压箝位电路 图 7. 19  施于 GT O 的缓冲电路 (a) 电路;   ( b) 开关时阳极电压波形 用于 GT O 的缓 冲电路形 式无疑也 可以用 于 SCR , 但缓 冲电路 的参数 设计是 不一 样 的, 而且没有 GT O 的那样严格。将 SCR 缓冲电路上的二极管去掉, 利用剩下的阻容吸收 网络可解决多只 SCR 串联工作时的动态均压问题。 最后需提醒的是, 所有电力半导体器件都是温度的敏感元件, 因此在任何情况下, 都 应当保证创造符合要求的散热条件, 否则将降低器件工作的可靠性。对于串并联工作的元 件, 为了降低早期失效率, 还应当对器件进行筛选, 以求合理的匹配。 (三) 设计上的考虑 加深对电力半导体器件的基本工作原理、特性和参数的了解, 对于设计一个可靠的电 路是非常重要的。常常因为对器件理解得不深或理解错误而导致电路设计上失败的事是 屡见不鲜的, 晶闸管超声电源从 70 年代开始研制, 直到 80 年代才投入生产就是一个典型 的例子。下面就有关问题进行分析, 以引起电路设计者的注意。 · 18 1· 对于工 作于 20kHz 的高频 晶闸管, 由 于四 层结构 的特 点, 耐压与 动态 参数是 一对 矛 盾, 而且高压器件的等级合格率很低。因此, 在设计高频晶闸管逆变电路时, 要尽量设法降 低器件在电路中所承受的电压。对于串联运行的晶闸管, 按照器件的反向恢复电荷量进行 选配, 可以获得良好的动态均压效果。在晶闸管逆变电路中使用强触发比弱触发更能发挥 器件的性能, 并有助于提高其工作寿命。 整流管, 特别是快速整流管, 人们往往注重其反向恢复特性, 而忽略其正向恢复特性。 事实上, 在某些电路中, 其正向恢复特性成为一个重要的制约因素。在场控制器件应用日 益扩大的情况下, 快恢复整流管几乎成为一个不可缺少的元件, 其反向恢复特性成为影响 电路工作可靠性的一个重要原因。因此, 有经验的电路设计者在设计电路时, 常常巧妙而 有意识地避开它的影响。 对于场控器件, 它工作时从驱动电路吸取的功率很小, 但对驱动电路内阻抗并不因此 而降低要求, 特别是器件在开断时, 驱动电路内阻抗越低越好, 以抵消器件密勒效应的影 响。 在单端变换器中, 使用晶体管和使用 VDMOS 管在设计思想上是有差别的。这是因 为两种器件在 大电流工况下, VDM OS 管性能 比晶体管优越得 多, 因此 在同样是 310V 直 流输入电 压条件下, 晶体 管的耐 压必须选 用 700~ 800V 等级的 管子; 而 V DMO S 管对 耐 压等级的要求可降低到 400~500V 。 在 GTO 开通后, 通常还给它一个小的驱动电流, 以保证其可靠导通。因此, 在设计 GT O 驱动电路时, 人们就要顾及到这一要求。此外, 驱动电路的某些参数的选择应考虑同 Snubber 电路参数相配合问题。 对于常闭型静电感应器件, 无激励信号时, 器件本来就是处于导通状态的, 但为了降 低其通态压降, 仍需提供给它一个导通激励信号。 从上述分析可知, 电路设计者对电力半导体器件了解的深浅, 直接关系到所设计电路 工作的可靠性。电路设计者对此不能掉以轻心。 7. 2. 2  电磁兼 容性与可 靠性的关系 大量事实说明, 电磁兼容与装置的可靠性之间的关系甚为密切, 在进行变流装置可靠 性设计的同时还应当进行电磁兼容设计, 否则, 所设计出来的装置可靠性必然不高, 严重 时, 将造成变流装置一开始就无法正常工作的恶果, 即早期失效率很高。人们在研制晶闸 管超声 电源、甚低频发 射机电 源、单 管感应淬 火逆 变电 源、电 机变 频调 速装置、中 频 X 射 线机电源以及高频晶闸管电流定额测试装置等过程中, 都遇到电磁干扰问题。为增强电磁 兼容性设计的意识, 下面将简略地介绍一下电磁兼容的基本知识以及提高抗电磁干扰的 主要途径和一些措施。 ( 一) 电磁兼容性( EMC) 的基本概念 在装置或系统的内部和周围环境中, 都存在着电磁噪声。装置或系统可以产生电磁噪 声, 又可以接受电磁噪声。对于一个理想的电力电子装置或系统, 它在复杂的电磁环境中 都能如预期的那样工作, 同时并不对周围的设备或系统的工作产生不良的影响( 电磁干 扰), 对于这样的装置或系统, 则称它是电磁兼容的。 · 1 82 · 下面介绍一下基本术语 ( 1) 电磁 噪声: 对于一 个电路、装置或 系统来 说, 任 何不希望 的信号 都可看成 是电 磁 噪声。但这些电磁噪声不一定都形成电磁干扰。 ( 2) 电磁干扰( EM I) : 当电磁噪声达到影响电路、装 置或系统正常工作或性能程度时, 则称它为电磁干扰。电 磁干扰可以来自装置或系统的内部, 也可以来自装置或 系统 的外部, 前者 称为“系统内 部”的干扰, 后 者称 为“系 统 间 ”的 干 扰 。 (3) 电磁干扰的传播方式, 如图 7. 20 所示。 传导 干扰: 是 指噪 声通 过 金属 导体 ( 导线、电 容器、 电感或变压器等) 传播的。 辐射干扰: 是指噪声通过介质( 如空气)以电磁场形 式(波的形式) 传播的。 ( 4) 电磁 噪 声源 和电 磁干 扰 源: 任 何一 个 元 件、一 图 7. 20  传导和辐射干扰示意图 个装置或一个系统工作时, 对于其它元件、装置或系统来 说都是一个噪声源。当这种噪声对其它元件、装置或系统产生不利影响时, 这种噪声源就 变成了电磁干扰源。电力电子装置或系统本身就可以是一个干扰源, 甚至是一个很强的电 磁干扰源。它既可以产生传导干扰, 亦可以产生辐射干扰, 而危害其它设备或系统( 电子系 统等) 。 ( 5) 形成电磁干扰的 三要素: 电磁干扰源、耦合通道 —— 传播 途径、设备 对干扰的 敏 感程度。 很显然, 对于一个装置或系统来说, 缺一要素就不可能造成电磁干扰的危害, 所以, 欲 想提高装置或系统的抗电磁干扰的能力, 就要从分析电磁环境( 干扰源、干扰源性质、传播 途径等)入手, 针对电磁干扰最敏感的环节, 采取措施加以解决。 (二) 抑制电磁干扰应考虑的主要问题 (1) 合适的接地; (2) 屏蔽措施; (3) 滤波; (4) 机箱的合理设计; (5) 机箱内部的合理布线。 上述每一个方面在装置和系统设计中都有自己的作用, 然而又是互相关联的。设备的 良好接地, 可以降低设备对屏蔽和滤波的要求。而良好的屏蔽, 也可以使滤波要求降低。机 箱的不合理设计和内部不合理的布线, 将会引起许多麻烦, 可导致其它措施失去作用。 上述每一个问题都可以展开讨论。但因篇幅所限, 此处无法一一加以阐述, 读者只要 重视, 都可以从有关文献找到答案。根据我们的经验, 对于变流装置和系统来说, 来自电源 进线的电磁干扰比较严重, 同时也不能忽视主电路工作时对驱动电路的影响。此外, 机箱 和机箱内的布线设计是否合理, 关系重大。例如, 在中频 X 射线高压油箱中, 需引进工频 220V 电源、几 十千 赫高频 逆变 灯丝电 源, 以及 中频逆 变电 源的 进线, 同时 箱 内还 有高 压 · 18 3· ( 12. 5 万 V ) 引出线和几伏的反馈信号线。因此高压箱的结构设计以及多种线的合理布置 问题就成为影响系统可靠工作的关键因素之一。 (三) 提高变流装置及系统可靠性的一些措施 1. 抑制来自电源进线的电磁干扰 来自电源进线的电磁干扰是一种传导干扰。抑制这种干扰, 目前比较普遍的都是采用 滤波器, 该滤波器接于电源进线端, 如图 7. 21 所示。它既可以加在主电路的电源进线端, 也可以加在控制电路的电源进线端。图 7. 21 所示的滤波器是一种噪声滤波器, 其中电感 采用共模扼流线圈。它对频率从 10kH z 到 30M Hz 的噪声都有抑制作用。但要注意合理的 使用和接地点的选择, 否则抑制干扰的效果将会很差。当然, 也可以采用通常的 L -C 滤波 来抑制电磁干扰, 多个级联时, 抑制效果更好。 图 7. 21  电源滤波器接法示意图 使 用 超 隔 离 变 压 器 、有 源 滤 波 器 和 数 字 滤 波 器 也 可 以 收 到 良 好 的 抑 制 干 扰 的 效 果 。总 之, 使用者应根据具体情况确定应采取的措施。 2. 提高控制电路的抗干扰能力 有关这个问题, 主要是处理好控制电路入端和出端部分隔离问题。对于微型计算机控 制系统, 应注意从抗干扰角度来选择机型。 3. 防止有触点电器开闭动作引起的干扰 这首先要从设计上考虑它在设备内部安装位置, 以便同设备内部的敏感区保持合理 的距离。然后, 对与它有关的引线要加以处理, 包括走线、屏蔽及其它消除干扰的措施。当 然, 也可用固体开关代替之。 4. 系统接地问题 不合理的接地将使整个系统遭受严重的干扰。处理这个问题与装置内部总体布线和 装置结构有关。例如, 从抗干扰角度看, 某些部件必须“浮地”处理。若事先没有顾及到这 种情况, 系统接地问题就很难处理好。从抗电磁干扰角度, 利用电源中性点作为系统接地 端, 不如接真地好。 5. 装置或系统内部电磁干扰的抑制问题 由于装置或系统内部空间小, 不同部分之间的相互影响比较突出。抑制装置或系统内 部的电磁干扰通常要考虑以下几方面的问题: (1) 元器件及部件的配置问题; (2) 合理的布线; · 1 84 · ( 3) 对线路、电缆或局部区域进行屏蔽; (4) 采用滤波技术; (5) 合适的接地。 总之, 慎重、仔细 地处理好上述几 方面的 问题, 变流装置 或系统 的电磁兼 容性才能 得 到保证, 从而使变流装置或系统的偶然失效率得以降低。 7. 2. 3  变流装 置及系统 的保护 与电磁元件不一样, 电力半导体器件的过载能力比较弱。当电力半导体器件遭受过压 或过流危害时, 它可以在极短时间内烧毁。当然, 这并不意味着电力半导体器件没有过载 能力, 只是允许过载的时间非常短吧。例如, GT R 在一倍过流条件下, 必须在 30μs 内切断 过载电流, 然而 GT R 的过电压损坏可发生在数微秒内。第一章数据还表明, 40A IGBT 在 2~3μs 内过载电流可达 220A 。另外, 任何装置和系统的抗电磁干扰能力都是相对的。当 电磁环境变化时, 逆变装置和系统也会因经受不住外界的电磁干扰而发生逆变颠覆现象。 况且, 还有许多随机因素或人为误操作也都会引起变流装置和系统的故障。因此在变流装 置和系统中, 电力半导体器件的保护问题是关系到装置和系统工作可靠性的一个极端重 要的问题。为此, 设置快速、准确和可靠的保护系统是非常必要的。 目前, 对于 GT R, VDMOS 和 IGBT 器件, 都 可购到与其相匹配 的有自保护功能 的驱 动模块, 如 U AA 4002( 智能) , E XB480, M PD1205 等。有关这方面的资料可向销售单位索 取, 此处就不再赘述了。下面归纳一下过电流和过电压保护的一般方法。 1. 过电流保护的方法 (1) 电力半导体器件专用的快速熔断器; (2) 接触器或快速自动开关; (3) 整流桥拉逆变; (4) 由晶闸管组成的开关电路( 串联或并联); (5) 封锁驱动信号( 同时配以其它措施); (6) 其它。 2. 过电压保护的方法 ( 1) 在开 关器件上 并联阻 容、硒 堆、压 敏电阻 和瞬态二 极管等, 以形 成过电压 箝位 电 路; (2) 在主电路上设置过电压吸收装置; (3) 设置避雷器; (4) 提高开关器件的电压储备系数; (5) 利用开关器件实现过电压短路保护; (6) 其它。 图 7. 22 和图 7. 23 分别绘出个别的过电流、过电压保护例子, 以供参考。目前, 人们还 可以利用响应时间小于 1μs 的按霍尔效应原理制作的电流传感器和其它电压传感器 构成 通用电压、电流保护系统, 实现保护系统的模块化。现在, 电力电子装置或系统已经越来越 多地使用故障 自诊断 技术, 例如中频 X 射线 机电源 系统、交流变频 调速装 置, U PS 电源、 · 18 5· 图 7. 22  过电压保护电路例子 同步电机启动装置等。一般来说, 装置或系统可以在运行前或停机后都进行故障自诊断, 以判明该装置或系统当时的可靠状况; 若发现问题, 则及时进行处理, 这样将大大地提高 装置或系统的运行可靠性。 图 7. 23  过流保护电路例子 综上所述, 变流装置及系统的可靠性及电磁兼容性的思想应贯彻于设计、制造、安装、 调试及检验等所有环节。这样做了, 变流装置及系统的可靠性才能得到保证。否则, 提高 变流装置及系统的可靠性将成为一句空话。 思考与练习七 7. 1  何谓装置的可靠性? 7. 2  可靠性的数量特征是什么? 7. 3  从可靠性出发, 简述如何降低失效率。 7. 4  请论述可靠性设计的重要性。 7. 5  何谓电磁兼容性? 电磁干扰与电磁噪声有何差别? 7. 6  简述抑制电磁干扰的途径及应采取的措施。 7. 7  装置或系统的可靠性设计包括哪些方面? · 1 86 · 7. 8  提高装置和系统的可靠性与正确认识电力半导体器件有什么关系? 7. 9  简述 SCR 类、GT R 和场控器件( V DMO S 和 IGBT ) 在驱动电路设计上的差别? 7. 10  如何保证 GT O 器件工作的可靠性? 7. 11  试说明, 在变流装置及系统中设置保护电路的重要性。 7. 12  简述电力半导体器件的过载能力及损坏特点。 7. 13  请简述对过电流保护电路的要求。 · 18 7· 参  考  文  献 [ 1] ( 美) RaShid  M H . P ow er Elect ronics. Prent ice-H all, IN c, 1988 [ 2] ( 美) John  G , K as sakian 等. P rinciples of P ow er E lectronics . A ddis onW es ley publishing company, 19 91 [ 3] ( 美) Bose   B K , P ow er Elect nonics and A C Dr ives . P rentice-Hall, E nglewood Cliffs , N ew Jersey 07632, 1986 [ 4] ( 日) 穉地谦次, 相川浩合著. ScRとその应用. 日刊工业会社, 1965. 5 [ 5] ( 法) 皮特  让· 玛里 ·等 著, 丁 学文 译. 功率 晶体 管和开 关二 极管 的应 用技 巧. 纺织 工业出 版社, 1991. 2 [ 6] ( 英) 兰德  CW 著, 郭彩霞等译. 电力电子技术. 机械工业出版社, 1987. 1 [ 7] ( 加拿大) 森  P C 著, 赵士廉译. 晶闸管直流传动. 机械工业出版社, 1984. 4 [ 8] ( 美国) 巴利伽  BJ 著, 王正元等译. 硅功率场控器件和功率集成电路. 机械工业出版社, 1986. 12 [ 9] ( 德) 莱昂哈特  W 著, 吕嗣杰译. 电气传动控制. 科学出版社, 1984. 4 [ 10] 黄俊主编. 半导体变流技术. 机械工业出版社, 1980. 7 [ 11] 黄俊等编. 电力电子自关断器件及电路. 机械工业出版社, 1991. 10 [ 12] 林渭勋等编著. 电力电子技术基础. 机械工业出版社, 1990. 10 [ 13] 王守斌主编, 场效应晶体管手册, 科学出版社, 1989. 7 [ 14] 苏文成等编著. 无功补偿与电力电子技术. 机械工业出版社, 1989. 7 [ 15] 张永生主编. 电力半导体电路原理. 机械工业出版社, 1986, 4 [ 16] ( 德) H eumann K . 电力电子学发展动态. 国外电力电子技术, 1991. ( 1) [ 17] ( 日本) 关长隆等编, 袁维慈等译. 可关断晶闸管—— G T O 原理和应用. 中国铁道出版社, 1985. 9 [ 18] 赵良炳. 关于高压阀体工作可靠性问题. 清华大学学报( 增刊) , 1991, 第一期 [ 19] 赵良炳. 单管感应淬火逆变电路的研究. 清华大学学报( 增刊) , 1991, 第一期 [ 20] 张秀澹. 80 年代电力电子技术的回顾. 全国电力电子学会论文集, 1990 [ 21] 张志刚. 国外电力电子技术发展动态. 中国第二届交流电机与调速传动学术会议论文集, 1991. 5 [ 22] 刘宗富. 交流调速状况及展望. 中国第二届交流电机与调速传动学术会议论文集, 1991. 5 [ 23] 赵良炳. 论高频( 晶闸管) 逆变电路的可靠性. 通讯电源论文集, 1982 [ 24] 赵良炳. 专用计算机控制的 30kW 中频 X 射线机电源系统. 全国电力电子学会论文集, 1993 [ 25] ( 美) 格 安 迪  S K 著, 张 光 华等 译. 功率 半 导体 器件 ( 工作 原 理和 制造 工 艺) . 机 械工 业 出 版社, 1982. 9 [ 26] 陈星弼等编. 晶体管原理. 国防工业出版社, 1981. 12 [ 27] 俞苹. 一种新型的功率器件 —— MCT . 全国电力电子学会论文集, 1990 [ 28] 许文侠. 静电感应晶闸管的新结构. 全国电力电子学会论文集, 1990 [ 29] 李思渊等. S I T 的特点和制造技术的研究. 全国电力电子学会论文集, 1990 [ 30] 俞苹. 电力半导体器件的现状及展望. 电力电子技术, 1991( 1) [ 31] 顾廉楚主编. 电力半导体器件原理. 机械工业出版社, 1989. 7 [ 32] 陈凯等. 可靠性数学及其应用. 吉林教育出版社, 1989. 6 · 1 88 · [ 33] ( 美) 凯瑟  BE 著, 肖华庭等译. 电磁兼容原理. 电子工业出版社, 1985. 4 [ 34] ( 美) 理查德,   J 希金斯著, 赵良炳等译. 数字和模拟集成电路电子学. 机械工业出版社, 1988. 12 [ 35] O lierD 等著, 钟桂清译. 伪谐振全桥 DC/ DC 变流器. 国外电力电子技术, 1992 年第四期 [ 36] ( 日) Y onemori  H 等著, 温绍森译. 包括电压箝 位准谐振技术与软开关相移 P WM 高频逆变器连 接的新周波变流器. 国外电力电子技术, 1992 年, 第四期 [ 37] Jung  G Cho 等著, 沈大伟译. 采 用新的并联谐振直流环的软开关 P WM 变流器. 国外电力电 子技 术, 1992 年, 第四期 [ 38] Dipl Ing-A xel Mert ens 等. A H igh F requency Resonant DC Link Invert er U sing IGBT s . 1990, IP EC, P P 152~160 [ 39] 张晓松. 谐振直流环逆变器的研究. 清华大学硕士论文, 1993. 6 [ 40] 王春芳. 微机控制的 IGBT 逆变式弧焊整流电源的研究. 清华大学硕士论文, 1993. 6 [ 41] 张晓阳. 离线式半桥零电压开关多谐振逆变器的分析与设计. 清华大学硕士论文, 1993. 3 [ 42] 姚灵芳. 准正弦的零电压式谐振逆变器的分析和设计. 清华大学硕士论文, 1991. 6 [ 43] 赵良炳. 电力电子技术与近代电源. 中国电源学会第十届学术年会论文集, 1993. 11 [ 44] 赵良炳. 新型半导体器件及其对电气传动系统的影响. 电气传动, 1994. 2 期 [ 45] 张晓 松 等. 谐振 直流 环 逆变 器的 发 展及 控制 技 术. 全国 电 力 电子 学 会 第五 次 学 术年 会 论 文集, 1993. 5 · 18 9·

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