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超声波发生器驱动电源

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    标    签:超声波电源

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    江南大学

    硕士学位论文

    基于单片机控制的超声波发生器驱动电源的研究

    姓名:张锋

    摘要:

    人的耳朵能感受到的振荡频率在20.20000Hz范围的声波,超过人耳能感受到的声

    波频率以上的声波叫超声波。超声波有许多应用,有超声波清洗、超声波钻孔、超声波

    振动等。超声波振动是近几十年兴起的新事物,随着人们对超声波研究的不断深入,应

    用也日益广泛。

    功率超声技术凭其独特的优点在国民经济各部门日益广泛应用。目前超声设备由采

    用大功率电子管或高频可控硅发展到全控型电子器件。随着新理论、新技术、新器件的

    不断出现和成熟,超声技术必将充分发挥其优势,在各领域产生更大作用。本文涉及的

    功率超声系统主要由高频超声波电源和压电振子两部分组成。高频超声波电源为压电振

    子提供电能,压电振子将电能转为动能。

    超声波发生器的种类很多,大致可分为两种类型,机械型和电声型。机械型超声波

    发生器直接用机械方法使物体振动而产生超声波。常见的机械型超声波都是流体动力式

    的,即利用每秒几万次的频率断续从喷口喷出,撞击放在喷口前的空腔或簧片,引起共

    振在媒质中产生超声波。电声型超声波发生器是应用的最广泛的。它是利用电磁能量转

    换成机械波能量。

    本设计采用频率自动跟踪的方式来使超声波换能器处于谐振,满足超声波电源与超

    声波换能器工作在最佳状态,使得整机达到最佳工作效率。功率检测电路调节脉冲电压

    的脉宽来改变超声波发生器的输出功率,以实现功率恒定。压控振荡器选用货源充足、

    价格低廉的TL494,可满足本设计要求。D类功率放大器就是开关功率放大器,选用高

    耐压的VMOS管,组成半桥电路,VMOS管的驱动采用变压器隔离倒相。由于超声波

    换能器的特性,超声波清洗机中的匹配电路包含两个:一个是功率匹配,一个是调谐匹配。

    前者是为了使超声波电源的输出内阻与负载阻抗相一致,采用变压器匹配方法。后者是

    使换能器呈现纯阻性,采用串联电感的方法。

    本文对系统的总体设计方案、硬件和软件设计、单元电路及主要单元电路实验进行

    了详细地介绍。文章最后应用PSPICE软件对整个系统进行了仿真分析,对理论设计进

    行修正。结果表明系统设计可行,性能指标基本可以满足设计要求。

    关键词:压电振子;超声波发生器;功率检测;频率跟踪

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    江南大学 硕士学位论文 基于单片机控制的超声波发生器驱动电源的研究 姓名:张锋 申请学位级别:硕士 专业:控制工程 指导教师:沈锦飞;宗宏森 20090601 摘要 捅黑 人的耳朵能感受到的振荡频率在20.20000Hz范围的声波,超过人耳能感受到的声 波频率以上的声波叫超声波。超声波有许多应用,有超声波清洗、超声波钻孔、超声波 振动等。超声波振动是近几十年兴起的新事物,随着人们对超声波研究的不断深入,应 用也日益广泛。 功率超声技术凭其独特的优点在国民经济各部门日益广泛应用。目前超声设备由采 用大功率电子管或高频可控硅发展到全控型电子器件。随着新理论、新技术、新器件的 不断出现和成熟,超声技术必将充分发挥其优势,在各领域产生更大作用。本文涉及的 功率超声系统主要由高频超声波电源和压电振子两部分组成。高频超声波电源为压电振 子提供电能,压电振子将电能转为动能。 超声波发生器的种类很多,大致可分为两种类型,机械型和电声型。机械型超声波 发生器直接用机械方法使物体振动而产生超声波。常见的机械型超声波都是流体动力式 的,即利用每秒几万次的频率断续从喷口喷出,撞击放在喷口前的空腔或簧片,引起共 振在媒质中产生超声波。电声型超声波发生器是应用的最广泛的。它是利用电磁能量转 换成机械波能量。 本设计采用频率自动跟踪的方式来使超声波换能器处于谐振,满足超声波电源与超 声波换能器工作在最佳状态,使得整机达到最佳工作效率。功率检测电路调节脉冲电压 的脉宽来改变超声波发生器的输出功率,以实现功率恒定。压控振荡器选用货源充足、 价格低廉的TL494,可满足本设计要求。D类功率放大器就是开关功率放大器,选用高 耐压的VMOS管,组成半桥电路,VMOS管的驱动采用变压器隔离倒相。由于超声波 换能器的特性,超声波清洗机中的匹配电路包含两个:一个是功率匹配,一个是调谐匹配。 前者是为了使超声波电源的输出内阻与负载阻抗相一致,采用变压器匹配方法。后者是 使换能器呈现纯阻性,采用串联电感的方法。 本文对系统的总体设计方案、硬件和软件设计、单元电路及主要单元电路实验进行 了详细地介绍。文章最后应用PSPICE软件对整个系统进行了仿真分析,对理论设计进 行修正。结果表明系统设计可行,性能指标基本可以满足设计要求。 关键词:压电振子;超声波发生器;功率检测;频率跟踪 ^.D5U。a0L Abstract Oscillation frequency that people can feel is at the range of 20.20000Hz,exceeding people acoustic frequency the above—mentioned iS called supersonic.Supersonic has a lot of application,there are washing,holing,ultrasonic vibration of supersonic,etc..Ultrasonic vibration iS a new thing having developed in near decades.With the constant development that people study about supersonic wave,it is extensive day by day to employ. The power ultrasonic technology is in wide spread application of every department of national economy according to its advantages.With tlle appears and ripe constant of new theory,technology,device,ultrasonic technology will give full play to its advantage.In this paper,the ultrasonic welding system is made up of high-frequency ultrasonic power and piezoelectric oscillator mainly.The 11igh-frequency ultrasonic power offers the electric energy for piezoelectric oscillator;the piezoelectric oscillator transfers the electric energy to the kinetic energy,and weld to welding the part. m l(ind of the ultrasonic generator iS numerous,which Can roughly be divided into tWO types,tlle machinery type and electric sound type.Machinery type ultrasonic generator enable obj ect shake and supersonic wave emerges with mechanical method directly.Common mechanical supersonic wave fluid power type,utilize per second frequency of several ten thousand interrnittent to squirt from the spout,strike the cavity or reed put in front of the spout,cause the resonance tO produce supersonic wave in medium.Electric sound type whom ultrasonic generator employ most extensive.It utilizes electromagnetic energy to change into a mechanical wave energy. T11is design adopts the frequency tracing to make the whole system Wbrk in the resonance, causing that the whole set attains optinium work effieieney.By means of regulating the width of fluetuation voltage,the power inspection circle Can control the output power,SO that the system can make the output power changeless.As being opulent and cheap,TL494 is choose as VCO.High VCEO VMOS is choose in the D generic Power amplifier circle.The drive of VMOS adopts a paraphrase transformer.Since ultrasonic transducers’property,the matching circuit embodys two parts:One is power matching,the other is attune matching.The former is for the sake of making export impedance of power match the load.TIlis Adopts the transformer matching means,The latter is tO make the transducer present only the quality of resistance.To get this,a inductor in series means is Adopted. Tms thesis introduces the design prject,design of hardware and software,unit circles and experimentations of main unit circles in detail.Finally,a simulation for the entffe system using PSPICE has been made.The results from simulations reveal that the design of system is feasible and the performance of the converter carl meet the demand of the design. Keywords:Piezoelectric oscillator;Ultrasonic generator;Powertracing;Frequeneytracing; II 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取 得的研究成果。尽我所知,除了文中特别加以标注和致谢的地方外,论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不包含本人为获得江南 大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志 对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 签 名: 日 期: 二O o九年六月十四日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解江南大学有关保留、使用学位论文的规定: 江南大学有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘,允 许论文被查阅和借阅,可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库 进行检索,可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文, 并且本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。 保密的学位论文在解密后也遵守此规定。 签 名: 导师签名: 日 期: 二oo九年六月十四El 第一章绪论 第一章绪论 随着现代科学技术飞速发展,各学科之间相互渗透,新兴边缘学科不断出现。 超声工程学作为一门新兴的边缘学科,在工业生产、知识产生、转化研究、卫生 保健和疾病的诊疗中扮演着十分重要的角色。尤其对提高产品质量、降低生产成 本、防止环境污染、保障生产安全、设备安全运行和提高生产效率等具有特殊的 潜在能力。因此,我国近十年来,对超声技术的应用研究十分活跃。超声工程学 按其研究内容,可划分为功率超声和检测超声两大领域。 作为超声学的一个重要分支,功率超声主要研究大功率和高强度超声的产 生,强超声在媒体中的传播规律,强超声和物质相互作用,以及各种功率超声技 术和应用。功率超声技术是以计算机技术、电子技术、材料科学等学科为基础的 现代高新技术,其应用遍及航空、航海、国防、生物工程以及电子等领域。如今, 功率超声技术已成为国际上公认的高科技领域,其有关技术产品涉及到振动与 声、电子、机械及材料等新技术。随着科技的发展,它必将在我国国民经济建设 中发挥越来越大的作用。近几十年来,现代功率半导体技术的发展,新材料的日 新月异使大功率超声的产生、基本效应得研究和技术应用取得较大的进展,国内 一些传统的加工、焊接、粉碎、乳化方兴未艾,发展较快的新技术及其应用也十 分活跃,如超声化学、超声悬浮等【lJ。 1.1超声波电源的发展概况 超声波电源是构建超声波系统的重要组成部分,其发展可以分为电子管放大 器、晶体管模拟放大器和晶体管数字开关放大器三个阶段。 在早期,20世纪80年代前,信号功率放大采用电子管。采用电子管的优点 是动态范围较宽。此优点对于音频放大器很重要,但对超声波电源来说没有什么 好处。因此,当功率晶体管出现后即遭淘汰。电子管的缺点很多:功耗大、寿命 短、效率低、电源成本高、体积大。 20世纪80年代到90年代中旬,功率晶体管发展己非常成熟,各种OCL及 OTL电路大量用于超声波电源。功率晶体管模拟发生器开始投入使用,电源效 率提高、体积和重量下降。但由于受开关速度的限制和晶体管开关特性的影响, 采用晶体管模拟放大器的超声波电源有以下几个缺点lzJ。 (1)功耗较大。由于OTL、OCL电路理论效率只有78%左右,其实际效率 更低,功耗大,导致功率管发热严重,需要较大的散热功率。功率管的发热导致 工作不太稳定。 (2)体积大、重量重。由于功率管输出功率受到限制,要输出大功率需要更 多的功率管,且发生器所需求的直流电源是通过变压器降压、整流、滤波后得到 的。大功率的变压器重、效率低。 (3)不易使用现代微处理器来处理。由于该电路呈现模拟线路特征,用数字 江南大学专业硕士学位论文 处理复杂,涉及到A/D和D/A转换,成本高、可靠性低。 随着电力电子器件的发展,特别是VDMOS管和IGBT的发展与成熟,使采 用开关型发生器成为可能。 开关型发生器的原理是通过调节开关管的占空比来控制输出的功率。由于晶 体管在截止和饱和导通时的功耗很小,开关型发生器主要有以下特点。 (1)功耗低、效率高。开关管在开关瞬时的功耗较大,但由于开关时间短, 在截止或导通时的功耗很小,因此总的功耗较小。最高效率可达到90%左右。 (2)体积小、重量轻。由于效率高、功耗低,使得散热要求较低,而且各个 开关管可以推动的功率大:在直流电源作用下可直接变换使用,不需电源变压器 降压,因此体积小,重量轻。 (3)可靠性好。与微处理器等配合较容易,电子器件在工作时温升较低,工 作可靠,加上全数字开关输出,可用微处理器直接控制【3J。 1.2电力电子器件在超声波电源中的应用 开关型超声波发生器的发展其实与开关型电源的发展息息相关,而开关型电 源发展又与电力电子开关器件的发展紧密相连,电力电子开关器件的发展过程如 —州4叫 I a 20世纪50年代,双极型开关晶体管作为开关电源的开关管,线路成熟,价 格低。主要缺点是由于双极开关管的上升、下降时延较大,开关频率不能太高, 一般在20kHz左右。它在开关电源场合有很多应用,在超声波发生器中由于开 关频率电力电子开关器件的发展过程低,主要应用于开关频率不高的场合。 20世纪80年代,采用VDMOS管。主要优点:开关频率高、驱动简单、抗 击穿性好。主要缺点是导通电阻大,在高压大电流场合功耗较大。因此,要用于 开关频率高、功率小的场合。 20世纪90年代,采用GIBT,它是一种MOS与双极管结合的产物,既有 MOS管开关频率高,驱动简单等优点,也有双极管导通压降小,耐压高等优点。 它的开关频率目前可以在40.50kHz,功率可以达到5000W。在一般超声波发器 中很少用,因为价格较高,保护线路要求复杂。 电力电子器件经历了工频,低频,中频到高频的发展历程。随着电力电器件 的迅速发展,电力电子电路的控制也在飞速发展。控制电路最初以相位制为手段、 由分立元件组成,发展到集成控制器,再到实现高频开关的计算控制。向着更高 频率,更低损耗和全数字化的方向发展。 模拟控制电路存在控制精度低、动态响应慢、参数整定不方便、温度漂严重、 容易老化等缺点。专用模拟集成控制芯片的出现大大简化了电力电子路的控制线 路。提高了控制信号的开关频率,只需外接若干阻容元件即可直构成具有校正环 节的模拟调节器,提高了电路的可靠性。但是,也正是由于容元件的存在,模拟 控制电路的固有缺陷,如元件参数的精度和一致性、元老化等问题仍然存在。此 2 第一章绪论 外,模拟集成控制芯片还存在功耗较大、集成度低、控制不够灵活,通用性不强 等问题。 用数字化控制代替模拟控制,可以消除温度漂移等常规模拟调节器难以服的 缺点,有利于参数整定和变参数调节,便于通过程序软件的改变,方便地调整控 制方案和实现多种新型控制策略。同时可减少元器件的数目、简化硬结构,提高 系统可靠性。此外,还可以实现运行数据的自动储存和故障自动诊断,有助于实 现电力电子装置运行的智能化。 超声波发生器应用数字化控制技术一般有三种形式【『7一。 1.采用单片机控制 单片机是一种在一块芯片上集成了CPU、RAMfROM、定时器/计数器和I/O 接口等单元的微控制芯片,具有速度快、功能强、效率高、体积小,性能可靠、 抗干扰能力强等优点,在各种控制系统中应用广泛。单片机主要以美国INTEL 公司生产的MCS.51和MCS.96两大系列为代表。在超声波发生器中,单片机主 要用作数据采集和运算处理、电压电流调节、PWM信号生成、系统状态监控和 故障自我诊断等,一般作为整个电路的主控芯片运行,完成多种综合功能。配合 D/A转换器和MOSFET功率模块实现脉宽调制。另外,单片机还具有对过流, 过热、欠压等情况的中断保护以及监控功能。 单片机控制克服了模拟电路的固有缺陷,通过数字化控制方法,得到高精度、高 稳定度的控制特性,可实现灵活多样的控制功能。但是,单片机的工作频率与控 制精度是一对矛盾,处理速度也很难满足高频电路的要求,这就使人们寻求功能 更强芯片的帮助,于是DSP应运而生。 2.采用DSP控制 DSP是近年来迅速崛起的新一代可编程处理器。内部集成了波特率发生器和 FIFO缓冲器,提供高速同步串口和标准异步串口,有的片内还集成了采样/保持 和A/D转换电路,并提供PWM信号输出。与单片机相比,DSP具有更快的CPU, 更高的集成度和更大容量的存储器。 DSP属于精简指令系统计算机,大多数指令都能在一个周期内完成并可通过 并行处理技术,在一个指令周期内完成多条指令。同时,DSP采用改进的哈佛结 构,具有独立的程序和数据空间,允许同时存储程序和数据。内置高速的硬件乘 法器,增加了多级流水线,使其具有高速的数据运算能力。而单片机为复杂指令 系统计算机,多数指令要2.3个指令周期才能完成。单片机采用诺依曼结构,程 序和数据在同~空间存储,同一时刻只能单独访问指令或数据。单片机的ALU 只能做加法,乘法需要由软件来实现,需要占用较多的指令周期,速度比较慢。 DSP与16位单片机相比,执行单指令的时间快8.10倍,一次乘法运算时间快 16.30倍。 在超声波发生器中,DSP可以完成除功率变换以外的所有功能,如主电路控 江南大学专业硕士学位论文 制、系统实时监控及保护、系统通信等。虽然DSP有着许多优点,但是它也存 在一些局限性,如采样频率的选择、PWM信号频率及其精度、采样延时、运算 时间及精度等。这些因素会或多或少地影响电路的控制性能。 3.采用FPGA控制 FPGA属于可重构器件,其内部逻辑功能可以根据需要任意设定,具有集成 度高、处理速度快、效率高等优点。其结构主要分为三部分:可编程逻辑块、可 编程I/O模块、可编程内部连线。由于FPGA的集成度非常大,一片FPGA少则 几千个等效门,多则几万或几十万千等效门,所以一片FPGA就可以实现非常复 杂的逻辑,替代多块集成电路和分立元件组成的电路。它借助于硬件描述语言来 对系统进行设计,采用三个层次(行为描述、PJL描述、门级描述)的硬件描述和 自上至下(从系统功能描述开始)的设计风格,能对三个层次的描述进行混合仿 真,从而可以方便地进行数字电路设计,在可靠性、体积、成本上具有相当优势。 比较而言,DSP适合取样速率低和软件复杂程度高的场合使用,而当系统取样速 率高(MHz级),数据率高(20MB/s以上)、条件操作少时,FPGA更有优势。 1.3本文的研究背景及主要工作 1.3.1本文研究背景 20世纪60年代初,我国开始研制各种功率的超声波电源。到目前为止,超 声电源经历了电子管、晶闸管、晶体管、VMOS和GIBT的发展过程。20世纪 70年代电子管组成的超声波电源电能利用率低、电源成本高、体积大。20世纪 70年代到80年代初,晶闸管超声波电源开始投入使用。晶闸管电源与电子管电 源相比效率有了很大提高,体积和重量有所下降。但由于受开关速度的限制和晶 闸管开关特性的影响,电源频率在20kHz以下,工作效率较低【9】。 为了克服上述电源的不足,人们开始研制和使用VMOS电源。VMOS电源 开关速度高、驱动功率小。但是由于管子的制造工艺结构限制,单管的导通电流 较小,耐压较低,抗电流和电压冲击能力较差。晶体三极管的驱动功率较大,但 采用大功率复合三极管,开关速度会大大降低,这种复合三极管一般也只能在 20kHz以下使用。因此,VMOS管和晶体三极管一般适用于小功率超声波电源。 综上所述,超声波电源需要一种开关速度快、导通电流大、耐压高、抗冲击 能力强、驱动功率小的新型功率器件。同时,随着微电子技术、计算机技术、自 动控制理论和电力电子技术的发展,超声波电源需要一种功率大、性能高、成本 低的系列化超声波电源。要求能较好适应换能器阻抗变化、频率漂移等所带来的 疑难问题。所以,如何提高超声波电源的可靠性、与换能器的匹配性能仍是我们 亟待解决的问题。 功率开关器件是超声波电源的核心器件,对超声波电源的电路设计性能有很 大影响,它是决定超声波电源可靠性的关键因数。性能好、可靠性高的开关器件 4 第一章绪论 将大大简化超声波电源的电路设计,解决目前大功率超声波发生器的设计难点。 但由于我国目前大功率电力电子器件生产能力不足,国外进口的器件价格比较昂 贵。所以,采用新的电路设计方案,提高超声波电源可靠性问题迫在眉睫。由此, 超声波电源设计中功率放大电路设计的合理性非常重要。 超声波电源与超声波换能器的匹配是超声波电源设计的另一个重要问题。一 方面,匹配电路使发生器向换能器输出额定的电功率;另一方面,通过匹配使发 生器输出效率最高。由此可见,匹配的好坏直接影响着功率超声源的产生和效率。 因此,合理、正确设计超声波电源与换能器的匹配电路也很重要。 1.3.2本文主要工作 本文是在理论研究的基础上,研制一种28kHz/500W的超声波电源,主要任 务是完成超声波电源系统的设计、各组成部分电路的设计调试以及仿真实验。 本文的主要需要完成了研究内容主要有如下几个方面的工作: 1、研究超声波电源系统,讨论超声波电源常用的拓扑结构,确定超声波电 源系统方案。 2、研究超声波末级功率放大电路的原理,分析超声波末级功率放大器的具 体拓扑结构,进行主电路元器件参数计算和选择。 3、研究超声波电源反馈电路原理,确定频率自动跟踪电路和功率反馈电路 方案。 4、研究超声波电源与超声波换能器匹配电路的原理,设计主功率高频变压 器。 5、研究超声波电源中的驱动电路及保护电路,确定驱动电路的方案和保护 电路的实现方法。 6、在设计的基础上,利用PSPICE进行仿真,得到实验结果,并对设计进 行验证。 1.4本章小结 本章主要论述了超声波电源的发展概况,电力电子器件在超声波电源中的应 用,以及本论文的研究背景及主要工作。 超声波电源从最初的电子管放大器型发展为晶体管开关放大器型。超声波电 源效率大幅度提高、体积明显下降。本章从电力电子器件在超声波中的应用入手, 详细介绍了各种电力电子器件以及控制芯片的发展,为合理选择功率放大电路元 件、电路控制方法打下了良好的基础。 在电力电子器件飞速发展的今天,高频化、小型化、数字化超声波电源的研 制已势在必行。 本文研究内容旨在完成超声波驱动电源的研制。 第二章超声电源总体方案确立 第二章超声电源总体方案确立 超声波电源,是一种用于产生并向超声波换能器提供超声能量的装置。超声 波电源产生电功率,驱动超声波换能器。 目前产生大功率超声的方法主要有两种:一种是利用电能转换成声能的电声 换能器产生超声,另一种是利用流体作动力来产生超声,如各种气哨和液哨。目 前广泛使用的是第一种方法,即采用超声电源产生超声。 功率超声电源系统由两部分组成,即超声电源(超声波发生器)和超声振动 系统。超声电源的作用是将电网上工频交流电变成超声频振荡电流,并通过阻抗 匹配网络激励换能器。超声振动系统将激励它的交流电能转变成同频率的超声振 动,再经过放大,传递给外界负载做功。 2.1超声电源工作原理 目前,功率超声设备的换能器主要采用压电换能器,它是一个将电能转换成 超声能的器件。根据工作原理可以将超声波电源分为振荡放大型和逆变型两类。 2.1.1振荡放大型 由振荡放大型超声电源和换能器组成的超声发生器如图2.1所示,其中超声 电源主要由信号发生器、功率放大器、匹配网络和反馈网络构成。 图2.1振荡放大型超声电源 Fig.2·1 Ultrasonic power oscillation to enlarge 信号发生器产生一定频率的电信号,送至功率放大器进行放大。匹配网络实 现功率放大器与换能器间的阻抗匹配,并对换能器调谐。 1、信号发生器 信号发生器的作用就是产生所需频率的电信号。推动功率放大管工作。此信 号可以是正弦或脉冲信号;特定频率就是换能器频率。目前,在超声波设备中所 采用的频率为20kHz、25kHz、28kHz、35l(Hz、40kHz和lOOkHz。传统的信号 发生器是采用分立元件构成的振荡器,它的构成可以是一个单独的振荡器,如 LC振荡器、RC振荡器,也可以是一种由反馈网络构成的自激振荡功率源,此时 换能器构成反馈网络的一个元件。这类电路普遍存在着控制精度低、频率稳定性 差的缺点。 2、功率放大器 7 江南大学专业硕士学位论文 功率放大器是将振荡信号放大而达到一定的功率输出。早期的超声电源都是 用电子管器件,体积较大、效率低。晶体管的出现,使得超声电源的体积大大缩 小且效率高。当前广泛使用的是晶体管放大器及晶体管开关型放大器。功率一般 从50W到5000W不等。 晶体管式放大器的优点是体积小、重量轻且效率高。但由于受反向击穿电压、 最大集电极电流和最大集电极耗散功率等的限制。要提高输出功率,除提高器件 的性能外,还必须采用高效率的电路,如功率合成电路和丁类放大电路。 功率合成是用若干个小的功放单元进行功率放大,然后用混合网络把这些小 功放单元输出叠加起来而得到大功率输出,各功放之间互相隔离。丁类放大电路 是工作在开关状态,电路的效率很高,其输出是方波,只有在输出端接一个谐振 网络后,才能够得到正弦波。 3、匹配网络 功放输出有一个最佳负载值,为使发生器的输出功率高效率传输给换能器, 只有在此最佳负载值工作,才能向负载输出额定功率,为此发生器和换能器之间 必须进行匹配。实际负载往往不能满足此值,故需要通过输出变压器作阻抗变换。 此外,由于换能器是一阻抗负载,需要一个与之相反性质的电抗元件来“抵消” 换能器中的电抗分量,即所谓调谐,这样才能提高超声波发生器的输出声功率。 4、反馈电路 反馈电路,主要提供两个方面的反馈信号:输出功率反馈信号和频率反馈信 号。当超声波电源的供电电源电压发生变化时,发生器的输出功率也会发生变化, 反映在换能器上就是机械振动忽大忽小,导致工作不稳定。因此需要稳定输出功 率,通过功率反馈信号相应调整功率放大器,使功率放大稳定。当换能器工作在 谐振频率点时,效率最高,工作最稳定。而换能器谐振频率点会由于装配原因和 工作老化而改变,产生频率漂移,频率跟踪信号可以控制超声波电源,使超声波 电源的频率在一定范围内跟踪换能器的谐振频率点,让发生器工作在最佳状态。 5、换能器 换能器将超声波电源输出的电信号转化为动能输出,完成超声波功能。 2.1.2逆变型 逆变型超声波电源是将工频电压经过整流滤波变换成直流电压,然后通过开 关功率管,将其再转变为超声频交流功率电信号,驱动超声波换能器。超声波电 源输出的电功率,一般通过变压器耦合,把超声波电能量加到超声波换能器上。 电路中一般选用IGBT、MOSFET等功率器件,将经整流的直流电逆变为超 声频交流电。按电路拓扑分类,有单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和 全桥式等。 8 第二章超声电源总体方案确立 单端变换器电路简单,开关管少,不存在直通和高频变压器“单相磁链”等问 题,其输出功率小,并且高频变压器仅工作在第一象限,变压器利用率低,变压 器利用率低,滤波电容也需承受较大电流;推挽式电路用的器件少,开关电压是 两倍的直流输入电压,存在偏磁饱和现象,适用于小功率,原边电压低的直流逆 变;半桥式电路用的开关器件少,开关管电压不高,驱动简单,抗电路不平衡力 强,输出功率小,适用于中小功率的逆变器;全桥式电路用的开关器件多,输出 功率大,适用于大功率逆变器。 与振荡放大型功率放大电路相比,逆变型功率放大电路具有高性能、高效率、 高可靠性、低噪声、低污染品质、体积小优点。 本文研制的超声电源输出功率在500W左右,属于小功率范围,振荡放大型 较为合适,电源的设计框图如图2.2所示。 图2-2超声电源的设计框图 Fig.2-2 The design diagram of ultrasonic power 振荡器产生超声频方波信号,通过脉宽调制电路以及变压器倒相后驱动2个 VMOS管构成的D类放大器。D类放大器输出的功率电信号经过匹配电路匹配 的超声波换能器被转换成超声波信号。系统还能检测超声波换能器两端的电压和 流过超声波换能器的电流,通过比较此电压和电流的相位差来判断超声波电源的 输出电信号的频率是否谐振在超声波换能器的工作频率上,并通过调节压控振荡 器的调节电压,来调节压控振荡器输出方波信号的频率。另外还可以通过超声波 换能器两端的电压值和流过超声波换能器的电流值计算出超声波电源的输出功 率。 2.2换能器及调谐匹配 2.2.1压电换能器的电阻抗特性 在超声谐振频率附近,利用集总参数法将压电换能器等效为如图2.3所示的 电路。其中,C0为换能器的静态电容,主要是指换能器因夹持而产生的电容;R 为压电陶瓷片的内介质电损耗,通常可以忽略其影响(一般认为R为无穷大); 厶为动态电感,由换能器质量引起;C肼为换能器引起的动态电容;如为负载反 9 江南大学专业硕士学位论文 映的动态电阻。一般,由R、Co组成的电路称为电学臂,由厶、q、Rm组成 的电路称为机械臂‘101。 I Lm 】Ro_J 『 =co 【1 Cm 1 Rm 图2-3压电换能器等效电路图 Fig.2-3 Piezoelectric transducer equivalent circuit 根据电路理论,压电换能器的阻抗为:Z0=Ry+风 (2-1) 式中电阻分量B为 耻◆ (2-2) ㈤ 当信号频率织2丽1 ,L.C菽N*N谐摭织称为串联谐振频率;当信 号频率等于%= ,厶C卅支路并联谐振,%称为并联谐振频率。 在实际的超声加工中,外界工况的变化,如温度、刚度、负载、磨损往往会 引起系统参数的变化,对应最大效率输出的超声系统的谐振频率也发生漂移。为 了提高工作频率,激励频率必须要跟踪谐振频率的变化。 2.2.2调谐匹配电路的分析 由等效电路可以推断出其呈现容性。为了提高系统的功率因数,减小两部分 之间能量的相互馈送,使能量有效地从超声电源输入到换能器,发挥能量的最大 功效,保证系统的稳定安全工作,必须配置相应的匹配网络。使用单个电感对其 匹配,是一种最常用的方式。单个电感匹配可分为串联和并联两种形式【11,12】。 lO 第二章超声电源总体方案确立 //! / cop . 厂 q l厂 缈。 .厂 /’ q ( 图2-4谐振点附近电抗与频率特性 图2-5 串联谐振频率附近的相频特性 Fig.2-4 Reactance rlear resonance with the Fig.2-5 Series resonant frequency near the frequency characteristics phase-frequency characteristics 换能器的等效电路如前面的图2.3所示。压电陶瓷型换能器为容性负载,为 了在换能器两端得到正弦波电压,常常将谐振电感L0与换能器串联,使谐振电感 L0与换能器极板电容CO产生串联谐振。但这样会使次级无功分量电流过大,因 而流过功率元件的电流也很大。若将谐振电感与换能器并联,不但可在换能器两 端得到正弦电压,而且在负载得到同样功率的脉冲时,次级电流无功分量大大减 少。谐振电感LO与换能器串联的等效电路和谐振时的等效电路电路分别如图2.6 所示。谐振电感LO与换能器并联的等效电路和谐振时的等效电路分别如图2.7所 示。 I Lm I =Co 1 ...J Cm 1 Rm .C。【 Rm 图2·6谐振电感厶与换能器串联的等效电路 Fig.2—6 Resonant inductor L0 in series with the transducer equivalent circuit 由于换能器的静电抗原因,造成在工作频率上的输出电压和电流有一定相位 差,从而使输出功率得不到最大输出,致使电源的效率降低,因此采用一电感与 换能器进行串联或并联,使负载系统谐振,即实现调谐匹配。 串联匹配电感等效电路如图2.6所示,负载的等效输入阻抗为: 江南大学专业硕士学位论文 当国诅咖2南=赤厶+时小,+—厶毒电jco一路—£C处o丽+j于olLcm谐—+o—C振joo一—状RC,,态..1,+如)2电]抗x=缈厶一丽COCoRm= ㈣, =o’ 厶5可C磊oRm2酹 ‘2·5) z=R2了;i:丽tn=lK R用 (2-6) 其中K=I+(cO,CoR.)2。 从分析可以看出,谐振电感Lo与换能器串联,使换能器的等效输入阻抗为 原来的1/K,且呈纯电阻性,电阻值降低,起到阻抗变换作用。 l Lm J I =CO J Cm l Rm 一 ]J ;L。 -C。1 :-…一……·…一一一j i一一…一一一一一一.一一一一一一j (a) (b) 图2-7谐振电感厶与换能器并联的等效电路 Fig.2·7Resonant inductor LO in parallel with the transducer equivalent circuit 并联匹配电感等效电路如图2.7所示,为了便于计算分析,采用(b)图分 析,当谐振时,厶、q、如支路等效为一个电阻Rm,负载的等效输入导纳为: y=志+工1+百1=去+小co一瓦1] ∽, j托。 q。丽1 当∞2 4 √三。c。 时,电路处于谐振状态,电纳B=。 蝙缈一厶瓦1=o,4 q舯 联谐振角频率,等效输入阻抗 12 第二章超声电源总体方案确立 Z=心 可见,谐振电感厶与换能器并联,其等效负载阻抗不变。同时,厶与换能 器并联比厶与换能器串联逆变器的输出电流d,K倍。 经过以上的分析可知,并联电感调谐匹配,超声系统的有功电阻没有阻抗变 换作用,同时缺乏滤波功能,而串联电感匹配不仅可以使有功电阻降低,且兼有 调谐和滤波作用。 2.3频率跟踪控制系统方案的确立 超声加工过程中,换能器的谐振频率会由于发热、负载变化、老化等原因发 生改变。如果超声电源的工作频率不随之改变,则换能器工作于失谐状态,使效 率降低。因此,超声电源需具有自动调节频率的性能,即频率自动跟踪。 实现频率自动跟踪的基本方法是从换能器的电端或声端取得一个反映换能 器谐振特性的信号,用这个信号控制超声电源的频率,从而使超声电源的工作频 率与换能器的谐振频率始终保持一致。 目前常用的频率自动跟踪大致有以下几种方法【13】: 1、声跟踪 声耦合方式,从换能器上采集谐振频率的电讯号,然后反馈至前级放大器, 形成自激振荡器。电路在通电的瞬间产生一个冲击脉冲,此脉冲经预放、功放 去激励换能器,换能器按自身固有的频率振动。从而在反馈的声接收器上可得 到相同频率的电讯号。经过电路的移相、选频、预放及功放再去激励换能器, 如果满足振荡器的相位、幅度条件,系统将自激振荡,且振荡频率跟踪在换能 器的共振频率上。 2、电跟踪 所谓“电跟踪”又称为反馈自激式振荡器,大致有以下几种形式: (1)阻抗电桥形式的动态反馈系统 它是利用电桥平衡原理补偿换能器电学臂的无功与有功分量,借助于差动 变量器提取与换能器机械臂振荡电流成正比的反馈电压,使闭环系统在换能器 机械振动共振上自振。本方法对换能器电参数的补偿有可能做到与频率无关, 因而在较宽频段内跟踪良好。 (2)负载分压方式的反馈系统 电路在通电的瞬间产生一个电脉冲,经功放加至换能器两端,于是换能器 受激振动。其振动频率为换能器本身的固有频率,在换能器两端的振荡信号, 经分压后送到可调移相器上,在送到功放。当可调移相器调至相位满足自激条 件时,系统自激于换能器的固有频率上。换能器谐振频率的微小变化,电路均 能及时跟踪使工作始终处于最佳状态。 (3)锁相式频率自动跟踪 它由相位比较器、电压比较器、低通滤波器、压控振荡器、激励放大器、 江南大学专业硕士学位论文 功率放大器、电流取样及电压取样等组成。本系统利用了末级换能器上的电压 和电流之间的相位差,经相位比较后获得相位误差信号,再经低通滤波之后, 再经低通滤波之后,去控制压控振荡器的输出信号的频率,使之保持与振动系 统的机械谐振频率一致。 锁相式频率自动跟踪系统具有如下特点:一,由于锁相环是一个极好的带 通滤波器,因此不会产生系统误跟到非谐振的其它频率之上;二,频率自动跟 踪系统的控制信号与取样的电压、电波波形之好坏关系并不大;三,输出功率 相对较稳定,不会因为负载的变化而发生明显的变化;四,由于控制系统工作 在小信号状态下,所以能长时间连续地工作。 本设计通过检测超声波换能器两端的电压和流过超声波换能器的电流,通过 比较此电压和电流的相位差来判断超声波电源的输出电信号的频率是否谐振在 超声波换能器的工作频率上,并通过调节压控振荡器的调节电压,来调节压控振 荡器输出方波信号的频率,即锁相环式频率自动跟踪电路实现频率跟踪控制的目 的。 2.4功率控制系统方案的确立 目前,国内外功率超声应用技术中,不仅要求超声功率源具有宽的输出功率 范围,而且对输出功率的稳定性、可预置性提出严格要求。本设计的输出功率调 节是通过改变D类功率放大器的驱动脉冲的占空比来实现的。功率检测电路由 电流、电压采样电路,乘法器和滤波电路组成,该电路测得加到换能器上的功率 值,经滤波后得到直流输出电压,把该电压在电平比较电路中与功率预置电平进 行比较,当输出功率超出预置功率时,电平比较电路的输出使激励级脉宽调制电 路输出脉宽减小,因而使功率输出级的输出功率减小。否则输出功率提高从而使 输出功率稳定在预置的功率值上。 2.5本章小结 本章主要介绍了超声系统的工作原理,分析振荡放大型和逆变型两种超声波 发生器的方案及比较,确定了本课题所要研究的超声波发生器的主要方案。同时, 给出了几种常用频率跟踪方案,确定了本课题所采用的频率控制方案。功率控制 方面,通过改变D类功率放大器的驱动脉冲的占空比来实现的能实现系统功率 的连续调节。 14 第三章超声波电源主电路设计 第三章超声波电源主电路设计 换能器将电能转变能超声波,电源和超声波换能器构成超声波发生器。其主 电路主要由振荡器、脉宽调制器、功率放大器、匹配网络和超声波换能器等5部 分组成。 3.1振荡器电路设计 有许多种方法和形式可以构成振荡器电路,本设计采用的是由脉宽调制电路 芯片TL494为核心来构成振荡器。目前,市场上脉宽调制集成电路芯片达到数 十种,TL494属于早期产品,但是,与TL494同功能的集成芯片价格均比TL494 高,TL494功能齐全,价格低廉,而且它性能优越,在设计中的使用方法灵活多 样,死区时间控制严密可靠,因此的应用非常广‘泛,可以很好的完成本设计中 的相关任务。 TL494是典型的固定频率脉宽调制控制集成电路,一片TL494集成了包含 了构成脉调N(PWM)控制电路所需要的全部功能模块,可以作为单端正激双管 式、半桥式、桥式功率放大器的控制系统中。它的设计初衷就是应用在电源电路 上,所以它可以非常活的参与到不同的具体电源电路设计,使用非常方便。 TL494包含了一个可电压调整的锯齿波振荡器、两个误差放大器、一个死区 时间控制比较器(DTC)、一个具有5%精度的+5V基准稳压源、一个输出控制电 路,工作频率为1-300kHz。TL494的功能模块图见图3.1【14】。 其性能参数如下: 输出晶体管可输出200mA电流; 最大输出电压40V; 工作频率1.300kHz; 输出可选推挽输出或单端输出; 内电路防止直通; 死区时间全范围可调: 内置5%精度的基准稳压源; 工作温度.55一+125℃; TL494内部设置了线性锯齿波振荡器,TL494的引脚5(CT)和引脚6(RT)外 部的定时元件电阻R,和电容C。。振荡器产生的锯齿波信号的频率可由下式计算 11 出来:/-=—2L(舷) 。 Rl X Cl‘ 电阻R。和电容C,两个元件与TL494内部的锯齿波振荡器构成的电路即可起 振,并在(CT)上产生锯齿波信号,信号频率可由引脚5(CT)和引脚6(RT)的外部 连接定时元件电阻R。和电容C,来调节。如果需要,TL494内部集成的晶振可以 被绕过不用,此时将RT端置空,在CT端加入一个锯齿波即可。本设计就是采用 江南大学专业硕士学位论文 外部输入锯齿波的方法。 图3—1 TL494功能模块图 Fig.3-1 TL494 function module map TL494的引脚4为死区控制端,由此引脚输入一个电平控制信号到死区时间 控制器的同相输入端,则可以控制TL494内部两个输出晶体管Q1和Q2输出波 形之间的死区时间。由于TL494在设计时就己经保证最低大约4%的死区时间, 因此不必担心死区时间控制比较器的输出出现长时间的直流高电平的危险情况 的发生,但是在电路设计时还是应该在此方面有所考虑。TL494内部的基准稳压 源可以向外部提供精度在5%的电压,供设计人员方便使用。TL494内部基准电 压源输出的+5V电压,经R3和R4分压后,连接死区时间控制比较器的同相输 入端第4引脚,R4为可调电阻,调节R4可以得到不同的死区时间,此时,会在 死区时间控制比较器的输出端产生脉冲信号。 输出脉冲宽度的调节,是通过引脚5(CT)上的正极性锯齿波电压与其他两 个控制信号电压(引脚4以及两个比较器输出端上的电压)进行比较来实现的。 TL494的引脚13为输出控制端口,将它与逻辑低电平连接,可将TL494的输出 状态设置成推挽工作方式。在工作在推挽时,TL494内部的两个功率放大晶体管 Ql和Q2会在不同的时刻,按对称的关系导通,此时,在其集电极输出端引脚8 和引脚11,得到相位相差180。的两路驱动脉冲信号。当TL494的引脚13与逻辑 高电平连接时,可将TL494的输出设置成正常工作方式。在正常工作方式时, TL494内部的两个功率放大晶体管Ql和Q2工作在正常工作状态。 16 第三章超声波电源主电路设计 V …一7’ 么 / / /1 // 4脚电平 。7 / / / t 死区时间控制 比较器输出 PWM比较器 输出 Ql输出 Q2输出 t 厂] 厂] r] r] 。 厂] 厂] 。 广] 厂] 。 图3-2 TL494内部脉冲信号关系 Fig.3·2 TL494 pulse signal of internal relations 图3.2所示的是当TL494的引脚13(输出控制端)连接到高电平时,有关波形 的关系。图中,4脚电平的三角波是电容器CT充放电所产生的,这个三角波电 压信号分成两路,被分别送到死区时间控制比较器和脉宽调制比较器的一个输入 端。上面的虚线代表的是脉宽调制比较器另一个输入端的输入电压,下面的虚线 代表的是死区时间控制比较器的另一个输入端的输入电压。从图3.1可以看出, 激励输出晶体管Ql和Q2的“或非”门只有在D触发器的时钟输入为低电平的时 才会选通。这种情况只有在锯齿波电压大于图3.2虚线所示的两个控制电压的期 间里出现。因此,控制信号幅度的增大,将相应地使两个晶体管输出脉冲宽度线 性减小。当这些电压加到死区时间控制比较器和脉宽调制比较器的输入端后,在 死区时间控制比较器和脉宽调制比较器的输入端就会输出相应的脉冲波形。死区 时间控制比较器和脉宽调制比较器得输出经过一个“与”逻辑门后,产生相应的脉 冲控制信号控制D触发器,则在两个输出晶体管Q1和Q2的发射极,会产生图 中的导通信号。 能够调节输出晶体管Ql和Q2输出波形的控制信号由TL494外部输入,一 路送到死区时间比较器控制端,一路送到PWM比较器输入端。死区时间控制端 的输入电压范围是0到3.3V之间,死区时间控制比较器具有120mV有效输入补 偿电压,它限制最小输出死区时间近似等于锯齿波周期时间的4%。当TL494引 脚13(输出控制端)为零电位时,将使输出晶体管输出方波的最大占空比为96%, 而TL494引脚13(输出控制端)与基准电压连接时,占空比则是给定输出的48%。 当把死区时间控制输入端,设置在一个固定的电压值时,就能在输出晶体管Q1 和Q2的输出端上产生附加的死区电压。脉宽调制比较器为误差放大器调节输出 17 江南大学专业硕士学位论文 脉冲宽度提供了一条有效的途径:当反馈电压从0V变化到3.5V时,则输出脉 冲宽度从被死区时间控制端确定的最大导通时间里下降到零。两个完全独立的输 出晶体管既可以用做共射放大方式也可以用做射极跟随器方式。 通过将输出控制端口13设置成不同的电平状态,可以选择TL494的输出操 作,TL494提供了推挽式和单端式两种输出方式。TL494在设计上就避免了在一 个输出端口上连续出现两次脉冲的可能,可以防止直通现象的发生。TL494的两 只末级功率晶体管的工作电压范围在+7-+40V之间,最大输出电流可达到 250mA。若将引脚13(输出控制)与引脚14(基准源输出)相连,则工作在推挽方式; 若将引脚13与引脚7(地)相连,则工作在单端方式:在单端工作方式时,可将两 功率晶体管并联使用,以增大输出。由于TL494的内部基准稳压源输出为+5V(可 提供10mA输出电流),所以供电电压需高于+7V,该器件才能正常工作,否则器 件处于截止状态。 当电容器CT放电时,一个正脉冲出现在死区时间比较器的输出端,这个正 脉冲对脉冲操纵的双稳态触发器进行计时,并且停止两个输出晶体管Ql和Q2 的工作。如果把TL494的引脚13(输出控制端)连接到基准参考电压端,此时两 个输出晶体管Ql和Q2工作在推挽方式,脉冲操纵式D触发器将把调制脉冲交 替地送往工作在推挽状态地两只输出晶体管Ql和Q2的基极。输出晶体管Ql和 Q2工作频率等于振荡器频率的一半。当把TL494的引脚13(输出控制端)连接到 零电位,两个输出晶体管Ql和Q2的工作状态则为单端方式,并且最大占空比 大于50%时,也可以从输出晶体管Ql和Q2得到输出激励脉冲。 在正常情况下,脉宽调制比较器和死区时间控制比较器的输出电压信号同时 被送入后续的两输入端“与”门电路。与门的输出脉冲信号经过一个D触发器2 分频后,被分别送入两个“或非”门去控制TL494内部集成的两个功率放大晶体管 的基极,来得到想要的晶体管开关状态。 锯齿波振荡器的输出锯齿波信号被送到脉宽调制比较器和死区时间控制比 较器的反相输入端。TL494内设两个误差放大器,误差放大器的输入电压范围为 0.3V.(vet.2)v,可构成电压反馈调节器和电流反馈调节器,分别控制输出电压 的稳定和输出过流护。两个误差放大器l和2的输出在芯片内部就已经被连接到 了脉宽调制比较器的同相端,这样,合理使用两个误差放大器,便在脉宽调制比 较器的输出端得到一串具有一定宽度的矩形脉冲。在通常状态下,两个误差放大 器的输出端处于高电平,它们与脉宽调制比较器的反向输入端共同进行“或”运 算。由于TL494这样的电路结构,只需要较小输出的放大电路既可支配控制回 路【15】。 本设计中压控振荡器的电路图见图3.3。引脚5和引脚6并没有外接定时电 容和定时电阻,其工作所需的锯齿波由外部通过引脚5输入。本机供电电压为 +15V,采用的是推挽式工作方式。电阻R3和电位器R4构成分压电路,使得TL494 18 第三章超声波电源主电路设计 的两只末级功率晶体管的输出脉冲获得一定的死区时间,电阻IⅥ连接在TL494 引脚4与地之间,保证了死区时间控制端的电位不为零。调节电位器R4,可使 压控振荡器输出脉冲方波的占空比发生改变,不但起到保护功率管的目的,还能 够实现超声波电源输出电功率大小的调整。 +15V 叫 O叮 ∞ O叮 Vz 如 图3.3振荡器电路 Fig.3-3 Oscillator Circuit 在超声波电源中,压控振荡器输出的方波的占空比决定了超声波电源输出电 功率的大小,是超声波换能器产生超声波强度的决定因素。误差放大器1和2连 r厂 接成同相放大方式,放大倍数A=1+导,将控制输入信号分别连接到误差放大 u I 器1和2的同相输入端,因此,控制输入信号的任何增大都将导致脉宽调制比较 器输出脉冲信号的脉冲宽度的减小,由此可以形成自动控制。如果被控制对象的 输出电压有任何的增加或减少,该电压被反馈送到TL494的误差放大器l或2 的同相输入端后,必然会使被控对象的输出电压有所回落。TL494正是通过这样 的控制方式来实现对输出的自动调节的,以达到控制后续部件上经受的电压或流 过的电流的大小。本设计的功率检测电路,就是将检测输出后的功率控制电压加 到TL494的引脚1(误差放大器l同相输入端),以实现方波脉冲占空比的调整。 3.2低压驱动电路 压控振荡器的输出为小功率方波信号,不能直接驱动换能器,必须经过功率 19 江南大学专业硕士学位论文 放大电路。实现功率放大方法有两种途径:一种方法是采用低压大电流电路;另 一种方法是采用高电压小电流电路。因为低压大电流电路中所需要的元器件价格 远高于高压小电流电路中的元器件,而且电路比较复杂,所以为了降低成本,提 高整机性价比,便于设计和维修,本设计采用高压小电流功率放大电路。图3.4 是功率放大电路前级低压驱动电路的电路原理图。该电路由两个三极管和一个耦 合变压器构成。 Vcel ●● 厂 卜TIlOUT L [ T 2OUT ● Tl 图3-4功率放大电路前级低压驱动电路 Fig.3-4 low-level driver circuit before the power amplifier circuit 在图3-4中,Ql和Q3为NPN型三极管,选用的型号TIP41C,其特性参数 如下: PcM22W; IcM=+6ADC; VcEo 2100VDC; fT23MHz; Q2和Q4为PNP型三极管,选用的型号与所选NPN型三极管相对应,为 TIP42C,其特性如下: ‰22w; IcM。一6ADC; ‰2100VDC 第三章超声波电源主电路设计 fT23MHz; 以上三极管的参数完全可以满足本电路的设计需要。 V ] Q10LIT 厂] 。 Q20UT 厂] 厂] ] U 厂] U , ] U 厂] U 一 厂] U 厂], 图3-5低压驱动电路波形 Fig.3—5 Low-voltage drive circuit waveform 以TIA94为核心的振荡器输出的脉冲波形见图3.5,当振荡器的两个输出端 QIOUT和Q20UT的输出高脉冲有时间上的重叠时,那么,在图3-6所示的功 率放大电路中会形成箭头指示的导通回路。可以看出,电流不经过任何元器件, 从而形成短路,就是直通现象。直通现象的出现将导致两个功率管的内部功耗增 加,严重时可使得功率管烧毁,对D类功率放大器的危害显而易见,所以是绝 对不允许出现的情况。 为了避免这种情况的发生,必须使得两只功率管的导通在时间上错开一段, 使它们在交替工作时,有一段同时截止的时间。在电路设计上,在TL494的引 脚4(死区时间控制端)上加上了一个固定大小的电压,以使得TL494的两路输 出脉冲之间有一定大小的死区时间。加在TL494引脚4上的电压由电阻分压得 到,其中使用了一个电位器,调节电位器,可以改变死区时间的长短Il 6|。 低压驱动电路所用的电源Vccl为直流+30V。当QIOUT端为高电平的时候, Q20UT端必然为低电平,此时,Vccl中的电流会经过Q1、C1、变压器T1的原 边、R5和Q4流入GNDl,从而形成闭合回路。变压器Tl原边产生正向电流, 会在上副边产生正向电压,下副边产生负向电压。当Q20UT端为高电平的时候, 2l 江南大学专业硕士学位论文 Q10UT端必然为低电平,此时,Vccl中的电流会经过Q3、RS、变压器Tl的原 边、C1、和Q2流入GNDl,从而形成闭合回路。变压器T1原边产生负向电流, 会在上副边产生负向电压,下副边产生正向电压。以上为低压驱动电路的工作原 理。 Cl A 图3-6直通回路 Fig.3-6 through loop 低压驱动电路的工作电压为低压+30V,而所要驱动的后续功率放大电路的 工作电压是220VAC电源直接经过整流滤波后的300VDC,因此,需要在低压驱 动电路和功率放大电路之间加入隔离电路。若没有隔离电路,而是将Q1。Q4的输 出直接加于功率放大电路,会导致Ql-Q4的击穿烧毁。因而,在电路设计中,在 三极管Q1.Q4后面加入一个低压耦合驱动变压器Tl,完成高低压隔离的任务。 该变压器采用的是双极性开关变压器。双极性开关变压器是方波激励的高频 变压器,它的磁性材料工作于整个磁滞回线,变压器效率较单极性开关变压器相 比高出一倍以上。 此变压器绕组的计算公式为: Ⅳl:j叠等×104 1 (、3.1)7 2B.·f·4 式中,Ⅳl:初级绕组匝数; 啡。:初级电压幅值Ⅳ); a:工作比; 4:有效截面积(em2); 厂:作频率(1(Hz): 吃:工作磁感应强度(D。 第三章超声波电源主电路设计 舯,口=芋 (3-2) 式中,乙衄:开关管最大导通时间(归)。 乙吣出现在输入电压为最小值的情况下。输入电压值下降到最小值,为了 保持输出电压不下降,开关管的导通时间就需要变化到最大值。由公式3.1和公 式3.2即可求得变压器初级匝数。 双极性开关变压器要求磁性材料具有较高的动态磁导率和较低的高频损耗。 磁材的性能是决定开关变压器性能的重要因素,要求磁芯材料在工作频率下功耗 尽可能小,此外,还要求磁芯材料饱和磁感应强度高,温度稳定性好,高频变压 器应使用软磁材的磁芯。本开关变压器工作在28kHz左右,变压器磁芯选用铁 氧体磁芯。铁氧体为软材料,适用于开关变压器,具有适中的饱和磁感应强度, 有较高的体积电阻,高频下有较低的涡流损耗和磁滞损耗。铁氧体材料最大缺点 是磁性能受温度影响很大,常规氧体材料的比损耗随温度变化呈正的温度特性, 会使变压器的温升和损耗呈恶性循环,所以在本变压器中使用的磁性材料具有负 的温度特性。 此变压器的输入电压幅值为U。。兰%min=30V,当忽略输入线路压降和晶体 管导通压降时,U口。可以看作是‰曲。由于前级低压驱动电路中四个三极管 QI~Q4的集电极电压是+30v,而使用的功率VMOS管栅极驱动电压也同择需要 30V,所以驱动变压器的副边绕组不降压,可得变压器次级绕组的电压幅值 Up2=30V和U口3=30V。本超声波电源工作频率在28kHz左右,晶体管Ql到Q4 的最大导通时间为17.,us,所以工作比口=二旦芋=.兰=0.6。因为本变压器后级 J 三b 所要驱动的功率VMOS管的栅极并不需要大电流,所以只要此变压器的输出电 压的大小能够使得功率VMOS管栅极有效且快速的导通即可,为了获得高的导 通速度,选定次级绕组峰值电流I。:=1A和Io,=1A。次级电流有效值 厶:厶:堑寺丝厶::o.74彳。初级绕组峰值电流‘。:旦等量+里寺生:2彳。初 ‘ u pl upl 级绕组电流有效值厶=√2口.I州=2.2A。 变压器输出功率 度的时候,铜耗因子Z=1.96x望筹=2.35,其中乙为环境温度(℃), 最=√2口·%:·厶+√2口·up3·厶=48.6W。当所有绕组导线直径均小于两倍穿透深 选20℃, △f为变压器温升(℃),选50"C。变压器计算功率为 P=£·(二+√2)=118W,由此,所选用磁芯磁感应强度应该为B=0.24T,磁芯 结构常数为】,=(r巍)0.江71南4大 =0学.专0业08硕5c士∥学。位论文 本变压器磁芯选用E128规格(宽28mm,高20.5mm,厚11.0mm),此规格的 标准铁氧体磁芯的等效截面积4=0.86cm2,磁路长度乞=4.91cm,圪=4.24cm3, 比同型号的E型、EC型、ETD型磁芯的4、乞、K要高。它的艺=1 102cm5, 散热表面积S=26.9cm2,平均匝长厶=4.8cm。 根据式3.1,可计算出变压器初级绕组的匝数 Ⅳ1:坠!:竺×10·: 坐Q:鱼 ×10·:15.57匝, 1 2B.·f·4 2x0.24x28000x0.86 取整数,初级绕组匝数取16匝; 次级绕组匝数N2=孚Ⅳl=16匝; UPl M=望Ⅳ1=16匝; 。 U川 当导线中通过交流电时,因导线的内部和边缘部分所交链的磁通量不同,导 致导线表面上的电流产生不均匀分布,相当于导线有效面积减少,这种现象称为 趋肤效应。工作频率越高,趋肤效应越大,因此,在设计绕组时,电流密度和线 径的选择必须考虑趋肤效应引起导线有效截面积的减少。变压器绕组导线的横截 面积由各个绕组的电流,即由允许温升所确定的电流密度决定 表3-1频率与穿透深度对照表 f(kHz) A(mm) 10 O.66 15 0.54 20 0.47 25 0.42 30 0.38 35 0.35 40 O.33 45 O.31 50 O.30 S=÷ ) (3·3) 式中,,为电流密度,可选2—34mm2,I为电流。 导线通有高频交变电流时,有效截面积的减少可以用穿透深度来表示。当导 线为圆导线时,穿透深度的计算公式为 △ △=—1= :掣(3-4) 心3 式中,厂:电流频率(Hz)。 圆导线中,通入频率从10kHz到50kHz交变电流时,穿透深入见表3.1。在 选择绕组线时,应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则。当导线要求的线径大 于由穿透深度决定的最大有效直径时,应采用小直径导线多股并绕。 24 第三章超声波电源主电路设计 T1原边正相电压 Tl原边负相电压 Tl副边电压 r L— 厂\ f ,. f J r 一 - 、 {\√一 。I. ) · 厂 f\厂~ 图3-7低压驱动变压器波形图 Fig.3-7 Low·voltage transformer drive waveform 因为电路中的电流比较小,查表3.1可知,当f=28kHz时,A=0.4mm。由 于趋肤效应,圆铜导线直径应小于2△,即应小于2x0.4=O.8mm,所以实际选用 的圆铜导线直径是o.75mm,当电流密度为.,=2A/(:时,导线载流量,可根据 ,|.nln (式3.3)计算出来I=S.,=833mA,可以满足电路要求。 绕制变压器时,首先绕制原边绕组,选用直径为0.46mm的漆包线,在磁芯 上并绕两层,包三层绝缘胶带隔离。然后依次绕制副边绕组,同样采取双股并绕, 绕制两层,共16匝,绕完第一个副边绕组后,用三层绝缘胶带隔离。最后在外 层an-层绝缘胶带包裹。用0.46turn高强度漆包线引出接线头卷绕在骨架上,用 烙铁直接焊牢。 当原边电压为理想矩形波时,理想的隔离变压器的波形应该是矩形波,但是 在现实应用中,不可能制作出理想状态的隔离变压器,以上绕制的隔离变压器的 江南大学专业硕士学位论文 实际测量出的波形见图3.7,图中只给出一个副边的电压波形。 二极管D1~D4作为保护元件加在三极管QI--Q4两端。 3.3功率放大器的设计 振荡器直接输出的信号功率不足,不能达到理想的清洗效果,必须进行功率 放大。低压驱动电路输出的信号不能直接驱动超声波换能器,这就要求超声波电 源有一个能输出一定信号功率的输出级。这类主要用于向负载提供功率的放大电 路称为功率放大电路。功率放大电路的任务是在信号不失真或轻失真的条件下提 高输出功率。功率放大电路是一种能量转换电路,工作在大信号状态下,设计中 需要注意解决的问题主要是: 要求获得一定的输出功率; 要有较高的效率; 非线性失真小: 解决功率管的散热问题。 VDC D9 Ql/厂J一心 / \:一t R1 20 ∞”R2 、 7 SSHl5N 100 ,V 1K lD2 30VI l、J DlO R2 20 Q2/一> , r.: 、 u‘ 【 ||·7 、 5】 qloo 一 R4SSHl 々 l7D4I 30V -/ /2 ∑D5 [kR5々 _/ 、196 —— Cl C3—— lu lu 、,^。k九 _, /Z l !n [ ]R6 4Ⅸ々 如7…’’’l _/ 47K 1r2。l 毛2 C2 lu GND2 图3.8功率放大电路 Fig.3-8 power amplifier circuit 功率放大器可分为甲类、乙类、甲乙类和丙类等多种电路形式,也分别被称 做A类、B类、C类和D类。传统的A类、B类、C类功率放大电路是把有源 器件,比如晶体管等,作为电流源而工作。在这些放大电路中,晶体管工作在伏 安特性曲线的有源区。集电极电流受基极激励信号控制作用相应变化,而集电极 电压是正弦波信号的一部分。因此,在晶体管的集电极上,在正弦信号一个周期 内,同时存在着非常大的电流和电压。功率等于电流和电压的乘积,功率晶体管 第三章超声波电源主电路设计 电流值和电压值过大,必然导致其功率消耗的过大,致使整个放大电路的效率过 低,这就是传统放大电路能量转换效率不能做的的主要原因。开关模式的功率放 大电路在提高放大器效率方面做了质的改革,它把有源器件作为只工作在导通和 关断两种状态的开关来使用,有源器件工作在其伏安特性曲线的饱和区和截止 区。D类功率放大器工作时,当有源器件受激励而导通时,其工作在饱和区,断 开时,其工作在截止区。当功率晶体管工作在饱和区时,由于它的饱和压降很低, 也就是说功率晶体管集电极、发射集两端电压很低,虽然这时流过功率晶体管集 电极的电流很大,但是由于电压几乎为零,所以作为电压与电流乘积的功率会很 小。而当功率晶体管工作在截止区时,它的集电极电流会很小,虽然这时功率晶 体管集电极、发射极两端电压很高,但是由于集电极电流几乎为零,所以作为电 压于电流乘积的功率同样会很小。由此可见,D类功率放大电路中有源器件集电 极功耗降低到了最低限度,大大提高了功率放大电路的能量转换效率。在理想的 晶体管条件下(饱和压降为零,集射极之间导通电阻为零,断开电阻无穷大,开 关转换时间为零),工作在开关模式的D类功率放大器,理论能量转换效率为 100%,在实际应用中,一般效率可达到90%以上。而通常的A类放大器效率只 有50%,B类放大器效率只有78.5%,从中可以看出,工作在开关模式的D类功 率放大电路在超声波发生器中的实际应用意义117J。 D类功率放大电路也分为多种电路形式,包括单端正激励式、单端反激式、 推挽式、半桥式和全桥式等多种形式。电路形式的不同,决定了其特性和应用范 围。本超声波电源功率放大电路的电路如图3.8所示,该电路是一个半桥功率放 大电路。从图3.8可以看出,半桥功率放大器的特点是,它由两个数值相等,容 量较大的高压电容器组成一个分压电路。当桥臂上、下两个功率VMOS管都关 断截止时,由于两容量相同的电容器Cl与C2的分压作用,使得两电容器Cl、 C2中点的电压值等于电网输入直流电压VDC的一半,OO+150V。半桥功率放大 器电路中使用了两个功率VMOS管,与其他功率有源器件相比,VMOS管的漏 区面积大,有利于散去器件内部耗散的功率,沟道长度短,故允许流过的电流I。 很大,并且有比较高的耐击穿电压。由于功率VMOS器件工艺结构上的特点, 与双极型晶体管相比,VMOS器件有许多优点: 是电压控制电流器件,输入电阻极高,因此所需的驱动电流很小,功率增益 高; 它的温度稳定性高。因为漏源电阻温度系数为正,当器件温度上升时,电流 受到限制,所以VMOS不可能出现热击穿现象,因而也不会出现二次击穿,这 是它的一大优点; VMOS的开关速度快,工作频率高,可应用于高频电路; 耐压能力比双极型晶体管大大增加,安全工作区域大; 导通电阻小。 江南大学专业硕士学位论文 VMOS功率场效应管因为具有线性度高、频率响应好、开关速度快等优点, 决定了它是理想的开关元件,所以本机的功率放大电路选用功率VMOS管 SSHl5N100。SSHl5N100是一种常见的功率VMOS管,具有很好的开启特性, 上升沿陡峭。但是,和其他一些功率管一样,其关断的时候在拉电流比较小的情 况下会有下降沿拖尾的现象,如图3-9。从图3-9可以看出,如果关断时间过长, 例如在Ql还未完全关断的时Q2己经开启,则会在图中tl也时间段内产生Ql 和Q2同时导通的现象,即发生共导通现象,又称电路直通现象,是一个严重威 胁主功率高压开关管安全的大问题,必须严加防范其发生【18。201。 VQl VQ2 图3-9下降沿拖尾示意图 Fig.3—9 Schematic diagram of falling edge tailing 直通现象的主要原因,一是开关管的驱动脉冲电压宽度过大,二是高压开关 管的存储时间过长引起,严重影响功率放大电路的工作。调节TL494死区时间 控制端的电位可以改变振荡器输出脉冲波形的占空比,可以使得图3-9中的tl向 后移动,当占空比足够小的时候,既tl>t2时,就不会出现两只功率放大管Q1 和02同时导通的情况。但是占空比的调节是有一个限度的,不能太小,因而必 须从其他途径来解决这个问题。减小VMOS管的关断时间,使得t2向前移动, 达到t2<fl,是一个理想的解决办法。而提高VMOS管的关断时的拉电流,是减 小VMOS管关断时间的决定因素。在功率放大电路设计中,为了提高VMOS管 关断时的拉电流,做了两项工作:第一,在VMOS管栅极的限流电阻上各反向 并联了一个二极管D9和D10。因为二极管的正向导通电阻非常小,所以可以减 小VMOS管关断时候的限流电阻,提高拉电流;第二,在低压驱动电路中,设 计了图3-4中的耦合变压器Tl。因为同名端的设置,所以该变压器输出带有负脉 冲的信号(图3.7),即在关断时,正在关断的SSHl5N100的栅极不是零电位而是 负电位,从而大大增加了拉电流的能力,使得VMOS管能够迅速关断。 为了便于分析图3.8中的半桥功率放大电路,现把电路简化为图3.10。当上 面的功率VMOS管Ql的栅极驱动脉冲变为高电平时,因为低压振荡器的作用, Q2的栅极驱动脉冲必然为低电平,则Ql饱和导通,Q2截止。此时,电源高压 +300V会通过Q1加在Q2的漏极上,然后经过C3、变压器T1的原边绕组、CZ 第三章超声波电源主电路设计 到地,形成C2充电回路。C1上的电荷通过Q1、C3、变压器Tl的原边绕组泄放 掉。这样,使得两电容器Cl和C2中点电位V▲在前半周期结束时升高了△vE。。 当Ql由导通变为截止时,由于死区控制的作用,Q2不能马上导通,此时 两功率管中点电位vB恢复为输入直流电源电压值。 Cl A 图3-10直通回路 Fig.3-10 through loop 当桥下臂的功率VMOS管Q2的栅极驱动脉冲变为高电平时,Ql的栅极驱 动脉冲必然为低电平,则Q2饱和导通,Ql截止。此时,高压+300V会通过Cl、 变压器Tl的原边绕组、C3和Q2到地,形成Cl充电回路。C2上的电荷通过变 压器Tl的原边绕组、C3、Q2泄放掉。此时两电容器C1和C2中点电位v^在后 半周期结束时,下降了△Ⅵ,。 如果电路参数对称,则△Ⅵ。=△VF:,两电容C1和C2中点电位VA在开关过 程中将以半电源电压VDC/2为中心,按±△Ⅵ幅度做指数规律的升、降变化。详 见图3.11中电压VA波形。 通过图3.11,可以看出半桥功率变换器的工作原理。图中Ql驱动脉冲和Q2 驱动脉冲是两路驱动脉冲电压波形,他们的相位相差180’,且有死区时间。在驱 动脉冲的轮流工作下,半桥功率放大电路中的两个功率VMOS管交替导通和截 止,从而在变压器的原边产生高压开关脉冲,从而在变压器副边感应出交变的方 波脉冲。 当电路中的功率VMOS管由导通变为截止时,变压器漏感引起的关断电压 尖峰,将被并联在功率VMOS管漏源极间的二极管籍位,使功率VMOS管上的 最高电压不超过电源电压VDC(+300V)。vMOS管选用两个SSHl5N100,反向耐 压达到1000伏,可承受15A电流,完全可以满足本设计需要。并且在VMOS 管的栅极和源极之间并联稳压二极管,以防范栅极浪涌电压损坏功率VMOS管。 栅极籍位二极管电路使用稳压二极管和IN4148对接后并联在功率VMOS管栅极 29 江南大学专业硕士学位论文 和源极之间,并保留了栅极限流电阻和栅一源并联电阻。 Ql驱动脉冲 Q2驱动脉冲 纠 VB L 厂 I —/ ‘f 厂 ---- \\./。 , , 巧 —1 厂 、-_......,一r u’ Q·…迓l门!!一 Q2导通电疆! 门 图3-11功放电路各点电压电流波形 Fig.3-1 1 points amplifier circuit voltage and current waveforms 在高频变压器上施加的电压幅度,只有输入电源电压的一半,却得到与全桥 功率放大电路相同的输出功率。在同等功率输出时,半桥功率开关管的工作电流 需比全桥功率开关管增加一倍。但是,半桥电源的一个突出优点,是它具有抗不 平衡能力,从而得到广泛的应用。 功率放大器的供电电路的电路原理图见图3.12。为了防止高频电压回馈给电 网,使得交流电网受到污染,在电路中加入一个扼流圈。 30 第三章超声波电源主电路设计 电网 图3-12放大电路直流供电电路 Fig.3-1 2 DC power amplifier circuit 3.4超声波换能器阻抗匹配 在超声波清洗等大功率超声应用场合,会遇到超声波换能器与发生器之间的 阻抗匹配问题。匹配在很大程度上决定了超声设备能否高效且安全工作,因而是 一个非常重要的技术环节。匹配电路与超声波换能器系统一起构成能量传输系 统,为了使能量有效的传输,减小各个部分之间多次反射造成的能量损耗,提高 能量的利用率,同时也是为了保证超声波发生器与超声波换能器振动系统的高效 率、安全的工作,匹配电路是必不可少的。超声波发生器与超声波换能器之间的 不匹配将会导致超声波发生器与超声波换能器性能的降低,严重的甚至造成损 坏。 超声波电源与超声波换能器的匹配主要包括两个方面:调谐和阻抗变换。通 过匹配使超声波电源输出效率高,这是由于超声波换能器有静电抗的原因,压电 换能器有静电容C0,造成其在一定工作频率下,换能器上的电压V与电流I间 存在着一个相位角缈,其输出功率Po=VIcos(o。由于相位角缈的存在,从而使 超声波换能器得不到期望的最大输出声功率,使超声波电源输出效率降低。只有 当相位角沪为零时,输出才能达到最大值。因此需要在超声波电源的输出端并联 或串联一个相反的抗,使超声波电源的负载为纯阻性,这种匹配叫做调谐作用。 匹配调谐电路目的是用来改善电发生器与超声波换能器之间的耦合过程,以便使 电发生器输出的功率高效率地传输给换能器(理想情况下电发生器的输出功率等 于超声波换能器的输入电功率)。调谐匹配即使负载处于谐振状态,换能器是一 个二端器件,它自身并不能识别外来信号是否经过匹配而来,只要外加信号的幅 度和频率一定,换能器就可以工作,也就是说,调谐对换能器并无影响。但是, 江南大学专业硕士学位论文 负载失谐会对超声波发生器产生不利影响,严重时甚至会损坏机器。因此,调谐 实际上是超声波发生器对匹配的要求,是从安全和效率角度出发所必须做到的。 对于压电换能器而言,调谐匹配即是在换能器回路中串上或并联一个电感LO。 另一种匹配是通过匹配使得超声波电源向超声波换能器输出额定的电功率, 这是由于超声波电源需要一个最佳的负载才能输出额定功率所致,把换能器的阻 抗变换成最佳负载,也即阻抗变换作用。阻抗匹配是通过电发生器中的变压器来 实现的。在超声波换能器两端并联一个电容,也可以减小其等效电阻。另外,D 类放大电路的输出为方波功率信号,含有大量的谐波成分,设计合理的匹配网络 可以有效的消除这些谐波成分,这有利于减轻功放管的负担,提高设备效率,因 此匹配网络还有滤波的功能。匹配的好坏直接影响着功率超声源的产生和效率。 在进行匹配时,仍然需要把效率作为一项重要指标来考虑,否则将会有相当一部 分功率损失在匹配元件上,引起发热,使整机工作在不利的环境下。为了减少匹 配电路本身的功率损耗,匹配网络一般采用储能的电抗元件,如电感或电容等, 由于超声波换能器是一个共振系统,因此匹配电路必然会对其共振系统造成一定 的影响,因而也会影响到超声波换能器的振动特性。 在调谐匹配的时候,通常采用的匹配方法有串联和并联两种,对于现在己经 普遍流行的开关型超声电源来说,串联匹配能有效的滤除其输出方波信号中的谐 波成分,因而更具实用价值。串联匹配的原理可用图3.13来说明。图3.13a为压 电陶瓷换能器的等效电路,R0、C0、R1、Cl和L1分别是压电陶瓷换能器的介电 损耗电阻、静态电容、动态电阻、动态电容和动态电感。静态电阻阻抗 Zo 2可靠51动态电阻阻抗Zl=尺,+/【缈,, 厶一亳1J、。L1和Cl组成了压电陶 瓷换能器的串联支路。换能器的串联支路的谐振频率为:.。f=——l_一。当 2万√厶CI 激励信号的频率等于串联支路的谐振频率.f时,串联支路谐振,等效电路就成为 图3.13b所示。因为R0远远大于砌,所以在图3.13b中,省略掉了与砒并联的 R0,这在压电换能器分析中是允许的。再对压电换能器进行串并联电路之间的 等效变换,即可得到图3-13c中的C'o和尺:组成的串联部分,图中R:_丁_=‰, C'o=Co+击,式中,co,=2万z为串联谐振角频率或机械谐振角频l十‘率%乙。o』LoI为 “‘L01、 匹配网络中的匹配电感。如果取匹配电感L=去,则由压电换能器和匹配电 鲜匕 感L组成的系统在,上谐振,对外呈现一纯阻性,此时的等效电路为图3.13d。 这时,超声波电源与换能器之间只有功率的定向传递,而无能量的往复交换,调 32 第三章超声波电源主电路设计 节超声波电源输出的激励信号的电压,即可使超声波换能器上的功率达到额定值 【21,22】 O < Ll < []R0一 二C0._ 二C0[ Rl Rl Cl [ R1 d 图3.13串联匹配示意图 Fig.3·13 Schematic diagram oftandem match 从这种匹配方法的原理,可以看出它的特点是:超声波换能器工作于一个特 定的频率l,=,匹配电感L也工作于.疋,匹配电感的取值大小由公式计算得到, 是一个特定的电感量,而计算只涉及到换能器自身的参数。由于这种匹配是在换 能器静止条件下进行的,所以称为静态匹配。换能器参数CO、C1、L1和刚的值 可以通过测量并绘制超声波换能器的导纳圆图来获得。这种确定匹配电感的方法 是最常用的方法。通过测量本设计中所用到的超声波换能器,绘制出导纳圆图, 见图3-14。厶、Cl、R1串联支路的动态导纳的终端轨迹是半径为寺1 的圆,即 "-/(1 1 1 为动态导纳圆,其圆心在(寺,o)点。图中(÷,o)点的频率即是co,。可以通过 z瓜I 啊 导纳圆图确定匹配电感LO的电感量为51mH。从滤波的角度讲,L0小则系统的 品质因数低,换能器的波形有明显失真,这也会给系统造成效率下降,并给控制 和频率的跟踪造成困难,因此,在保证一定效率的前提下,以使用较大的L0为 好。匹配后的换能器等效电阻砖=80Q。 静态匹配作为一种计算匹配电感L大小的模型是简单明了的,但是,在实际 使用时,却存在一些问题: 1、为了确定匹配电感L的值,必须先测量换能器的参数CO、C1、LI和黜 的值。这一方面使得设计工作量加大,另一方面,小信号下测量出来的换能器的 参数的数值并不能完全代表大功率下换能器参数的实际值,在测量和计算之后, 并不能使匹配达到最佳状态,仍然需要调试,换能器很难工作在原先设计的频率 上,因此,计算的意义也被削弱。 2、在激励电压一定的条件下,未加匹配电感的超声波换能器可以在.疋频率 江南大学专业硕士学位论文 点获得最大功率,但是对于串联匹配后的超声波换能器,其最大功率点并不在关 处,因此,选取Z作为换能器工作频率的理由并不充分。 I 50 JL /’一。 ~、\ /7 ,/ ÷ j \、 、\ I jD j 50 j 100 \、 \\~ 一// Il 。 O(ms) 图3-14换能器导纳图 Fig.3—1 4 Transducer admittance map 3、当换能器的频率发生漂移时,只有同时改变超声波电源输出的电信号频 率和匹配电感L的电感值,才能使换能器的串联支路和匹配回路都重新谐振于新 的串联谐振频率上。而通常的频率跟踪,无论是手动还是自动,都只能调节激励 信号的频率,并不改变匹配电感。这样,整个系统虽然恢复谐振,但是串联支路 却并不谐振,图3.13的等效变换过程不再成立。因此,这种理论不支持频率跟 踪,静态变换的原理只在一点有效,这显然不够实用。 ^ / ∞ /厂 图3-15基频电抗曲线 图3—16匹配电路 Fig.3·1 5 frequency electric resistance curve Fig.3—1 6 Matching Circuit 为了获得最佳效率,在本设计中,除了使用静态频率来确定超声波换能器的 中心工作频率外,还在大功率条件下,动态的模拟了超声波换能器实际的工作状 态。采用另外一种方法来研究匹配电感的电感量与换能器工作频率的关系。一般 情况下,压电陶瓷换能器的基频电抗曲线如图3.15所示。匹配电路有很多形式, 本机采用的是串联电感的方式,如图3.16所示,图中的T2I和T22端分别连接 第三章超声波电源主电路设计 图3.8中输出变压器的副边绕组的两端。换能器电端加上匹配电路后,其振动特 性曲线将发生变化,如果不是孤立的看待超声波换能器,而是把它和匹配电感看 作~个整体来分析,那么,会得到如图3.17所示的耦合振荡回路和如图3.18所 示的振动曲线。 ^ 上 Cl 孑 Rl |∞: , | 卜 ∞P { 图3.17匹配后的耦合回路 图3.18匹配后的电抗曲线 Fig.3—17 the coupling loop after matching Fig.3—18 electric resistance curve after matching 这个耦合振荡回路的初级由匹配电感LO、初级回路损耗电阻RO和换能器静 态电容C0组成,次级由CO和换能器动态电感Ll、动态电容C1以及动态电阻 RI组成。可见,初级回路的自然频率为COo=1/√弓i。在大功率条件下,用不同 的匹配电感值来测量超声波换能器耦合频率的原理图见图3.19。图中,匹配电感 LO的电感量可以调节,电阻R为流过超声波换能器电流的取样电阻。 图3.19换能器动态匹配测试实验图 Fig.3-19 Dynamic matching transducer testing laboratories Figure 江南大学专业硕士学位论文 国 .。竺}/ ……一 半聿一r护P厂。 纰 图3-20耦合频率实验曲线 Fig.3-20 Experimental curve of the frequency coupling 测量时,要保持功率放大器的输出电压不变,以一定步长调节信号发生器输 出的方波信号频率,每调节到一个频率,就用示波器查看超声波换能器与匹配电 感组成的匹配电路两端的电压波形以及流过换能器电流波形,通过示波器,可以 知道这两个波形是否有相位差。当相位差为零时,系统处于谐振状态。在测量时, 首先调节匹配电感LO,设定好一个电感值,此电感值对应着一个初级回路的自 然频率‰。然后调节信号发生器,使得频率由d,N大变化。观察双踪示波器, 当电压波形和电流波形相位差为零时,匹配回路谐振。找到此电感值下匹配回路 的所有谐振频率,这些频率即该‰下的耦合频率。记录下此‰下的所有耦合频 率后,调节匹配电感LO的电感量,此电感值对应着初级回路的另一个自然频率, 同样在这个自然频率下,也会有数个谐振频率。用以上方法重复测量,得到一系 列自然频率下的多个谐振频率。在测量的同时,要注意匹配电感L0和换能器的 发热。以自然频率‰为横坐标,以耦合频率为纵坐标,描出所有耦合频率的点, 连接后如图3.20所示。图中有三条曲线码col、鸱和纰组成,由图可知,对应于 任何自然频率‰,都存在三个耦合频率,这就是说,耦合电感的取值并不是唯 一的。不管LO取何值,都可以使耦合回路谐振。换能器的静态谐振频率皱,也 是曲线上的一个点,所以不一定非要将超声波换能器的工作频率选定在它的静态 谐振频率缈。上。选定换能器工作频率的重要依据应该是系统的工作效率。系统 在谐振时呈现纯阻性,当系统谐振点靠近coI时,系统的工作效率较高;当系统 谐振点远离col时,系统的工作效率降低,电感和换能器发热较高且振动效果不 好。无论匹配回路是工作在co,、c02,还是工作在蛾上,只要有足够的激励电压, 换能器就能达到需要的振动强度,这说明换能器不是只能工作在一个特定的频 率上,而是可以工作在一定的频率范围内。但是,在劬附近,只需较小的驱动 功率,就能使得换能器达到需要的振动强度,说明在col附近,换能器的效率较 高;距col远,需要的驱动功率大,换能器发热高,说明换能器效率差。在蛾附 近换能器的工作效率最高,需要的激励电压也高,同时电流波形也差。可以确定, 对于换能器而言,靠近皱附近的频率点,都是较好的工作频率点。动态匹配跟 36 第三章超声波电源主电路设计 频率跟踪是相容的,因为从定义上讲,动态匹配与静态工作频率f无关。当在工 作中,换能器的频率漂移使系统失谐时,只需调节振荡器的输出频率,使系统重 新谐振,即可回到匹配状态。本机中,超声波换能器的静态工作频率为28436Hz, 通过动态匹配测量,可以工作在28k_9k的区间,在兼顾效率和电流波形的前 提下,L0实际使用的是16mH。匹配电感的匝数计算可通过以下公式 斤一 Ⅳ=.f旦=71匝,式中,N为电感线圈匝数;厶为电感量(H);彳,为电感系数, 、『AL 。 。 因为匹配电感磁芯采用的是铁氧体E128型号的磁芯,可知其电感系数为 3800×10-9(H)。绕制电感线圈采用直径为O.75mm的圆铜导线。 3.5输出变压器设计 当电源电压给定条件下,为了使功率放大电路输出的额定功率达到最大,主 要取决于负载阻抗。为了使功率放大电路能够达到最佳效率,需要功率放大电路 的负载与功率放大电路的输出阻抗相匹配。作为阻抗变换的超声波换能器匹配是 通过输出变压器实现的。为了使发生器输出最佳,应使匹配后的换能器与电功率 发生器末级功放管的输出阻抗相匹配。基于此,在电路设计中,加入了阻抗匹配 变压器,见图3.8中的T2,此变压器还有升压作用。该变压器的另一个作用是 隔离,在负载发生故障的情况下,对超声波发生器起保护作用。 输出开关变压器是超声波发生器阻抗匹配、传输功率的重要部件,它的设计 与绕制工艺对超声波发生器工作安全是十分重要的。它在高压、大电流和高频率 下工作,不仅会以漏感、励磁电流等方式影响电路的工作,其漏感还是形成电压 尖峰的主要原因,由于它的前级是比较脆弱的功率管,所以它的好坏直接影响到 功率管的安全工作,如果绕制的输出开关变压器不合格,其严重的电压尖峰可对 功率管造成损坏。为此在设计输出变压器时,应选取具有高磁通密度,高磁导率, 高电阻率的高饱和材料作为变压器磁芯较为合适四】。 输出开关变压器有磁能转换、电压变换和绝缘隔离的作用。输出开关变压器 的性能好坏,不仅影响变压器本身的发热和效率等,还会影响到整个超声波清洗 机的性能和可靠性。所以在设计制作时,对磁芯材料的选择,磁芯与线圈的结构, 绕制工艺等方面都要有周密的考虑和反复试验。输出开关变压器工作于高频状 态,分布参数的影响不能忽略,这些分布参数由漏感、分布电容和电流在导体中 流动的趋肤效应。半桥功率放大电路的输出开关变压器磁芯利用了BH第l、3 两个象限,根据超声波清洗机的设计要求提出漏感和分布电容,并在变压器的线 圈结构设计中实现,而趋肤效应的影响则作为绕组导线选择的条件之一【24瑚J。 输出开关变压器一般在防止高频变压器的瞬态饱和时,在设计时要注意以下 几点: 1、工作磁通密度B的选取 37 江南大学专业硕士学位论文 铁磁材料的磁感应增量AB愈大,所需线圈匝数也愈少,绕组直流电阻R也 愈小,从而线圈的铜损巴也愈小。AB取的高时,传输的脉冲前沿就愈陡峭。 因此,在设D类功率放大电路的输出变压器时,选取高磁通密度的材料做铁芯, 对降低输出变压器的损耗、减小体积和重量都时有利的。为了避免在稳态或过度 过程中发生饱和,一般选择工作磁通密度B≤B。/3为宜(B。为磁芯的最大饱和磁 通密度)。 2、要保证初级电感量足够大 一般要求变压器的初级阻抗应满足下式关系:呢≥15R'L(R:为次级负载换 算到初级的等效电阻值,阮为初级绕组电感感抗。若初级线圈绕组的电感量太 小,励磁电流将比较大,励磁电流过大,输出变压器的损耗将增加,温升随之增 高,从而降低最,使变压器进入饱和的可能性增加。 3、要考虑“集肤效应”的影响 在高频工作时,流过导线的电流会产生“集肤效应”,这相当于减少了线圈导 线的有效截面积,增加了线圈导线的电阻,从而引起线圈导线的压降增大,导致 输出变压器温度升高,使变压器进入饱和的危险性增加。 半桥式高频输出变压器的磁化曲线工作在第一和第三象限,它的磁通变化可 从一吃到+既,属于对称式工作变压器。输出变压器的施加电压只有输入电压的 一半,即E/2(+170v),功率开关管所经受的反向耐压可以较低。半桥功率放大器 的变压器无需加气隙,在原边绕组串联一个隔直电容C3,阻断与不平衡的伏秒 值成正比的直流分量,就能平衡功率开关管每次不相等的伏秒值,有效防止偏磁 现象的发生。 在输入电压给定的条件下,为了使功率放大器能够输出最大功率,应该使负 载阻抗与功率放大器的输出阻抗相等一般在D类放大电路中,其输出变压器初 T/2 级等效负载砭上的输出功率表达式为:乏=格,式中,圪,为等效负载上的基 z屯 波幅度;圪,=三(E一2k)为输人电压,%为功率管饱和压降;所以 只:—2(—E了-2广V“,)z。为了保证功率放大电路有一定功率余量,在设计输出变压器 以上公式可以得到变压器初级等效负载尺::寸2×(170-20)2:6Q。通过对所选用 //"。屹 的时候,为输出功率乘上一个1.5的系数,即输出功率只=1.5x 500=750W。由 一 750×万‘ 的超声波换能器的测量可知,其谐振时的等效电阻R,=80Q,则输出变压器次初 38 第三章超声波电源主电路设计 …咣协压=屉矗65。 ·-;-—-—- —- — · - 一: ~ 输出开关变压器选择的是铁氧体磁芯,规格为EE55型,其参数为:中心柱 截面积4=3.515cm2,窗口面积如=3.9cm2,可以e4至;J"g的功率容量乘积 4=4×如=13.76。当开关频率选择28kHz的时候,可计算出功率容量 只×106 600X106 Ap= 2rlf,B≯KmKc =8.9 2xO.8x28000x1500x2x0.5x1 式中,弓是变压器的标称输出功率(、聊,刁是变压器的效率,吃是磁芯工作的 感应强度(G),万是线圈导线的电流密度(A/mm2),吒是窗口的填充系数,K是 磁芯的填充系数。 可见,采用EE55磁芯时,其功率容量足够大。可用导通脉冲宽度来计算变 压器的原:边(绕鱼组=£匝』数坐:血×10::—(341/2)—x17x2 ×102:27.5匝 24吃 2×3.5x1500 式中,y删一尸为变压器输入直流电压Ⅳ)。变压器匝数应该取整数,为28匝。 也可以用公式Ⅳ尸=%斧×108来计算变压器初级绕组匝数: ⅣP:—』些型kxlos:29匝。 。4×28000×3.5×1500 以上两个计算公式计算出来的半桥功率放大电路输出变压器初级绕组匝数 大致相同,本机输出变压器绕组匝数采用29匝。在确定了输出变压器次初级绕 组匝数比和初级绕组的匝数后,就可以确定输出放大器变压器的副边绕组匝数: 虬=甩×坼=3.65x29=106匝。 输入电压U=170V,次级绕组电压∽=620V,最大工作比与低压驱动变压 器相同口=0.6,次级绕组电流厶=O.84A,初级绕组电流‘=2.5A。可以确定次 级绕组导线所需的截面积s::三:竺警:0.42肌坍z。根据绕组导线直径计算公式 可以计算出次级绕组所需导线直径珥2=1.13·√S2=1.13x0.65=0.73mm。查表 3.1可知,当f=28kHz时,A=0.4mm。由于趋肤效应,圆铜导线直径应小于2△, 即应小于2x 0.4=O.8ram,所以次级绕组导线实际选用的圆铜导线直径是 0.75mm,可以满足变压器耍求。再计算初级绕组导线所需的截面积 S。=÷=等=1.25mm2。根据绕组导线直径计算公式可以计算出初级绕组所需导 线直径珥1=1.13·√SI=1.13×1.12=1.26mm。查表3—1可知,当f=28kHz时, 39 江南大学专业硕士学位论文 △=O.4mm。由于趋肤效应,圆铜导线直径应小于2A,即应小于2x0.4=O.8mm。 可见,单股导线不能满足要求,所以初级绕组导线采用三股并绕的方式,可以计 J 算出三股导线并绕每股直径4。=下Ull=O.72mm,实际选用的圆铜导线直径是 一 √3 0.75mm可以满足变压器要求。 半桥高频变压器在绕制过程中证明,要减少变压器的漏感,实现原边与副边 的紧密耦合原边与副边要均匀的分布在磁芯骨架的窗口层面上,另外需要把原边 绕组分成里层和外层,把副边绕组紧密包夹在中间。这样可以减少漏感,明显降 低高压开关管的尖峰电压值。 3.6本章小结 本章介绍了超声波电源主电路的设计。超声波电源主电路包括两部分:信号 发生电路以及功率放大电路。信号发生电路将提供的300V直流电能转换为功率 放大电路所需的交变电能。功率放大电路是超声波电源的核心部分,主要完成功 率放大作用。同时根据超声波换能器的特点对其匹配电路和输出变压器作了详细 的分析,并给出了主电路中重要参数的具体计算方法。 第四章超声波电源反馈电路设计 第四章超声波电源反馈电路设计 超声波电源目的是向超声换能器提供超声能量。按激励方式分为自激式和 它激式;按末级功放管采用的器件类型分为电子管式超声发生器、可控硅逆 变式超声发生器、晶体管式超声发生器及功率模块超声发生器。 它激式超声电源主要由振荡器和放大器组成。通过输出变压器祸合,把超 声能量加到换能器上。自激式超声发生器把振荡、功放、输出变压器及换能器 集为一体,形成一闭环回路,回路在满足幅度、相位反馈条件下,组成一个有 功率放大的振荡器,并谐振于换能器的机械共振频率上。本章主要讨论自激晶 体管式超声波电源的谐振及功率反馈问题。 4.1频率自动跟踪电路 为了解决频率漂移问题,获得最佳的电声效率,要求超声波电源的输出电信 号能对在工作中变化的超声波换能器的谐振频率进行跟踪,也即称为频率自动跟 踪。实现频率跟踪的方法很多,最简单的方法是人工调节频率。这种方法在早期 的它激式超声波电源中得到了广泛的应用。目前市场上还有很多这类的清洗机在 销售。但是,它的缺点也非常明显,即它的频率不能实现实时跟踪,而且频率的 调节需要人工干预,常常影响工作效果。为了适应超声处理技术的各种实际应用, 人们设计了自激式超声波发生器【26。。 自激式超声波清洗机有两种频率跟踪方案,即电跟踪方案和声跟踪方案,这 两种方案是目前最常用的频率自动跟踪方法,电路都很简单,容易实现。超声波 换能器振动频率的电跟踪是采集匹配电路两端的电压信号,经过限幅电路之后, 送入下一级电路。因为采样来的超声波换能器在工作中的振动频率不是单一的正 弦波,它包括很多谐波分量,所以经过限幅的频率信号需要经过选频电路选择出 换能器的工作频率。将此频率经过移相,然后推动功率放大器的驱动级,从而使 功率放大器以刚采集到的频率,来驱动匹配电路。 另一种自激式频率跟踪方案是声跟踪,它是直接采集换能器两端的电压信 号,同样经过限幅、选频与移相之后来推动功率放大器驱动级,从而使功率放大 器以此声发射频率来驱动匹配电路。无论是电跟踪方案还是声跟踪方案,他们都 是采取反馈的方式来实现频率的跟踪,反馈强度常常会随换能器参数发生变化, 反馈信号的强度很难控制。当反馈信号过强时,会使系统的工作频率偏离设计值, 而当反馈信号处于临界值或临界值以下时,又会使得系统容易停振。因此,这两 类自激式方案只试用于换能器或换能器阵列总频带较宽,并且在工作过程中参数 变化不大的超声波电源中【27’301。 随着锁相技术的发展与广泛应用,人们又发展了采用锁相技术来实现频率跟 踪的方法。图4.1给出了它的原理框图。用锁相环的方法来实现频率跟踪,需要 同时采集加在匹配电路上的电压和电流信号。这两个信号均需要经过限幅电路、 41 江南大学专业硕士学位论文 过零比较器。过零比较器的作用是将正弦波信号变换成方波信号。变换成方波信 号的电压和电流信号同时被送入锁相环。锁相环会比较两者的相位,然后根据相 位差的不同而输出相应的误差信号。此误差信号控制压控振荡器,使压控振荡器 根据此误差信号的大小输出相应频率的方波信号来推动功率放大器驱动级,从而 使功率放大器输出相应频率的电信号。由此,整个系统可跟踪超声波换能器匹配 网络在工作过程中的谐振频率。使用锁相环的方法来实现频率跟踪,使得电路简 单,容易实现,跟踪性能好,但是这种方法有一个缺点是对于高Q窄频带超声 波换能器容易失锁。失锁将导致频率跟踪的失败,使得整个超声波清洗机停止工 作, 如果需要继续跟踪,就需要不断进行人工调节,使超声波电源重新起振。实 验证明对于使用高Q窄频带换能器的超声波电源,使用锁相环进行频率跟踪的 方案并不理想。 图4-I锁相环实现频率跟踪 Fig.4-1 PLL frequency tracking implementation 近年来由于大功率聚能型超声波换能器得到大力开发和广泛的应用,针对频 率跟踪的要求也越来越高。微机的运算速度不断的提高和功能的不断完备,使得 微机作为现代控制手段,能够应用于工作频率较高的超声波清洗机的控制中来, 以提高超声波电源的整机工作效果。 本设计中采用的微机控制方案实现频率跟踪的原理框图见图4.2,主要包括 信号源和运算控制两部分。整个系统的工作频率是由超声波换能器的工作谐振频 率决定的。在系统工作过程中,这个频率是有可能发生变化的,这样就需要一个 频率可编程控制锯齿波来满足TL494的需要。这个锯齿波就是由4M晶体振荡器、 分频电路、锁相环以及编程计数器来实现,其中可编程计数器的分频比由微处理 器控制以产生不同频率的锯齿波。4M晶体振荡器产生的正弦波经过分频,在石 端产生一个500Hz的基准脉冲信号。由锁相环电路和可改变分频比的可编程计 42 第四章超声波电源反馈电路设计 数器组成的电路在微处理器控制下产生频率高于28k.29kHz的脉冲信号, 石=N·石,式中,N为可编程计数器的分频比,其由微处理器来控制改变。频 率五再经过一个分频器以得到频率28kHz<-A≤29kHz的方波信号。各点频率输 出之间有如下关系: 疋:五:盟 ~M M (4.1) 这个方波信号变换成锯齿波后送入TL494。 图4-2微机控制频率跟踪方案框图 diagram Fig.4·2 Frequency tracking program for microcomputer control block 超声波电源工作过程中,微处理器不断改变可编程计数器的分频比来扫描换 能器共振点,当扫描到共振点后既锁定,此时换能器处于最佳工作状态。工作一 段时间后,换能器的工作状态发生变化。由于微机随时监视着换能器的工作状态, 一旦换能器工作频率失谐,微机就重新开始扫描,寻找新的最佳共振点,又锁定。 如此不断循环,实频率跟踪。 频率.万的产生是使用了4M晶振和两片12位的串行计数器/分频器和振荡器 集成电路CD4040。两片CD4040串联,对4M频率进行8000分频,根据(式4.1), 可得频率为500Hz。锁相环与可编程计数器组成的升频电路,其升频倍数N选 取在8400到8700之间。在频率f1经过锁相环以及可编程计数器组成的电路升 频,既可得频率f2为4200kHz到4350kHz之间。此频率再经过M分频以后(M 选取160),得到频率f3范为恰好以超声波换能器的工作谐振频率为中点。可编 程计数器的分频系数N每增加或减少1,输出的频率f3变化约为3Hz,可以很 好的满足本换能器谐振频率跟踪的需要。脉冲方波产生电路见图4.3。 锁相的意义是能够自动控制,使两频率的相位同步。能够完成两个电信号相 位同步的自动控制闭环系统叫做锁相环,简称PLL。锁相环主要由相位比较器 (PD)、压控振荡器(vco)、低通滤波器(LF)三部分组成,如图4-4所示。压控振 43 江南大学专业硕士学位论文 荡器外接电容、电阻后构成RC振荡电路,压控振荡器的基本频率由外接的振荡 电容和电阻的值决定,其输出频率受低通滤波器上建立起来的直流电压大小决 定。压控振荡器的输出接至相位比较器一个输入端。施加于相位比较器另一个输 入端的外部输入信号的频率与来自压控振荡器的输出频率相比较,比较结果所产 生的误差输出电压正比于两个输入信号频率的相位差,经过低通滤波器滤除高频 分量后,得到一个平均值电压。这个平均值电压朝着减小VCO输出频率和输入 频率之差的方向变化,直至VCO输出频率和输入信号频率获得一致。这时两个 信号的频率相同,两相位差保持恒定(即同步)称作相位锁定。当锁相环入锁时, VCO可在某一范围内自动跟踪输入信号的变化,如果输入信号频率在锁相环的 捕捉范围内发生变化,锁相环能捕捉到输人信号频率,并强迫VCO锁定在这个 频率上。 图4—3波形产生电路 Fig.4-3 Waveform Generator Circuit 74HC4046是通用的CMOS锁相环集成电路,其特点是电源电压范围宽(为 3V-18V),输入阻抗高(约100MQ),动态功耗小。图4.5是74HC4046内部电原 理框图,主要由相位比较I、II、压控振荡器(vco)、线性放大器、源跟随器、 整形电路等部分构成。比较器I采用“异或”门结构,当两个输人端信号的电平状 态相异时(即一个高电平,一个为低电平),输出端信号为高电平;反之,两个输 入端电平状态相同时(即两个均为高,或均为低电平),输出为低电平。当两输出 端的相位差Atp在0。一180。范围内变化时,输出脉冲的占空比亦在改变。从比较 器I的输入和输出信号的波形可知,其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍, 并且与两个输入信号之间的中心频率保持90。相移。 第四章超声波电源反馈电路设计 74HC4046提供数字误差信号和锁定信号(相位脉冲)两种输出,当达到锁定 时,在相位比较器2的两个输人信号之间保持0。相移。对相位比较器2而言, 当14脚的输入信号比3脚的比较信号频率低时,输出为逻辑“0”;反之则输出逻 辑“l”。如果两信号的频率相同而相位不同,当输人信号的相位滞后于比较信号 时,相位比较器2输出的为正脉冲,当相位超前时则输出为负脉冲。在这两种情 况下,从1脚都有与上述正、负脉冲宽度相同的负脉冲产生。从相位比较器2输 出的正、负脉冲的宽度均等于两个输入脉冲上升沿之间的相位差。而当两个输入 脉冲的频率和相位均相同时,相位比较器2的输出为高阻态,则1脚输出高电平。 由此可见,从1脚输出信号是负脉冲还是固定高电平就可以判断两个输入信号的 情况了。 误差电压 控制电压 输 图4.4锁相环组成 Fig.4-4 PLL components 综上所述,74HC4046工作原理如下:输入信号从14脚输入后,经放放大 器AI进行放大、整形后加到相位比较器I、II的输入端,图4.5开关K拨至2 脚,则比较器I将从3脚输入的比较信号与输入信号作相位比较,从相位比较器 输出的误差电压则反映出两者的相位差。误差电压经R3、R4及C2滤波后得到 一控制电压加至压控振荡器VCO的输入端9脚,调整VCO的振荡频率,使其 迅速逼近输出信号频率。VCO的输出又经除法器再进入相位比较器I,继续与输 入信号进行相位比较,最后使得VCO的输出振荡频率与输入信号频率相同,两 者的相位差为一定值,实现了相位锁定。若开关K拨至13脚,则相位比较较器 II工作,过程与上述相Mt3lJ。 通过以上对锁相环74HC4046的分析可知,可用它来组成如框图4.2的倍频 电路。74HC4046的一个比较输入端与基准频率500Hz相连接,其相位比较器2 的输出端的误差方波脉冲信号经过N分频后,连接到它的另一个比较输入端。 通过这种设计,可以在74HC4046的引脚4(压控振荡器输出端)得到一个稳定的 方波输出。 运算控制电路的任务是检测换能器工作中两端的电压和流过的电流之间的 相位,并把检测结果送入微处理器,微处理器根据这个结果来控制可编程计数器 45 江南大学专业硕士学位论文 以合理控制调节整个系统的工作频率。首先采样得到换能器两端电压和流过它的 电流,这两个波形都是正弦波。将这两个正弦波放大到合适电压。因为需要比较 的是电压信号和电流信号的相位,所以放大前与放大后的两个信号的相位不能发 生相移。为防止发生相移给后面的相位比较造成误差,加入了移相电路。然后进 行过零比较,再经过异或门电路。这时,当电路采样波形之间存在相位差时,异 或电路输出会有脉冲出现。当采样波形之间相位差为零时,异或电路输出会是低 电平。异或门输出的脉冲经过光耦隔离后经过低通滤波变换成直流电压,再经过 A/D转换后送入微处理器。微处理器判断这个电压值的大小,并通过改变可编程 计数器的分频比N,来控制整个系统的工作频掣32J。 图4—5 74HC4046结构图 Fig.4-5 74HC4046 chart 模/数转换电路核心采用美国模拟器件公司的10位逐次逼近式单片集成A/D 转换芯片AD571,它是通用的A/D转换器产品,市场货源充足。 AD571将A/D转换电路、参考电压、时钟脉冲、比较器、逐次逼近寄存器 以及输出缓冲器集成在一个芯片上,并有三态输出,所以很容易与微处理器接口, 转换时间在15∥s到40/zs之间,10位二进制码输出形式。 AD571可单极性或双极性供电,由于内含基准电压以及时钟脉冲发生器, 所以单极性供电为+5V和.15V,模拟电压输入范围在单极性时为0至lJ+10V。 A/D转换与微处理器接口电路见图4-6。 第四章超声波电源反馈电路设计 器 端 图4·6A/D转换与单片机接口电路 Fig.4-6 A/D conversion circuit with MCU Interface 图4.7为锯齿波产生电路。电路主体为单片集成函数发生器,它能产生高稳 定度和高精度的正弦波、方波、三角波、锯齿波和脉冲波,工作频率从0.1Hz到 1MHz,电源电压为10V到26V。在图4.7中,2脚输出锯齿波,与TIA94的引 脚5相连。XR-2206的引脚9为FSK(频移键控)控制信号输入端,将.五方波脉冲 信号加到这个端,以实现调节实现锯齿波的频率133,341。 微处理器选用ATMEL公司生产的89C51单片机。它与INTEL公司的8051 单片机兼容。89C51单片机的PO口与P2.0、P2.1口与AD571的数字量输出相连 接,以接受AD571转换的数字量,然后通过Pl和P3口来改变可编程计数器的 分频比N。 微处理器内保存有超声波电源的的初始工作频率分频比Ni,电源工作时, 就是锁定在这个工作频率(大约28.5kHz)上。微处理器不断并保存检测AD571输 出的数字量,当检测到AD571输出的数字量不为零时,表明流过换能器的电流 和换能器两端电压存在相位差,系统没有谐振。 这时,微处理器首先增加可编程计数器的分频比,使系统工作频率增加一个 步距,也就是使系统工作频率增加3Hz。微处理器再一次读取AD571输出的数 字量,保存后和上一次保存的数值相比较。如果大于上一次的数值,则表明系统 工作频率应该减小一个步距,这时,微处理器减小可编程控制器的分频比,使系 统工作频率减小一个步距。如果小于上一次的数值,则表明应该继续增加步距。 微处理器重复以上动作,直至相位差为零。 47 江南大学专业硕士学位论文 FSⅪsTD ’rCl^M射 SYNCO Tc2 BI^S TRI X舢12206 1"i2Ⅵ,^Ⅶ^I MO VCC W^VEA2 SYM^l gYl帅 GND 图4.7锯齿波电路 Fig.4-7 Circuit sawtooth 其软件流程图见图4.8。因为有了频率跟踪电路,可以使换能器工作在谐振 状态下,从而避免了换能器失谐。 图4-8单片机程序框图 Fig.4-8 Single·chip program diagram 4.2稳定功率输出的控制电路 目前,国内外功率超声应用技术中,不仅要求超声功率源具有宽的输出功率 范围,而且对输出功率的稳定性、可预置性提出严格要求。 输出功率的调节是通过改变D类功率放大器的驱动脉冲的占空比来实现的。 功率检测电路的方框如图4-9所示,它是由电流、电压采样电路,乘法器和滤波 第四章超声波电源反馈电路设计 电路组成,该电路测得加到换能器上的功率值,经滤波后得到直流输出电压,把 该电压在电平比较电路中与功率预置电平进行比较,当输出功率超出预置功率 时,电平比较电路的输出使激励级脉宽调制电路输出脉宽减小,因而使功率输出 级的输出功率减小。否则输出功率提高从而使输出功率稳定在预置的功率值上。 脉宽调制电路就是以集成电路TL494为核心的振荡器。振荡电路不仅提供功率 放大器的工作频率,还能够改变功率放大器激励方波信号的占空比,功率的控制, 正是通过改变激励方波占空比来实现的【35】。 图4-9功率检测与控制框图 Fig.4—9 power detection and control block diagram 功率检测与控制电路见图4.10。 图4-10功率检测与控制电路 Fig.4-1 0 power detection and control circuit 由于参加乘法运算的是换能器两端的电压信号,以及流过换能器的电流信 号,这两个信号在频率跟踪电路中已经采集并放大,所以不必重新采集,而是将 乘法器AD633的两个输入端Ⅺ和Y1分别连接到频率跟踪电路的两个前级放大 器的输出端。图中使用了乘法器AD633。 AD633是美国AD公司生产的四象限模拟乘法器。它功能齐全,精确度高, 拥有两组高阻抗输入X输入端和Y输入端,和一个最高输出电压为10V的低阻 抗输出端。它的工作电压为_+lSV。在作为普通乘法器使用时,引脚7(W)的 49 江南大学专业硕士学位论文 脚7(w)的输出为形=掣+o-移。 输出为矽=(墨二兰10)V(兰二兰!+z。在设计中,AD633作为普通乘法器使用,引 AD633的功能框图见图4.1 l。 图4—1l AD633功能框图 Fig.4-1 1 AD633 block diagram 放大后的电信号被送入模拟乘法器AD633进行乘法运算,得到的结果是正 弦波。正弦波经过限幅和一个低通滤波器后,得到的直流电压信号通过一个减法 器与设定的电压相减。当直流电压过低时,说明功率下降,此时减法器的输出减 压必然下降。光电耦合器4N37的一次侧的电流减小,从而使得二次侧FC端的 电压减小。FC端与TL494的TL494的引脚1(误差放大器1的同相端)相连,FC 上电压的下降,使得TL494输出脉冲占空比增加,从而完成功率的恒定,反之 亦然【36‘3引。 另外,末级功率放大电路,由于受电源电压、外界干扰脉冲以及超声波换能 器负载、回路参数变化和末级功率管性能的多方面的影响,经常会造成末级功率 放大电路的失效,甚至会发生烧毁功放管的严重故障现象。有过压保护、过流保 护、负载开关和短路保护、减小激励信号导通角,防止功率管关断时间长的双管 导通保护和激励信号源的误触发保护等,不安全因素随时会在产品的实际使用中 造成不必要的损失,所以不能存在侥幸心理。 功率放大电路的保护功率稳定电路也可以看作功率放大电路的保护措施中 的一种。 4.3本章小结 本章主要结合超声电源的特点,介绍了超声波电源频率跟踪和功率控制的方 法。频率跟踪采用锁相环74HC4046进行频率跟踪和单片机细调的控制方法实现 频率的无相差跟踪,功率控制乘法器和比较器实现功率稳定输出和可预置性。从 电路的可靠性和安全性上合理选择器件。 第五章仿真结果分析与总结 第五章仿真结果分析与总结 在上几章分析设计的基础上,依照所选择的参数及元器件对振荡电路、前置 低压驱动电路、功率放大电路、锁相环电路进行仿真实验与调试。以下是各模块 的实验波形图。 5.1仿真结果与分析 5.1.1振荡电路的仿真 1、振荡电路仿真电路罔 圈5-l振荡电路仿真图 Fig 5·I Simulationofoscillatorcircuit diagram 2、仿真结果与分析 (1)振荡电路产生的锯齿波 ~~ 露 至争 量霖量辫鼍撵掣 .i蘸i .至嚣..》 --:i麓;:翻 霾: 蘩 喾鼷:= ::=瓣萋 辎誊j j#一H卜};,一¨_卜 :==辩巨:卢}:::嚣}:!:舡二 r-t一卜卜}}一一一 啦i 扣一 雌羚澎:鬻董毙_:j 燕澎:_i;;. 睡雏董 瞻溅 囤5-2振荔锯齿泣 Fig 5·2 sawtooth oscillation 里堕查芏主些堡主芏焦堡塞 (2)振荡电路产生的矩形脉冲波 圉5-3振荡器输出脉冲 Pig 5-30utput PulseofOscillator 由图可以看出,可利用TL794可以产生本设计所需要的相位相差1800驱动 脉冲信号。 鼻 5.1.2前置驱动电路的仿真 1、仿真电路 图5-4功率放史电路前置低压驱动电路仿真电路圈 Fig 54 Pre·low-voltage power amplifierdrivercircuit simulation circuit 2、仿真结果及分析 (1)驱动信号波形 第五章仿真结果分析与总结 【. E: ,’ ●● _● _● ÷ O- _7‘71:¨ iOu● 20IⅡ } 30u- ‘0u● 50u● ‘OI“ . 图5.5驱动信号V1波形图 Fig.5-5 drive signal waveform of V1 !!I;! 泞 ..I __ ●_ _● -_ 一P 70u● ●口lu :‘ ● ,ou- 0J _7‘114:=, /.Ous 5 ●● -- -- 20Iu (2) 变压器原边波形 joIu ‘ou ’’_ 一J SC't,L- ‘OuJ 70t“ 图5-6驱动信号V2波形图 Fig.5·6 drive signal waveform of V2 00u● 'Ouf ~ u■ 口V'.jrX‘:1,一V‘tX‘:3, … ~ … Ⅲ■ ■u’u …■ ■vIu 一 图5.7变压器原边波形 Fig.5-7 edge transformers original waveform 由图可以看出,在TL794所产生的相位相差180。驱动脉冲信号驱动下,经 功率放大电路前置低压驱动电路作用,在变压器的原边形成所需的方波信号,该 信号经功率放大后可以用来驱动换能器工作。 坚亘盔兰主些堡主芏垫堡羔 (3)变压器副边波形 l T 量对 ‘{、 l f 剩一鞭 i群鬻 一-卜:I I 。一。 ¨|扣 i薹越盐__;:;西 纂。薯 …mj÷, 嚣嚣 嚣嚣雏尊! 』薯_ ∥‘ 图5-8变压器副遗波形 Fig 5-8 edgewawformVicetransformer 圈5-9变压嚣副进波形 Fig 5-9 edgewaveformVice曲asformer 由图可以看出,经前置输出驱动电路作用,已经在变压器的副边产生了相位 相差180。驱动方波信号,为功率放大电路作了很好的准备。 5.1.3功放电路的仿真 1、功率放大电路仿真图 Ⅱ 墨 器:%v 日,≯ 臻:‰ 口。品c叫州c 图5.10功率放戈电路仿真图 Fig 5—10 Simulationofpower amplifier circuitdiagram 2、仿真结果及分析 (1)变压器原边波形 第五章仿真结果分析与总结 l 扩 , ::r。 I: 二 T。?一}‘j…:… ..~.L·~一o--占--‘··J一-·· Os 10u, a r‘L1:1,-V‘Ll:2’ ZOu, 30u●40tts 50u- EOu- 70uI QQl,tlt 图5.11变压器原边波形 Fig.5·l 1 Transformer original waveform edge (2)变压器副边波形 .j ┃ ┃ 一..4----{…J~ { 90uJ 100u¥ 一{一 ┃ ┃ 一· ·· ┃ ..一“ , ,Ou- , ● .t - , ats 00uuJ 口 C13:Z, 12变压器副边波形 .5—1 2 rnsformerVie ede waeform 知满足要求的两路驱动信号在功率放大电路的作用下,该电路的频率 我们可以看出半桥功率变换器的工作原理。在图中两路相位相差180’, 况可以测得此电压波形【39’401。 压边感应出交变的方波脉冲。 VS管交替导通和截止,从而在变压器的原边产生高压开关脉冲,从而在变 且区时间的驱动脉冲电压的轮流工作下,半桥功率放大电路中的两个功率 与器频率一致,适合此超声波电源。 路调试过程中,反复进行电路参数的谐振调试,在换能器输出振动情 江南大学专业硕士学位论文 5.1.4锁相环电路的仿真 1、锁相环仿真电路图 D 图5-13镇相环仿真电路 Fig.5-13 Simulationofphase-lockedloop circuit 2、仿真结果及分析 (1)频率跟踪波形 图5一14频率跟踪波形 Fig 5-14 frequency tracking wavcfollll 由图可见,超声波电源频率在55蛳s左右完成了频率自动跟踪作用,且性能 良好,完全达到设计要求指标【41,421。 第五章仿真结果分析与总结 5.2改进与提高 面对超声波电源发展的新任务,我们应当继续完善本研究中未涉及的技术 难点,争取早日将其付诸实施。我坚信功率自动调节的超声波电源系统一定会 在以后的生产和生活上发挥它高效优质的性能。但是,由于时间仓促,本文超 声波电源系统还不尽完善,还有很多方面值得改进,主要表现在: 1.完善超声波电源的驱动电路,将目前的分立元件组成的驱动电路改进为 集成驱动电路。简化硬件线路设计,提高系统的可靠性。 2.将本文设计的超声波电源系统改进为软开关电源系统。本文超声波电源 中,电力晶体管理论上讲,可以对功率无损耗的进行控制,然而实际上,电力晶 体管不是理想期间,具有一定的导通与截止时间,产生开关损耗及浪涌,使电子 设备本身的性能下降,形成噪声,影响周围电子设备工作。所以,提出采用软开 关技术解决开关元件的开关损耗,抑制噪声产生。 3.变换器采用更大功率的GTR管或IGBT管,提高电源系统的容量,以适 应超声波电源系统大功率化的需求。 4.为了适应电源发展的新要求,新标准,在设计电路时要对超声波电源的 电磁兼容性进行设计。 57 致谢 致谢 在三年的硕士学习生活中,本人有幸师从沈锦飞教授。本文在课题选择和课 题研究过程中自始至终得到了导师沈锦飞教授的热切关怀和悉心指导,使我对电 力电子这个领域真正有了比较深刻的了解,顺利完成了硕士期间的研究工作。在 课题研究期间,导师在论文选题、研究方法和研究内容乃至细节上均给予了悉心 的指导,并付出了大量心血和辛勤劳动。三年来,在导师的指导下,我学到了许 多宝贵的东西,可谓受益匪浅。导师沈锦飞教授锐意创新的意识、渊博的学识, 严谨务实的治学态度、实事求是的科研态度和淡泊名利的为人,为本人树立了榜 样。籍以此文,表达对几年来的全方位的帮助和关心表示深切的感激! 在本人课题研究期间,郭红、孙移、谈敏等同学均给予了大力的支持和无私 的帮助,马青、陆斌等同学也给我的论文提出了许多宝贵的建设性意见和建议, 论文的完成同时也得到了黄瑾瑜、雷宁、郁琰、石宏伟等同学的帮助,并与我一 道共同走过了一段难忘的岁月,在此一并表示衷心的感谢! 还要特别感谢我的家人,他们在我学习期间给予我全力的支持,为我解除了 后顾之忧,使我得以全身心投入到学习研究当中顺利完成学业,在此谨表示深深 的谢意! 最后,向百忙之中审阅本文的各位专家致以崇高的敬意和深深的谢意! 参考文献 参考文献 【1】袁易全.近代超声原理及应用【M】.南京:南京大学出版社,1996:13.15 [2】徐涛.超声波电源技术的发展【J].洗净技术,2002,21(4):10.13 【3】Ben—yaakov,Smd and Greggory Ivensky.Passive Lossless Snubbers for HighFrequency PWM Converters,Seminarl 2 APEC99 【4】陈坚编.电力电子学[M].北京:高等教育出版社,2002:10.13 【5)陈道炼编.DC-AC逆变技术及其应用[M】.北京:机械l,lk出版社,2003:15.17 【6】6王鸿麟,景占荣编.通信基础电源[M].西安:西安电子科技大学出版 社,2001:17-19 [7)倪本来编.高稳定度电源[M].北京:人民邮电出版社,1984:14.19 【8]Crasten,Bmee.Hi.曲Frequency Losses in Switchmode Magnetics.Hi曲Frequeney power Conversion Conference,Mayl 986 【9]MartyBrown编,徐德鸿等译.开关电源设计指南[M]一匕京:机械工业出版社, 2004:15.23 【10]袁易全.超声换能器[M】.南京:南京大学出版社,1992:23.27 【11】颜忠余,方启平等.负载条件下功率换能器的特性研究阴.声学技 术,1996,21(4):161.164 【12】曹白杨,董平等.功率超声换能器应用与设计阴.华北航天工业学院学 报,2000,30(2):24.27 [13】阎久春,杨金等.功率超声换能器电声效率测试装置的研究[J】.声学技 术,1997,32(1):29.3 1 【14】谢春林.电压驱动型脉宽调制器TL494[J1.国外电子元器件.2001,45(2):66.67 [15】刘胜利.现代高频开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社,2001:134.147 【16】李宏.电力电子设备用器件与集成电路应用指南(第一册电力半导体器件及 其驱动集成电路)[M】.北京:机械工业出版社.2001:20.35 【17]赵鸿鹏.软开关高频开关电源若干问题的研究[D】:【硕士学位论文】.西安理工 大学硕士论文.2007:34.35 [1 8】王华.80kHz大功率串联谐振感应加热电源的研究[D]:[硕士学位论文】.西安: 西安理工大学,2004 【19】李宏.电力电子设备用器件与集成电路应用指南(第二册控制用集成电 路)[M】.北京.北京机械工业出版社.2001:152.168 [20】Abraham I.Pressman.开关电源设计(第2版)[M】.北京:电子工业出版社,2005: 73.75 【21】胡鹏飞,郭世明.功率超声系统智能电源的设计明.西南交通大学学报, 1 999,25(2):32—34 【22】孙波,季远等.功率超声换能器导纳特性检测及电端匹配研究[J].振动、测试与 59 致谢 诊断,2002,45(4):287—290 【23】李月花.CXF一1型功率超声波发生器的研制[J】.应用声学.1996,21(1):32.35 【24】朱武,金长善等.半桥逆变式功率VMOSFET超声电发生器的研制(J】.应用声 学.1 998.34(2):40.44 【25】祝锡晶,武文革等.大功率超声换能器的研制叨.电加工和模 具.2001.31(1):23.25 【26]鲍善惠.用锁相环电路跟踪压电换能器并联谐振频率区[J].声学技 术.2001,25(3):1.5 【27】任金莲,张明铎.功率超声设备频率振幅自动控制研究[J].应用声 学.2003,23(1):3 1—34 [28】张尧,吴丰顺等.超声波焊接电源频率自动跟踪方式[J】.电焊 机.2003,3 1(8):39.42 [29】贾华宇,刘树林,刘卫平.超声电机驱动电源频率跟踪系统的研究[J】.山西师 范大学学报(自然科学版).2003,30(4):49.53 [30】黄宁星,张春晓等.两种实现数字化相控的电路[J].声学技术.1995,21(1):22.25 【31】王晓明.电动机的单片机控制[M].北京:北京航空航天大学出版 社.2002:1 12.125 【32】阎石.数字电子技术基础(第四版)[M].北京:高等教育出版社.1998:143.152 【33】张厥胜,郑继禹.锁相技术[M].陕西:西安电子科技大学出版社.2000:43.56 [34】张友德,赵志英等.单片微型机原理、应用与实验(修订版)【M].上海:复旦大学 出版社.1 992:76.97 [35】冀飞.高功率因数均流开关电源的研究[D】.[硕士学位论文】.中国农业大 学,2005:35---36 【36]赵鸿鹏.软开关高频开关电源若干问题的研究【D]:[硕士学位论文].西安理工 大学硕士论文,2007:34---35 【37】王家庆.智能型高频开关电源系统的原理使用与维护[M].北京:人民邮电出版 社,2000:56--57 【38】王兆安,黄俊.电力电子技术[M】.北京:机械工业出版社,2003:64---75 【39】邓凡李.基于PSpice的电力电子电路仿真研究[D]:[硕士学位论文】.合肥工业 大学硕士论文,2006:3 1--35 [40】项新建.应用PSPICE软件仿真控制理论实验[J】.实验室研究与探 索.1998,12(5):54.56 【41】陈树君,殷树言等.软开关弧焊逆变电源的计算机仿真与试验研究[J】.焊接 技术.1999,12(12).26-29 【42】王华.80l(Hz大功率串联谐振感应加热电源的研究【D】-[硕士学位论文].西安: 西安理工大学,2004:41.49 附录 附录:作者在攻读硕士学位期间发表的论文 张锋.基于单片机控制的超声波清洗机的设计[J].科学时代,2007(12):128.131 61

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