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    GSM/GPRS 无线通信模块射频部分硬件 设计 文/王国强 1、引言 随着无线通信技术的发展,各种无线通信设备已经广泛应用于人们日常生活、工作的各种场合, 为人们的生产、生活提供了各种便利。芯讯通(SIMCom,以下简称 SIMCom)作为一家专业的无线通信 模块设计、销售公司,立志于为客户提供高集成度、易于使用的各种无线通信模块,以帮助客户更 好的实现各种无线通信应用方案的设计。 SIMCom 提供的无线通信模块具有极高的集成度,客户的集成和使用非常的简单和便利,只需要 添加一些简单的外围接口电路(如 SIM 卡电路、电源电路、通信接口等),即可完成产品无线通信功 能的设计,而实现无线通信功能所必需的信号处理电路、收/发信机电路等则都已集成在 SIMCom 提 供的无线通信模块中了。一个简单的基于 SIMCom GSM/GPRS 无线通信模块的产品硬件框图如图 1.1 所示: GPS 天线 音频 接口 GPS接 收模块 SIM卡 电路 主PCB板 通信接口 SIMCom GSM/ GPRS 无线通信模块 GSM 天线 键盘 接口 USB接 口 应用处理器 电源电路 外部 电源 输入 其它I/O 显示 接口 接口 图 1.1 典型的产品硬件框图 虽然 SIMCom GSM/GPRS 无线通信模块具有极高的集成度,但客户的外围设计仍然相当重要。其 中,天线、天线外围电路以及电源电路部分的设计,显得尤为关键,如设计不当,将会导致产品最 终的射频性能受到较大的影响。 基于此,为使客户能够更好的使用 SIMCom 提供的 GSM/GPRS 无线通信模块,设计出性能优越的 GSM/GPRS 移动通信终端产品,缩短客户产品的设计周期,本文就影响产品射频性能的一些关键部分, 从理论基础及实际设计两方面,给出必要的建议供客户参考。全文内容主要分为三个部分,第一部 分介绍一些基本的理论知识,其中涉及传输线,阻抗匹配及开关电源干扰特性分析等;第二部分介 绍推荐的天线外围电路及电源电路设计;第三部分给出 PCB 设计的一些重要原则。 2、一些基本理论 2.1 传输线 所谓传输线,是指能够导引电磁波沿着一定方向传输的导体、介质、或由它们共同组成的导波 系统。广义的说,在射频电路设计中,传输线是最重要的基本元件。传输线有多种形式,且传输线 的形式与所传输的电磁波的波型有关。在射频电路设计中,常见的传输线形式有双导线、同轴线、 带状线和微带线等,其结构如图 2.1 所示。 平行双导线 同轴线 带状线 微带线 图 2.1 常见传输线结构 在工程实践中,应根据不同的应用场合,选择合适的传输线形式,具体如表 2.1 所示: 表 2.1 不同传输线形式的特点及应用场合 传输线形式 特点 应用场合 低频信号传输系统以及要 平行双导线 形式简单,易于使用;辐射损耗 大,抗干扰能力弱 求不高的民用产品,如电力 信号线的传输;老式电视的 天线馈线系统 同轴线 屏蔽效果好;特性阻抗稳定;制 造工艺复杂 特别适合高频、微波信号的 传输,如 GSM/GPRS、3G 移 动通信系统 适合高频、微波信号传输, 带状线 屏蔽效果好;特性阻抗稳定;制 可应用于 PCB 工艺,如 造工艺简单 GSM/GPRS、3G 移动通信终 端 适合高频、微波信号传 微带线 特性阻抗稳定;制造工艺简单; 输,可应用于 PCB 工艺,如 易辐射,且抗干扰性稍差 GSM/GPRS、3G 移动通信终 端 由于传输线主要用来导引高频电磁波,此时,传输线的长度与高频电磁波的波长是可比拟的,因 此,在讨论传输线的特性时,就不能直接应用集总参数理论去进行分析了,而必须考虑到所传输的 电磁波的波特性。但是,当把传输线切割成任意无限小的较小线段时,集总参数的电路理论却仍然 是成立的。可以得出任意无限小的一小段传输线的等效电路如图 2.2 所示: I (z) R L a I (z  z)   V (z) G C V (z  z)   z z  z 图 2.2 任意无限小传输线等效电路 在工程实践中,对传输线特性的分析,通常用传输线的输入阻抗、特性阻抗、反射系数、驻波比 以及反射损耗等参数来衡量。 1、 特性阻抗 在传输线理论中,传输线的特性阻抗是一个非常重要的概念,是指传输线上入射波电压与电流之 比,或反射波电压与电流之比的负值。其定义式为: Zo  V I     V I    (R  jL) k  (R  jL) (G  jC) (2.1) 在上式中,V  为入射波电压; I  为入射波电流;V  为反射波电压; I  为反射波电流。 对于理想的无耗传输线模型, R  G  0,特性阻抗的表示式可进一步简化为: L Zo  C (2.2) 对于不同的传输线模型,特性阻抗的计算公式总结如表 2.2 所示: 表 2.2 不同结构传输线特性阻抗计算公式 种类 平行双导线 同轴线 微带线 带状线 结构 2a D 2b 2a w t h w t h 特性 阻抗 a cosh( D ) Zo  2a    Zo  ln(b / 2 a)   w / h 1: Zo  377 2 eff ln(8 h  w ) w 4h  eff  r 1  r 1[(112 h )1/2 22 w  0.04(1 w)2 ] h w/ h 1:  w  Zo  8 arche 2h  Zo  377  eff (1.393  w h  2 3 ln( w h  1.444))  eff  r 1  r 1 (112 h )1/2 2 2 w 2、输入阻抗 传输线上某一点 z 处的输入阻抗,定义为在该点电压和电流之比,即 Zin (z)  Zo ZL Zo   jZo jZL tan( tan( z) z) (2.3) 在上式中,ZL 为负载阻抗;Zo 为传输线的特性阻抗; 为电磁波的相速度;z 为该点与负载之 间的距离。 3、反射系数 传输线上任一点处反射波的大小,可以用反射系数来表示。其定义为,传输线上改点反射波电压 与入射波电压之比,即 ( z)  V V   ( ( z) z) (2.4) 特别地,在终端负载处,即 z  0 处,反射系数为: o  ZL ZL  Zo  Zo 同样,可以得到在传输线的输入端,反射系数为: (2.5) in  Zs Zs   Zo Zo (2.6) 4、电压驻波比 当传输线终端负载与传输线特性阻抗不相等时,产生的反射波大小还可用驻波比(VSWR)来 表示。其定义为,传输线上电压或电流的最大值和最小值之比,即 VSWR  | Vmax |  | Imax | | Vmin | | Imin | 进一步地,还可以用终端负载处的反射系数来表示: (2.7) VSWR  1 | o | (2.8) 1 | o | 5、 反射损耗 在实际电路中,信号源阻抗和传输线特性阻抗之间,总是会存在一定程度的失配,从而导致 信号功率的损耗。这部分损耗,通常定义为反射损耗,可表示为: RL  10 log( Pr Pi )  10 log |  in |2 (2.9) 上式中, Pr 为因阻抗失配产生的反射功率; Pi 为传输线的输入功率;in 为传输线输入端的 反射系数。 传输线的工作状态与端接的源/负载阻抗有关,在假定传输线与源阻抗匹配的情况下,对于不同 的传输线负载,传输线的工作状态可分为以下几种情形: (1) 当传输线端接匹配负载( ZL  Zo )时 此时,在源端和负载之间没有任何反射发生,源端信号功率被最大的传输给终端负载。 在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为: in  o  0 VSWR  1 RL   图 2.3 传输线端接匹配负载时的工作状态 (2) 当传输线端接短路负载( ZL  0ohm )时 在终端短路时,负载处的入射波全部反射到源端,且在负载处,入射波与反射波之间, 呈现幅度相等,相位相反的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分 别为: in  o  1 VSWR  0 RL  0dB ZS  Zo Zo Vin VS ZL  0 Vr |ZL  Vin 图 2.4 传输线端接短路线时的工作状态 (3) 当传输线端接开路负载( ZL   )时 在终端开路时,负载处的入射波全部反射到源端,且在负载处,入射波与反射波之间, 呈现幅度相等,相位相同的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分 别为: in  o  1 VSWR  0 RL  0dB ZS  Zo Zo Vin VS ZL   Vr |ZL  Vin 图 2.5 传输线端接开路线时的工作状态 (4) 当传输线端接任意不匹配负载( ZL  Zo , 0,  )时 在终端连接任意负载时,入射波部分被负载接收,部分反射回源端。反射波的大小,可 由反射系数、驻波比等参数来衡量。 ZS  Zo Zo Vin VS ZL  Zo Vr 图 2.6 传输线端接不匹配负载时的工作状态 由上述介绍,可对传输线理论作进一步总结: (1) 传输线主要用于高频、微波信号的传输。 (2) 在 GSM/GPRS 无线通信系统的射频电路部分,通常采用微带传输线形式。 (3) 传输线的工作状态与其特性阻抗、信号源阻抗及负载阻抗有关。 (4) 当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗相匹配时,可以工作在最佳的工作状态,信号 源功率可以最大限度的被负载所接收。 (5) 当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗不相匹配时,将会有驻波产生,信号源功率无 法全部被负载接收。特别地,当负载开路或短路时,负载端的入射波将全部反射回源端。 (6) 传输线的工作特性,可用反射系数、电压驻波比及反射损耗来表征。 2.2 阻抗匹配 由 2.1 节传输线的介绍,可以知道,当传输线与源或负载端存在阻抗不匹配时,就会发生信号的 反射现象,导致源端信号功率,无法最大限度地传输到负载端或被负载接收。为了解决这种问题, 可在传输线的两端,分别加入阻抗匹配电路,以实现源、负载端与传输线的阻抗匹配,如图 2.7 所示: 信号源 源端阻抗 终端阻抗 匹配装置 传输线 匹配装置 负载 输出阻抗 输入阻抗 输出阻抗 输入阻抗 图 2.7 传输系统匹配示意图 阻抗匹配网络的实现,有多种方法,常见的有 LC 匹配网络、四分之一波长阻抗变换器、支节变 换器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器等。 L C C LC阻抗匹配 网络  /4 变换器 阶梯阻抗变 换线 支节变换器 渐变线变换器 图 2.8 常见阻抗匹配方法 在射频电路设计中,由于 LC 匹配网络具有更大的灵活性,对电路板的空间要求小,因此,这种 阻抗变换方法是最常采用的阻抗匹配方法。同时,根据电路形式的不同,LC 匹配网络具有不同的电 路形式,主要有 L 型、π 型、T 型等。如图 2.9 所示: Z1 Z2 Z2 Z1 L型(a) Z2 Z1 Z3 L型(b) Z1 Z2 Z3 π型 T型 图 2.9 常见 LC 阻抗匹配网络形式 在上述电路结构中,由于 L 型匹配网络所具有的匹配禁区特性,使得在某些情形下(当负载阻抗 未知时),对于一种给定的 L 型匹配网络结构,无法实现负载与传输线的阻抗匹配。同时,对于 L 型 匹配网络,由于无法控制其品质因数 Q,因此,为增加匹配网络的可调整范围,在实际电路设计时, 一般选择 T 型或π 型匹配网络。 在输入输出阻抗确定的情况下,可通过解析法计算π 型匹配网络中 L、C 的具体数值,其计算流 程如下示例: 例:假定信号源阻抗为 50ohm,负载阻抗为 5ohm,工作频率为 1GHz,带宽为 25MHz,试设计 一个π 型匹配网络,实现源与负载的阻抗匹配。 求解:1、确定品质因数 Q. 由电路工作频率为 1GHz,带宽为 25MHz 的限定条件,可以得出匹配电路的 Q 值应满 足: Q  fc BW 3dB  1GHz 25MHz  40 (2.10) 2、计算镜像阻抗 RV π 型匹配网络实际上可以看作两个 L 型匹配网络的级联,如图 2.10 所示: L L1 L2 C1 C2 C1 C2 Rs RL Rs Rv RL 图 2.10 π 型匹配网络及其等效的级联 L 型匹配网络 由上图可知,负载电阻 RL 首先通过右边的 L 型匹配网络,变换到一个镜像电阻 Rv, 再通过左边的 L 型匹配网络,变换到源阻抗 Rs。在该例中,镜像电阻 Rv 可通过下式计算: ( RV  Rs  RL )2 Q2 (2.11) ( 50  402 5)2  0.054ohm 3、计算 L、C 值 进一步地,可通过如下步骤计算出匹配网络的 L、C 值: 首先计算两个级联 L 型匹配网络的 Q 值, QR  RL 1 RV  5 1 0.054  9.57 QL  Rs 1 Rv  50 1 0.054  30.41 (2.12) (2.13) 由公式: Q  L RV QL  C1Rs QR  C2RL 可分别计算出π 型匹配网络的 L、C 值为: L  RV Q  0.344nH  C1  QL  Rs  96.8 pF C2  QR  RL  305 pF 由此,可以得到最终的π 型匹配网络为: L 0.344nH C1 305pF Rs C2 96.8pF RL (2.14) 2.11 最终的π 型匹配网络 此外,阻抗匹配网络中 L、C 器件值的确定,除了可以采用上述示例中的解析法计算外,还可以 采用 Smith 圆图的图解法来计算,具体可以参照[1]中的介绍。 2.3 开关电源噪声 开关电源是利用半导体器件的开和关进行工作的,通过改变开/关的时间比来控制输出电压的大 小。由于它通常在 20kHz 以上的开关频率下工作,所以电源线路内的 dV/dt、dI/dt 很大,产生很大的 浪涌电压和其他各种噪声,形成一个较强的电磁干扰源,从而对其它电路形成干扰。一个典型的开 关电源框图及噪声回路如图 2.12 所示。 滤波 ~AC输入 器 一次整流回路 D1~D4 C1 开关回路 L1 L2 Tr 二次整流回路 D5 L3 D6 负载回路 负 C2 载 控制 回路 图 2.12 开关电源框图及噪声回路 在开关电源电路中,噪声主要来自于以下几个方面: (1) 开关回路的噪声 开关回路是噪声的主要来源。开关三极管 Tr 频繁通断,使电路中产生高次谐波噪声。此外, 脉冲变压器的初次级线圈 L1、L2 回路有漏感,这将等效成一个电感串联在三极管 Tr 中。当 Tr 以 很高频率通断时,等效电感上将产生很大的反电动势,形成噪声干扰。 (2) 一次整流回路的噪声 在一次整流回路中,只有整流脉动电压超过电容 C1 的充电电压的瞬间,电流才从电源输入 侧流入。 所以,一次整流回路的输入端将产生电压波形畸变,形成噪声。 (3) 二次整流回路噪声 由于整流二极管 D5、D6 存在反向电流,当交流电压频率较高时,反向电流明显增加,突变 的反向电流在电感 L2、L3 上产生很大的反电动势,形成噪声电压叠加在电压输出端。此外,高次 谐波电流流过回路 L2—D5—L3—C2 和 L3—C2—D6 时,也会产生辐射噪声。 (4) 控制回路的噪声 由于控制回路产生脉冲控制信号,它将成为噪声源。此外,控制回路的辅助电源有时也会 产生噪声。 (5) 负载的噪声 开关电源的负载常为数字设备,该负载产生的噪声将通过开关电源或电源线辐射出去,或 通过开关电源传导干扰其他设备。由于开关电源产生上述噪声干扰,所以必须将其抑制在允许 范围内,才能广泛应用在各种设备中。 一个典型的由开关电源电路产生的噪声信号频谱,如图 2.13 所示: Ref -20 dBm -20 -30 1 AP * MAXH -40 -50 * Att 0 dB * eAtt 0 dB * RBW 100 kHz * VBW 300 kHz SWT 100 ms Marker 1 [T1 ] -64.88 dBm 879.961538462 MHz Marker 2 [T1 ] -67.39 dBm 894.000000000 MHz A Marker 3 [T1 ] -63.44 dBm 935.038461538 MHz Marker 4 [T1 ] -72.77 dBm 948.461538462 MHz -60 EXREF -70 -80 3 1 2 4 EXT 3DB -90 -100 -110 -120 Start 10 MHz 99 MHz/ Stop 1 GHz 图 2.13 开关电源产生的噪声信号频谱 从图 2.13 可以看出,开关Da电te: 1源1.JUN的.2011输08:出12:17信号中,包含了具有极宽频谱宽度的干扰信号,且高达 GHz 频段,这主要是因为开关电源的输出信号中,叠加了负载回路产生的噪声所导致的。 3、电路设计 3.1 天线外围电路 天线外围电路的设计,与天线的端口阻抗有关。主要可分为两种情况: 1、 天线端口阻抗为 50ohm 当天线端口阻抗为 50ohm 时,天线外围电路设计比较简单,如图 3.1 所示: GND 天线连 接器 RF_IN GND GSM/GPRS 模块 图 3.1 天线阻抗为 50ohm 时的天线外围电路设计 在图 3.1 中,GSM/GPRS 模块的射频信号接口直接通过一段特性阻抗为 50ohm 的传输线,与 端口阻抗同样为 50ohm 的天线或天线连接器相连。 2、天线端口阻抗非 50ohm 根据第 2 节的讨论,当天线端口阻抗非 50ohm 时,传输线与天线之间就会出现阻抗失配, 此时,为了使 GSM/GPRS 模块输出的射频信号功率能够最大限度的传输到天线,或者天线接 收到的射频信号能够更好的被 GSM/GPRS 模块接收,必须在模块的射频信号接口与天线之间 增加阻抗匹配网络。具体如图 3.2 所示: GND J1 RF_IN GND L1 C1 ANT1 C2 GSM/GPRS 模块 图 3.2 天线阻抗非 50ohm 时的天线外围电路设计 在图 3.2 中,阻抗匹配器件值的确定,可以通过测量天线端口的阻抗后,按照 2.2 节中介绍的设 计流程来计算得到。此外,由于天线一般是定制件,天线的调试通常由天线设计公司来完成,因此, 上述天线匹配电路器件值的确定,也可以由天线设计公司在调试天线的过程中确定。 在天线未经调试前,上述电路中器件的默认值分别为:L1 为 0ohm 电阻,C1、C2 不贴。 3.2 电源电路 根据 2.3 节的讨论可以知道,在开关电源电路的输出信号中,包含有许多噪声信号频谱,因此, 当 GSM/GPRS 模块由开关电源供电时,就必须采取必要的电磁干扰抑制措施,以减小开关电源噪声 对 GSM/GPRS 模块射频性能的影响。 推荐的开关电源噪声抑制电路如图 3.3 所示: FB1 VSUP VBAT GND 开关电源 C1 C2 C3 GND GSM/GPRS 模块 图 3.3 推荐的开关电源噪声抑制电路 在上述电路中,FB1 为铁氧体磁珠,其主要目的是用来滤除开关电源信号线上携带的干扰信号。 在选择合适的型号时,需要注意磁珠的工作电流、直流阻抗等参数,能够满足电路工作的需要;C1、 C2、C3 为旁路电容,其主要目的为滤除干扰信号和去耦的作用。上述电路中,磁珠和电容的常见取 值为: 位号 规格描述 型号 供应商 FB1 0805,220ohm+/-25%@100MHz,DC 50mOhm,2A FBMH2012HM221-T TAIYO YUDEN C1 3528,100uF+/-20%,6.3V,Tantalum TLJT107M006R0800 AVX C2 0402,47pF+/-5%,50V,C0G GRM1555C1H470JA01D Murata C3 0402,22pF+/-5%,50V,C0G GRM1555C1H220JA01D Murata 在图 3.3 所示电路中,铁氧体磁珠是电源滤波的关键器件,在选择时,需要考虑以下因素: (1) 铁氧体磁珠应至少具有能够承受 2.0A 大电流的能力。 (2) 铁氧体磁珠的直流阻抗应应尽量低,以 50mOhm 以下为宜,否则当 GSM/GPRS 模块以最 大功率发射时,将会在模块的电源输入端产生较大的电压跌落,影响模块的正常工作。 (3) 在需要滤波的干扰信号频率范围内,铁氧体磁珠的阻抗应足够大,以便能够有效的滤除 干扰。 4、PCB 设计 4.1 布局设计 在电子产品中,良好的器件布局将有助于提升产品的性能。在进行器件布局时,以下是一些需 要考虑的地方: 1、 整体布局应合理 PCB 的整体布局应合理有序,以避免不同功能模块之间的相互影响。产品内的强干扰源电路 与敏感电路之间,应保证足够的空间距离。 GPS 天线 音频 接口 应尽量远 离天线 键盘 应尽量远 接口 离天线 USB接 口 GPS接 收模块 音频驱 动电路 应尽量相互远离 主PCB板 SIM卡电路 SIMCom GSM/GPRS无 线通信模块 应尽量相 互远离 应尽量相 互远离 应用处理器 存储器 开关电源 电路 GSM 天线 外部 电源 输入 应尽量远 离天线 其它I/O 显示 接口 接口 应尽量远 离天线 图 4.1 PCB 整体布局示例 2、 布局应使得 GSM/GPRS 模块的射频输出端口尽量靠近天线。 这样可以使得射频走线的长度尽量短,从而可以使得射频线阻抗失配时产生的影响降低到最 小。正确的模块摆放位置如图 4.2 所示: SIMCom RF_IN GSM/GPRS 无线通信模块 射频信号接口与 天线之间的距离 应尽量短 图 4.2 GSM/GPRS 模块与天线的正确位置 3、 电源滤波器件应尽量靠近 GSM/GPRS 模块的电源输入接口 由于较长的电源线会带来较大的电感效应,因此,电源滤波器件的摆放位置,对其滤波效果 有着非常大的影响。原则上,电源滤波器件应该尽量靠近 GSM/GPRS 模块的电源输入管脚。 示意图如图 4.3 所示: SIMCom RF_IN GSM/GPRS 无线通信模块 VBAT 电源滤波器 件应尽量靠 近无线通信 模块的电源 输入端口 图 4.3 电源滤波器件的布局示意 4、 GSM/GPRS 模块应尽量远离客户产品内的强干扰源电路 产品内的强干扰源电路在工作时,将会产生非常丰富的电磁干扰信号,通过辐射的方式,影 响到 GSM/GPRS 模块的射频接收性能。这些强干扰源信号包括嵌入式应用处理器电路、存储 器电路、高速数字信号处理电路、时钟振荡电路及开关电源电路等。强干扰源电路与 GSM/GPRS 模块及天线的相对位置关系如图 4.4 所示: 嵌入式应用处 理器/存储器电 路 强干扰源电路 与模块及天线 太近,不可 以!!! SIMCom RF_IN GSM/GPRS无 线通信模块 开关电源电 路 SIMCom RF_IN GSM/GPRS无 线通信模块 嵌入式应用处 理器/存储器电 路 强干扰源电 路远离模块 及天线,很 好!!! 开关电源电 路 图 4.4 GSM/GPRS 模块及天线与干扰源的相对位置关系 4.2 PCB 叠层设计 在产品设计中,PCB 的叠层设计对产品的整体性能提高有着很大的帮助。通常,PCB 的叠层设计 一般有两层板、四层板以及六层或以上的 PCB 板等几种叠层类型。以下即为对这些不同叠层设计的 一些简单介绍。 1、 两层板 两层板叠层结构的应用有着极大的局限性,通常只能应用于低速产品的设计。这是因为,两 层板的两个铜箔层,既是布线层,同时也是电源层和地线层,地线的等电位特性较难保证, 地线干扰往往很大。此外,两层板设计中,信号线之间较难有很好的隔离,相互之间的串扰 较大;信号线的环路面积一般也较大,使电路的抗干扰能力降低,同时也较容易对外辐射干 扰信号。对于高速数字电路设计,较不适合采用两层板的设计方案。 对于采用两层板叠层结构的产品,在进行 PCB 设计时,需要特别注意: A. PCB 的布局应尽量使得干扰源远离敏感电路。这样可以降低干扰源对敏感电路形成的干 扰。 B. 应尽量保证足够多的地线面积。这样可以尽量保证地线的等电位特性不被破坏。 C. 信号线的环路面积应尽量小。这样可以尽量减小信号回路的天线效应,以降低干扰信号 的发射/接收能力。 D. 干扰源信号线应尽量远离敏感信号线。 2、 四层板 相对于两层板,四层板设计具有更好的电磁兼容性。在四层板设计中,可以设置专门的地线 层和电源层,并可以使得地线层和电源层紧密相邻,因而电源信号的去耦效果较好。在四层 板设计中,信号走线设计可以更合理,可以使得信号线的环路面积足够小,因而具有更好的 干扰抑制能力。图 4.5 是四层板设计的两种常见的叠层结构: 信号层 电源层 地线层 信号层 地线层 电源层 信号层 地线层 图 4.5 常见四层板叠层结构 3、 六层以上的 PCB 板 六层以上的 PCB 板,具有极好的电磁兼容特性。这主要是因为,在六层以上的 PCB 板设计中, 可以有更多的地线层,信号线的环路面积可以更小,信号线之间的相互隔离也可以更好,因 而,可以更好的对电路中的干扰信号进行抑制。图 4.6 是六层以上的 PCB 板设计的一些叠层 结构示例: 信号层 地线层 电源层 信号层 地线层 信号层 地线层 信号层 地线层 电源层 信号层 地线层 信号层 信号层 地线层 电源层 信号层 信号层 图 4.6 常见六层板叠层结构 在 PCB 的叠层设计中,采用多层板设计(四层及以上)的产品,将具有更好的电磁兼容性能, 可以有助于 GSM/GPRS 终端辐射灵敏度性能的提高。不过,由于 SIMCom GSM/GPRS 模块的高度集成 性,如果客户产品的外围电路非常简单,没有高速数字电路,那么如果设计得当,两层板的叠层设 计也是一个非常经济的选择。 但是,如果客户产品的外围电路非常复杂,且同时包含有许多高速数字电路,那么四层或以上 的多层板设计,将会是一个更好的选择,可以明显的缩短客户产品的设计周期,减少电磁兼容问题 的发生,改善产品的 GSM/GPRS 辐射灵敏度性能。在工程上,通常来讲,如果数字电路的工作频率 超过 5MHz,或者数字信号的上升/下降时间小于 5ns,那么就必须采用多层板的设计方案。 4.3 关键器件的处理 1、GSM/GPRS 模块 ---模块下方应避免携带强干扰信号的走线穿过。 ---模块背面射频测试点的位置在第一层应镂空,且应在第一、二层避免有任何信号走线穿过。如 图 4.7 所示: SIMCom GSM/GPRS 无线通信模块 GND RF_IN GND 此区域对应GSM/GPRS模块背 面的射频测试点,客户PCB的 第一层应镂空处理,且在第 一、二层无任何信号走线穿过 图 4.7 GSM/GPRS 模块射频测试点处的处理 ---对于多层板设计(四层及以上),模块射频引脚下方的第 1、2 层应镂空。 SIMCom GSM/GPRS 无线通信模块 对于多层板设 计,射频信号 引脚的第一、 GND 二层应镂空 RF_IN GND 图 4.8 GSM/GPRS 模块射频接口的处理 2、 射频连接器 目前,常用的射频连接器有 HRS/Murata 的超小型射频同轴连接器、具有开关功能的 MM8430-2610 等,对于这些器件,在进行 PCB 设计时,需要注意以下一些事项: ---对于采用盲埋孔的多层电路板设计,射频连接器的引脚下方第 1、2 层应镂空。 MM8430-2610 GND 第一层 第二层 第三层 …… 20279-001E-01 GND 射频输入/输出引 脚对应的第一、 第二层应镂空 射频输入/输出引 脚对应的第一、 第二层应镂空 射频输入/输出引 脚对应的第一、 第二层应镂空 图 4.9 常见射频连接器的处理 ---射频连接器的地信号引脚的处理。射频连接器的地信号引脚,应通过地孔连接到参考地平 面,以保证接地的充分。示意如下: 20279-001E-01 GND MM8430-2610 第一层 第二层 第三层 …… 地孔 地孔 GND 图 4.10 常见射频连接器地引脚的处理 3、 射频线焊盘 当客户出于成本考虑,省略掉射频连接器,将射频线直接以焊接的方式,固定在 PCB 板上时, 对于射频线焊盘的处理,需要注意以下事项: ---射频线的焊盘尺寸应不宜太大。过大的焊盘尺寸,将会因寄生电容的存在,导致射频信号 的较大损失。如图 4.11 所示,推荐的射频线焊盘尺寸为 1.5mm*1.5mm。 2.0 1.5 1.5 单位:mm 图 4.11 推荐的射频线焊盘及尺寸 ---焊接射频线时,建议的出线方向如图 4.12 所示。射频线的出线方向,应与 PCB 板上的射 频走线在同一条直线上,这样可以减少射频信号的反射损耗。 中间介 质层 射频线 外导体 射频信号 走线 射频线 内导体 射频线 外导体 中间介 质层 射频线 内导体 优 射频信号 走线 劣 图 4.12 射频线的焊接方式 4、 天线馈点 当客户采用内置天线时,天线的馈点设计将因天线形式的不同而存在一定的差异,其设计的 总体原则为: ---天线馈点尺寸应适当。天线馈点的尺寸不应太大,以满足生产工艺要求即可。 ---天线馈点周围及下方所有层的铜箔,应镂空处理,如图 4.13 所示。 ---天线馈点的个数及其他要求,须参考天线供应商的建议。 天线馈点周围及 下方需净空 SIMCom RF_IN GSM/GPRS 无线通信模块 天线 区域 图 4.13 天线馈点的处理 4.4 PCB 走线的处理 在 PCB 设计时,射频线、电源线以及地线的处理,对产品的射频性能也有着极大的影响。以下 是这些信号线的处理原则: 1、 射频线 ---射频线应尽量采用微带线结构,保证特征阻抗为 50ohm。微带线特性阻抗的计算,可以按 照表 2.2 中的公式,选择合适的阻抗线宽度、介质厚度来实现。此外,还可以利用一些小巧 的工具软件来计算,如 Polar 仪器公司(http://www.polarinstruments.com/)的 CITS25、SI8000m 等。图 4.14 为采用 CITS25 工具的阻抗计算示例: 图 4.14 CITS25 工具的阻抗计算示例 ---射频线应有明确的参考层,且参考层应保持完整。 微带线参考层 应完整 地线 射频线 地线 射频线 参考层 图 4.15 微带线的参考层 ---射频线的长度应尽量短,这一点需要在器件布局时即予以考虑。 ---射频线下方除参考层外,应避免其它任何信号线穿过。 ---射频信号线应远离其它高速数字或时钟信号线。这些信号线会产生强烈的电磁干扰信号, 对射频接收性能产生较大的影响。 射频线与强干扰信 号线间应相互远 离,且用地线相隔 射频线 强干 扰信 地线 射频线 地线 号线 地线 地线 强干扰 信号线 地线 地线层 图 4.16 射频线应远离强干扰信号线 ---射频线两侧应多打地孔。这样可以使得射频信号具有最小的回流路径。如图 4.17 所示: 接地孔 地线 参考层 射频线 地线 射频线 地线 接地孔 地线 参考层 图 4.17 射频线两侧的地处理 2、 电源线 ---电源线应保持足够的宽度。由于 GSM/GPRS 模块工作时的峰值最大电流可达到 2A 以上, 因此,电源线的宽度应具有能够承受如此高的电流的能力。根据经验,电源线的宽度应不低 于 1.6mm。 ---电源线应与地线紧密相邻。这样可以减小信号电流的环路面积,以降低干扰信号的辐射。 电源线 地线 图 4.18 电源线与地线应紧密相邻 ---如果电源线给多个功能电路供电,应采用星形连接方式。这样可以减少其它功能电路产生 的干扰信号与 GSM/GPRS 模块之间的产生影响;同时,也可以降低 GSM/GPRS 模块对其它功 能电路的影响。 负载1 电源电路 输出 负载2 负载3 图 4.19 电源的星形布线方法 3、 地线 ---PCB 应有足够多的地线面积,以保证地线的等电位特性。 ---地线应与高速数字信号线、时钟线等紧密相邻,以减小这些强干扰信号电流的回路面积, 降低干扰信号的辐射。 ---射频线周围的地线应保持完整和连续。这样可以保证射频线特征阻抗的连续性,降低射频 信号的损耗。 ---对于多层板,PCB 上应尽量设置至少一个专门的地平面。这样可以减少干扰信号的辐射, 提升产品的电磁兼容性。 信号层 电源层 专门的地线层 信号层 图 4.20 多层板的电源层与地层分布设计 4.5 其它 PCB 设计注意事项 在产品 PCB 设计中,除了 4.1~4.5 节所述与 GSM/GPRS 模块射频性能密切相关的 PCB 设计注意事 项外,还有一些重要的 PCB 设计技术必须采用,且这些技术的运用与否,对客户产品最终的射频性 能,尤其是辐射灵敏度性能,有着非常重要的影响。这些技术,主要包括如下几个方面: ---屏蔽。对于易产生干扰信号的功能模块电路,应设置单独的屏蔽罩,或至少预留屏蔽措施,以 降低干扰信号的辐射。特别是高速数字电路、开关电源电路等强干扰信号源,则必须预留屏蔽措施, 否则将严重影响到产品最终的辐射灵敏度性能。 屏蔽罩 高速数字电路、 开关电源电路等 PCB板 图 4.21 屏蔽措施示意 ---电源去耦。数字集成电路的电源部分,应设置必要的电源去耦电路,这样可以减少干扰信号经 由电源线向外辐射。 电源去耦电路 电源线 地线 数字集成电 路 图 4.22 电源的去藕 ---外部接口的干扰滤波。外部接口信号电缆是重要的干扰信号辐射载体,因此,必须在外部接口 处设置必要的干扰滤波电路,以便从源头抑制干扰信号的幅度。 外部I/O接口的干 扰滤波电路 外部 I/O 接口 图 4.23 外部 I/O 接口的干扰滤波 ---外部接口的屏蔽。对于携带强干扰信号的外部接口信号电缆,除了干扰滤波外,还应设置必要 的屏蔽措施,这样可以进一步减少干扰信号的对外辐射。 主PCB板 的地线面 外部I/O电缆屏 蔽层的接地 外部I/O电 缆的屏蔽 外部 I/O 接口 屏蔽膜 外部I/O信号线 外部I/O接口FPC 图 4.24 外部 I/O 电缆的屏蔽 ---尽量采用多层板设计。采用多层板设计,可以设置专门的地线平面,从而提升产品的整体电磁 兼容性能。 ---采取更多的有助于提升产品电磁兼容性及信号完整性的设计技术。更多的提升产品电磁兼容性 和信号完整性的技术,可以参考专著[2][3]。 实践证明,在上述这些 PCB 设计技术中,屏蔽及干扰滤波技术,是解决内部干扰辐射问题的重 要解决手段。这些措施的正确运用,可非常显著的提高产品的电磁兼容性能,使得产品的 GSM/GPRS 无线通信功能发挥最大的作用。 参考文献: [1] Reinhold Ludwig,Pavel Bretchko 著,王子宇等译. 射频电路设计---理论与应用. 北京 : 电子工业出版 社, 2002 [2]Howard W.Johnson, Martin Graham 著,沈立等译. 高速数字设计 High-Speed Digital Design---An Handbook of Black Magic. 北京: 电子工业出版社, 2004 [3] MontroseI.Mark. Printed Circuit Board Design Techniques for EMC Compliance. 2nd Edition. IEEE press, 2000.,

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