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高效开关电源设计经典资料

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本文档为陈永珍的高效开关电源设计ppt资料,资料中介绍了常规技术设计开关电源中的效率,对不同的类型和效率进行了比较,并比对了国外和目前国内的技术水平,后详细介绍资料。了各种高效开关电源设计的具体思路和解析,且介绍了应对各种问题的解决方法。是一份很不错的资料

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高效率开关电源设计 陈永真 常规技术设计开关电源效率 采用常规技术设计的开关电源的效率通常 在70~85%之间。这个效率一般是在满载时 测得。 其中: 输出电压越低,效率越低。 负载越轻,效率越低。 效率越低,电源越热,可靠性越低,成本 越高。 国外的能耗标准与目前的技术水平 开关电源设计强国美国几年前就提出80+的 技术标准,已经付诸实施;85+的技术标准 也即将付诸实施,88+技术标的实施也将是 几年后的现实。 这些能耗标准是在负载率从20%到80%范 围内的效率不低于80%;85%;88%。 效率与损耗 以100W输出功率的开关电源为例: 效率为75%时的输入功率133.3W,电源损耗 33.3W; 效率为80%时的输入功率125W,电源损耗 25W; 效率为85%时的输入功率为117.65W,电源损耗 17.65W; 效率为88%时的输入功率113.64W,电源损耗 13.64W; 效率为90%时的输入功率111W,电源损耗 11W; 不同的效率对比与意义 效率从75%上升到85%,电源自身的损耗 降低15.65W或47%; 从散热角度考虑,33.3W所需要的散热条件 与17.65W所需要的散热条件将不仅仅是一 倍的关系,所带来的体积、成本的差异将 是显然的。 如果将效率从75%提高到90%,甚至可以 不使用散热器! Infineon的TDA16888构成的200W 双管正激开关电源 Infineon的TDA16888构成的200W 双管正激开关电源 150W直流母线变换器 200W直流母线变换器 200W直流母线变换器 330W直流母线变换器 330W直流母线变换器 330W直流母线变换器 300W直流母线变换器效率与输出电 流关系 National的DC/DC电源模块评估板 输入36~75V,输出2.5V/80A 效率91% 美国1995年生产的电源适配器 一、开关电源损耗分析与 减小的方法 (一)导通损耗分析 1.1 常规技术下变换器的损耗主要是 开关管和输出整流器的损耗 1. 开关管的导通损耗; 2. 开关管的开关损耗。 MOS作为开关管时的导通损耗 其中的电压和电流均为有效值。 矩形波电流时占空比的关系 降低开关管的导通电压可以有效地 降低导通损耗 1. 对于MOSFET而言,降低导通电阻可以 有效降低导通损耗。 例如将IRF840换成IRF740可以将导通 电阻从0.8Ω降低到0.55Ω,导通损耗可以 降低40%以上; 如果采用CoolMOS的SPP07N06C3 (RDS (ON)=0.6Ω)替代IRFBC40(RDS(ON) =1.2Ω)导通损耗可以降低一半。 尽可能增加占空比可以降低导通损耗 在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。 常规技术下开关管的导通损耗比例 MOSFET作为开关管时,导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3; IGBT作为开关管时,导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。 1.2 降低导通损耗的方法 选择合适的工作模式,尽可能的提高开关管的导 通占空比; 选择导通电阻相对低的MOSFET; 降额使用,例如将可以输出250W的TOP250用于 输出50W的方案中,可以使电源效率达到87%; 选择产品出厂时间比较晚的器件性能会比出厂时 间比较早的器件导通电阻小; 选择导通电压降低的器件作为开关管,例如用 IRF740替代IRF840就是一个很好的方法,采用 CoolMOS替代常规MOS是几好的方法。 1.3.输出整流器的损耗 输出整流器的损耗主要是导通损耗。 在低电压输出时(如5V或3.3V),即使采 用肖特基二极管(导通电压降约0.5V)作 为输出整流器,其导通损耗也会使这一部 分的效率不足10%!(90%)这样整机的 效率很可能就不会超过80%。 需要注意肖特基二极管的漏电流 尽管肖特基二极管的导通电压降比较低, 但是肖特基二极管的漏电流比较大,应用 不当时会出现高温状态下的漏电流产生的 损耗会比由于低导通电压所减少的损耗还 大。 这就是有时应用肖特基二极管时效率并不 是很高的原因之一。 选择肖特基二极管要选用漏电流低的型号。 1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低 为了降低输出整流器的导通损耗,可以采 用MOSFET构成同步整流器,如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电 流,其导通电压降仅仅0.2V!明显低于肖 特基二极管的在这个电流下的导通电压, 如果流过10A电流,则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。 (二)开关管的开关损耗分析 在常规技术下,开关损耗随开关频率的升 高而上升,因此轻载时(如30%负载)开 关电源的效率会明显降低。 2.1 开关管开关损耗产生的原因 开关管开关过程是在开关电感性负载,其 特点是开通过程需要电流首先上升到“电源 电流”,然后才是电压的下降; 关断过程则是电压上升到“电源电压”,然 后才是电流的下降。 这些过程中,有电压电流同时存在的现象。 其电流、电压的乘积非常高,因而产生开 关损耗。 开关管的开关过程对开关损耗的影响 开关管的开关过程中,电流、电压同时存 在,这个过程越长开关损耗越大。 1、在开关管的开关过程中让电流、电压相 对的相位发生变化可以降低开关损耗; 2、在开关管的开关过程中电流、电压值存 在一个,而另一个为零,可以消除开关损 耗; 3、缩短开关过程可以减小开关损耗 开关过程对开关损耗的影响(1) 驱动能力对开关损耗产生的影(1) 开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流,如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此,驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。 开关过程对开关损耗的影响(2) 栅极电荷对开关损耗产生的影响(1) 其中对MOSFET开关过程影响最大的是米 勒电荷,即栅-漏极电荷。 例如栅极电荷为140nC的IRFP450 (14A/500V)的栅-漏极电荷为80nC。 而fairchild的FQAF16N50 (16A/500V, 全塑封装为11.5A)的栅-漏极电荷为 28nC; ST的STE14NK50Z的栅-漏极电荷为31nC 栅极电荷对开关损耗产生的影响(2) 在相同的驱动条件下,IRFP450的开关时间 大约为FQAF16N50的2.86倍; 是STE14NK50Z的2.58倍。 对应的ORFP450的开关损耗也将是 FQAF16N50的2.86倍, STE14NK50Z的 2.58倍。 二极管反向恢复过程产生对开关管 开关损耗产生的影响(3) 二极管的反向恢复电流对开关过程 的影响 结温升高导致反向恢复峰值电流的 增加 IRM值有多大? 一般的FERD在100A/μs和150℃结温条件 下要比其正向额定电流还大。 为了降低600V耐压的FERD反向峰值电 流,甚至还采用了两只300V耐压的 FERD,特别是在功率因数校正应用中。 而近几年新出的FERD则仅为其额定 电流的三分之二或更低。 DPG30C200HB VRRM, (V) 200 IFAVM, d = 0.5, Total, (A) 30 IFAVM, d = 0.5, Per Diode, (A) 15 @ TC, (°C) 140 IFRMS, (A) - IFSM, 10 ms, TVJ=45°C, (A) 150 VF, max, TVJ =150°C, (V) 1.00 @ IF, (A) 15 trr, typ, TVJ =25°C, (ns) 35 IRM , typ, TVJ =100°C, (A) 3 @ -di/dt, (A/µs) 200 TVJM, (°C) 175 RthJC, max, (°C/W) 1.70 特别是IXYS的HiPerDYN™ FRED 可以降低到不足额定电流的10%。 DPH30IS600HI VRRM:(V) 600 IFAVM, (d = 0.5, Total) :30 A IFAVM , (d = 0.5, Per Diode) : 30 A @ TC :140 ℃ VFmax, IF=IFAVM :1.89V TVJM, (℃ ) 150 trr typ, TVJ =25℃,:30ns IRM , typ, TVJ =100℃:2.0A @ -di/dt:200 A/µs TVJM, :125 ℃ RthJC, max, :0.55 ℃ /W 碳化硅二极管的反向恢复时间与峰值电流更低 通过采用性能优异的FERD或碳化硅二极管 可以有效地降低由于二极管的反向恢复造 成的损耗,提高开关频率,减小变换器的 体积。 (三)其它元件损耗分析 线路寄生电感产生的开关损耗 线路的寄生电感在每一次开关过程都要将 其储能完全释放到开关管,变为热能,这 是造成开关损耗的主要原因之一。 寄生电感存在于:直流母线、变压器漏感。 1. 输入整流器的损耗分析 输入整流器是市电输入的开关电源中必须 有的环节,尽管这一环节的效率非常高, 但是在带有功率因数校正的开关电源中, 如果能省去两只输入整流二极管,效率会 提高1%,整机效率比较容易在85V输入电 压时满足效率不低于90%的要求。 其二,从工作状态看,整流电路的导通角 越接近180º效率越高。 2. 输出整流器损耗分析 在一般情况下,输出整流器的损耗主要是 导通损耗; 如果输出整流器选用肖特基二极管,则在 高结温状态下肖特基二极管的漏电流所产 生的损耗将不可忽视。 二极管的导通损耗对比较高的输出 电压电路的效率影响比较小 在比较高的输出电压条件下,输出整流二 极管的导通电压产生的损耗对整机效率的 影响比较小,一般的整流电路和超快速二 极管就可以获得很高的效率。 低电压输出时整流二极管的损耗不 可忽视(1) 低电压输出时整流二极管的电压降将不可 忽略。 例如输出电压为24V或低于24V时,如果采 用桥式整流电路结构和超快速二极管所产 生的电压降将超过2.4V,这时由于整流器 的导通损耗就使得输出整流电路本身的效 率不会超过90%。采用全波整流电路可以 使整流电路的损耗降低到原来的一半。 因此,全波整流电路是低压整流电路的首 选电路结构。 低电压输出时整流二极管的损耗不 可忽视(2) 输出电压为12V或低于12V时,即使采用全 波整流电路,而采用超快速二极管也不会 使得输出整流电路本身的效率超过90%; 输出电压为5V时,采用全波整流电路和超 快速二极管将使得输出整流电路本身的效 率不会超过80%; 即使采用肖特基二极管,整流电路本身的 效率不会超过90%; 输出电压为3.3V或更低时,即使采用肖特 基二极管,效率也不会急人满意,除非迫 不得已而为之。 肖特基二极管在高温状态下的漏电 流损耗不可忽视 肖特基二极管在高结温状态下漏电流会很大,如 最常见的MBR3045的高结温和额定反向电压下的 漏电流将达到100mA,在40V的反向电压下的漏 电流损耗将达到4W。对于15A/0.5V的导通电压 和电流与15A/1.2V的10.5W实际仅减小6.5W甚至 更低。仅为想象中的效率提高程度的70%。 而在降额一般使用时,肖特基二极管减小的导通 损耗与增加的漏电流损耗将相近!这时应用肖特 基二极管将没有意义。 如果将漏电流减小到1/3甚至更低,则漏电流的损 耗就可能在众多损耗中忽略。 同步整流器可以提高输出整流器的效率 在低压整流输出时,仅仅采用肖特基二极 管的电源效率不会很高,对于5V输出一般 为79%或低于70%,3.3V输出的电源效率 会更低! 由于肖特基二极管是所有二极管中导通电 压最低,如果肖特基二极管的导通电压不 能满意将找不到合适的二极管。 选用MOSFET可以使得整流器的导通电压 降低于0.5V,甚至可以低于0.1V! 3. 变压器与电感损耗分析 开关管、二极管的损耗有效降低后,磁性 元件的损耗将是进一步提高开关电源效率 的突破点 变压器漏感储能的处理与效率 变压器的漏感储能在每一次开关过程中完 全释放; 这个储能不能耦合到输出,只能在变压器 的初级侧进行交换; 在常规技术中,单管正激、反激式开关电 源对于变压器的漏感是通过变压器初级侧 的箝位电路吸收实现开关过程中的漏感电 压箝位。 变压器漏感储能的处理与效率(1) 如果箝位电路仅仅是RCD电路,则漏感的 储能将被完全转化为热能消耗掉,使得电 源的效率降低。 为了使这一部分能量不转化为热量,需要 将箝位电路改为有源箝位或准谐振电路结 构和相应的工作模式。 或者将单管电路结构变为双管箝位电路结 构,这样就可以使变压器漏感中的储能在 开关管关断过程回馈的直流母线。 变压器激磁电感储能的处理与效率 (2) 变压器的磁路中的磁场由激磁电感建立, 在开关过程中,单管正激电路结构将其储 能释放到箝位电路中,折算为功率就是f﹡ LIM2/2。 如果箝位电路采用RCD,则这部分的能量 将完全被转化为热能,使得开关电源的效 率降低。 可以采用绕组前卫或有源箝位电路将这部 分能量回馈到直流母线或前卫电容器中作 为磁通复位时反向激磁的能量。 变压器激磁电感储能的处理与效率 (3) 如果电路采用桥式电路结构或推挽式电路 结构,则变压器的激磁电感的储能在每一 侧开关管关断后作为另一侧开关管开通时 的反向激磁电流分量。 这种通过正反向激磁的方式充分利用激磁 电感中的储能。 变压器激磁电感与漏感储能的处理与 效率 如果单管正激、反激式开关电源采用双管 箝位电路结构则可以用直流母线实现电压 的箝位,这时的变压器激磁电感与漏感储 能将回馈到直流母线中。 因此,常规技术的双管箝位电路的效率比 单管电路的效率高一些。 其差值主要是变压器激磁电感与漏感储能 的处理方式 变压器漏电感储能的处理与效率 在桥式电路结构和推挽式电路结构中,变 压器漏感的储能可以部分回馈到直流母线。 4. 电容器损耗分析 电容器的损耗主要是输入整流滤波电容器 的损耗和输出整流滤波电容器的损耗。 输入整流滤波电容器的损耗分析 例如一个100μF/400V的铝电解电容器的等 效串联电阻约2Ω,在220V市电供电条件下 100μF/400V的铝电解电容器作为100W开 关电源的整流滤波电容器将流过近1A的整 流纹波电流,还有变换器部分的高频开关 频率的纹波电流。 这时的这个电容器损耗近2W,在高效率开 关电源的设计中,如果能够降低这一部分 的损耗也会对整个电路效率的提高起到有 益的作用。 输出整流滤波电容器的损耗分析 由于输出整流滤波电容器需要吸收输出整 流后剩余的纹波电流,因此也会造成输出 整流滤波电容器的损耗。 在各种电路结构中,电流断续型反激式开 关电源的输出整流滤波所产生的纹波电流 最大,电容的损耗也最大。 需要选择ESR低的电容器。 5. 缓冲电路的损耗 为了降低开关电源的电磁干扰,降低开关管的 di/dt、dv/dt,常需要利用缓冲电路实现这一功 能。 如果缓冲电路是RC或RCD形式,就会产生损耗。 如果选用LC或LCD电路形式则可以大幅度降低 缓冲电路的损耗。这其中还是存在L、D的损耗 以及电容器电压复位时的开关管的损耗。 采用软开关或零电压开关可以省去缓冲电路, 也没有了缓冲电路的损耗。 (四)减小开关损耗分析 4.1 用常规技术减小开关管开关损耗 1. 修正开关管的电压电流波形相位,使其 尽可能的错开 2. 缓冲电容器复位,为下一次起作用做好 准备; 开关过程的负载线 缓冲电路 DCR存在的问题 1.将开关管的损耗转移到缓冲电路中。实际 上并没有提高效率。 解决的思路 1.需要将缓冲电容器复位释放的能量回收; 2. 采用LC谐振使缓冲电容器电压复位 4.2 采用谐振复位技术降低开关管的 开关损耗 LC谐振复位的单管变换器缓冲电路 缓冲电路作用期间 缓冲电路的复位过程 相关波形 双管箝位的无源无损耗缓冲电路 开关管导通状态 缓冲电路起作用期间的等效电路 箝位二极管导通 开关管重新导通与缓冲电路复位 无源无损耗缓冲电路对效率的贡献 与RCD缓冲电路相比,无源无损耗缓冲电 路可以提高效率3~5%。 无源无损耗缓冲电路的优缺点 优点:可以不改变原有的控制方式,只需 将无源无损耗缓冲电路直接替代RCD缓冲 电路即可。 缺点:缓冲电路中二极管的反向恢复可能 引起某种程度的电磁干扰;二级管和复位 电感仍会产生一些损耗;缓冲电路复位时 将增加开关管的导通损耗。 如何克服无源无损耗缓冲电路的缺点? 1. 问题在于电路中存在二极管、复位电感; 2. 上述器件在工作过程中均存在损耗问题; 3. 解决问题的思路是:设法去掉缓冲电路中的二 极管和复位电感; 4. 复位电感问题如何解决?可以利用变压器的初 级激磁电感; 5.这就是准谐振反激式开关电源基本设计思路。 (四)谐振式工作模式 可以降低开关损耗 3.1 准谐振反激式开关电源 原理 准谐振反激式开关电源的主电路 缓冲电路作用于复位的等效电路 缓冲电路作用期间 缓冲电路的复位 主要波形 与无源无损耗缓冲电路相比的优点 1. 由于采用变压器初级激磁电感作为缓冲 电容器的复位电感,缓冲电路中省去了二 级管和复位电感; 2. 由于缓冲电路中仅剩下缓冲电容器,缓 冲电路将“没有”损耗产生,效率会进一步 提高; 3. 开关管在漏-源极电压最小值处开通,使 开通损耗变得最小化。 4. 缓冲电容器的复位没有经过开关管,缓 冲电路的复位过程不会增加开关管的导通 损耗。 效率改善情况 准谐振反激式开关电源的效率将比采用无 源无损耗缓冲电路的反激式开关电源高 5~8%;比RCD高至少10%。 准谐振反激式开关电源的不足 准谐振反激式开关电源毕竟是通过电感将 输入电能转换到输出,使得输入向输出传 输电能不连续,因而效率尽管有明显的提 高,但是,要进一步提高电源的效率(如 90%以上)将是不可能的; 开关管的耐压比较高,至少要600V以上, 是开关管的性能下降。 临界电流型,开关管的损耗要比电流连续 型大。 进一步改进效率的思路 考虑正激变换器的效率比反激式变换器的 效率高,可以考虑在正激变换器中采用谐 振式工作模式。 问题的关键是变换器如何工作在谐振工作 模式,以确保开关管的零电压开关。 合适的调频工作模式可以确保开关管的零 电压开关。 (四)零电压开关可以 有效的“消除”开关损耗 4.1 自然零电压开关最简单 自然零电压开关电路结构最简单,因此下 率也将是最高的。 实现零电压开通的条件 实现零电压开关的最简单的条件是利用变 压器激磁或其它电感迫使开关管导通前, 与需要开通的开关管反向并联的二极管导 通接续电感中的电流。 这样,开关管就可以在反向约0.7V的电压 下开通实现零电压开通。 也可以利用缓冲电容器复位过程中经开关 管电压拉底到零电压或极小值时开通开关 管。如准谐振工作模式。 如何创造零电压开通条件? 问题的关键在于如何维持变压器漏感电流 或激磁电感电流的电流方向不变一直到开 关管开通时刻。 在桥式或推挽电路结构中,如果不去处 理,变压器的激磁会由于输出整流电路的 续流作用将输出绕组“短路”,这就不能利 用激磁电流维持与开关管反并联的二极管 的持续导通,而只能利用变压器漏感。 如何创造零电压开通条件? 由于变压器漏感很小通常在很短的时间内 就可能将其储能彻底释放,使得开关管开 通前,其反并联二极管已经不再导通,令 电压开关的条件丧失。 尽管如此,还是可以在变压器漏感彻底释 放储能前将开开关开通。这种工作方式将 不能采用PWM,而只能用扣除死区时间的 “100%”占空比的工作方式,如直流母线变 换器就是采取这种工作方式老货的高电源 效率。 桥式电路结构的零电压开关过程分析 开关管关断过程的电压/电流波形 续流二极管续流电感中的电流 下边的开关管开通 在下边续流二极管续流的状态下,与其并 联的开关管导通,实现了零电压开通。 电感电流反向后,开关管不再起到续流作 用,正是开始传输功率。 开关管零电压开通过程主要波形 零电压关断的条件 在准谐振反激式开关电源电路或有源箝位 单管正激开关电源电路中,零电压关断是 利用缓中电容器的电压不能跃变特性,通 过快速关断开关管,将变压器漏感的电流 在缓冲电容器电压很底时转移到缓冲电容 器中,部分的实现开关管的零电压关断。 零电压关断的条件 利用外电路也可以实现零电压开关。 如零电压开关同步整流器。 零电压开关同步整流器 自 然 零 电 压 开 关 的 主 要 波 形 (五)LLC谐振桥式变换器 LLC谐振是桥式变换器获得零电压开关的最有效的方法 开关频率低于LC谐振频率时的等效电路 开关频率低于LC谐振频率的主要波形 开关频率高于LC谐振频率的主要波形 电路特点 1. 开关频率低于LC谐振频率工作模式下,输出 整流器在LC谐振电流下降到零后自动关断,开 关管开通使输出整流器的反向恢复结束,所产生 的电磁干扰相对低;而且也不会产生对开关管不 利的由于输出整流器的反向恢复所造成的开关管 的开通损耗。 2.开关频率高于LC谐振频率工作模式下,输出整 流器的反向恢复将在开关管的开通过程完成,可 能会出现比较大的电磁干扰;还可能会使开关管 的开通损耗增加。 3. 综合考虑,一般选择开关频率低于LC谐振频 率工作模式。 三、高效率开关电源设计实例 开关电源的效率要素 稳压的效率不如不稳压的; 隔离的不如不隔离的; 宽电压范围不如窄电压范围。 设计实例 1. 应用常规控制芯片的实现方法; 2. 准谐振反激式开关电源的实现方法; 3. LLC半桥谐振变换器设计; 4. 自然零电压开关变换器与直流母线变换 器的实现; 5. 有源箝位变换器的设计实例 (一)应用常规控制芯片实现高效 率开关电源 采用无源无损耗缓冲电路的UC3842应 用电路 应用TOP Switch的高效率开关电源 1. 应用普通的控制芯片UC3842的 设计实例 采用无源无损耗缓冲电路的UC3842应用电路 采用无源无损耗缓冲电路的UC3842应用电路板图 2. 应用TOP Switch的高效率开关电源 实现高效率的要点: 利用TOP Swtch的漏源极低寄生电容的特 点大幅度降低TOP Swtch的应用电流来获 得比较高的电源效率。 利用肖特基二极管的低导通电压和大幅度 电流降额使用可以降低导通电压的特点降 低输出整流器的损耗,提高整个电路的效 率。 70W反激式开关电源电路 评估电路外观 评估电路电路板图片 电路图 高效率的获得 TOP Swtch的降额应用。 按Power int公司给出的TOP Swtch的规格与输出电压 的关系。 型号 TOP TOP TOP TOP TOP TOP TOP TOP 242 243 244 245 246 247 248 249 输出 22W 45W 65W 85W 125 165 205 250 功率 WWWW 很显然,应用输出功率250W的TOP250实现70W的电 源,几乎降额到约28%使用,这样就可以大幅度降低导 通损耗。 开关管降额使用的意义 电流断续型反激式开关电源在220V输入电压等 级时70W输出功率大概需要2.3A的开关管电流。 在占空比为0.4的条件下,2.3A峰值电流对应的 有效值电流为0.84A; 在100℃结温下,TOP249的导通电阻为2.15Ω; 对应的导通损耗为1.52W,如果不降额使用,将 采用TOP245,在100℃结温导通电阻为6.45Ω; 对应的导通损耗为4.55W。 显然,通过开关管的降额使用可以使导通损耗降 低3W,仅此一点,整机效率可以提高至少4%。 MOSFET大幅度降额的问题 输入电压35~75V输出5V/6A的DC/DC变换器 开关管的损耗 器件 IRFR2 20 IRF64 0NS IRF63 4S DPA4 24 DPA4 25 导通电 最大占 阻(Ω) 空比 (%) 0.60 0.367 0.18 0.508 0.45 0.438 0.75 0.558 0.38 0.555 频率 (kHz) 390 227 309 406 415 开通损 导通损 耗(mW)耗 (mW) 135 1115 88 365 110 766 111 798 108 461 关断损 耗 (mW) 170 787 214 221 367 总损耗 (mW) 1420 1240 1090 1130 936 MOSFET大幅度降额的问题 很明显,采用MOSFET从5.2A的IRF220提 升到18A的IRF640,导通电阻从0.8Ω降低 到0.18Ω。在IRF640降低开关频率下的开 通损耗降低67mW,导通损耗降低约 650mW,但是开关损耗却增加了 700mW,总损耗仅降低14%。 由此可见,当开关频率比较高时,低寄生 电容的TOP Switch大幅度降额使用比 MOSFET更具有意义 输出整流器效率的提高 通常输出电压高于12V时多采用超快速二极 管; 在本设计实例中,为了降低输出整流器的 导通损耗而采用肖特基二极管; 采用了大幅度电流降额使用,输出电流为 3.6A却用了两只20A/100V的肖特基二极 管,使得电流降额达90%! 这样肖特基二极管的导通电压将从约0.7V 降低到0.4V。 70W反激式开关电源电路电路板图 变压器设计 变压器的相关参数 变压器绕组结构 变压器次级绕组采用铜箔绕制 测试结果 (输入电压与效率的关系) 测试结果 (输出功率与效率的关系) 测试结果 (待机损耗与输入电压的关系) 测试结果 (电源电压调整率) 测试结果 (负载电流调整率) 过电流保护与输入电压的关系 3. 应用TDA16888实现双管箝位 正激式开关电源的设计实例 设计实例 应用infineon的TDA16888是功率因数校正 与单端正激变换器二合一的控制IC。 可以方便的构成的具有功率因数校正功能 的双管箝位的双管正激开关电源。 评估板照片 电路特点 通过功率因数校正,将开关电源的输入功 率因数校正到接近于1。同时得到整流输出 电压得到与稳定,有利于DC/DC变换器的 工作状态; DC/DC变换器部分采用双管箝位变换器; 5V输出采用同步整流技术可以有效提高电 源效率; 由于DC/DC变换器的输入电压基本稳定, 同步整流器可以采用电路简单,成本低廉 的自供电同步整流驱动电路。 主回路 控制电路 主电路板的元件排布图 主电路板顶层PCB图 主电路板底层PCB图 控制电路电路板图 磁性元件设计 功率因数校正电感设计 功率变压器设计 输出滤波电感设计 功率因数校正电感设计 选择金属粉环:epcos的77930 - A7 电感量:L = 490 μH 功率变压器设计 变压器结构 变压器参数 磁芯在电路板的安装尺寸 输出滤波电感设计 输出滤波电感绕组结构 输出滤波电感参数 效率分析 效率分析 损耗分析 损耗分析 (二)准谐振反激式开关电源的实现 应用IRIS4015实现准谐振反激式开关电源; 应用ICE1QS01实现准谐振反激式开关电源; 应用NCP1207实现准谐振反激式开关电源。 1. 应用IRIS4015 实现准谐振反激式开关电源 样机的电路板元件排布图 样机的电路板图 轻载时的开关管漏-源极电压波形 满负载时的开关管漏-源极电压波形 需要解决的问题 轻负载时开关频率升高的限制。 解决方法1:采用QR/PRC(准谐振/脉冲比 率控制)控制方式 。 PRC工作状态下的空载漏/源极电压波形 测试结果 1. 样机:输入220VAC±20%,输出电压 24VDC/3.5A。 2.电源效应与负载效应:<1%。 3.效率:89%。 4. 输出电压尖峰:88mV(100MHz示波器 测试) 2. 应用ICE1QS01实现准谐振反激 式开关电源 解决方法2:数字降频 利用Infineon的数字降频的准谐振反激式开 关电源控制芯片ICE1QS01对反激式开关电 源进行控制,实现数字降频。 数字降频特性 数字降频的开关管漏-源极电压波形 重负载时开关管的漏-源极电压波形 数字降频的开关管漏-源极电压波形 负载减轻后开关管在第二个漏-源电压的极 小值处开通 数字降频的开关管漏-源极电压波形 负载进一步减轻时开关管在第三个漏-源电 压的极小值处开通 数字降频的开关管漏-源极电压波形 负载更加减小时开关管在第七个漏-源电压 的极小值处开通 应用ICE1QS01实现准谐振反激式开关电源 电路板元件排布图 电路的印制板图 电流泵对功率因数的贡献 通过简单的电路可以将开关电源的功率因 数提高到要求值。 3. 用NCP1207实现准谐振反激式开关电 源 (1)75W显示器开关电源电路图 75W显示器开关电源电路板图 75W显示器开关电源电路板元件排布图 动态自供电示意 (2)12V24W带有同步整流器的准 谐振开关电源设计实例8127D 电路图 电路板图 元件排布图 变压器设计 输入电压与整流输出电压 变压器设计 效率按87%计算,输入功率与输出功率的 关系: 变压器设计 直流母线的电流平均值 变压器设计 开关管选择800V耐压,对应的反冲电压: 其中尖峰电压选330V。 变压器设计 最大占空比: 变压器设计 开关管峰值电流: 变压器设计 开关频率为70kHz时对应的开关管导通时间 变压器设计 选择EF25磁芯,有效截面积:52.5mm2, 最大磁感应强度选250mT,对应的初级绕 组匝数: 变压器设计 绕组导线的选择,为了降度绕组的损耗, 可以采用多股线绕制,如0.12mm/4股绞和 后绕制 变压器设计 对应的初级电感量: 变压器设计 对应的磁芯的电感系数: 变压器设计 次级绕组匝数: 变压器设计 次级绕组可采用多股线绕制,可选用 0.22mm/24股绞和后绕制,或直接购买同 规格的lizi线。 变压器设计 辅助绕组匝数: 变压器设计 辅助绕组可以采用0.15mm漆包线绕制。 变压器设计 绕法:最里面为1/2初级,然后为次级,再 绕另1/2初级,最后是辅助绕组。 输出电流互感器设计 不同输出功率时开关管漏-源极电压波形 最高电源电压和最大负载时开关管 漏-源极电压波形 电源电压在180 VAC时效率与输出功率的关系 电源电压在240 VAC时效率与输出功率的关系 满负载的开关管栅极电压与漏极电 压波形(180V、输入时) 中等负载的开关管栅极电压与漏极 电压波形 轻负载 空载的开关管栅极电压与漏极电压 波形 3. LLC谐振桥式变换器的实现 问题的提出 随着大尺寸平板电视机的问世,使电视机 不再是厚重的电子设备,可以方便的挂在 墙上。给人们的生活带来极大的方便。 最主要的是由于平板电视机的厚度相对很 薄。 要求电源的厚度也很薄,仅仅25mm。这 样,平板电视机的电源将如何适应这一厚 度? 平板电视机对电源的要求 尽可能的薄 尽可能的高效率 尽可能地的电磁干扰 尽可能的薄 与常规电视机不同的是,平板电视机的厚 度很薄,因此要求其电源的厚度也必须很 薄才能适应平板电视机的要求。 尽可能的高效率 既然要求电源很薄,散热条件变差,需要 电源有尽可能高的效率来尽可能的降低电 源自身损耗而导致的发热。 尽可能低的电磁干扰 由于平板电视机里面有微弱信号的模拟电 路,要求平板电视机电源的电磁干扰要尽 可能的低。 常规开关电源存在的问题 为了获得低的电磁干扰,一般电视机中电源由于 采用反激式开关电源,因此效率并不是很高,对 体积要求不高。不能适应结构紧凑平板电视机。 众所周知,在各类开关电源中,反激式开关电源 的效率相对最低,双端正激式电路结构的效率相 对最高,因此电脑电源通常采用半桥电路结构。 由于电视机中的调节器和图象通道电路对电磁干 扰及其敏感,常规的半桥电路的硬开关工作模式 不能满足电视机的低电磁干扰要求,因此,需要 寻求低电磁干扰的工作模式。 平板电视机电源的最初解决方案 在最初的液晶显示器和早期的液晶电视机 中,电源是以电源适配器形式置于显示器 或电视机的外面。这就给使用带来极大的 不便。 1.开关电源电磁干扰产生的主要原因 开关电源产生电磁干扰的主要原因有: 开关管的硬开关过程的电流变化率di/dt和 电压变化率dv/dt过高所产生; 输出整流二极管的反向恢复过程与开关管 的开通过程同时起作用时,产生输出整流 二极管的回路与开关管的回路切换,两个 回路中的寄生电感、寄生电容释放储能而 产生的非常高频率的寄生振荡并产生比较 强烈的电磁干扰。 2.降低电磁干扰的基本方法 降低电磁干扰的基本方法就是避开或破坏 上述产生电磁干扰的条件。 2.1 零电压开关是减小开关电源电磁 干扰的最好方法 零电压开关可以是: 自然零电压开关; 全桥移相零电压开关; 谐振式零电压开关。 2.2 输出整流二极管的零电流开关 输出回路实现零电流开关,使环流过程中 两回路处在零电流的寄生电感无储能状 态;输出整流二极管自然反向恢复。 2.3 需要考虑的问题 一般零电压开关存在的问题; 准谐振工作模式存在的问难题 2.3.1 一般零电压开关存在的问题 自然零电压开关、全桥移相零电压开关的 输出整流滤波电感的电流处于连续工作模 式,存在开关管的开通与输出整流二极管 反向恢复同时出现的问题,所产生的电磁 干扰幅度是不能接受的。 2.3.2 准谐振工作模式存在的问难题 在电路和控制方式最简捷的就是谐振式工 作模式。对于输出功率不太大的应用并且 体积要求不十分苛刻如电视机的应用中, 可以采用准谐振反激式开关电源电路结构 和控制方式来获得零电压开关或在电压极 小值处开通。 而对于输出功率要求比较大的大尺寸平板 电视机,由于体积要求非常苛刻,采用准 谐振模式将不再适用。 3. LLC半桥谐振变换器 是最好的解决方案 基本控制思路是:在降低开关管的di/dt和 dv/dt同时,还要将输出整流二极管的反向 恢复过程避开开关管的开通过程。这样输 出整流二极管就可以在开关管开通前完成 反向恢复,消除输出整流二极管的反向恢 复对开关管开通过程的影响。 3.LLC半桥谐振变换器原理简介 3.1 基本电路结构 3.1 电路与控制方式的特点 1. 开关频率低于LC谐振频率工作模式下,输出 整流器在LC谐振电流下降到零后自动关断,开 关管开通使输出整流器的反向恢复结束,所产生 的电磁干扰相对低;而且也不会产生对开关管不 利的由于输出整流器的反向恢复所造成的开关管 的开通损耗。 2.开关频率高于于LC谐振频率工作模式下,输出 整流器的反向恢复将在开关管的开通过程完成, 可能会出现比较大的电磁干扰;还可能会使开关 管的开通损耗增加。 3. 综合考虑,一般选择开关频率低于LC谐振频 率工作模式。 3.2 开关频率低于LC谐振频率时的等效电路 3.3LLC串联谐振变换器工作在 fm

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