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全桥移相大功率开关电源设计

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该文档描述并分析了移相全桥拓扑电路的原理与应用。

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江南大学 硕士学位论文 全桥移相大功率开关电源的设计 姓名:石宏伟 申请学位级别:硕士 专业:控制工程 指导教师:沈锦飞 20080301 摘要 捅要 随着电力电子技术的快速发展,对电源设备尤其是大功率电源设备的要求越来越 高。由于不可控整流器在功率设备中的广泛应用,各种谐波对电网的污染也变得十分严 重,使得电能的生产、传输和利用的效率降低。为了解决这一问题,我们必须对输入电 流进行校正,使其正弦化,来提高系统的功率因数。同时,直流软开关技术是电力电子 装置向高频化、高功率密度发展的关键技术。目前大功率电源的功率因数校正(PFC) 技术和DC他C软开关技术是电力电子技术方面研究的重点问题。 本论文结合开关电源发展的现状,分析和研究了开关电源在高频和大功率情况下的 实现方案,并对高频大功率(20KHz,3KW)开关电源的主电路和控制电路进行了理论 设计和参数估算。变换器分为前后两级,前级采用Boost型的单相有源功率校正电路, 后级采用移相控制零电压(ZvS)技术的全桥变换电路。论文首先进行了前后级的方案 设计,从理论上分析了有源功率因数校正技术的基本原理,并详细分析了的工作过程和 介绍了这部分电路控制芯片,然后对整个功率因数电路进行参数设计;介绍了移相全桥 的特点,具体分析了移相全桥变换的工作过程,并对移相全桥电路进行了相应的参数设 计。 文章最后应用PSPICE软件对整个系统进行了仿真分析,对理论设计进行修正。结 果表明系统设计可行,性能指标基本可以满足设计要求。 关键词:开关电源;功率因数校正;移相全桥;软开关 Abstract AbstraCt With the development of Power Electronics,the technology of power is盯adually being hamonic perfeCt.Due to wide applications of the rectifiers,Va—ous waVes are produced. They pollute the electric network s嘶ously and reduce me emciency of production, tralllsmission and utilization of electricity.Tb solve this matter,we should make input current waVe sine,t0 improve power factor of this syStenl.At the same time,DC soR—switching tec_11nique in hi曲行equency and hi曲density convener.Nowadays,Power Factor Co盯ection (PFC)technique aIld DC/DC soR·switching PWM teChnique are both widely researched. sCh锄e This paper pmposed the concrete for me switching mode power supply wim hi曲 par锄eterS 丘.equency and hi曲power baSed on the deVelopment of SMPS.The structure and of the main circuit auld the control circuit are desi印ed in theo哆The conVener consists of f.o刑afd and backward stage,of witch the fb删ard is a single—phase Boost Power Factor Collrection circuit,and the backward stage main circuit is a Full-bridge conVerter using Phase—ShiRing Contr01 ZVZCS SoR·switching technique.The desi印project has been giVen in first,the principle of APFC and the contr01 chip are analyzed in detail,and the parameters of the circuit an calculated;The tI.aits of phase·shiRing如ll—b^dge are introduced and the process of the Full—bddge conVerter using Phase—shiRing Control ZVZCS SoR—switching technique is analyZed concretely’the parameters of this pan circuit are also calculated accordin酉y. Finally,a simulation for me entire system using PSPICE has been made.The results行om syst锄is simulations reveal mat the design of f.eaSible and the perfornlance of the conVerter can meet me demand of the design. Keywords:Switching Power Supply;Power Factor Correction;Phase-shiRing contr01; SoR—switching II 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取 得的研究成果。尽我所知,除了文中特别加以标注和致谢的地方外,论文 中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果,也不包含本人为获得江南 大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志 对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 签 名: 石宕弗 日 期: 二o o八年三月十一日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解江南大学有关保留、使用学位论文的规定: 江南大学有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘,允 许论文被查阅和借阅,可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库 进行检索,可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文, 并且本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。 保密的学位论文在解密后也遵守此规定。 星窒章 签 名: 导师签名: 日 期: 二o o八年三月十一日 第一章绪论 第一章绪论 1.1课题的背景及意义 电源是给电子设备提供所需要的能量的设备,任何电子设备都离不丌电源,这就决 定了电源在电子设备中的重要性。电子设备要获得好的工作可靠性必须有高质量的电源, 所以电子设备对电源的要求日趋增高…。 现有的电源主要由线性电源和开关稳压电源两大类组成。这两类电源由于各自的特 点而被广泛应用【引。线性稳压电源的优点是设计简单、成本低廉、稳定性好、可靠性高、 输出电压精度高、输出纹波电压小、无高频辐射干扰。它的优良的输出特性,使其在对 电源性能要求较高的场合仍得到广泛地应用。但它的不足之处也非常明显: (1)对供电电网电压的波动敏感; (2)要求采用工频变压器和滤波器,它们的重量和体积都很大: (3)调整管的功耗较大时电源的效率大大降低,一般情况不会超过50%: (4)过载能力差; (5)电源的功率因数低,一般在0.伽.7之间。 相对于线性稳压电源来说,开关稳压电源的优点更能满足现代电子设备的要求,从 20世纪中期开关稳压电源问世以来就倍受关注,特别是20世纪80年代以后,由于电力电 子技术的发展和新型电力电子器件的产生,使其在计算机、通信、航天、办公和家用电 器等方面得到广泛应用,大有取代线性稳压电源之势。 开关稳压电源的主要优点有; (1)效率高; (2)可靠性和稳定性较好; (3)体积小、重量轻; (4)对供电电网电压的波动不敏感,在电网电压波动较大的情况下,仍能持续较 稳定的输出。 但是,由于开关电源中的功率开关管处于开关状态,使其存在输出纹波电压较高、 瞬变响应较差、对电网和外部电子设备有电磁干扰等缺点。 今后,开关电源的发展,除了继续保持已有的优点外,主要是采用技术和工艺措施 来克服上述缺点。 1.2国内外开关电源的研究现状和发展趋势 1.2.1高频开关电源技术的发展及现状D¨町 1955年美国罗耶发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器,是实现高频转换 控制电路的开端。1957年美国查赛发明了自激式推挽双变压器。在1964年美国科学家们 提出了取消工频变压器的开关电源的设想。直到1969年终于做成了25千赫的开关电源。 这一电源的问世,在世界各国引起了强烈反响,从此对开关电源的研究成了国际会议的 热门课题。 自20世纪60年代开始得到发展和应用的Dc.DC功率变换技术,其实是~种硬开关技 江南大学在职人员!学位论文 术。60年代中期,美国已研制成20kHz DC.DC变换器及电力电子开关器件,并应用于通 信设备供电。由于这种技术抛弃了50Hz工频变压器,使直流电源的重量、体积大幅度减 小,电源效率和输出直流电的质量得以提高。到70年代初期,这种技术己在先进国家普 遍采用。早期开关电源的控制电路一般以分立元件的非标准电路为主,经过十多年的发 展,国外在1977年左右进入控制电路集成化阶段。这标志着开关电源的重大进步。80年 代初英国采用上述原理,研制了第一套完整的48V成套电源,即目前所谓的开关电源 (SMP—Switch Mode Power)或开关整流器(SMR.Switch Mode Rectifi哪。 70年代以来,在硬开关技术发展和应用的同时,国内外电力电子界和电源技术界不 断研究开发高频软丌关技术。 在70年代,最先出现了全谐振型变换器,一般称之为谐振变换器(Resonant converters)。它实际上是负载谐振型变换器,按照谐振元件的谐振方式,分为串联谐振 变换器(Series resonant converterS,SRCs)和并联谐振变换器(Parallel resonant converters, PRCs)两类。此类变换器一般采用频率调制的方法,且与负载关系很大,对负载变化很 敏感,在谐振变换器中,谐振元件一直处于谐振工作状态,参与能量变换的全过程。 准谐振变换器(Quasi.resonant conveners,QRCs)和多谐振变换器(Multi—resonant converters,MRCS)出现在80年代中期。这是软开关技术的一次飞跃,这类变换器中的 谐振元件只参与能量变换的某一个阶段,而不是全程。它也是采用频率调制的控制方法。 80年代末出现了零开关PWM变换器(Zero switching PWM convenerS),它可以分为零 电压开关PwM变换器(Zero.voltage.switching PWM converters)和零电流开关PWM变换 器(Zero.current.switching PWM converters)两种。它们采用的是PWM控制,谐振元件的 谐振工作时间一般为开关周期的l/lO.1/50。 90年代初出现了零转换PWM变换器(Zero transition conveners)。它也分为零电压 转换PwM变换器(Zero.voltage.traJlsition converters)和零电流转换PWM变换器 (zero.cullrent.transition conveners)两种。它是软开关技术的又一次飞跃。其特点是变换 器工作在PWM方式下,辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一小段时间,实现主 开关管的软开关,其它时间则停止工作。其损耗很小。 在环境保护意识日益加强的21世纪,电源系统的绿色化概念被提出。所谓电源绿色 化首先是显著节能,因为节电可以减少发电对环境的污染;其次是电源不能(或少)对电 网产生污染。事实上许多功率电子节能设备往往是电网的污染源。这些污染使得总的功 率因数下降,使电网电压产生毛刺尖峰甚至畸变。20世纪末各种有源滤波器和有源补偿 器方案诞生,有了功率因数校正(PFC—Power Factor Corrector)的方法,为开关电源产品 的绿色化奠定了基础。 近年来,为缩小开关变换器的体积和重量,提高其功率密度,并改善动态响应,开 关频率大幅度的提高,高频化成为一种趋势。小功率DC—DC变换器开关频率将由200~ 500kHz提高到1MHz以上,但是高频化又会产生新的问题:其一,开关损耗以及无源元 件的损耗增大;其二,高频寄生参数影响增大以及高频电磁干扰问题严重。因此,为减 小损耗,提高效率,采用了软开关技术,包括无源无损(吸收网络)软开关技术,有源 第一章绪论 软开关技术。 1988年R.A.Fisher提出了移相控制全桥ZvS.PwM变换器的概念并利用其做出了 500KHz、250w Dc/Dc变换器【5】;2000年浙大的DaVid M.xu采用在输出整流电路联谐 振网络的方法【6】,做出了5KW、100l饵z的ZCT-PWM全桥DC/DC变换器,效率达96%: 2004年张军明,张方等采用两个MOS管组成输出整流的一个桥臂,做出了2.8KW、 200KHz的zVS.PwM全桥Dc/DC变换器巴现在1MHz以上的Dc/DC电源的输出功率(未 扩容)仅能达到几百瓦。目前在相当高的开关频率(大于300IⅢz)下,基本上DC/DC电源 的功率都比较小,因为开关电源大功率输出会遇到很多难点,例如,软开关方案的选择: MOSFET的驱动及串并联问题;电路拓扑结构的选择;分布参数的影响等,因此对高频 率、大功率的开关电源进行研究很有价值。 1.2.2高频开关电源技术发展趋势 开关电源相关技术正处于迅速发展阶段。开关电源正向小型化和轻量化发展,因此, 高频化也就成为开关电源的主要发展方向之一。在一定范围内,开关频率的提高,不仅 能有效地减小电容、电感以及变压器的尺寸,而且还可抑制干扰、改善电源系统的动态 性能。开关电源的缺点之一就是产生的电磁干扰较大。若单纯追求高频化,电磁干扰也 会随之增大。软开关技术应用,既可以提高频率,又可以降低噪声,达到较好的动态性 能【5】o 进入21世纪,开关电源的具体技术将在以下几方面有更大的发展16】。 1)高性能碳化硅(SiC)功率半导体器件的发展 可以预见,SiC将是2l世纪最有可能成功应用的新型功率半导体器件材料,其特点 是:禁带宽,工作温度高,通态电阻小,导热性能好,漏电流极小,PN结耐压高等等。 2)高频磁技术 高频开关变换器中用了多种磁元件,有许多基本问题要研究,如高频下的寄生参数 问题,满足高频要求的磁性材料,磁电混合集成技术等。 3)新型电容器 研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容,要求电容量大,ESR 小,体积小等。 4)功率因数校正AC.DC开关变换技术 一般高功率因数AC.DC电源由两级组成:在DC.DC变换器前加一级前置功率因数校 正器,至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路,这样对于小功率开关电源来说,总 体效率低,成本高 5)高频开关电源的EMC研究 专门针对开关电源EMc的研究工作,目前还处于起始阶段,在电磁兼容领域,存在 着许多交叉学科的前沿问题有待研究。 6)开关电源的设计和测试技术 建模,仿真和CAD是一种新的,方便且节省的设计工具,此外开关电源的热测试、 EMI测试、可靠性测试等技术的开发,研究与应用也是应大力发展的。 江南人学在职人员!学位论文 7)低电压,大电流的丌关电源丌发 数据处理系统的速度和效率日益提高,新一代微处理器的逻辑电压可以低到1.1~ 1.8V,而电流达50~100A,因此对其供电电源的要求是:输出电压很低,输出电流大, 电流变化率高,响应快等。 1.3论文的主要内容及安排 本课题根据当前高频开关电源的现状和进展,采用现今应用广泛的移相全桥PWM 控制来满足大功率的要求,同时应用ZVS软开关技术减小开关器件的损耗,将工作频率 提高到20KHz,使输出功率提高到3KW,并针对高频开关电源中的一些问题,如主电路 软开关的实现,功率器件的并联及驱动,高频变压器的设计,系统的EMI设计等问题进 行研究,并在仿真中进行了验证。本课题拟采用模块化的设计方法,通过理论估算、软 件仿真等环节设计开关电源。主要设计内容包括: 1)主功率变压器、各电感的参数设计 2)输入整流部分参数设计 3)逆变部分参数设计 4)驱动电路的设计 5)控制电路及保护电路设计 在设计的基础上,利用PSPICE进行仿真,并根据仿真结果对设计进行验证和改进。 论文中所设计的电源指标如下: 1)输入单相交流电压:220V; 2)输出直流电压:24V; 3)输出功率:3KW; 4)功率因数:大于95%; 5)辅助功能:过流、过压保护。 论文的具体结构分配如下: 第l章为绪论。主要介绍目前国内外电源技术发展现状,说明了课题的背景及意义。 提出了本论文的工作方向。 第2章为全桥移相大功率开关电源的方案的确定。主要介绍总体的设计结构、功率 因数校正电路和DC/DC变换器的设计方案。 第3章为有源功率因数校正的原理与设计。主要介绍功率因数的定义、提高功率因 数的途径、功率因数校正的主电路和控制电路的设计。 第4章为软开关全桥移相变换器的原理与设计。主要介绍移相全桥ZVS.PWM变换 器的工作原理、DC/DC变换器主电路和控制电路、驱动电路的设计。 第5章为仿真结果及分析。对设计方案的电路进行仿真,给出仿真结果,并与传统 的电路对比分析。 第6章对全文进行了总结,对系统设计提出了改进的方案,提出了对未来研究的展 望。 4 第二章全桥移相大功率开关电源的方案的确定 第二章全桥移相大功率开关电源的方案的确定 2.1总体的设计结构 根据变换器的设计要求,功率因数要求达到95%以上,所以整个系统必须采用功率 因数校正设计,来提高系统的效率,同时减低变换器的电磁干扰。 按整个电路的拓扑结构分,功率因数校正技术可分为两级PFC和单级PFC,两种结 构各有优缺点【71【81。 一、两级功率因数校正 目前研究的两级电路是由两级变换器组成:第一级是PFC变换器,目的在于提高输 入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波:第二级为DC/DC变换器,目的在于调节输出 稳定以便与负载匹配。具体实现方式很多,在通信用大功率开关整流器中,主要采用的 方法是在主电路输入整流和功率转换电路之间加入一个校正环节,典型的两级变换器的 结构如图2—1所示。 市电 直流 输出 (a)两级PFC变换框图 + Uo —- (b)两级PFC变换结构图 图2.1典型的两级PFC变换 Fig.2一l typical two PFC conVerter 由于两级结构的每级分别有自己的控制环节,所以电路有良好的性能。它具有功率 因数高、输入电流谐波含量低,以及可对DC/DC进行优化设计等优点。但两级PFC电路 也有两个主要缺点:一是由于有两套装置,增加了器件的数目和成本;二是能量经两次 转换,电源的效率也会有所降低。因此,两级电路一般应用于功率较大的电路中【8J。 二、单级功率因数校正 单级PFC技术的基本思想是将PFC变换器和Dc/DC变换器合二为~,典型的单级 江南人学在职人员学位论文 PFC电路如图2.2所示。两个变换器共用一套开关管和控制电路,因此单级PFC技术降低 了成本,提高了效率,减小了电路的重量和体积。 + Uo —- 图2.2典型的单级PFC变换 Fig.2—2 typical one PFC converter 单级PFC电路具有许多优点:PFC级和DC/DC级共用一个开关管,共用一套控制电 路,这就使得电路设计大为简捷,降低了硬件成本;变换中能提供任何选定的电压和电 流比;由于功率实现的是一次性变换,所以能获得较高的效率和可靠性。单级PFC电路 正因为具有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。 但是与传统的两级式变换器相比,单级变换器要承受更高的电压应力,有更多的功 率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出,而且由于开关工作频率不断提高所 带来的电磁干扰问题也日益严重,显著影响了变换器工作的可靠性和频率的提高。单级 方案中还存在储能电容电压过高的情况,而且储能电容电压随着输入电压及负载的变化 而升高,这将会导致电路的稳态特性受到一定的影响,同时某些元器件的体积成本会有 所提高,这都是期待解决的问题【9】【10】。所以对于小功率的场合,由于成本及体积的限制, 一般采用单级功率因数校正电路。 综上所述,根据两种电路结构的特征和变换器的性能指标,变换器要求输出的电压 稳定,而且动态性能较好,即在空载至满载的情况下,输出电压都必须在24v,纹波电 压不超过2V,所以电路选择两级的结构来实现,则电路的总体结构框图为下面图2—3所 不。 磊滤波曩电鼍路鋈l|H’鏊l校主正鼋电誓路 鑫錾镧H盛 逆变电路I l’l变压器 翟屯金流壶反篆馈lI lI誓电嚣路Il l输爱反蛊馈压lI II”驱训动屯电印路 电压电流 检测 UC3854功率 因数控制电路 UC3875PWM 移相控制电路 图2.3总体结构框图 diagI砌 Fig.2-3 stnJcnIre block 过电压、过 电流保护 6 第二章全桥移相大功率开关电源的方案的确定 2.2功率因数校正电路PFC的设计方案 2.2.1 PFC的实现方法 功率因数校正电路分可为无源功率因数校正(PPFC)和有源功率因数校正(APFC) 两大类。无源校萨电路通常采用无源元件电感、电容组成低通、带通滤波器,工作在交 流输入电的工作频率,将输入电流波形进行相移和整形。虽然无源功率因数校正电路的 电路结构简单,得到的功率因数不如有源功率因数校正电路那么高,但仍然可以使功率 因数提高到0.7.0.8,但是出于工作在输入电的低频率下,电感、电容的体积就比较大, 因而组成的无源功率因数校正电路部分的体积可能比较大,且它的补偿特性易受电网阻 抗、负载特性的影响,会由于和电网阻抗发生谐振而造成电路元件的损坏,不能对谐波 和无功功率实现动态补偿,因而它只能在中小功率电源中被广泛采用【71【lll。 有源功率因数校J下电路自上世纪90年代以来得到了迅速推广。它是在桥式整流器与 输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路,使功率因数接近于l。有源功率因数校正 电路工作于高频开关状态,体积小、重量轻,比无源功率因数校正电路效率高,而且能 对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿,补偿特性不受电网阻抗和负载阻抗的影响,因 而近些年来受到了相当的重视。有源功率因数校正的基本原理就是通过控制电路强迫交 流输入电流波形跟踪交流输入电压波形,从而实现交流输入电流正弦化,并与交流输入 电压波形同步,其作用相当于一个电阻,所以有源功率因数校正又叫做电阻仿真器 (Resistor Emulator,RE)。由于半导体制造加工技术的快速进步,分立半导体器件和集 成电路的造价不断降低,有源功率因数校正技术由于它技术性能好的优点,得到了越加 广泛的应用。 有源功率因数校正的缺点是电路比较复杂,成本较高,响应较慢,输出电压纹波较 大等问题,它们的实际应用受到一定的局限。但是有源功率因数校正的效果好,所以得 到了广泛的应用。 由于APFC电路要求既能控制输入电流波形呈正弦波,又要能够对输出电压进行稳 定控制,也就是说,需要同时满足两个相互矛盾的特性,就必然会造成瞬态响应的恶化。 例如传统的开关电源在负载和电网电压变化时,能瞬间改变脉冲宽度,使输出电压保持 恒定。而APFC电路却需要把输入交流波形调节成正弦波,所以至少要延迟半个周期的 时间来保持同一控制方式,其结果必然会造成输出电压稳定时间的恶化,脉动电压也会 增大,比传统的开关电源的脉动电压会大数十倍【llJ。但是此系统设计方案是采用两级 PFc结构,前级输出电压脉动较大对后级Dc/DC变换的影响不大,后级变换对输入直流 电压允许一定的波动,前级输出电压的波动绝对满足要求,所以本系统中前级采用有源 功率因数校正法。 2.2.2 APFC的拓扑结构 从原理上说,任何一种Dc/Dc变换器拓扑,都可以作为PFC的主电路。常见的功率 因数校正器的基本电路有:Buck(降压式)、Boost(升压式)、Buck.B00st(降/升压式)、 Cuk、F1yback(反激式)等变换器【9】。 7 江南人学在职人员学位论文 一一 ●一 2、 2土 -L 西 2I = 匕 一 _ _●●_ 2土 Zl T (a)Buck型PFC 9 一 ● --●_ 2l 2 十 ●_ - ZX Z -L T (b)Buck-Boost型PFC L L ; 王 j r U 一/ ;彳 一 2王 2 L LS U 一 2土 -, 。 ? - 一 _●__ 2l 2I 叫 (c)Flyback型PFC (d)Boost型PFC 图24几种常见的PFC电路的拓扑 Fig.2.4 some common PFC circuit topology 这几种PFC拓扑结构的特点如下: Buck(降压式):只能实现降压功能,输入电流不连续,噪声纹波大,滤波困难, 开关管上电压应力大。 Buck.Boost(降/升压式):需要两个电子开关,用一个开关控制驱动,电路比较复 杂,一般只应用在中小功率输出场合。 FlVback(反激式):输入、输出之间隔离,输出电压可以任意选择,属于简单电压 型控制器,适合于150W以下的功率要求。 Boost(升压式):电感电流连续,电流畸变率小,储能电感可作滤波器抑制RFI(射 频干扰)和EMI(电磁干扰)噪声,并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击,由于电路 有升压斩波电路,输出电压高于输入电压峰值,电源允许的输入电压范围扩大,通常可 以达到90.270V,提高了电源的适应性【lo】【1 21。升压式PFC控制简单,适用于100.2000W 的功率要求,应用最为普遍,本系统中Boost升压结构是我们选择的方案。 2.2.3 APFC的控制方法 在有源功率因数校正电路中,主电路采用了Boost拓扑结构,加上PFC控制器,这样 就构成了BoostAPFC电路。BoostAPFC控制电路根据电感电流是否连续可分为不连续导 电模式DcM(Discontinuous Conduction Mode)和连续导电模式CCM(Continuous Conduction Mode)两种控制方式,在DCM下,用电压跟随器方法实现PFC,而在CCM 下,则可用乘法器方法实现PFC【8】【121。 DCM控制模式的优点:输入电流自然跟随输入电压且输入电流畸变率较小;功率开 关管零电流开通,没有二极管的反向恢复问题。缺点:输入电流纹波较大,对输出滤波 电路要求高;峰值电流远高于平均电流,而且开关器件承受较大的应力,导致导通损耗 和成本增加,只适合用在小功率场合;同时,功率因数与输入和输出电压的比值有关, 当输入电压变化时,功率因数也将发生变化,所以,DCM方式的有源功率因数校正电路 较少被使用。 第二章全桥移相人功率开关电源的方案的确定 CCM控制模式的优点:输入电流纹波小THD和EMl小,对输入滤波器的要求小,输 入电流峰值小,对器件的应力要求就小,相应减小了器件的导通损耗:适用于大功率应 用。其主要的一个缺点在于高压快恢复二极管反向恢复带来的损耗比较高,影响整个系 统的效率并造成一些EMI问题。 从上面的分析可以看出,CCM模式在大功率应用的场合具有相对较大的优势,所以 此系统B00st APFC电路选择工作在CCM模式下。 采用CCM工作模式,就需要使用乘法器来实现PFC【l 21,当采用乘法器控制时,由于 输入电流总带有一些开关频率的纹波,因此必须决定反馈哪个电流,因此产生了三种电 流的控制方式,即电流峰值控制、电流滞环控制、平均电流控制【61【10】。这三种控制方式 的基本特点如下表2.1所示。 表2.1三种电流控制方式的基本特点 Tab.2.1 basic f.eanIres of three current control mothod 控制方法 检测电流 开关频率 工作模式 对噪声 使用拓扑 备注 电流峰值 开关电流 电流滞环 电感电流 恒定 变频 CCM CCM 敏感 敏感 Boost Boost 需斜率补偿 需逻辑控制 平均电流 电感电流 恒定 任意 不敏感 任意 需电流误差放大器 其中平均电流控制方式的优点是:开关频率恒定;THD较小,电感电流峰值与平均 值之间的误差小;跟踪误差小瞬态特性较好;对噪声不敏感;适用于大功率应用;此控 制方案是目前PFC中应用最为广泛的一种控制方式。考虑到本变换器的功率较大,以及 对输出特性的要求较高,所以就采用工作在CCM模式下的平均电流控制方式。 2.3 DC/DC变换器的设计方案 DC/Dc变换属于开关电源中实现功率变换的部分。现代开关电源分为直流开关电源 和交流开关电源两类,前者输出质量较高的直流电;后者输出质量较高的交流电。本课 题研究属于直流变换器的范畴113j。 表2.2 PwM开关电源拓扑的比较 电路拓扑 Tab.2—2 comparing of PWM switching power top0109y 功率范围/W Vin(dc)Ⅳ 输入、出隔离 典型效率 (%) 相对成本 Buck o ̄lOOO 5—40 无 BOOst o ̄1 50 5 ̄40 无 Buck.Boost O~150 5—40 无 70 1.0 80 1.O 80 1.O 正激式电路 0一150 5—500 有 反激式电路 O~150 5—500 有 78 1.4 80 1.2 推挽式电路 100~1000 50 ̄1000 有 半桥电路 100~500 50一1000 有 全桥电路 400~2000 50—1000 有 75 2.O 75 2.2 73 2.5 分析上表可知,在需要大功率的场合,众多DC.DC变换器拓扑中,首选全桥变换 9 江南人学在职人员学位论文 器。因为在功率丌关管电压和电流额定相同时,变换器的输出功率通常随开关管数量增 加而增大,故全桥变换器的输出功率最大。全桥变换器由四个功率开关管构成,主变压 器只需要一个原边绕组,通过『F、反向的电压得到正反向磁通,变压器铁芯和绕组得到 最佳利用,使效率和功率密度得到提高。 本课题所研制的变换器要求输出功率为3Kw,同时具有很强的带载能力,属于大功 率电源。后级DC/DC变换的输入电压为单相PFC升压后稳定的直流电压,电压较高(大 约为400V),对开关器件的电压应力要求较高,因此选用全桥式电路较为合适,变压器 磁芯和绕组能够得到最佳的利用,使效率、功率密度得到提高;另一方面,功率开关在 较安全的情况下运行,一般情况下,最大的反向电压不会超过输入整流滤波电路的输出 电压。但是全桥变换需要的功率器件比较多,在开关导通的回路上,至少有两个管压降, 因此功率损耗也就比较大。由于前级APFc输出直流电压很高,这些损耗还是可以接受 的。 目前常用的全桥式变换器有传统的硬开关式、谐振式及移相式,其中软开关移相式 近年来受到人们普遍的关注,它综合了PwM控制技术与软开关的优点,在大范围内实 现恒频控制,而在功率器件换流瞬间,它利用变压器的漏感和功率半导体器件的结电容 的谐振来实现零电压开关换流…J。因此本课题要开发的电源的后级DC/DC变换就采用移 相全桥变换器的拓扑结构。本文在第三章将对此详细加以介绍。 2.4辅助功能部分 1.辅助电源 辅助电源电路的功能是为控制电路供电。辅助电源的类型很多,既可以采用串联线 性调整型电源,也可以采用小功率开关电源。在本系统中,将采用集成芯片7815构成稳 压电源为控制电路供电,具有稳定的15V输出。 外加电源的电路图如图2.5所示。 交流罾 交流输入220Y 2 o—-———-———-_一 划 】 .、j泌 * 1 三 Cl T|‘ , ’r I......一 ..........J +1 V 三C2 T815 兰 一 C3 C4 图2-5外加电源电路图 2.保护电路 Fig.2-5 applied power circuit 保护电路是控制电路中的一个重要组成部分,为了提高电源的可靠性必须不断的完 善保护电路的功能。当前电源的保护电路的主要保护功能有:过压保护、过流保护、欠 压保护和过热保护,其中过压、过流保护是为了保护外界负载和电源两者而设置的,而 欠压和过热保护是为了电源本身而设置的。 3.软启动电路 考虑到:(1)由于在Boost电路中,输出电压总是高于输入电压。在电压启动时, 10 第二章全桥移相人功率开关电源的方案的确定 输出电压为零。输入电压通过电感L向输出端传递能量,电感L两端在较长时间内承受『E 电压,会导致很大的电流尖峰,导致电路中器件的过流损坏。(2)电源的输出滤波电容 较大,输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流,叠加在负载电流上,不仅 可能使过流保护电路产生误动作,也可能会造成开关管的过流损坏。如果为了避免因此 引起的误动作而将保护电路的保护动作延迟,这样将会降低过流保护的安全性和有效性 【2l】 o 因此电源必须具备软启动环节来避免上述两种情况产生的电流过冲的问题。 2.5本章小结 通过以上部分的分析介绍,我们已经基本确立了本系统设计的大体方案: 1.总体结构上采用两级PFC技术; 2.前级PFC采用Boost升压型平均电流控制方式的APFC技术; 3.后级DC/DC变换采用移相全桥软开关技术; 4.最后介绍了系统的辅助部分的设计思路。 江南人学在职人员学何论文 第三章 有源功率因数校正的原理与设计 3.1功率因数的定义 根据电工学的基本理论,功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在 功率(S)的比值【’41。所以功率因数可以定义为输入电流失真系数(y)与相移因数(cosm) 的乘积。 肝:冬:掣:乒c神:舯s① s UIl r。 I哪 ; 、(3-1‘) 式子中:乃 砌J 表示输入基波电流有效值 表示输入电流有效值 y=≥表示输入电流失真系数 』Ⅲ“ 可见功率因数(PF)由电流失真系数(,,)和基波电压、基波电流相移因数(cos①) 决定。cos①低,则表示用电电器设备的无功功率大,设备利用率低,导线、变压器绕 组损耗大。同时,7值低,则表示输入电流谐波分量大,将造成输入电流波形畸变,对 电网造成污染,严重时,对三相四线制供电,还会造成中线电位偏移,致使用电电器设 备损坏。 由于常规整流装置常使用非线性器件(如可控硅、二极管),整流器件的导通角小 于1800,从而产生大量谐波电流成份,而谐波电流成份不做功,只有基波电流成份做功。 所以相移因数(cos①)和电流失真系数(厂)相比,输入电流失真系数(y)对供电线 路功率因数(PF)的影响更大 我国于1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准(GB/T14549.93)。 艘:冬:萼掣:丢×cos矽叩。s矽 j (、 3.21) s ylI r。l ms 传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流(即,l_‰或,,=1)的条件下得到的, 这样功率因数的定义就变成了阡=cos①。 3.2谐波电流的危害及改进措施n51 3.2.1谐波电流对电网的危害 谐波电流对电网的危害表现在: 1.谐波电流流过线路阻抗,造成谐波电压下降,使电网的正弦波电压产生畸变; 2.谐波电流会使线路和配电变压器过热,严重时会损坏电器设备; 3.谐波电流会引起电网LC谐振; 4.高次谐波电流流过电网的高压电容,使之过流、过热,甚至爆炸; 5.在三相四线制中,中性线流过三相高次谐波电流(三倍的3次谐波电流),是中 性线过电流; 6.谐波电流使交流输入端功率因数下降,结果是发电、配电及变电设备的功耗加 大,效率降低。 第二章有源功率冈数校正的原理与设计 为了减小AC.Dc变换电路输入端谐波电流的后果,以保证电网的供电质量,提高电 网的可靠性,提高功率因数,必须限制AC.DC变换电路输入端的谐波电流。国际标准的 谐波电流限制值:2次谐波旦%,3次谐波墨3%,5次谐波S1 O%,7次谐波S7%,……。 3.2.2不良功率因数的成因 由阿=7 cos①知,PF值由以下两个因素决定:一是输入基波电压与输入基波电流 的相位差①,二是输入电流的波形畸变因数y。 (1)相控整流电路 对于常见相控整流电路,其基波电压和基波电流的位移因数如表3.1所示: 表3一l常见相控整流电路基波电压和基波电流的位移因数 7r曲.3一l phase—shift factor of mndamental Voltage and current in common phase·control rectifier circuit 电路形式 单相电路 三相电路 12相电路 基波电压和基波电流的位移因数 O.911 O.949 O.986 相控整流电路功率因数低的主要原因是基波电压和基波电流位移因数cos①的影响. 即受可控硅控制角的影响,使电流滞后于电压,cos①<l。改善相控整流电路功率因数的 措施,一般是在负载端并联一个性质相反的电抗元件。若电网呈感性,通常采用电容补 偿的方法。 (2)开关整流电路 对开关整流电路而言,Ac/DC前端通常由桥式整流器和大容量滤波器组成,在这种 电路中,只有当线路的峰值电压大于滤波电容两端的电压时,整流元件中才有电流流过, 使得输入电流呈尖脉冲形式,且产生一系列奇次谐波,致使功率因数降低为O.7.O.8。所 以,对开关整流电路而言,不良功率因数主要源于电流波形的畸变。 3.2.3提高功率因数的措施 定义总谐波畸变(THD)【16】【17】 r——:—————:———————————:—————:- THD=I h|I~=心0I:+Ij+…+I气、)|lj ◇o● 其中:磊为所有谐波电流分量的总有效值,乃为输入电流基波有效值。由于对开关 整流电路而言,不良功率因数主要源于电流波形的畸变,故令口=0,并由式(3.1)、(3.2) 可得: J-__-___-_________________________一 PF=II|l R=、|~、+THDz ◇-q 由式(3.4)所知,对开关电源电路,对输入端谐波电流的抑制既可以保证电网供 电质量,提高电网的可靠性,也能提高输入端功率因数,达到节能的效果。 目前,欧洲已强制性要求电子设备的输入电流谐波必须满足一些标准,如分别对线 电流为16A及16A以上提出了IEC looO.3.2和IEC looO.3.4谐波电流限制标准。 IEC l000—3—2谐波电流限制标准要求对于输入电压为220/380V,230/400V或 240/415V,且每相输入电流小于16A的电源设备(如三相对称设备,便携式设备)必须 满足它的要求,见表3.2所示。 江南人学在职人员学位论文 表3.2 IEC 1000.3—2谐波电流限制标准 Tab.3—2 IEC 1 000—3—2 hamonic current limiting sIandard 谐波次数n 最大允许谐波电流(A) 3 2.30 5 1.14 7 O.77 9 O.40 11 O.33 13 O.21 15Sn≤39 2 4 6 8Sn540 O.15×15/n 1.08 O.43 0.30 0.23×8/n 限制谐波电流,提高功率因数可采用以下措施: 1.附加无源滤波器:在整流器和滤波电容之间接入~个滤波电感L,增加输入端 交流电流的导电宽度,减缓电流冲击,减小波形畸变,从而减小电流的谐波成分。还可 在交流侧并联接入LC谐振滤波器,使交流端输入电流中的谐波电流经LC谐振滤波器形 成回路而不进入交流电源。 无源LC滤波器的优点是:电路简单、成本低、可靠性高、电磁干扰EMI小。缺点是: 体积大,很难做到高功率因数,一般只能达到O.9左右,工作性能与频率、负载变化和输 入电压的变化有很大关系,LC回路有大的充放电流,还可能引发谐振。 2.采用PWM高频整流:PWM控制技术首先是在直流斩波电路和逆变电路中发展起 来的。目前SPwM控制技术己在交流调速用变频器和不间断电源中获得广泛应该用。把 逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路。通过对PWM整 流电路的适当控制,可以使交流输入端的输入交流电流非常接近正弦波,且和输入电压 同相位,功率因数近似为1。这种整流器称为单功率因数变流器或高功率因数整流器。 这种整流电路的主要缺点是输出直流电压是升压而不能降压,输出直流电压可以从交流 电源电压峰值向高调节,如果向低调节就会使电路性能恶化,甚至不能工作。 3.附加有源功率因数校正器APFC(Active Power Factor Co盯ection):在二极管整 流电路和负载之间接入一个DC.DC变换电路,采用电流和电压反馈技术,输入端交流电 流跟踪交流正弦波电压,使交流输入电流接近正弦波,并和交流输入电压同相,从而使 输入端总谐波畸变率THD<5%,功率因数可提高到接近1。 有源功率因数校正电路工作于高频开关状态,体积小,重量轻,比无源校正电路效 率高。所以本课题采用有源功率因数校正技术来提高开关电源的功率因数。 3.3功率因数校正的实现方法n3¨”1 由功率因数阿=ycos①可知,要提高功率因数,有两个途径: 1.使输入电压、输入电流同相位。此时cos①=1,所以阡=y。 14 第三章有源功率内数校正的原理与设计 2.使输入电流正弦化。即,。=,,埘(谐波为零),有}=1即:阼=y cos①=1 l rms 从而实现功率因数校正。 利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形,使输 入电流波形呈纯正弦波,并且和输入电压同相位,此时整流器的负载可等效为纯电阻, 所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器。 3.4 PFC主电路的原理与设计 3.4.1 Boost变换器的PFC原理 有源功率因数校正(APFC)电路的主要思想是:选择输入电压为参考信号,使得 输入电流跟踪参考信号,实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似的同频同相正 弦波,以提高功率因数和抑制谐波。图3.1所示为一个Boost变换器APFc电路的原理图, 其主电路由单相桥式整流器和Dc.Dc Boost变换器组成,控制电路由电压误差放大器 VA、参考电压Ur、电流误差放大器CA、乘法器M、PwM调制器和驱动器组成。 图3一l Boost变换器PFC电路的原理图 Fig.3一l Boost conVerter PFC principle circuit 工作原理:主电路的输出电压Udc和参考电压Ur比较后,输入给电压误差放大器VA, 整流电压检测值和电压误差放大器Ⅵ~的输出电压信号共同加到乘法器M的输入端,乘法 器M的输出则作为电流反馈控制的基准信号,与开关电流的检测值比较后,经过电流误 差放大器CA加到PwM调制器及驱动器,以控制开关管vT的导通与关断,从而使得输入 电流(即电感电流)低频分量的波形与整流电压的波形基本~致,使电流谐波大为减少, 提高了电路功率因数。其中,输入电流高频分量对系统的影响可通过设置电流误差放大 器CA的幅频特性来降低,通过设计,对于低频分量,电流误差放大器cA的增益较大, 使得输入电流中的低频分量非常接近作为电流反馈控制的基准信号;对于高频分量,电 流误差放大器cA的增益则很小,使得高频分量在电流误差放大器输出端几乎不存在, 15 江南人学在职人员学位论文 从而保证PwM调制器为『F弦波脉宽调制方式控制…【61。 单相交流电源Ui经EMI滤波后通过整流桥变成直流电UI,经由L、vT、vD组成的 Boost功率因数校正电路,通过输出滤波电路输出直流电压Udc,一般Ud。为Ul的1.5~2倍, 本设计的目标为Ud。=500V。 3.4.2功率因数校正主电路的设计 单相交流电源经EMI滤波后通过整流桥整流变成直流电,经由Ll、vT:、vD:组成的 B00st功率因数校正电路,通过输出滤波电路输出直流电压Ud。。 VDRl— .VDR3. 2、 Z∑ 》 EMI 滤波 ——VDR2_ CVDR4. 】 £ ∑ + =题蜀獾 czl兰 cz2兰 一 U6 - 1.EMI滤波器的设计 图3—2功率因数校正主电路图 Fig.3—2 PFC main circuit 从频率选择的角度看,EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工 频交流电传输到开关电源,不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰;同时,它 还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声干扰,以免影响其他电子设备的正常工作{18】。 本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图3.3所示,它由CI、C2、C3、C4和L组成。其中 L表示绕在同一铁心上的共模电感,两者匝数相等,绕向相同;C1.C4为滤波电容,L的 两个绕组形成的电感分别与C2、C3构成共模噪声滤波器,滤除电源线上的共模噪声。由 于电感器的绕制工艺不可能保证两个电感完全相等,所以两者之差就形成了差模电感。 差模电感与C卜C4构成差模噪声滤波器,滤除差模噪声。L电感量通常为几十毫亨,差 模电感一般为L的1.5%.2%(与结构及绕制工艺有关)。通常Cl和c4选用陶瓷电容或聚乙 烯薄膜电容器,电容量一般选O.OluF.O.47uF,C2、C3选用陶瓷电容,电容量一般选 2200pF.6800pF,C1.C4的耐压值均为630vDC或250VAC【8】【19】。 图3.3 EMI滤波器的结构 Fig.3·3 EMI filter structllre 16 第三章有源功率因数校正的原理与设计 根据文献【19】,本系统中选用L为20mH,C卜C4选用O.47uF/275VAC的聚乙烯薄膜 电容器,而C2、C3选用4700pF/2KV的高压瓷片电容。 2.输入整流桥的设计 (1)整流桥的耐压 所设计变换器的输入电压为交流市电50Hz,220V士lO%,即198V~242V, 其峰值为:280V~342V, 则整流桥所承受的最大反向电压为、/2u加(。。)=342矿 取50%的裕量得:342×(1+50%)=513V (2)整流桥的额定电流 因为电源的输入功率随效率变化,所以应取电源效率最差时的值。在此,我们按开 ,。加((。mI。))2:五—兹—2石}:-黑歹:丽126.9彳 关电源的效率最差时取值,取77。;。=O.9;输出功率为3Kw,最大输入电流有效值为 1。-y以 (【33.。55) 考虑裕量,取整流桥的额定电流为20A。 考虑到安全裕度,选用型号为D5SBA20的整流桥,其电压、电流定额为600v/20A。 3.输入滤波电容的设计 输入滤波电容C主要起滤波和平滑直流电压输出电压,减小其脉动的作用。 本文从能量角度估算电容值,即输入滤波电容要能为后续电路提供所需的足够的能 量,以保证其按要求运行。推算方法如下【201: 输入整流后续电路每个周期中所需的能量约为 PN/ 3Q@o/ %=寿=t等“6.7/ (3-6) 式中A为输入交流电压的相数,单相输入为1,三相输入为3: 每半个周期输入滤波电容所提供的能量为 孥:丢cz[(‰嘶。2一‰2)】 (3.7) CZ=去=嘉‰硼优胪 %2瓦藏5丽巧孬刮~渺 可得输入滤波电容的容量为【481【49】 ‘ (u3嗡.’ 8) 从控制纹波的角度考虑,也可以验证此结果也满足纹波要求。 4.升压电感的设计 电感器在线路中起着能量的传递、储存和滤波等作用,并决定了输入端的高频纹波 电流总量,因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况:输出功 率最大,输入电压最低,此时,输入电流最大,纹波也最大。为了保证在这种情况下输 入电流的纹波仍然满足要求,电感的设计应该在输入电压最低点讲行计算。 从前面分析我们知道,当主开关管导通时有: 江南大学在职人员学位论文 %=厶寻2盖 T T dLL T Ⅺ1 aZ上一,』。 毗=拦 (3-9) 确定输入电流的最大峰值:峰值功率等于2倍的平均功率,‰为√2%埘。 当输入电压最低时,输入电流最大,有: 矿差2高‰翊舢 p埘 在电流纹波和峰值电流之间最好的妥协办法就是允许电感电流有20%的波动, 即Ⅳ=O.2,破=O.2×23.8=4.76彳 (3-11) 电感电流出现最大峰值时的占空比为 D= 竺生二竺丛竺堕:兰壁Q二型至兰!竺! =O.3 U如 400 (3·12) ,..=——二一=一≈¨Y’m仃 计算所需厶要:的旦升压卫电:感丝值为 卫娑≈o.93,7zⅣ ‘ /s△』£ 20×lO。×4.52 (●3’-一1I3’)- 取厶=l聊日 5.功率开关管的选择 在本课题设计的PFC主电路中,电子开关采用功率场效应管MOsFET。电力MosFET 是今年来发展最快的全控型电力电子器件之一,它的显著特点是用栅极电压来控制漏极 电流,因此具有所需驱动功率小、驱动电路简单的优点,又由于功率场效应管(M0sFET) 靠多数载流子导电,没有少数载流子导电所需的储存时间,其开关速度很高,状态转换 引起的损耗小。 开关管导通时流过的电流为电感电流,电感电流的最大峰值为23.8A 开关管承受的最大直流电压为 U雎=%+△U=500+500×20%=600矿 (3·14) 再加上开关管上形成的过压尖刺,考虑安全裕度,主功率开关管的耐压至少为800V, 选用APTl 0026L2LL型的MOSFET,其额定指标为38~l 000v。 3.5控制电路的设计 基于本课题的设计指标,选择工作于连续调制模式下的平均电流型升压式APFC电 路来实现较为适合。在具体的电路设计中,控制芯片选用UC3854,这是Unitrode公司生 产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片,它的峰值开关电流近似等于输入电流,对 瞬态噪声的响应极小,是一款理想的APFC控制芯片。 3.5.1控制芯片UC3854介绍 UC3854芯片是一种新的功率因数校正器(或者叫预调节器)集成控制电路芯片。 其特点是可以控制Ac—Dc BOOST PwM变换器的输入端功率因数近似于l;限制输出 电流的THD小于3%;采用平均电流控制方法;恒定频率控制:电流放大器的频带比较 第二章有源功率l灭l数校正的原理与设计 宽(5MHZ)等。其结构如图3.4所示。由UC3854的结构图可以知道,UC3854主要包 括:电压误差放大器VA,模拟乘法/除法器M,电流放大器CA,固定频率脉宽调制器 PWM,功率MOs管的门极驱动器,7.5V的基准电压,以及软启动、输入电压前馈、输 入电压钳位,过流保护的比较器等。 V^OUT UULTOUT CAOUT PKL眦 只EF EN^ VCC V |堇 吣吣 一烹抟s lSENSE UT H5ET 图34UC3854功能框图 UC3854引脚功能说明: Fig.3-4 UC3854 block diagram 1脚GND——接地端,器件内部电压均以此端电压为基准。 2脚PKLMT-一峰值限定端,接电流检测电阻的电压负端,可与芯片内接基准电 压的电阻相连,使峰值电流比较器反向端电位补偿至零。当电流峰值过高时候,电路将 会被关闭。 3脚CAOUT-一电流误差放大器宽带运放输出端,对输入总线电流进行检测,并 向脉冲宽度调制器发出电流校正信号。该电流误差放大器输出级是一个NPN射极跟随 器。并接一只8殴的电阻到地。 4脚ISENSE——电流检测信号接至电流放大器CA反向输入端,外部经电阻接电流 OU卜乘法器输出端,即电流检测另一端,内部接乘法/除法器输出 检测电阻的电压正端。4脚电压应高于一O,5V,采用二极管对地保护电路。 5脚MULT 端和CA输入正端,外部经电阻接电流检测电阻的电压负端。由于乘法器的输出是电流, 可构成 6脚差I分Ar放乘大法器器以的抑前制馈地交线噪 流声输。入端,内部接乘法/除法器输入B,6脚的设定电压 为6V,通过外接电阻与整流端相连,用于检测整流电压。 7脚VA 0UT——误差电压放大器VA输出端。该脚是调节输出电压的放大器输出 端。内部接乘法/除法器输入端A,外部接Rc反馈网络。如果因ENA或Vcc失效,电 压放大器将停止工作。电压放大器的输出低于1V,将禁止乘法器输出。 8脚VRMS——电网电压有效值输出端,内部经平方器接乘法/除法器输入c,起前 馈作用。因功率因数校正电路的输出电压跟输入电压的有效值成正比,当电网电压发生 19 江南人学在职人员学位论文 变化时,其输出电压立即发生变化, 可对线电压的变化进行补偿。V1111s的数值范围为 1.5V-4.77V。 9脚REF——基准电压输出端, 可提供7.5V、10mA基准电压。应加一只对地旁路 电容。 lO脚ENA——使能控制端,通过逻辑电路控制基准电压、震荡器、软启动等。不 用时与+5V电压相连。 11脚vSENSE——电压误差放大器反相输入端,在芯片外与反馈网络相连,或通过 分压网络与功率因数校正器输出端相连。 12脚REST_振荡器充电电流和乘法器限制设置端。12脚与地接入不同的电阻, 用来调节振荡器的输出和乘法器的最大输出。 13脚SS——软启动端,与误差放大器同相端相连。 14脚CT_外接电容CT端,CT为振荡器定时电容,振荡器的振荡频率由如下关 系式计算: 1,)气 厂=』兰二_ 。 RRncT (3.15) 15脚vCC——集成电路的供电电压端vcc,正电源阈值为10~16v。 16脚GTDRV—PWM信号的图腾输出端,串联一个5Q以上的电阻外接MOSFET光 的栅极,该电压被钳位在15V,最大驱动电流为1A。 3.5.2控制电路拓扑及参数设计 1.下面给出由UC3854构成的有源功率因数校正电路框图。 图3-5有源功率因数校正电路框图 Fig.3—5 APFC circuit diagr绷_n 2.UC3854外围电路的参数的设置 (1)乘法除法器外围电路设计 模拟乘法/除法器M是功率因数校正控制电路的核心,其输出为电流误差放大器CA 提供基准电流,直接决定着功率因数校正的性能。 I确定电阻RI 第二章有源功率因数校正的原理与设计 芯片引脚6接作为输入电流端接内部模拟乘法/除法器M的输入端B,外部为经电阻 R1接整流输入电压『F端。电阻RI用输入电压峰值和允许的最高输入电流IAc tm。,来决 定,数据记录中,删。。)≤600∥, B9.耻等=嘉象纠∞胁取47嗽 (3.16) 1I确定偏置电阻R2 偏置电阻R2主要起基准电压VREF和整流输入电压VAC的分压器,通常R=0.25R, 则有偏置电阻为117.5艘,取120艘。 III确定电阻Rs 外接电阻Rs接芯片引脚12(RSET),其值决定了乘法器/除法器的最大输出,要求 乘法器/除法器的输入电流脚IAc(6脚决定)不能大于流过电阻Rs电流的两倍,则有 kⅢn):华=等_596趔 (3-17) 因此,电阻的值为B=五考薏==未淼=6.3艘,取”艘 (3-18) (2)振荡器定时电容的确定 芯片引脚14(CT)为振荡器定时电容,能产生振荡开关频率为: 厂=豢 (3.19) 则振荡器c定7时.电:容为 兰:黑:4.17毗取4.7nF (‘ 3-20) ’ R。×厂 15K×20K 3.UC3854外围控制电路 UC3854外围控制电路如图附录1.2所示。这样的设计有一个非常好的特点就是不 需要外加启动电压。因为在主电路通电后,经过BOOST电路升压后,依靠输出端的电 阻分压。在外电路元件参数的选择上,选择斩波电感为1mH,电路电压被放大1.5倍。 通过外加一个电压源为UC3854芯片提供启动电压。 将引脚1接地,作为芯片所有电压测量值的基准电压。 将引脚2接电流检测端的负端。 引脚3与引脚7组成一个NPN射极跟随器。 引脚4检测检测电阻的正向电压。 引脚5检测检测电阻的电压负端。检测电阻4K。整流电压的正端经过检测电阻接 入引脚6。检测电阻为910K。 反馈电压通过单向二极管和由180K与47nF的滤波电路接入引脚7。 反馈电压直接接入引脚1l。作为反馈端的输入。 由整流输出的正向端引出一个前馈电压,通过前馈电阻引入引脚8。在前馈电阻的 输入端与地接一个O.1uF的电容,起到稳定前馈电压的作用。使得前馈电压输入值是一 2l 江南大学在职人员学位论文 个稳定的输入,以保证芯片工作状态的稳定。引入前馈电压前也需要对输入进行滤波, 采用20K电阻与0.47uF电容并联滤波电路。 从整流电路的正向经过电阻的压降,为引脚7提供一个7.5V的基准电压。在引脚 12与地之间接入一个15K的电阻,控制充电电流和限制乘法/除法器的最大输出。在软 启动引脚13与地之间接入一个0.01uF电容。 1,'C 已知开关频率为20KHz,在14引脚与地之间接入一个电容,利用公式厂=』兰≥ Rs既乙t 计算得到电容值为4.7nF。 由整流输出的正向电压端引出一个电压,经过电阻的降压后,得到一个22V的电压, 接到引脚15上,为集成电路提供电压。在引脚15与地之间接入一个0.1uF的电容,可 以将电压稳定在要求的22V。 门极驱动引脚16引到BOOST斩波电路的MOSFET上,对MOSFET进行开关控制。 4.主电路与UC3854控制电路的隔离 通过这样的设置,将UC3854芯片的控制接成了回路,可以对功率因数进行实时调 节。 但是,这样的接法将芯片与主电路连在了一起,在进行功率因数调节的时候主电路 与控制电路会有干扰。为了解决这样的问题,将主电路与控制电路隔离就成为了一个必 不可少的环节。 图中TVl、TV2是电压传感器,用于检测功率因数校正电路的输入端和输出端电压, 作为UC3854的反馈电压。Ll是B00ST升压电感,同时作为UC3854的反馈电流传感 器。 从整流输出正向引出的电压信号,要通过LEM公司的霍尔电压传感器TVl,型号 为lvloo.600的隔离后再引入引脚,这样,不会影响电压的信号,但是却将主电路与控 制电路都隔离开了。 3.5驱动电路的设计 为了实现主电路和控制电路的完全隔离,UC3854的16脚输出驱动信号通过VT。、 VTb、VD2和R14组成的推挽电路进行功率放大,TGl脉冲变压器隔离后,驱动功率因数 校正电路的开关管VT:。 3.6本章小结 本章首先阐明了功率因数的定义和提高功率因数的两个途径,详细分析了功率因数 校正电路的工作原理,然后提出了本课题的主电路拓扑结构,并对主电路的参数进行设 计。接下来在介绍了控制芯片UC3854的特性的基础上提出了控制电路的拓扑,并进行 了控制电路相应的参数设计。 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 全桥变换器是目前DC/DC变换器中最常用的电路拓扑之一,它具有开关器件电压 应力和电流应力小,功率变压器的利用率高等优点,所以常应用在中大功率的场合,尤 其常用在电力系统直流屏中。为了解决硬开关全桥变换带来的~系列负面影响,我们必 须采用合适的软开关技术来进行相应的设计。下面将具体介绍移相全桥变换电路拓扑结 构的选择,并分析其工作原理,最后针对本文所要设计的项目进行相应参数设计。 4.1移相全桥ZVS—PWM变换器的工作原理 4.1.1移相全桥ZVS—P删变换器的电路原理图 图4.1为电路原理图,Ud。为输入直流电压,VTl、VT2、VT3、VT4为四个功率管开 关,相应的体二极管为VDl、VD2、VD3、VD4,电容Cl、C2、C3、C4为功率开关管的 输出电容或并联电容,Lr为输出变压器的漏电感,变压器的副边电压经过全波或桥式整 流加LC滤波器给负载供电,利用漏感Lr和输出电容C谐振,漏感储能向C释放过程 中,使C的电压逐步下降到零,体二极管D开通,创造了开关管S的zvs条件【6】【2¨。 U 图4一l移相全桥ZVS.PWM变换器主电路原理图 Fig.4·1 PSC FB ZVS-PWM DC—DC convefter 图4-2给出了移相全桥ZVS.PWM变换器中四个开关管栅极的驱动信号(UGl、UG2、 U U} I I I l I U- ; l UL 1 一1 I — I 一 图4.2移相全桥ZVS—PWM变换器的驱动信号 Fig.4-2 Switching contr01 w“efonns of PSC FB ZVS.PWM DC.DC convener 江南人学在职人员学位论文 UG3、UG4),为了改变占空比,以便实现调节控制,采用了移相控制技术。丌关管VTl 和vT2组成超前桥臂,其驱动电压UGl和UG2互为反相,两者之问死区时问为△tl,丌 关管S3和S4组成滞后桥臂,其驱动电压UG3和UG4互为反相,两者之间死区时间为△t2; 全桥四只管的对角线开关管驱动电压UGl超前UG4,UG2超前UG3一个相位(移相角Q)。 改变其相位差,就可以改变原边电压的占空比,从而可调节控制输出电压大小。 4.1.2移相全桥ZVS—P嘲变换器的工作过程分析u副 移相全桥zVS.PWM DC.DC变换器,其一个开关周期全过程实际上存在着十二个 不同的工作过程,因为全桥电路的主要开关器件VTl~VT4,Cl~C4,VDI~VD4,其工 作状态在12个过程中均不相同。除了正半周与负半周的两个功率输出过程和两个钳位 续流过程(简称四个缓变阶段)之外,还有四个谐振过程:超前臂器件从死区时间△tl 开始的谐振与换流过程,滞后臂器件从死区时间△t2开始的谐振与换流过程,还有原边 电感储能返回电网过程,主变压器原边电流上冲或下冲过零点结束的急变过程,以及副 边整流管输出电流的相应变化过程,副边输出电压占空比丢失等。不过从原理上说正半 周和负半周波形对称相同,所以,这里只详细分析一个完整开关周期中正半周的六个工 作过程。变换器在一个周期内的主要波形与相位关系如图4.3所示。 U l U I i||i l I t I I I I U -{; ;; : ,r1 l {{ I l I I ● I ~ ‘l i U i .; }; I —I I I };l I I ‘ll骺一||●l一 .}i U |ii|i N缀 N缀一 图4.3主变压器原边电压、原边电流、副边电压波形(一个完整工作周期) Fig.4—3 Wavefo皿s of prima叫voltage,primaDr current and seconda叮Voltage in main transf.o硼er 24 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 U a)正半周功率输出过程 U b)正半周超前臂谐振过程 c)正半周钳位续流过程 U d)正半周滞后臂谐振过程 e)正半周电感储能返回电网 f)原边电流负向增大 图44电路各时段工作模态等效电路 Fig.4-4 equivalent circuit in V撕ant time step (1)to~tl:原边电流ip正半周功率输出过程(Mode 1)(见图4.4 a) VTl、VT4导通,to~tl时间内均维持VTl、VT4同时导通。全桥左臂支路中点电压 UA=Udc(电源电压),右臂中点电压Ub=0,两臂中点之间电压U。b_udc,它加在主功率 变压器原边绕组(包括附加电感Lr)两端。使原边绕组电流从to时刻的较高正峰值Il ‘(‘)=,p=厶+端×(‘一%) 线性增大,电网的能量不断转化为磁能储存于电感线圈并送到负载。 (4-1) 式中,Lr是主变压器原边漏感与外加谐振电感量之和,n2Lof是副边输出滤波电感 折算到原边的电感量,n为变压器原副边匝数比,Uo为输出电压。 江南人学在职人员学位论文 在to ̄li期阳J原边绕组两端为『F电压,使副边两绕组上段感应电压极性为上正下负, 整流二极管VD5正向导通,输出电流ivD5不断增大;VD6截止,其上将承受两倍副边绕 组感应电压。 (2)t1~t2:超前臂谐振过程(Mode 2)(见图4.4 b) 如图4—4(b)所示,当原边电流ip在功率输出过程中逐渐升高到最大值Ip(。1)时,加到 左臂上管VTl,栅极的驱动脉冲变为低电平,使超前臂VTl由导通变为截止,切断了电 源供电通路。而原边电感线圈中的电流不会突变,仍维持ip原来方向流动,故超前臂并 联电容Cl,C2迅速充放电,它们与等效电感(Lr+n2Lof)串联谐振,使左臂中点电压 U。(即Uc2)快速降低。因为VTl关断时原边电流ip很大,而超前臂两管并联电容Cl, C2容量很小,故Cl,C2的充放电过程很快完成,使超前臂中点电压U。从电源电压快速 减小,在t2之前己经降到零。若把ip看成是恒流源,则并联电容cl和C2的谐振电压: I %l(f)=考f 二‘-, (4·2) , %2(f)=%一子f (4-3) ZC 式中:CI=C2=CI龆d,Ip(t1)=Io/n tl之后串联谐振过程使并联电容CI,C2快速充放电,两臂电压U。b从Udc迅速降到 零,则副边电压ULSl、ULs2也按相同的规律速降到零。谐振结束时,实际上谐振电压己 使Uc2降到一0.7V,此时反向并接二极管VD2立即导通,把VT2两端电压钳位在零电平, 为△tl结束后超前臂VT2实现零电压开通准备了必要条件。为了保证电容电压UC2在死 区时间内降到零,为VT2顺利实现ZVS零电压开通,完成由VTl向VT2的换流,超前 臂死区时间△tl的选择应满足如下条件: ,',1 P △f1 2竺丝芷竺 』P (4.4) ‘ 在tl~t2期间急剧减小至零的原边电压U。b,使副边感应电压ULSl、ULs2也急剧减 小至零,而副边电流iL5l仍维持原方向缓慢衰减。整流二极管VD5导通电流开始减小。 (3)t2~t3:原边电流ip正半周钳位续流过程(Mode 3)(见图4.4 c) 如图“(c)所示,在t2之前因超前臂谐振已使VD2导通筘位,即U。=0,U。b=0。谐 振结束,Cl,C2完成充放电之后,原边电流ip仍维持原方向流动,在VT2导通之前ip 的续流回路自然的从急剧减少的icl、ic2转移到钳位二极管VD2导通续流。因此t2时加 到开关管VT2栅极的驱动脉冲电压变为高电平使之实现零电压开通。tl~t3时,虽两臂 中点电压为零Ua=Ub=Uab-0(即钳位续流过程),但原边电流仍按原方向继续流动、不断 衰减,其值等于折算到原边的输出滤波电感电流值: : ,●、 f,(f)=丝型 ,z fP(f3)=,2 (4.5) (4)t3~t4:S4关断后滞后臂谐振过程(Mode 4)(见图4.4 d) 如图4q(d)所示,在t3时加到滞后臂下管VT4栅极的驱动电压变为低电平,开关管 VT4由导通变为截止,使正向续流的原边电流ip在全桥右臂突然失去主要通路。而ip 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 在t3时刚缓慢降到12,仍按原方向流动对C4充电,同时抽走上管并联电容C3中的电荷。 由于vT4关断后C4充电电压Uc4急剧从0升高变为正极性,使滞后臂中点电压Ub由0 变为正值,故u。b变为负极性。原边绕组的这一反向电压感应到副边绕组,使其电压极 性变为上负下正,则副边下端整流二极管VD6受正向偏置电压而开始导通。上端绕组虽 感应到反向电压,但其中较大正向电流不会突变为零,它仍维持原方向流过VD5。在t3~ t4期间,原边电流和滞后臂谐振电容电压的变化关系是如下: fJp=,2 cos删, 一丽 (4—6) uc2=&一zP,2 sin刎, C2=c4=C伽 (4—7) %吃小i…驴压 (4-8) 。t 2扣1轰 (4—9) 在t14时刻谐振电压UC4升到电源电压,原边反向电压增至最大负值,使副边感应电 压也增至最大,则VD6完全导通,使副边绕组上下两端被同时导通的两只二极管VD5、 VD6正向电压钳位在低电平0.7Vx2-1.4V,这对于感应了高压的副边绕组,可近似认为 它被短路。因此(t4~t5)期间从副边反射到原边的电感n2Lof被切断,使原边滞后臂参 与C3、C4充放电的串联,电感量剧减,只剩下Lr(包括原边漏感和外加谐振电感)。 因t3之后Ub已迅速升高至Udc,而U。=O,使原边电压变为最大负值Uab=一udc’它 全部施加在小电感Lr两端。故原边电流ip以最大变化率从正峰值12急速下冲降低,在 t5时刻减小到零值,并继续按该变化率负向下冲到一Il值。 (5)t4~t5:谐振结束时VD3导通续流,原边电感储能返回电网(Mode 5)(见图4.4 e) 如前所述,t4时刻因C2,C4与Lr串联谐振,U“=Ub迅速升到电源电压udc’使VD3 导通续流,把VT3两端电压钳位在零电平,为开关管VT3实现零电压开通准备了必要条 件,此时电路如图4.4(e)所示。如设计合理,谐振结束VD3导通,就可结束滞后臂死区 时间,即△t空m~t3)。但C3,C4的充放电时间又受负载电流大小的直接影响,不同的 功率管,其结电容大不相同,因而导通电流关断时间也不同,影响(t4~t3)谐振过程时 间长短的因素也很多。在t4之后何时导通取决于不同电源。因t4时刻VD3已导通续流, 使开始下冲的原边电流又经VD3返回到电源,补偿了电网在全桥电路上的功耗,故称 (t4~t5)为“电感储能回送电网期”。滞后臂死区时间应在(t4~t5)结束,即VT3也应 在此期间内导通。 (6)t5~t6:原边电流下冲过零点后开始负向增大(Mode 6)(见图4,4 f) 原边电流从左向右流动急剧减小到。之前,滞后臂上管VT3已导通,且超前臂下管 VT2在t4之前也导通。因此在(t5~t6)由于副边两二极管同时导通切断了反射电感n2Lof, 故原边电流ip按最大变化率下冲减小到0值时t5,曾导通续流的二极管VD2和VD3自 然关断,形成新的供电通路Udc_VT2_L,一VT3一地,为下一步即将开始的负半周功率 输出阶段创造了条件。t5之后原边电流仍按该变化率从零值自右臂经VT2向左臂VT2开 江南人学在职人员学位论文 始反方向急增,维持下冲态势,使ip负向增大到峰值一II为止。此时电路如图4.3所示。 原边电流ip在过零值继续下冲完成后半段反向急变过程,己是VT3、VT2导通形成功率 输出供电回路。这与to~tl,功率输出之前vTI、VT4同时导通同理对称。但(t5~t6) 正是副边两整流二极管同时导通和急剧换流过程:ivD5急剧减小、ivD6急剧增大,仍将 副边绕组两端钳位在低电平,阻碍了功率输出。 在t5时如果滞后臂上管VT3仍未导通,即死区时间△t2设置过长(例如IGBT功率模 块电流拖尾长,要在轻载时也实现ZVS,把△t2结束时间延长),因附加电感Lr值较小, 原边电流在t5过零后滞后臂并联电容C3,C4又发生充放电过程,则Uc4=Ub,从Udc迅 速降低而关断VD3,使开关管VT3在导通时难以实现零电压开通ZVS。死区时间△t2越 长,VT3两端电压差越高,其丌通损耗就越大,这『F是软开关电路设计需尽量避免的。 4.1.3移相全桥ZVS—PwM变换器的两个问题的分析n列 a.超前和滞后桥臂开关管的ZVS条件 PSC FB zVS.PWM变换器的桥臂分为超前桥臂和滞后桥臂。 (1)超前桥臂开关管VTl、VT2的ZVS条件分析 VTl、VT2相互转换时,变压器处于能量传送阶段。原边电流I=一Io/n,输出滤波 电感Lof很大,可看做是恒流负载。原边等效电感Le=Lr+Lo‰,根据zvS条件,这时 参与谐振的电感包括变压器原边等效电感和励磁电感,应有: £。(,。/玎)2/2+Ef>(4c,/3+c丁/2)吃 (4-lo) 式中4Cs/3是考虑开关管输出电容非线性的等效电容值,CT为变压器绕组分布电容, EL为励磁能量。由上式可见,实现超前臂的zVS主要靠变压器漏感的储能和副边等效 到原边的励磁能量EL,能量相当充足,因此即使在轻载下,超前桥臂也较容易满足zVs 条件。 (2)滞后桥臂开关管VT3、VT4的ZvS条件分析 VT2、VT4相互转换时,变压器副边处于续流阶段。变压器漏电感释放能量,使谐 振电容电压下降到零,这时由于两个整流二极管均导通,切断了副边反射电感,使参与 滞后臂谐振的电感量剧减到只剩下Lr,而滞后臂实现ZVS的条件是: 三,.(,。/疗)2/2>(4c,/3+c7’/2)吃 (4-11) 可见,实现zvs主要靠变压器漏感的储能,轻载时Lr(Io/n)2/2不够大,因此滞后 桥臂不易满足zVS条件。 b.占空比丢失分析 占空比丢失是移相控制PwM变换器中一个特有的现象。所谓占空比丢失是指变压 器副边的占空比D。小于原边的占空比DD,它们之间的差值就是副边占空比丢失△D; 虽然副边两整流管同时导通,把副边钳位在1.4V低电平,是副边占空比丢失的直接原 因,但从全桥变换器总体看,原边电流从正峰值变到负峰值,即从正到负或反向从负到 正,必然会有一个过渡时间,原边电感的电流不可能突变。副边占空比丢失△D的近似 计算公式为: 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 仰名丝坠 以睇了: (4.12) 。 可见负载电流越大,或附加谐振电感越大,或电网电压越低,占空比丢失也越多。 由于副边的占空比丢失导致了副边实际占空比的减小,为了在负载上得到要求的输出电 压,就要减小原副边的匝数比。由此产生的问题是: 1)原边的电流增加,开关管的电流峰值要增加,其通态损耗加大,导致了变换器 的效率降低。 2)变压器副边输出电压增高,副边整流管的耐压要增加,整流管损耗加大,成本 增加。 3)实际最大占空比减小制约着变换器频率的提高,对DC/DC变换器的小型化不利。 为了提高最大占空比,一方面要选用开通和关断时间都小的丌关管,以减小死区时 间;另一方面,减小变压器漏感,减小变压器副边占空比丢失。 4.2 DC/DC变换器主电路的设计 4.2.1高频变压器的设计 变压器是开关电源中的核心元件,许多其他主电路元器件的参数设计都依赖于变压 器的参数,因此应该首先进行变压器的设计。高频变压器工作时的电压、电流都不是正 弦波,因此其工作状况同工频变压器是很不一样的,设计公式也有所不同。需要设计的 参数是铁心的形式和尺寸、各绕组匝数、导体截面积和绕组结构等,所依据的参数是工 作电压、工作电流和工作频率等。 1.磁芯材料和形状的选择 a.磁芯材料的选择 磁心材料分为合金、铁氧体和磁粉芯。其中,铁氧体磁芯又有锰锌、镍锌、镁锌等 系列,合金类磁芯又有硅(矽)钢材、铁硅铝合金、铁镍合金、铝坡莫合金、非晶微晶合 金等。 特性 表4.1各种磁芯材料特性比较表 T曲.4-1 Chamcteristics of a11 magnetic core mate—al 非晶合金 薄硅钢片 坡莫合金 铁氧体 饱和磁率Bs/Gs 15000 20000 8000 3000~5000 磁导率ur 100000 1800 14~145 10~18000 硒ax/KHz 1000 10 300 l 000~200000 最高工作温度/℃ 200 200 200 125 温度影响 中 小 小 中 铁损耗 低 高 中 低 加工 难 易 易 易 价格 中 低 中 低 目前,用于开关电源高频功率变压器的材料主要有Fe.Ni基非晶、坡莫合金、MnZn 铁氧体三种。其中铁氧体性能介于非晶和坡莫合金之间,主要特点是电阻率远大于金属 29 —— 坚塑尘芏丝坚△!竺堡堡塞 磁性材料,这抑制了涡流的产生,使铁氧体磁性能适用丁高频领域,其成本低于非会合 会,且其制作工艺相对稳定,故选朋铁氧体作为高频变压器的磁芯。 b磁芯形状的选择 铁氧体磁芯有罐型圈产(Gu型,国际P型)、PM、RM、PO、EE,Ec、EP,ETD、 Rc、uu、uI各种型号,以及新近发展的平面磁芯,如EFD、EPc、LP型等磁芯。1kw 以上的大功率开关电源,一般选择EE或者Ec型磁芯,其具有较大的窗口面积,同时 窗口宽而高度低的结构,漏磁及线圈层数少,高频交流电阻小。故本设计选用EE型磁 芯。 2变压器的设计计算㈦ (1)功率容量估算 3Kw,20KHz丌关电源的设计功率计算值为: 2矗某妥=丽而斋篙%而而鬲一降13) 21以氍&2×o 一P=4。南 9×20xIo’x1250×2×0 5 x 0 5xl_u…r…’ 铁氧体磁芯EE65的中心柱截面积Ae=5cm2,窗口面积A0_4 83 crIl2 因此EE65的功率容量乘积AexAo=4 83×5=2415>6 67,故采用EE65制作3000w 怫=%署=硒淼圳 开关电源的功率容量是足够大的。 (2)确定原边绕组匝数 。 4饵4 4×20xl 03×1250×5~ ㈩一。…, 上式取戆为19匝。 n=i;舞=j纂=z, (3)确定变压器匝数比 ■。,+%+% 24+1 5+O 5 (、a.…-’s) (4)确定剐边绕组匝数 帆2等=署=o 92 (4—1 6) Ns先取整数l匝,则NP=nNs=21×l=21,取NP=21匝,故NP:Ns:21:l 3变雎器的制作 采用EE65铁氧体磁芯,如图4-5所示。原边2l匝,副边1匝,用多根铜直径0 45mm 高强度漆包线并绕(原边21根并绕;副边25根并绕)且副边绕组没有中间抽头;绕制 f—●—————r—1 H:tlI]L广 J ]厂 L__]1 j I~~一 ~ 一J £l一{一l lf ;L——!=_:—!一_.: 图4—5 EE磁嚣示意图 F19 4-5 EE m89ne【lc core 图4—6原副边绕组的两段全包式工艺简图 F194-6Wmd”g cnn ofmamtransbnncr 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 工艺采用原副边交叉绕(两段式全包)这样可以实现变压器的紧密耦合,减小漏感。原 副边绕组的两段全包式工艺简图,如图4.6所示。 4.2。2功率开关器件的选型 在主回路中使用的电子开关必须能够实现快速的丌通、快速的关断这两种状态,并 且快速的进行转换,只有快速,状态转换引起的损耗才小。目前,使用的电子开关大多 是功率场效应管VMOSFET及IGBT管等【311【33】。 1)VMOSFET VMOSFET(功率MOSFET)的成本和导通损耗与双极型晶体管相当,开关速度却 快5倍。VMOSFET是压控型元件。为了驱动VMOSFET进入饱和区,需要在栅源极间 加上足够的电压,以使漏极能够通过预期的最大电流。VMOSFET的开关速度和栅源极 电容Cin二充放电有很大关系,使用者无法降低VMOSFET的cin,但可降低驱动电路 内阻Ro,减小时间常数,加快开关速度。VMOSFET只靠多子导电,不存在少子存储 效应,因而关断过程非常迅速。它的开关时间典型值是40.80ns,工作频率可达100KHz 以上,是主要电力电子器件中最高的。场控器件静态时几乎不需要输入电流。但在开关 过程中需要对输入电容充放电,仍需一定的驱动功率。开关频率越高,所需要的驱动功 率越大。虽然VMOSFET的开关速度很快,但是它的电流容量小,耐压低,一般只适用 于功率不超过10KW的电力电子装置。 2)IGBT IGBT(绝缘栅极双极型晶体管)是MOS结构双极型器件,是功率MOSFET和双 极型晶体管组成的复合器件,具有功率MOSFET的高速性能与双极型的低导通电阻性 能的功率器件。IGBT根据封装的不同,IGBT大致分为两种类型:一种是模抹树脂密封 的三端单体封装型,从TO.3P到小型表面贴装都己形成系列;另一种是把IGBT与FwD 成对地(2或6组)封装起来的模块型,主要应用在工业上。模块的类型根据用途的不 同,分为多种形状及封装方式,都已形成系列化。IGBT中双极型PNP晶体管的存在, 虽然带来了电导调制效应的好处,但也引入了少子存储效应,因而IGBT的开关速度低 于功率MOSFET。它的另一个缺点是有比较长的拖尾电流,会增加开关损耗,这也是限 制IGBT频率提高的一个因素。IGBT与VMOSFET有相同的栅极驱动特性,VMOsFET 的驱动IC用在IGBT上也可以很好地工作。 输出功率Po有3Kw,输出要求24V的稳定电压U。,这样额定输出电流为IP即: ,P:墨:婴:125彳 (4.17) ‘ U。 24∥ 效率要求在95%,所以,变压器的电压通过计算 u:黑-26矿 95% (、 4-18) 220V交流输入后经过整流电路整流输出通过计算 u=应×220矿=300矿 (4.19) 经过BOOST斩波电路的升压作用后,在斩波电路的输出端得到了500V的电压输 江南人学在职人员学11i7=论文 出,同时,这个输出也是逆变电路的输入电压。在变压器的作用下,原边电压是500V, 副边电压24V。这样的话就要求变压器的匝数比为2l:1。副边电流为125A,通过计算, 原边电流I ,:型:5.95彳 (4-20) 21 结果得到流过IGBT的电流为5.95A,加在IGBT两端的正向电压为550V,据此选 择IGBT可以选择APTl3GPl20B,它可以承受1200V的电压和20A的电流。逆变桥上 的电容可以选用2200P的电容。 4.2.3谐振电感的设计 由移相全桥ZVS.PWM变换器的工作原理可知,是由于在开关过程中,输出滤波电 感参与串联谐振,其能量很大,可满足开关管并联电容器的充放电需要,故超前臂容易 实现ZVS;而滞后臂在开关过程中,变压器的副边是短路的,只剩下变压器的原边漏感 能量参与谐振,不能迅速完成并联电容器的充放电过程,滞后桥臂实现的zVS比较困 难。因此为了促进滞后桥臂实现ZVS,可另外增设附加电感量,为并联电容器充放电提 供足够的磁能: 亡‘×,P2≥c口×&2 (4-21) 由式4.1得: 丢‘×,JD2:昙c嬲Ec2 (4-22) ‘=争譬=;×坚铲瑚趔 由式4.2得: ’ 3 ,pz 3 (5.9)z 。 (、 4-23)7 其中: 艮,,=‰,:。!=型5竺50羔y生∑二业:!掣:5.3彳 (4.24) 。 刀 12 、 7 谐振电感k20从中已包含变压器的漏感。 附加谐振电感的制作: 采用①33mm铁硅铝磁环作为磁芯,大大减小了附加谐振电感的重量和体积,并采 用“多线并绕”绕制线圈。 4.2.4输出整流电路设计 开关整流二极管不仅应有短的反向恢复时间和小的反向恢复电流,而且反向电流的 恢复以缓慢为好,减小噪声。常用的有掺金扩散型、外延型、肖特基型和快恢复型(Pm)。 其中,快恢复型的特点是正向压降低,常温时0.85V,随结温升高,正向电压降会更低, 150℃时只有0.6V,和肖特基管接近;反向时间短,不大于200ns:反向漏电流在150℃ 时和额定电压下只有1mA,接近普通整流二极管。故选用快恢复型二极管。 对于单相全波整流电路,整流二极管额定电流: 32 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 ID=0.512=0.5聿l 25A=62.5A (4‘25) 式中ID为整流二极管额定电流;12为电源输出电流125A 管上承受最大反压: URM=2幸U2=2木28.8V=57.6V (4-26) 其中,U2为高频变压器次级输出电压幅值24}1.2=28.8V,考虑到留有一定的裕量, 因此,二极管按电压50V,电流200A选取。 因此选择的是DD200KB,可以承受400V的电压和200A的电流。 4.3控制电路的设计 4。3.1移相PwM控制芯片uc3875的特性 UC3875芯片是美国UNITRODE公司生产的移相式准谐振变换器控制集成电路,它 可用于桥式准谐振变换器控制中,既可用来控制零电压准谐振变换器,也可用来控制零 电流准谐变换器。其外型既有标准双列直插式的20引脚封装,也有小型双列面贴装成 28引脚封装和方形28引脚塑料封装等多种封装形式。本设计利用的是标准双列直插式 的20引脚封装的uc3875芯片。其管脚排列如图4.7所利岁71。 VREF E,AOUT EA- E^+ CS+ 80FT8T^RT DELAY8ET C-D oUTD oUTG VC aND R^MP 8LOPE CLOCK8YNC FREQ8ET DEL^YSET^-B OUTA OUTB PWRGND VIN 1、uC3875的电气特性如下: 图4-7 UC3875管脚图 Fig.4—7 pins of UC3875 a)可实现O~100%占空比控制: b)实用的开关频率可达2MHz; c)欠电压锁定(UVLO): d)软启动控制; e)适用于电压拓扑和电流拓扑; D10MHz误差放大器; g)在欠压锁定期间输出自动变为低电平; h)启动电流只有150uA; i)5V基准电压可微调。 江南大学在职人员学位论文 以下是对UC3875的二十个引脚的说明 PINl一UREF 5V门槛电压,电压基准。有60mA容量供外围电路,并具内部短路 电流限制; P斟2一E/AOUT(COMP) 误差放大器的输入端,当误差放大器输出电压低于1V 时为Oo移相。; PIN3—.E/A(.)输出的反馈电压的输入端,与基准电压进行比较; PIN仁E/A(+)基准电压的输入端; PIN5—C/S(+)为电流取样输入。是电流故障比较器的同相输入端,反相输入端 为内设固定基准电压2.5V,当C/S超过2.5V时,设置电流故障锁定,70ns内输出强迫 关断; P州仁SOFT START软启动开关。当Vm低于UVLO门限时,封锁输出,当VIN 正常时,开启输出; PIN7-—DELAY。SET C/D C.D死区设置引脚,为输出延迟控制端。对两个半桥提 供各自的延迟来适应谐振电容充电电流的差别; PIN8—oUT D驱动信号的方波C输出端; PIN灿UT C 驱动信号的方波D输出端; PINlMcC 为输出级电源电压。将供给输出驱动器及有关的偏置电路,Vc接3V 以上稳压源,最好是12V,Vc应用到ESR和ESL低的电容直接旁路到PWRGND; Pmll—.VIN 为新片电源电压。供电给集成电路上的逻辑和模拟电路,给输出驱 动极不直接相连,VIN大于12V,以保证得到稳定的芯片功能,VlN低于最高欠压锁定门 限(UCLO)时,封锁输出,VIN超过UVLO时,电源电流将从100uA上升到20mA; PINl2-PWR GND为功率地。从Vc到地用瓷片电容旁路Vc,功率地与信号地可 以单点接地,使噪声抑制最佳,并使直流电压降尽可能小; PINl3—oUT B 驱动信号的方波B输出端; P玳1仁OUT A 驱动信号的方波A输出端: P小15一DELAY.SET A/B A.B死区设置引脚,为输出延迟控制端。对两个半桥提 供各自的延迟来适应谐振电容充电电流的差别; PINl仁FREQ SET振荡器频率设定端子。选择16脚到地电阻和电容,可以调整 振荡器输出频率f. PINl7—CLOCUSYNC 时钟/同步端子。作为输出,该端子可以提供时钟信号,作 为输入可被外部信号同步,也可将多个器件的CLOC刚SYNC端连接在一起,按最高频 率同步使用; PINl8一SLOPE 为斜面斜度社顶及补偿端。从SLOPE到Vc连接电阻RsLoPE,可 调整用语产生斜面的电流,产生适当的斜面提供电压前馈; PINl 9_RAMP 为产生斜面产生端子。接斜面电容C,适当选择C和RSLOPE, 可实现占空比的错位: 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 P烈2哪ND 信号地。所有电压都是对GND而言的,定时电容接在FREQ端子 上,端子VREF、VIN与GND之问接旁路电容,斜坡电容接RAMP端子与GND附近的 信号地; 移相脉冲宽度调制谐振控制器是20引脚双列直插DIP封装,储存温度范围是 .650 ̄1 500.C,工作温度范围是一250 ̄800C;工作结温1 500C;引线纬度是3000C 3、UC3875的内部结构 UC3875芯片功能强大,主要包括以下九个主要方面的功能:工作电源、基准电源、 振荡器、锯齿波、误差放大器、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输 出级。图4.8是UC3875的功能框图【乃J。 广一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一1 I TOa(n_E FF FRE08ET CLocK8丫●峙 曩.雠 R^-●P BOFTBT^RT ∞· OUl卫 DEL^Y8E1. 争D Ⅵ釉 4.3.2开关频率的设置 图4—8 UC3875功能框图 Fig.4—8 UC3879 block diagI砌 本电源工作频率设计为20KHZ士500HZ。当UC3875同步端的时钟频率高于其固有 频率时,UC3875的工作频率等于外加到同步端的时钟频率;当UC3875同步端的时钟 频率低于其固有频率时,UC3875的工作频率是其本身的固有频率。因此,本设计利用 这一特点将压控振荡器的输出加到Uc3875的同步端17脚上;为了防止UC3875的工作 频率太低而使高频变压器饱和,将UC3875的固有频率设计在20KHZ左右。 厂3矗 (4-27) 此时取CF为O.1uF,RF为2.1kQ。 4.3.3死区时间的研究 为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通,同时给开关管提供软开关时间,两个开 关管的驱动信号之间应该设置一个死区时间。在A.B死区设置脚DELAY sET A.B(PIN 江南人学在职人员学位论文 移柏角 时钟信号 …厂]广]厂]厂 叫B]厂]厂]厂] RAMP及误恙放大 器输山信号 PwM触发器输入 信号 Mc 厂]厂]厂]厂 0UTD 图4-9 UC3875输出时序图 Fig.4—9 output sequential waVefoms of UC3875 15)和C.D死区设置脚DELAY SET C.D(PIN 7)与信号地之间并联接不同的电阻和电 容,就可以设置不同的死区时间。本文采用UC3875芯片在死区设置脚与信号地之间并 =一 联一个电阻RAB和一个电容CAB可设置死区时间的方法。其公式如下: r, :坠!二!三坠! VDEuY (-‘4.+一2Z^8●) 式中,VDELAY为延迟端电压(取2.4V),死区时间T可取2us时,电阻RAB为76.8I①。 4.3.4软启动设置¨61 如在软启动功能脚与信号地之间接一电容Cs,那么,当软启动正常工作时,芯片将 用一个9uA电流给Cs充电,最后达到4.8V。这一特性决定了输出移相角将从零逐渐增 加,直到最后稳定工作。而在电流故障情况下,软启动端将降为0V。电容Cs的值通常 设计为0.1uF。 4.3.5 UC3875外电路的设置 移相控制系统由逆边电路、整流电路、UC3875控制电路组成。经过功率因数校正 的输出作为逆变电路输入,再经过逆变控制和整流输出一个稳定的直流电。为了减少逆 变控制时的开关器件的开关损耗,利用UC3875芯片进行移相控制,使得逆变电路的开 关在导通和关断时刻是软开关,这样极大地减少了器件的开关损耗,起到了节约电能量 的作用。 UC3875外围电路如附录1.3所示。 36 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 引脚20是芯片的地信号端,所有电压都是相对于这个地信号而言的。这样就确定 了芯片基础电压地值。为后来其他引脚选取电压值提供了参考。 引脚lO是输出级电源电压,提供输出驱动器和相关的偏置电路。引脚11是芯片的 的电源端,提供给集成电路上的逻辑电路和模拟电路,与输出级不直接相连接,要求大 于12V,以保证得到稳定的芯片功能。将引脚10、11都串联连接在15V的电压源上。 在电压源与地之间接一个电容C2=2COSS,可以稳定电压。在引脚18与引脚10之间接 入斜坡电阻可以调整斜面电流,产生适当的斜面,提供电压前馈。引脚18与引脚l之 间连入一个降压电阻R1,将引脚1上的电压控制在5V。这样就得到了一个5V的电压 基准。引脚l不仅仅是一个电压基准引脚,它还可以限制内部短路电流的作用。从引脚 l引出一个电压信号,经过压降电阻R2和滑动变阻R3后,得到一个电压信号。由于随 着系统的要求会要求有不同的电压信号,所以加入滑动变阻器R3可以随时调节压降, 也就可以得到不同的电压信号输出。将得到的电压信号引入引脚4,这样就为PI调节器 提供了一个输入,这也是反馈电压比较的基础比较电压。将直流输出端的电压信号引回 到芯片引脚3,作为PI调节器的另一个输入。但是直接输入会有比较大的干扰,所以, 在直流输出端引出电压信号后,要通过电压传感器的隔离和RC滤波电路后才能引回引 脚3。这样,由引脚3、4构成了PI调节器的两个输入。在引脚2与引脚3之间接一个 由电阻和电容组成的串联电路,这样就构成了反馈PI调节器。 引脚5是电流取样输入,接过电流保护反馈输入,高电平封锁。 引脚19是斜面产生端子,接斜坡电容CRAMP,适当的选取斜坡电容和斜坡电阻 RsLOPE可以实现占空比的错位。将斜坡电容CRAMP接在引脚20上,选取电容,设 置斜坡。 引脚6是软启动引脚,设置电容CS为0.1uF,当VIN低于门限值时,封锁输出; V烈电压正常后,开启输出。实现软启动。 引脚12是功率地引脚,将功率地引脚接地,但是功率地所接的地信号与引脚20的 地信号并不是同一个地,它们这样单独接地,使噪声抑制效果最好,排除干扰,并且可 以使得支流电压降尽可能的小。 引脚7和引脚15分别是C、D和A、B的输出延迟控制端,对两个半桥提供各自的 延迟来适应谐振电容充电电流。通过这两个引脚就可以设置死区时间了。在死区设置脚 与信号地之间并联一个电阻RAB和一个电容CAB可设置死区时间的方法。其公式如下: 丁:堑垒兰』鲨建式中,vDELAY为延迟端电压(取2.4v),死区时间T可取2us时, yDEL^Y 电阻RAB为76.8I①。 引脚16是频率设置端,设计要求频率为20l讲z,根据公式厂==d÷,取电阻 代,●乙, 为2K,电容取O.1uF。这样的取值振荡器就可以达到设计要求的20KHZ。将振荡电阻 RF和振荡电容CF并联后接在引脚16、20之间。为了适应变化的要求,用滑动变阻器做 振荡电阻RF。 37 江南大学在职人员学位论文 引脚8、9、13、14是移相控制芯片的输出,分别接到主电路的D、C、B、A四个 IGBT的门极控制端口。由于,芯片的输出电流都比较小,而且控制电路的输出又不能 直接接到主电路上,所以,利用变压器,将控制电路与主电路隔离,同时,还可以将电 流放大,足够驱动IGBT动作。 4.4驱动电路的设计 IGBT是电压控制型器件,只要控制IGBT栅极的电压就可以控制其开通和关断, 并且开通时维持较低的通态压降VcE。IGBT的安全工作区和其开关特性随驱动电路的 改变而改变,因此设计合理的驱动电路是其正常工作的重要保证。 1、IGBT驱动电路要求 在设计软开关全桥变换器的IGBT驱动电路时必须考虑下列因素。 (1)动态驱动能力 为了减小开关损耗,驱动电路应能提供陡峭的前后沿驱动脉冲。为了改善控制脉冲 的前后沿陡度和防止振荡,减小IGBT集电极极大的电压尖脉冲,需在栅极串联电阻Ib。 (2)持续提供正向栅压 IGBT导通后的管压降与所加栅源电压UcE有关,图表明栅源偏压UcE与IGBT导 通电阻RoN的关系,UcE越高,RoN越小,管压降越低,器件的导通损耗越小。 从减小通态损耗的角度出发,应在栅极电压耐量容许的范围内尽可能选高。但是过 大的正向栅压将降低IGBT的短路承受能力,对其安全不利。图所示为栅压UcE与短路 电流ICS和安全短路的时间关系曲线。从提高IGBT短路耐量的角度出发,UcE值宜较 低为好,通常UcEl旺15V左右。 (3)提供反向栅压 IGBT关断期间,会在栅极电路中产生高频振荡信号,这些信号轻则使IGBT处于 微通状态,增加管子反向栅压功耗;重则将使桥臂短路直通,烧毁器件,因此必须为IGBT KN|蛾 lcs}A 200 l 50 lOO 2 4 6 8 10 50 U-~ilv O 图4.10栅压%与IGBT导通电阻‰关系曲线 of(么and Fig.4-l o relation cuⅣe conduction dia酉’am 图4-11栅压%与短路电流k和 安全短路时问关系曲线 of【么,,a Fig.4一ll relation curve and Im 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 提供反向栅压,加速1GBT的关断过程。 (4)输入输出电气隔离 IGBT与工频电网有直接电连接,为了保证控制电路可靠工作,驱动器必须具有电 气隔离能力,且电气隔离不应影响驱动信号的正常传输。 2、IGBT驱动电路的基本形式 (1)IGBT直接驱动方式 C 图4-12 IGBT直接驱动 Fig.4-l 2 IGBT direct driVing mode (2)隔离驱动方式主要有三种: a.采用浮地驱动芯片 美国IR公司生产的M0s栅极驱动器系列产品把驱动一高压侧和一低压侧MOSFET或 IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内。它依据自举原理,外接很少的 分立元件,只需提供一个电源就能驱动全桥的四个MOS管工作。 b.光耦隔离 光耦隔离位于PWM芯片和驱动级之间,它具有占空比任意可调、隔离耐压高、对 电压性噪声抑制能力强等优点,同时,它又存在需要若干独立供电电源、传输延迟较大、 开关速度较慢等不足之处; C c.变压器隔离 图4.13光耦隔离驱动 Fig.4一l 3 opticalisolate driVing mode 变压器位于驱动级和开关器件之间,它具有信号传输延迟时间很小、变压器副边无 39 江南人!学在职人员!学何论文 须再提供电源、有很好的抗干扰能力等优点,其缺点是:所传输信号的占空比不宜太大 也不宜太小、因寄生参数影响,高性能的变压器制作较困难等。 图4-14脉冲变压器隔离驱动 Fig.4一l 3 pulse transf.onner isolate driving mode 全桥电路的四路驱动信号既可分别采用四只驱动双绕组变压器,也可采用同一桥臂 共用一只三绕组变压器的方式。本课题采用后一种方式进行了设计,与前一种方式比较, 其结构精简,磁芯双向工作,无需另设复位电路,而且能为开关管关断时提供反偏电压。 3、IGBT驱动电路的构成 UC3875的8、9脚和13、14脚两个桥臂的输出驱动脉冲经过Rbl~Rb8、VTI~VT8、 VDl ̄VD8组成的4组推挽电路进行功率放大,再推动脉冲变压器TGl和TG2。脉冲变压 器一次侧串接电容Cbl和Cb2是用来消除偏磁,串接电阻Rcl、№是用来限流。RGl~№ 是栅极限流电阻,Rsl ̄Rs4用于消除栅极振荡。 具体电路如图4.15所示。 移相式PWM控制器能较好地克服传统PWM技术的缺点它通过移相,使全桥的四 个开关轮流导通。在同一桥臂的两个开关管轮流导通过程中,通过变压器的漏感与开关 管的输出寄生电容组成谐振腔使电容上的电压以最快的速度放电,保证开关管处于零电 压开关状态(ZVS),从而避免了开关工作过程中电压电流的重叠。上图4.15是UC3875 管脚的隔离和输出电流的放大电路12 61。在移相全桥开关电路中,驱动信号不仅要驱动桥 的两个对角臂,而且还要使两个对角桥臂的导通有一定的时间延时,有效占空比又延迟 时间控制。由于两个桥臂的开关元件不是同时被驱动的,所以需要精确设置“移相”导通 波形之问的延迟时间间隔,延迟时间间隔由谐振腔控制电路的电压回路进行调节,最终 充当两个驱动信号的移相信号。此时串联在变压器的上半桥或下半桥中的两个开关管均 处于导通状态,而变压器在开关管导通时刻的电压为零,即变压器的初级处于短接状态, 并箝位初级电流保持原值。当半桥中的一个开关器件经适当的延迟时间后关断时,变压 器初级电流又流过该开关管的输出寄生电容,从而与开关管的漏极电压谐振且与电压反 相,使对角臂开关上的电压为零,从而保证了零电压开关工作状态。同时,图4-15中 的电路的设计方法还可以实现主电路和控制电路的隔离,实现了主电路和控制电路的不 共地。又解决了UC3875输出的驱动信号由于电流过小无法驱动IGBT的困难。通过变 压器的线圈匝数的设定,将原边比较小的电流放大成一个足够驱动IGBT的大电流,实 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 现对IGBT的相位的控制。 Gl S— G2 S2 G3 S3 G4 S4 4.5保扩电路的设计 图4—15隔离驱动电路 Fig.4-l 5 isolate d—Ving circuit 为了保证电源在正常和非正常使用情况下的可靠性,其控制电路中应包含保护电 路,保护电路具备自身保护和负载保护两方面的功能,一旦出现故障,立即使开关电流 停止工作,并以声或光的形式报警,以保证在任何情况下,自身不损害,并且也能保护 负载。为了简单起见,在本次设计中,保护电路就只有输出的过压和过流两种比较重要 的保护电路,而且这两种电路都必须采用锁存电路,以免出现频繁的重复过压过流。 l、过流、短路保护【l纠 过电流保护主要指直流侧过流或逆变桥开关管的过电流,因此必须采取措施防止过 电流损坏器件。为了保护主功率管不致过流烧毁,需要加输入限流电路,即利用电流互 去UC3 的5脚 图4.16过流保护 Fig.4一l 6 Input cun.ent—limit circuit 4l 自电流 感器T3 江南人学在职人员学位论文 感器检测变压器的原边电流,再利用整流桥将检测到的电流信号整流后通过一个二极管 引到UC3875的电流检测端CS,当原边电流过流时,检测到的电流信号超过2.5V, UC3875的输出全部关断。输入限流电路如图4.16所示。 2、过压保护 除了输入电路限制外,还需要加负载保护功能,即输出过电压保护电路。 典型的过压保护电路如图4.17所示,采用分压电路作为输出电压Vo的检测电路, 由R5、R6得到分压电压,经过滤波进入比较器LM339的同相输入端,与基准电压VREF 比较。当出现过压现象,Ul保护输出为高电平,送至UC3875的5脚电流封锁端。同时 D5导通,将Ul+保持为高电平,锁存住故障状态,使输出一直维持高电平。 输出 3、高温保护 图4.17过压检测及锁存电路 Fig.4一l 7 Output Voltage protection circuit 主开关管器件在开通和关断过程中,以及开关器件导通电阻的存在,使IGBT产生 功率损耗,这些功耗以热能形式散发,使IGBT温度升高,从而影响其载流能力,因此 一般需要采用风冷来降低IGBT的表面温度。为了防止器件的过热,设计过热保护电路, 如图所示,当IGBT表面温度超过一定限值,启用过热保护电路。 D Z∽r: Rl I叫 【一 C= f == 图4一18过热保护 Fig.4-l 8 t锄oemtllre protection cirlcuit 采用温度传感器检测散热器的温度,当检测到的温度低于某一限值时,温度传感器 触点S处于打开状态,叫端输出高电平;当检测到的温度超过限定值时,温度传感器 触点闭合,电容C放电,明端输出低电平,表示过热。 42 第四章软开关全桥移相变换器的原理与设计 4.6本章小结 本章首先介绍了移相全桥变换的拓扑结构,详细分析了其工作过程,对移相全桥 zVS.PwM变换器的两个问题进行了分析,并重点进行整个电路的参数设计和功率元件 的选取。然后在对DC/DC变换器的控制芯片uC3875的特性进行详细介绍的基础上, 完成了控制电路的设计,并对主要参数和控制芯片UC3875的外围电路进行了详细的设 计。最后介绍了驱动电路和保护电路的设计过程。 43 江南大学在职人员学位论文 第五章仿真结果及分析 为了验证前面的理论设计的正确性并对设计进行修正,本文采用PSPICE 9.2仿真软 件对所设计的电源电路进行了仿真分析。 高频开关电源作为得到最广泛应用的一种电力电子装置,在ORCAD/Pspice软件中 也得到了特别的重视,软件中有各类常用电子元器件和功率半导体器件,以及少数常用 控制芯片的模型,对于电源的仿真非常方便。 由于开关电源主要由主电路和控制电路两部分组成,故通常对电源系统的仿真分为 开环仿真和闭环仿真两步。开环仿真即主要对电源主电路进行仿真计算,控制信号由脉 冲源代替实际控制电路而产生,这样做简单方便,主题突出;而闭环仿真即将控制电路 (包括控制芯片)加上与主电路形成闭环进行仿真,这样做较复杂,但仿真全面。由于 PSPIcE 9.2中没有UC3875芯片的模型,自建模型又很繁琐,故本文只对电源系统主电 路进行仿真”引。 5.1开关电源常用仿真软件PsPICE9.2简介 PSpice(PerSonal Simulation Program with Inte掣ated Circuit Emphasis)软件是EDA 领域最负盛名的公司Microsim开发的通用电路模拟仿真软件。目前此软件的用得最广 的版本是PSpice9.2。主要包括:Schematics、Pspice~,D、Stimulus Editor、Model Editor、 Probe等5个软件包及其他一些辅助工具。Schematics主要用于直接绘制电路图,自动 生成电路描述文件;PspiceA,D对原理图中所绘制的电路进行模拟分析,运算出结果并 自动生成输出文件的数据文件;Stimulus Editor设定各种激励信号;Model Editor可以半 自动地将来自厂家或用户定义的器件数据转换为Pspice所用的模拟数据,并提出它们之 间的关系曲线及相互作用,确定元件的精确度;Probe相当于一个示波器,可以将由Pspice 运算的结果在屏幕或打印设备上显示出来。 5.2功率因数校正电路的仿真 1、仿真主电路 L1 VDz ∽ VDRl i∑ >. 一 么∑ ]’ VDR3 =刊‘亨L Czl 一 一 D6 态 R1 Cz2 一— ,DR2 7∑一VDR4一么 ∑ = 图5.1 PFC主电路仿真电路图 Fig.5一l Tllle simulation circuit of the PFC main circuit 2、仿真结果及分析 (1)开关管驱动脉冲波形 Z8V 第五章仿真结果及分析 20V lOV 。÷‘· ·}-. : ● 一10咐 ·20V …■一计}}一· Z9.0j5 Z,.1m, ·Vt基l:g,T,Z:一} 2,.Z-, 2,.3■‘ 29.‘I- Z,S■, 29.6■, fi▲e 图5-2驱动脉冲仿真波形 Fig.5-2 simulation of driVing pulse (2)工频整流输入端电压uin电流ii。波形 2,7t, 29.钿-, 2,.,■● 30 图5.3工频整流输入端电压、电流仿真波形 Fig.5-3 simulation wavef.onn of v01tadge and curI.ent of input (3)功率因数校正电路输出电压‰、电流id。波形 45 江南人学在职人员学位论文 U‘ 5■5 iu■s -VlAl:2,且l:l},‘0一‘I Cnl’ 16■! ‘u■; ‘5■s JulS J,■f 々umj q,I{ 5u■# 图5_4功率因数校正电路输出电压、电流波形 Fig.5-4 simulation wavefbnn of output voltadge and current of 5.3逆变电路仿真 PFC 5,●‘ 5U■f 1、仿真主电路 主电路仿真所用的主要参数为: >输入直流电压:Vi=500V; >输出直流电压:Vo=24V; >变压器原副边匝数比:N=2l; > 附加谐振电感:Lr=20“H; > 主功率开关管VTl(VDl&C1)~VT4(VD4&C4):APTl3GPl20B; > 输出整流二极管Dl~D2:DD200KB; 图5.5为主电路仿真电路图。电路主要参数如上所示,通过调节超前桥臂和滞后桥 臂之间的移相角来调节输出电压的大小,使输出电压保持稳定。 图5.5主电路仿真电路图 Fig.5·5 The simulation circuit of the main circuit 第无章仿真结果及分析 2、仿真结果及分析 用Pspice软件对设计的开关电源的Dc—Dc移相逆变电路进行了仿真,下面分别给 出了功率器件的驱动波形、在变压器原边得到的电压、电流波形、以及整流后输出端的 电压电流波形。 (1)驱动脉冲波形 …r.。 :l :。j一 :l ■I.. 二 ;…}.. ? , :t :‘生一 …【., …L_, ‘l 一苗。’ …【.. 斗· , .: :Y .{. ;…【.. o.二…;…}一 …【.. I …}-- j l l :● }..…。r… _J I l } 1 . 1 i ::l:: t::F ……r‘。…?。 江南人学在职人员!学位论文 变换器中四个丌关管栅极的驱动信号(UGI、UG2、UG3、UG4)。 为了改变占空比,以便实现调节控制,采用了移相控制技术。开关管zl和z3组成 超前桥臂,其驱动电压UGl和uG3互为反相,两者之间死区时间为△tl,开关管z3和z4 组成滞后桥臂,其驱动电压UG2和UG4互为反相,两者之问死区时问为△t2;全桥四只 管的对角线开关管驱动电压uGl超前UG4,UG3超前UG2一个相位(移相角Q),如图5.3 所示。 }:…… b…’ …『一 卜 O。一 ’-’’ }: a V czl。,扎I’ l : :≯:: a : f~ ‘‘: : ! 章 _}:卜 土 ‘ UG4 ;一 ;/ y }} I。 _ r‘ 一{:: …【.. I l { l lS8.,u5 口VfV{:+.y4:一’ 200.Oug a)开关管驱动电压UGl超前UG4脉冲波形 厂 { J 拽” I n叫 …}¨ I: ::{:: i: }: 吖 o- [7 ij:·。…。。 ●’ 嘎盯 o VtV3:’.V3:‘’ 2吖 。∞ w } i….二.;…一 :::[~ f 丰 :。 一~ …●●●● ●●-●-●● .: 一 r●一 ·: 一.占~ ===}=‘ 岁G2 l— L/ r L 斗- I }:: l ] { { L 200 0uj 2E0.0-Js 300 0u5 b)开关管驱动电压UG3超前UG2脉冲波形 图5.7对角线桥臂驱动脉冲移相仿真波形 Fig.5—7 simulation waVefonn of puIse-shiR 48 第五章仿真结果及分析 (2)变压器原边电压Uab和电流i。波形 l!—o 。7… k .1▲/ 左 f ●● :/ _●● , i , ●●● l {‘ l~ ‘7… I o、 -●- 。:。 ; 、 一}川 ●-● /t、 / --I …i ●● “7一 j !一 {-. ! .-、 l j l y i ■. , | i 、 /{ ●-- ./ }… N‘、苌 -●● il X ●● 。{ I , \ 、} 。fⅢ I ●-● 一.f一 | _●, , l ‘÷。 | ’ ; 一} Ⅳ / i , ] 、∥ f f , } 、\/ t. ~—/ , 1 , ℃。一 。l? j | 、 i : r--·\ 、_ 【——?~ r ●q● 240 0、u 2eO.0u# 320 Ouj 3E0.Ou- 400 Ou 图5·8 变压器原边电压U。b和电流ip仿真波形图 Fig.5-8 simulation waVefo咖Uab aJld ip of tmnsfo册er intput 由图5.8可见,由于两桥臂驱动脉冲的移相角的存在,使U。b波形中出现“零电压 平台";原边电流波形经历了从缓慢上升一缓慢下降一正向急剧下降一过零一反向急剧 上升一缓慢上升一缓慢下降一反向急剧下降一过零一正向急剧上升…的过程,反映出移 相全桥ZVS.PWM变换器的几个工作过程,与理论分析一致。 (3)整流输出电流波形,如图5—9所示 瓣 瓣 :¨三.j..j—j— i{i }~ r- ●● 珊飘 压 ≯浮 0.. … 毒 ●- 孵0 印 压 ●- 恤■ O.‘I- O 5■i 0 5■f a.7^s 0 em; 图5.9整流输出电流的仿真波形图 Fig.5—9 the cumeIlt simulation waVefb咖oftheoutput ofrectifier (4)整流滤波输出电压波形Uo,如图5.10所示 —口“2k:、£) d:!“。 !冉 ●- 。蛾 昱kov z.旦£jo“:二1 。:X: _ 。’’÷’。 -- ●● }?: /:1 ’, -_ 图5.10整流滤波输出电压波形Uo Fig.5-10 tlle Voltage simulation waVefo玎n ofthe output ofrectifier 49 江南火学在职人员学位论文 由仿真波形图可看出直流输出电压基本达到要求,纹波也不太大。 5.4本章小结 本章首先介绍了开关电源的常用仿真软件Pspice,对己设计电路进行仿真分析,比 较参数的改变对电路性能的影响,最后给出变换器主电路的仿真波形,验证了设计的可 行性。 50 结论 结论 本课题结合当前高频开关电源的发展现状,根据性能指标设计了高频大功率开关电 源,将工作频率提高到20lⅢz,使输出功率提高到3KW,并针对高频开关电源中的一 些问题,进行了详细研究,最后利用仿真对设计参数进行了验证。结论如下: 1.根据电源性能要求研究了实现方案,经过分析比较,确定了结构简单、实行恒 频控制的移相全桥ZvS—PWM变换器来实现设计要求。 2.对开关电源系统的主电路进行了理论分析和参数设计, 3.对开关电源系统的控制电路进行了理论分析和参数设计,采用UC3875控制芯 片为核心组成控制电路,实现了开关电源的闭环控制。 4.出于抑制电源产生的谐波和无功对电网的污染的目的,可在开关电源系统中加 入功率因数校正(PFC)电路,提高电源的功率因数。 5.应用PSPICE软件对电源系统进行了仿真分析,得到了较为准确的仿真分析结果, 辅助修正了理论设计参数。 开关电源系统的研究和设计是一项相当大的工作,由于本人能力有限,论文中还存 在许多不足,相比完整的电源设计,还有许多进一步的工作需要做。 工作展望: 1.由于时间和精力问题,本文大部分的工作仅仅只做了相应的仿真实验,具体的 工程实践肯定还存在许多问题。 2.因为开关电源也是一个控制系统,故可应用控制理论对开关电源系统进行分析。 可建模并对系统的稳定性和其它性能做出分析。 3.在电源控制电路中,采用集成控制芯片(如UC3875)固然简单,但只能采用 PID算法,无法应用更先进的控制算法(如神经网络,模糊控制等)对电源实施控制, 故可采用基于DSP或单片机的控制电路,以应用其它控制算法,实现电源的全数字化 控制。 5l 致谢 致谢 在三年的硕士学习生活中,本人有幸师从沈锦飞教授。本文在课题选择和课题研究 过程中自始至终得到了导师沈锦飞教授的热切关怀和悉心指导,使我对电力电子这个领 域真正有了比较深刻的了解,顺利完成了硕士期间的研究工作。在课题研究期间,导师 在论文选题、研究方法和研究内容乃至细节上均给予了悉心的指导,并付出了大量心血 和辛勤劳动。三年来,在导师的指导下,我学到了许多宝贵的东西,可谓受益匪浅。导 师沈锦飞教授锐意创新的意识、渊博的学识,严谨务实的治学态度、实事求是的科研态 度和淡泊名利的为人,为本人树立了榜样。籍以此文,表达对几年来的全方位的帮助和 关心表示深切的感激! 在本人课题研究期间,郭红、孙移、张锋等同学均给予了大力的支持和无私的帮助, 马青、陆斌等同学也给我的论文提出了许多宝贵的建设性意见和建议,论文的完成同时 也得到了黄瑾瑜、雷宁、郁琰、谈敏等同学的帮助,并与我一道共同走过了一段难忘的 岁月,在此一并表示衷心的感谢! 还要特别感谢我的家人,他们在我学习期间给予我全力的支持,为我解除了后顾之 忧,使我得以全身心投入到学习研究当中顺利完成学业,在此谨表示深深的谢意! 最后,向百忙之中审阅本文的各位专家致以崇高的敬意和深深的谢意1 52 参考文献 参考文献 张卫平编著.绿色电源——现代电能变换技术及应用[M].北京:科学出版 社,200l:1旺50 阮新波,严仰光编著.直流开关电源的软开关技术[M】.北京:科学出版 社,2000:1—4,222—-232 3 周志军.软开关电源设计与仿真研究【D】.【硕士学位论文】.武汉:武汉大学,2004 4 徐九玲.开关电源的新技术与发展前景【J】.电气时代.2003(6):52—53 5 张小林.我国开关电源发展的思考[J】.微电子学.2004(4):404_一04 6 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].修订版.北京:电子工业出版社,2005:仁8 7 路秋生.功率因数校J下技术与应用[M】.北京:机械工业出版社,2006:11一12 8 刘霞.单相有源功率因数校正电路的研究【D】:【硕士学位论文】.西南交通大学.2005 9 程冰,汤钰鹏.单相有源功率因数校正电路拓扑技术研究进展[J】.通信电源技 术.2006(5):年—6 10.程庆生.APFC技术在通信电源中的应用[D】.【硕士学位论文】.合肥工业大学,2006 11.刘保颂.基于PFC和软开关的大功率开关电源的研究[D】.[硕士学位论文】.合肥工业大 学,2004 12.宗凡.BoostAPFC电路的设计与实现[D]:【硕士学位论文】.西北工业大学,2006 13.李宏编著.电力电子设备用器件与集成电路应用指南[M].北京:机械工业出版 社,200l:20--21 14.周志敏,周纪海等编著.开关电源功率因数校正电路设计与应用[M].北京:人民邮电出 版社,2004:43—45 15.沈锦飞.电源变换应用技术[M】.北京:机械工业出版社,2007:46一_47 16.王家庆.智能型高频开关电源系统的原理使用与维护【M】.北京:人民邮电出版 社,2000:56—57 1 7.Intemational standard IEC 1 000一3-2,Electro啪agnetic Compatibility(EMC),Part 3,First Edition.1 995 18.冀飞.高功率因数均流开关电源的研究【D】:[硕士学位论文】.中国农业大 学,2005:35—36 19.原田耕介(日).开关电源手册(耿文学)[M】.北京:机械工业出版社,1999:34_-35 20.赵鸿鹏.软开关高频开关电源若干问题的研究【D].【硕士学位论文].西安理工大学硕士 论文,2007:3禾一35 参考文献 21.王华.80kHz大功率串联谐振感应加热电源的研究[D】:[硕士学位论文】.西安:西安理工 大学,2004 22.刘胜利.现代高频开关电源实用技术【M】.北京:电子工业出版社,2001:52—54 23.UNITRODE公司资料.UC3875舢C3854phaSe shiR reaonant Contrller. 24.Mehement K.Nalbant Willi锄Cho.“Theroy and Application of me ML482 1 AVerage Current Mode PFC Controller”.【J】Micr0 Linear Applications Halldbook,1995:2l—22 25.王文倩.400IⅢz复合有源箱位型Boost型功率因数校正变换器的设计【D]:[硕士学位 论文1.浙江大学硕士学位论文,2006:15—16 26.Philip C.Todd,“UC3854 Controlled Power Correction Circuit Desi朗”,[J】UnitI.0de pplication Note,1 997:1 6—1 8 27.高峰.大功率高频开关电源的研究【D】.[硕士学位论文】.西安:西安理工大学,2006 28.Abraham I.Pressman.开关电源设计[M】.第2版.北京:电子工业出版社,2005:73—-75 29.张立,赵永健。现代电力电子技术[M】,第1版.北京:科学出版社,1992:13一15 30.王兆安,黄俊.电力电子技术[M】.第4版.北京:机械工业出版社,2003:25-26 3 1.R.A.Fisher,K.D.T.Ngo.A 500kHz,250W DC—DC conVerter with multiple output controlled by phaLse-shiRed PWM and ma印etic aInplifierS,Processing of HFPC,1 988 100~100 32.DaVid M.xu x H.、№J M.zhang z.Qianc,Hi曲pow盯higll丘℃quency half-waVe-mode ZCT-PWM龟ll bridge DC-DC conV酣er’IEEE,2000:l l 4一11 5 33.Junrning Zhang,Fan Zhang,xiaogao Xie,Dezhi Jiao,and Zhaoming Qian,A noVel ZVS DC—DC converter for m曲power印plications,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL.1 9,NO.2,March 2004:45—_47 34.George Chryssis. 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