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用于通信系统的½电压、大电流电源及其设计实例
½者：■
Linear Technology Corp. Dr. Wei Chen
为了处理日益复杂的实时计算问题，½今的通信系统采用了大量的高性½计算芯片，
包括各种
CPU，FPGA
和存储器。对更高计算速度的需求促½人们相应地提高时钟
频率，电源电流也随之增加。有些器件所要求的电源电流已超过了
100A。在电源电
流增加的同时，
电压已经降至
1V
左右，
这主要是因为计算芯片的特征线½越来越细。
½电压、大电流容易导致功率损耗，此时线性调压器电路已经很难适应电源设计的要
求。不过，采用高性½的开关型电源结构，则可以获得高效率的电源。
面临的挑战
与½今许多类型的系统一样，通信系统中电路板的面积非常宝贵。尺寸限制，连同降
½成本的压力和其他一些新的技术方面的挑战，½½电压、大电流的电源设计成为通
信系统设计中最困难的设计任务之一。
对电压调节½力的挑战
随着电源电压降½到
1V,
即½小到
50mV
的电压摆动，也会½计算电路性½发生剧
烈的波动。因此必须对直流输出电压进行严格的调控。大的输出电流是电压波动的一
个主要诱因，
包括
PCB
导线或电源输出与
CPU
电源引脚间的连接器引入的
10mV½
50mV
压降。 ½电源电压为
1~1.5V
时，这些压降会产生显著½响。因此，要求对正
向和负向电压输出½½实现远程电压监测。
另一个问题是，先进的计算芯片½根据系统指令瞬时地改变电源电流，变化幅度超过
20A。这样大的负½½阶跃，再加上电流的快速换向，将½电源电压下降或超调。要处
理这类动态变化的负½½并减小输出电容的尺寸，电源就必须具有很快的瞬态响应½
力。
传热学方面的挑战
由于系统封装密度随系统复杂程度的增加而增加，
散热已成为系统硬件设计人员要面
对的一个愈发严峻的挑战。同时，对电压稳定有严格要求的高性½计算芯片要求电源
就½于其附近。因此，重要的是要减小电源的功率损耗，并消除
PCB
上的过热点和
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功率元件，以避免让计算芯片热上加热。
输入噪声带来的挑战
由于在许多通信子系统中，主要的负½½驱动电源大多为
3.3V,
因此必须抑制
3.3V
汇
流排的噪声，以确保所驱动的逻辑器件½正常工½。一个开关型降压电源的输入电流
是脉动的，为了滤除输入噪声，要采用一个大的输入电容，有时可½还要采用大量值
的
LC
滤波器。
输入滤波电路的尺寸和成本一般随输出电流的增加和/或输入电压的下
降而增加。
采用标准电源模块时，成本方面的挑战
现成的电源模块(如“砖式模块”)价格昂贵。此外，标准电源模块的设计指标对多数
应用场合的实际电源需求来说通常过高。既然定做模块要花费较多时间，增加成本，
系统设计者不妨考察一下其他替代方法，以降½成本。
新技术的发展
为了应对这些设计上的挑战，人们开发了不少用于通信系统中½电压、大电流电源的
新技术。
受欢迎的板上(On-board)电源
由于每种板上电源的额定功率参数½方便的根据实际需要进行调整，
电源的成本及其
尺寸可以减少。此外，与标准电源模块相比，它还有如下一些技术上的优势。
● ½更½的根据负½½变化进行调整。板上电源消除了电源输出和负½½间的连线带来
的电阻和电感，从而½更½的实现直流和瞬态调压。
● 效率更高。 电源连接器的导电损耗被消除了。此外，板上电源可以采用地线层和
其他直流电源层来传导直流电流。因为这些系统层的电阻½于小电源模块，在
PCB
引线上的导电损耗可以更½。
● 热量管理效果更½。 整个系统电路板可以½为板上电源的散热器。相应的，过热
点的温升也比电源模块中的½得多，后者可用于散热的
PCB
板面积十分有限。这改
善了系统的长期可靠性。
● 成本½。 既然板上电源可以根据实际电源需要进行优化，所花费的成本就会½于
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其额定指标过高的标准电源模块。这一方法还½省下采用大电流连接器所花费的成
本。由于电压瞬态调节½力更强，还可以进一步减少输出解耦电容的数量。大多数板
上电源的元件还可以用于系统的其他模块，元件可以大批量采购，这也节约了成本。
大电流电源普遍采用的标准技术——多相(PolyPhase)技术
传统的单相方法依赖于若干并联的
MOSFET，要用笨重的电感来保证所要求的大电
流。这会造成
MOSFET
中很高的开关损耗，以及电感和
MOSFET
焊盘上的电流雍
塞现象，有可½½响
PCB
的可靠性。由于效率和开关频率较½，输出端就必须采用
更大的电感，导致瞬态响应变慢。多相技术则基于现有的电源元件，其性½优于单相
电路，特别是电源电流超过
20A
时。该技术通过将若干并联的功率级电路的相½进
行交替组合，
在电源输入和输出端实现纹波电流的相互抵消，
从而显著地提高了性½，
降½了成本。
● 纹波电流的相互抵消可以减小输入电容、输出电容和电感的尺寸和成本。
● 输入纹波电流的相互抵消减少了输入噪声，
½之特别适用于采用
3.3V
电源的应用
场合。
● ½响应更快的负½½瞬时变化，因为对瞬态过程而言，各输出电感可等效地视½并
联的。等效电感的减小提高了输出电流的换向速率。
● 由于开关的损耗更½，电流分配更均匀，效率也得到了提高。这有助于减小发热，
改善系统整½的可靠性。
在隔离电源设计中所需的同步整流和次级边控制技术
有些通信系统用½电压、大电流电源从-48V 底板上馈电。为了实现电气隔离，必须
采用变压器进行耦合。副边处整流器的电导损耗是这些电源产生功率损耗的主要原
因。实现同步整流可以显著减小这些功率损耗。由于在某些工½条件下自驱动同步整
流可靠性较½，因此在可靠性要求很高的通信系统中，应该选用外部驱动技术。
传统的隔离电源设计½用原边控制，
输出误差反馈电压通过光耦合器传递到原边的控
制器，
其相应的环路带½很窄(约数
kHz)。
这种结构对负½½瞬时变化的响应速度很慢。
一种替代技术是副边
PWM
控制或后调压控制，在
250kHz
的开关速率下，½达到>
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50kHz
的环路带½。因而，这种方法在½电压、大电流隔离电源设计中的应用日益普
遍。.
½电压、大电流电源
设计实例
大多数通信设备由来自墙壁电源或中心办公室的-48V 底板电源供电。如果电路板上
有多个大电流电源，
最½是将
48V
电源变换到隔离的、
电压为
5V½12V
的配电器上。
从这一中间配电器，可以通过若干非隔离的
DC/DC
变换器变换出所需的½电源电
压。不过若只需
2
或
3
路输出电压，也可采用从
48V
直接进行变换的办法。在这种
情况下，通常需要采用次级
PWM
控制，以实现良½的输出电压调节。下面给出两个
实例。第一个是一个采用多相技术的非隔离电源，将中间配电器的电压变换为更½的
电压。第二个是采用－48V
(-36½-75V)
输入的
2
输出隔离电源。
3.3½12V
输入、1.5V/40A 输出多相电源
图
1
示出一个简化了的
2
相
40A
电源示意图。该设计采用了
Linear Technology Co
rp.
公司的
LTC3729 UH2
相同步对消控制器电路。
LTC3729
驱动两个相差为
180°
的大功率同步对消级电路。控制器电路采用了峰值电流模式控制，以确保两个并行电
路间电流的精确分配。
通过单芯片差分放大器实现了输出电压½正负两端真正的远程
读出。而市场上的大多数多相控制器不提供真正的负输出½远程读出功½。
为满足电流在
40A
以上的应用要求，可增加更多的电路级，½各自相½不同于其他
电路。利用多个
LTC3729
电路可以很方便的添加更多的移相电路。把反馈误差放大
器捆绑在一起可以实现自动的电流分配。图
2
示出了如½用
6
个
LTC3729
控制器实
现有
12
个不同相½的电路的方法。
带后调压的高效率-48V(-36V 到-75V)输入、双输出
(3.3V
和
2.5V)隔离电源
传统的电源中，多路输出隔离电源依靠输出电感耦合来实现辅助输出的电压调节。辅
助输出端的负½½调节性½不½，大电流耦合电感难以制造，因而价格昂贵。 下面这
种设计采用基于
LT3710
的后调压电路。LT3710 电路驱动一个同步对消电路以降½
来自次级绕组的电压。
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图
3
示出这一电路简化的示意图，输入为-48V，输出为
3.3V
和
2.5V。LT3710
的详
细数据可以从
Linear Technology Corp
获得。这一设计的两个输出电路级均采用了
同步整流器。LTC1698 驱动
3.3V
输出级的同步整流器，并把
3.3V
输出反馈到原边。
LT3710
驱动
2.5V
输出级的
MOSFET，并在副边直接对该路电源输出进行调节。这
一方法有助于保证两路输出的高效率，并可以保证
2.5V
输出½快速对负½½变化½出
响应。由于
2.5V
电路中下部的
MOSFET
在大多数时间里是导通的，同步整流显得
尤为重要。该设计在原边采用的是双开关前向结构。因为主要
FET
上承受的最大电
压是输入最大电压(75V)，所用的½损耗
100V FET
可以确保足够高的效率。主控制
器(LT1681)有三个主要功½：驱动两个主开关，产生
LTC1698
的同步信号，接收副
边来的
3.3V
反馈信号以实现相应的电压输出调节。如果还需要第三路电源输出，可
以在副边增加一个
LT3710
电路。
结语
板上电源和多相工½原理可以满足通信系统½电压、大电流电源设计的需要。总的来
说，与传统方法相比，它们½减少成本，实现更½的性½。在隔离电源设计中，同步
整流和副边控制技术正受到越来越多的欢迎，因为其效率更高，对瞬时变化的响应更
快。 ■
图
1
简化的、基于
LTC3729
芯片的
2
相
40A
电源示意图
微控制器 MCU
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