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大功率谐振过渡软开关技术变频器研究

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电源

大功率谐振过渡软开关技术变频器研究

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大功率谐振过渡½开关技术变频器研究(2)
明正峰 1,倪光正 1,周文云 2,黄晓东 2,钟½儒 2,童建利 3
(1.浙江大学电气工程学院,浙江
(2.西安理工大学,陕西
(3.西安春日电气有限公司,陕西
西安
西安
杭州
310027)
710048)
710075)
1
概述
在½开关技术三相变频器电路的研究中,
谐振过渡½开关技术模式综合考虑了 PWM 技术和½开关技
术的优点,这种电路的基本构想是在保持传统三相 PWM 逆变桥工½方式不变的情况下外加一个辅助的谐振
电路。辅助谐振电路仅仅工½在逆变桥主功率开关器件工½状态改变时一个很短的瞬间,所以对辅助电路
中开关功率的要求很小,又½为逆变桥上的所有开关管和二极管状态的改变提供½开关条件。另外,谐振
过程充分利用了逆变桥中主开关上的寄生电容和跨接的关断吸收电容,所以,比较适合于现有的以 IGBT 为
基本器件构成的三相电机驱动用变频器电路。相对来说,是一种非常具有实用前途的½开关技术变频器结
构。
2
零电压过渡变频器主电路的选择
在主电路设计方案的选择中考虑了以下的几个因素。
1)性½价格比的提高
在三相变频器中采用½开关技术,一个最重要的目的就在于通过提高
功率开关器件的开关频率来改善变频器的输出性½,½是,为了实现½开关技术,需要在传统的硬开关技
术变频器电路中增加辅助谐振½络。谐振½络由谐振电感和辅助开关构成,辅助开关的增加,必然要导致
成本的增加,½然,零电压过渡变频器½然增加了几个辅助开关和谐振电感,½又省掉了一些吸收元件。
2)控制方式的简化
择。
3)微控制器的可实现性
在现有的变频器中,控制器大多采用 16 ½的 CPU 单片机,½然其
在三相½开关技术变频器中,增加了辅助开关,必然要为这些辅助开关
设计控制电路,还需要按照一定的逻辑来实现。这种控制逻辑的复杂程度直接取决于主电路拓扑结构的选
运算速度越来越快(比如,现在常用的 DSP 微处理器可以达到执行每条指令只需要 50ns),½由于微处理
器的硬件资源有限,所以,在½开关逆变器主电路的设计中,辅助开关的数量选择也是一个需要考虑的问
题。比如,在拓扑中有的用了一个辅助开关,也有的用了 6 个辅助开关,各有各的优点。另外,还要考虑
辅助电感的损耗问题。所以需要综合考虑。
4)研究思想的½变
随着电力电子技术和微电子技术的发展,功率开关器件的制造成本在大
幅度地降½,微处理器的处理½力和硬件资源也得到了很大的发展,所以,对零电压过渡三相 PWM 逆变器
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的电路拓朴的研究思想也在发生着½变,研究人员改变了原来的只是½量减少辅助开关数量以达到控制电
路简单的想法,继而向着控制逻辑简单,易于实现,具有实用化价值的方向发展。
本文中零电压过渡三相 PWM ½开关技术变频器主电路的选择如图 1 所示。
图1
ZVT-PWM 三相变频器主电路结构示意图
在该种电路中,对于每相桥臂,增加一组谐振元器件:一个单向导通开关,一个谐振电感和一个阻
断或导通的二极管。这种电路相对于谐振直流环节变频器结构来说,½然对于每一相½需要一个辅助开关,
½这个辅助开关的功率却只有主开关的几分之一,这是由于辅助开关的导通比很小。考虑到开关频率和谐
振电感的设计,通常只有主开关½积的 1/10 左右。
3
零电压过渡变频器主电路的设计
从前面对零电压过渡½开关技术变频器工½过程的分析中,
可以得出以下在主电路设计中需要考虑
的结论。
1)零电压过渡½开关技术在一定程度上借鉴了零电压过渡 DC/DC 变换器的思想,就是仅解决功率
开关器件关断时的零电压条件,而功率开关器件的关断过程还是依靠在功率开关器件两端并接吸收电容的
方法来控制关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压,以此来减少功率开关器件的关断损耗。½在功率开
关器件开通时,零电压条件的产生也和该吸收电容有关,此时的吸收电容成为谐振电路中一个很重要的谐
振元件。所以,该吸收电容的选择要综合考虑各方面的要求,½然满足功率开关器件的关断吸收是首先应
该考虑的。这在主电路的设计中需要借用硬开关技术变频器的一些设计思路。
2)零电压过渡½开关技术的最明显特点是减小了功率开关器件的开关损耗,而开关损耗在硬开关
技术逆变器中的直接表现就是功率开关器件的发热,所以,要合理地设计为功率开关器件散热而½用的散
热器。
½开关技术变频器中如½根据其工½过程来设计散热器也需要借用硬开关技术变频器中的一些思路。
为了更½地阐述零电压过渡½开关技术变频器中主电路的设计,
将以硬开关技术变频器的设计思路
为依据,采用对比的方法加以描述。
3.1
功率开关器件类型和参数的选择
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功率开关器件类型的选择应该根据变频器容量和对½积重量的要求来确定,还要考虑开关频率,制
造成本等多方面的要求。把 MOS 技术引入功率半导½器件带来了一系列应用上的优点。令人特别关注的是
绝缘栅双极晶½管(IGBT),它已开始并在工业类、消费类和军用类电力电子系统中产生了重要的½响。
随着 IGBT 在 20kHz 的硬开关中的应用以及频率更高的½开关中的应用,人们期待 IGBT 模块½够在许多应
用领域中取代 MOSFET 模块和双极型达林顿模块。IGBT 已在 1½10kHz 这个以前由双极型晶½管占主导地½
的,功率高达 1000kW 的中½频领域中得到应用。
在本文½开关技术变频器的主电路的设计中,考虑到负½½的感性特征,我们采用将功率开关和其上
反并联的二极管一½化封装的 IGBT。
通常情况下,功率开关器件参数的选择应考虑以下几个方面的因素。
1)功率开关器件额定值(额定电压和额定电流)的选择
根据功率开关器件生产厂家提供的
资料(比如,日本三菱公司的应用手册),正确选用 IGBT 有两个关键的因素:一是功率开关器件关断时,
在任½被要求的过½½条件下,集电极峰值电流必须处于开关安全工½区的规定之内(即小于两倍的额定电
流);二是 IGBT 工½时的内部结点温度必须始终保持在 150℃以下。在任½情况下,包括电机过½½时,½
必须如此。
2)功率开关器件的安全工½区(SOA)选择
设计中很重要的一点是防止 IGBT 因过电压或过
电流而引起的损坏或工½的不稳定。例如,用于电机控制和½为变压器负½½的变频器或斩波器,IGBT 有规
范其开通过程和通态工½点额定值的正向偏½安全工½区(FBSOA),规范其关断过程和断态工½点额定值
的反向偏½安全工½区(RBSOA)和规范其短路容量的短路安全工½区(SCSOA)。
3)
各种降额因素的考虑
由于功率开关器件的实际工½条件同手册中给出的指标的测试条件
是不同的,因此,实际½用中功率开关器件½达到的指标同手册中给出的指标相比½会有差别,实际½用
中这些指标½会下降。引起器件降额的最主要因素是温度,而降额最明显的指标是功率开关器件的电流容
量。由于半导½在较高的温度条件下会变成导½从而失去电压阻断½力,因此,功率开关器件工½中管芯
的温度——结温不½超过允许值,这一上限同管芯材料和工艺有关。功率开关器件½用手册给出的电流容
量通常是在壳温为 25℃,结温为上限的条件下测得的数据,而实际½用时壳温往往要高得多,结温又必须
与上限值保持一定的裕量,因此,允许的结—壳温差要小得多,从而½器件实际允许的耗散功率大打折扣。
由于耗散功率同流过器件的电流密切相关,因此器件实际允许的电流容量也就下降了。
在实际的设计中,应该计算出功率开关器件工½时的电压和电流峰值,并根据安全工½区(SOA)
来初步选择器件的电压和电流容量,
然后根据估算的器件发热功率和最高环境温度估计器件工½时的壳温,
再根据壳温来决定降额量。由于降额,可½需要将最初选定的器件容量放大,才½最终决定器件的参数。
考虑到工½时的电压、电流的冲击,器件的参数选择应留有充足的裕量。另外,还要考虑 IGBT 生产厂家有
关的生产规格。
根据图 1 主电路的结构图,功率开关器件选择包括两个部分。
1)相½于传统硬开关技术变频器中的三相逆变桥电路中的开关功率器件 S
1
—S
6
相对于传统
的硬开关技术逆变器来说,零电压过渡½开关技术变频器中主功率开关器件工½过程中的最大改变就是在
零电压条件下开通,由于硬开关技术变频器中也有吸收电路的存在,所以,主功率开关器件的关断过程两
者是一样的。另外,主功率开关器件的稳态损耗两者也是一样的。所以,在本项目的研究中,对主功率开
关器件的选择参考了硬开关技术变频器的选择原则。
根据日本三菱公司的½用手册
(见表 1)50kV·A 37kW)
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变频器的电流有效值为 75A,峰值电流为 106A。考虑到 1.4 倍的降额因数,留够 2 倍的工½裕量,故选定
主功率开关器件 S1—S6 的额定参数为 1200V,300A。
2)辅助谐振回路中的辅助功率开关器件 S
r1
—S
r6
辅助开关的工½时间可以控制得很短,所
以,
对其功率要求比较小,
½通过其中的峰值电流并不小,
还要高于主开关功率开关器件 S
1
—S
6
对于 IGBT
来说,无论峰值电流通过的时间长短,其额定电流的选择一定要保证为通过其峰值电流的 1.5½2.0 倍。½
是,在这里可以充分利用 IGBT 的安全工½区,在安全工½区内,IGBT 可以承受至少两倍的额定电流值,
且不会对 IGBT 有任½的损坏。
根据相关文献[1]的分析,辅助开关中通过的最大电流
i
srm
可以表示为
i
srm
=I
x
+i
rm
=
式中:I
x
为预½电流;
I
m
+E/
(1)
I
m
为相电流最大值;
i
rm
=E/
在一个主开关的开关周期内,辅助开关中通过的平均电流
i
sr
i
sr
=I
x
T
sr
/2T
s
(2)
式中:T
sr
为辅助谐振回路的谐振周期;
T
s
为主开关器件的开关周期。
通过有关参数设计选择,可以½得辅助开关中通过的平均电流满足
i
sr
=I
m
×5%
(3)
根据变频器的容量选择以及后面对吸收(谐振)电容及谐振电感的选择,可以得出
I
x
约为 180A,
i
rm
大约为 80A,则辅助开关中通过的最大电流
i
srm
约为 260A,所以,选择辅助开关 S
r1
—S
r6
的额定参数可以
为 1200V,300A。
3.2
3.2.1
吸收(谐振)电容和谐振电感的选择
谐振电感的选择
从对该电路工½过程的分析[1]可以知道,理想情况下,谐振电感从零充电至预½电流
I
x
,所需的
时间为
t
c
=
(4)
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而预½电流
I
x
的选择取决于两个因素,
一是要保证续流二极管的½关断,
谐振电感的充电时间应略
长于主开关上续流二极管的反向恢复时间,二是为了½谐振½够可靠地进行,要大于最大相输出电流一个
固定的数量,这样才½½得谐振开始的时候,谐振电感中储存有足够的½量。在此选择
I
x
=
I
m
(5)
假定续流二极管的反向恢复时间为 600ns,取预½电流的最大充电时间为 2000ns=2μs,母线电压
510V,预½电流
I
x
≈180A,所以,电感
L
r
的选择为
t
c,max
=
=2μs=
L
r
≈6.0μH
3.2.2
吸收电容(谐振电容)的选择
在讨论吸收电容的选择之前,先根据有关的手册,给出采用吸收电路时,功率开关器件的典型关断
电压波½,如图 2 所示。
图2
采用吸收电路的典型关断电压波½
从图 2 中可以看出,初始浪涌电压ΔV
1
之后,随着吸收电容的充电,瞬态电压再次上升。第二次上
升峰值ΔV
2
是吸收电容值和母线寄生电感的½数。为确定ΔV
2
的数量级,可以用½量守恒定律获得式(6)
L
p
i
c2
=
CΔV
22
(6)
式中:L
p
为母线寄生电感;
i
c
为功率开关器件的工½电流;
C
为吸收电容值;
ΔV
2
为吸收电压峰值。
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