张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
（广告勿扰100%拒绝水贴，10名疯狂工程师运营的½站，有问必答）
电流控制技术和斜坡补偿
叶½刚
（西安科技大学电气与控制工程学院 陕西 西安 ７１００５４）
一、电流型控制原理及特点
原理：
电流型脉½调制(PWM)控制器是在普通电压反馈
PWM
控制环内部增加了电流反馈的控制环
节,因而除了包含电压型
PWM
控制器的功½外,还½检测开关电流或电感电流,实现电压电流
的双环控制。控制原理框图如下图（图
1）所示。
图
1
双环电流型控制器原理图
从图
1
可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ,用于
与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在
Rs
上产生的电压与误
差电压进行比较,产生调制脉冲的脉½,½得误差信号对峰值电感电流起着实际控制½用。系
统工½过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟½输出电压下降,经
误差放大器延迟
Vca
上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也
随输入电压下降,电感电流的斜率
di/dt
下降,导致斜坡电压推迟到达
Vca,½ PWM
占空比加大,
起到调整输出电压的½用。
由于既对电压又对电流起控制½用,所以控制效果较½在实际中得
到广泛应用。
特点：
a)由于输入电压 Vi
的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就½在比较器中改
变输出脉冲½度(电流控制环),因而½得系统的电压调整率非常½,可达到
0.01%V,
½够与线性
移压器相比。
b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增
益的矛盾,½输出电压有很高的精度。
½)由于
Rs
上感应出峰值电感电流,只要
Rs
上电平达到
1V,PWM
控制器就立即关闭,½成逐个
脉冲限流电路,½得在任½输入电压和负½½瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定
范围内,在过½½和短路时对主开关管起到有效保护。
d)误差放大器用于控制,由于负½½变化造成的输出电压变化,½得½负½½减小时电压升高的幅
度大大减小,明显改善了负½½调整率。
e)由于系统的内环是一个良½的受控电流放大器,所以把电流取样信号½变成的电压信号和
一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。
二、峰值电流控制与平均电流控制的比较
yezeg@163.com
qq:53155231
Research Direction：Power Electronic Circuit &Mixed-Signal Circuit Design
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com ☜点击打开
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
（广告勿扰100%拒绝水贴，10名疯狂工程师运营的½站，有问必答）
峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:
(1)对噪声敏感，峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿(即开关电流)同设定的电流值
相比较,½瞬态电流达到设定值,ＰＷＭ比较器输出翻½将功率开关管关断。电感电流上升到
设定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特别是
Vin
小时坡度更小,所以这种控制方法易受噪声干
扰。
每次开关管通断时½会产生噪声尖峰,并且耦合到控制电路的一个小电压就½½开关管迅
速关断,½电路处于次谐波运½模式产生很大的纹波,所以对于峰值电流控制模式,电路布局和
噪声旁路设计对电路的正常工½很重要,平均电流模式控制可以简化这部分工½。
(2)需斜坡补偿,对于峰值电流控制,½占空比大于
50%时扰动电流引起的电流误差越变越
大。所以尖峰电流模式控制在占空比大于
50%时,电路工½不稳定,需给ＰＷＭ比较器加坡度
补偿以½电路稳定。内部电流环的增益尖峰会½相移超出范围,导致电路工½不稳定,½电压
环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲时,输出占空比却在变化,这时也需斜坡补偿
来抑制次谐波振荡。
(3)具有尖峰值/平均值误差,在尖峰电流控制模式中,随着占空比的不同,电感电流的平均
值亦不同, 通过斜坡补偿可以获得不同占空比下一致的电感电流, ½这也增加了电路的复杂
性。另外电感电流的平均和峰值间也存在差值,在
BUCK
电路中由于电感电流的纹波相对电
感电流的平均值很小,并且存在电压外环的校正½用,所以峰值和平均值的这种误差可以½略;
在
BOOST
电路中,峰值要跟随输入电½的正弦波,所以和平均值间的误差很大,在小电流时,尤
其是电流不连续时,如每半周期输入电流过零时,这种误差最大,它会½输入电流波½畸变。这
时就需要一个大电感来½电感电流的纹波变小,½这将½电感电流的坡度变窄,减小抗干扰½
力。
平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是:
① 具有高增益的电流放大器,平均电流可以精确地跟踪电流设定值。这点应用在高功率因数
控制电路中尤其重要,此时用一个小电感就½获得小于
3%的谐波畸变,并且即½电路模型
由连续电流模式过渡到不连续电流模式,平均电流法也½很½地工½;
② 噪声抑制½力强,因为½时钟脉冲½功率开关管开通后,晶振幅度迅速降到了一个½值;
③ 无须斜坡补偿,½为了电路工½稳定,在开关频率附近必须限定环路增益;
④ 平均电流法可应用在任意电路拓扑上,既½控制
BUCK和 Flyback
电路的输入电流,又½控
制
Boost
和
Flyback
电路的输出电流。若加入到ＰＷＭ比较器输入端的波½坡度不合适,
功率开关控制电路就会发生次谐波振荡。峰值电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振
荡;平均电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的。
所以,用平均电流模式解决次谐波问题更为合适。
在平均电流模式中为了抑制次谐波和限
定开关频率附近电流放大器增益,在电路设计中必须遵循的一条标准是:接到ＰＷＭ比较器的
一个输入端的电感电流下降沿不½大于接到
PWM
比较器的另一个输入端的晶振幅值坡度。
这也间接设定了最大电流环路增益的交越频率。
三、斜坡补偿的引入
斜坡补偿原理：
鉴于以下原因,峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿。
1
电路的稳定性
图
2、图 3
分别是占空比大于
50%和小于 50%的尖峰电流控制的电感电流波½图。其中
Ve
是电压放大器输出的电流设定值,?Io 是扰动电流,½1、½2 分别是电感电流的上升沿及下
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
（广告勿扰100%拒绝水贴，10名疯狂工程师运营的½站，有问必答）
降沿斜率。
由图可知,½占空比小于
50%时扰动电流引起的电流误差 ? I
1
变小了,而占空比大于
50%时扰动电流引起的电流误差 ? I
1
变大了。所以尖峰电流模式控制在占空比大于
50%时,经
过一个周期会将扰动信号扩大,从而造成工½不稳定,这时需给ＰＷＭ比较器加坡度补偿以稳
定电路,如图
4
所示。加了坡度补偿,即½占空比小于
50%,电路性½也½得到改善。
图
2
占空比小于
50%
图
3
占空比大于
50%
斜坡补偿前
∆
I
1
= − ∆
I
o
m
2
m
+
m
2
，补偿后
∆
I
1
= − ∆
I
o
，对于占空比为
100%的情况，
m
1
m
+
m
1
稳定时必须满足
m
+
m
2
<
1
，即补偿斜率
m
> −
0.5
m
2
，通常选择补偿坡度为电感电流下
m
+
m
1
讲沿的斜率
m
2
，这样扰动信号在一个周期内就完成了校正，如图
5
所示。
图
4
占空比大于
50%
带坡度补偿
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
（广告勿扰100%拒绝水贴，10名疯狂工程师运营的½站，有问必答）
图
5 m=m
2
时，电感电流波½
V
0
，由于输入电压恒定，所以补偿值便于计算并恒定；对于
L
V
−
V
o
Boost
电路，补偿坡度是
in
，由于输入电压随电½变化，所以补偿值不恒定，这样对于
L
对于
BUCK
电路，补偿坡度是
固定补偿½络，
很多时候会发生过补偿或欠补偿，
降½了电路的性½并导致波½畸变，
因此，
Boost
电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式，来避免斜坡补偿。
2.减小尖峰值/平均值误差
电流模式控制的实质是½平均电感电流跟随误差电压
V
设定的值,即可用一个恒流源来
e
代替电感,½整个系统由二阶降为一阶。½如图
6
所示,尖峰电流控制模式中随着占空比Ｄ1、
Ｄ2 的不同,电感电流的平均值
I1、
亦不同。
I2
如图
7
示,可以通过斜坡补偿来获得不同占空比
下一致的电感电流。
图
6
尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波½图
另外图
7
所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值,在ＢＵＣＫ电路中由于电感电流
的纹波相对电感电流的平均值很小,并且存在电压外环的校正½用,所以峰值和平均值的这种
误差可以½略;在ＢＯＯＳＴ电路中,峰值要跟随输入电½的正弦波,所以和平均值间的误差很
大。这种误差最大,需要一个大电感来½电感电流的纹波变小,减小抗干扰½力。这也是在Ｂ
ＯＯＳＴ中采用平均值电流模式的原因。
图
7
尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波½图
3.抑制次谐波振荡
内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关
频率处,½相移超出范围,导致不稳定,并½电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉
冲下,输出占空比却在变化,如图
8
所示。采用斜坡被偿也½很½地抑制次谐波振荡。
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
（广告勿扰100%拒绝水贴，10名疯狂工程师运营的½站，有问必答）
图
8
次谐波振荡时的电感电流波½
4.振铃电感电流
每个周期的电感电流误差关系如下：
m
+
m
2
∆
I
n
= − ∆
I
n
−
1
m
+
m
1
由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值、电感电流误差和周期Ｔ的关系曲线如图
9
所
示。由图
9
可以看出,电感电流是一个按二分之一开关频率衰减的正弦波,类似于一个ＲＬＣ
响应电路。这种电流有两个不利之处:
① 电感电流对电源或负½½的瞬态变化产生振铃响应;
② 在开关频率附近控制环路增益达到最高,从而产生不稳定趋向。
通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流,例如½补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时
(即½=-½2),振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制。
图
9
等效电感电流、电流误差和周期
T
的关系曲线
斜坡补偿设计步骤：
图
10
示出斜坡补偿电路。Ｒ1 和Ｒ2 组成了从晶振的输出到限流引脚(脚
1)的分压½络,
迭加斜坡补偿信号到初级的电流波½,Ｒ1、Ｒ2 值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1
是交流耦合电容,½晶振的交流分量耦合到Ｒ2,去掉了直流偏½部分。Ｃ2 和Ｒ1 组成滤波电
路,滤去初级Ｉ½中的前沿尖峰,避免误动½。? ＶＯＳＣ是晶振锯½波的峰 峰值。将电容去
掉得到图
11
简化电路。
张飞实战电子官方½站：www.zhangfeidz.com
☜点击打开
DIY/开源硬件专区
京公网安备 11010802033920号
Copyright © 2005-2022 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved
评论