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设计高性能65W双路输出1_4砖型模块电源

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标签: 电源

电源

设计高性能65W双路输出1_4砖型模块电源

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设计高性½ 65W 双路输出 1/4 砖型模块电源
½者:电盛兰达公司
Phua Chee Heng Yeo Sang Jau
宋永平
前言
½今世界信息技术的高速发展,
促½其设备在向大容量,
高性½及小型化发展的同时,
对所½用的电源模块也提出了更高的要求。即外型尺寸更小,厚度更薄;电气特性方
面要求电压控制精度更高,动态响应更快,电磁干扰更½等;可靠性方面要求功耗、
发热温升更½等等。
设计方案
基本性½指标:Pomax=65W;Vin
= 36 ~ 76VDC;Vo1/Vo2 : 5V/3.3V
等多种组
合,输出可调范围:±10%;Io1+Io2=18A,I01max=13A,I02max=16A;效率
h=9
0%(5V/3.3V
组合);标准
1/4
砖型结构尺寸;基本模块厚度½于
9mm。
主变换电路选择
经对比单端正激式、
准谐振式、
ZVS
全桥相移式及有源嵌½单管正激等几种变换方式,
采用有源嵌½½开关单管正激方式。
其显著特点是功率器件较少,
控制相对简便可靠;
固定的工½频率有利于输入滤波器的设计;初、次级开关电压应力更½,初级导通损
耗½,开关损耗½;变压器利用率更高,变压器波½½,½通过耦合对二次侧同步驱
动更易实现。二次侧用同步整流方式,经对比两路单独变换、主输出降压变换、可饱
和磁放大器等方式,确定用电子模拟磁放大器(斩波式稳压器)方式做为第二路稳压方
式。即用一只
MOS
管替代磁放大器电感,通过模拟磁放大器原理调节此开关管的导
通时间实现稳压。实际对变压器次级电压进行了斩波。这样最大限度减少了磁性功率
器件的数量,提高了变换效率,充分发挥了线路的效½。这½得二次侧具有一系列优
点,如两路输出无需最小负½½;因占空比不必变化很大,大范围动态响应同样½,两
路输出的交互负½½调整率很½等等。
机械结构设计
为实现
1/4
砖标准要求
36.8mm×50.8mm,
选用新型小尺寸
SMD
封装功率开关器件,
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第二路输出滤波电感选用标准
SMD
平面型产品,以及采用
PCB
板制½变压器及电
感线圈,上层元件高度
3.3mm,下层元件 3.55mm,PCB
板厚度
2.05mm,总厚度 8.
9mm。最终保证了在 1/4
砖小面积上完成设计指标要求。
工½原理
线路拓扑结构及简要说明
如图
1
所示,Lm 表示变压器初级励磁电感,Le 表示初级漏感,Cr 是变压器复½嵌
½电容,C1、C2 分别是
MOS
Q1、Q2
的寄生电容,D1、D2 是
Q1、Q2
固有的
½二极管,各
MOS
管的沟道与并联的½二极管组成总开关,S3、S4 是二次侧主输
出的同步整流续流开关管,S5、S6 是第二路输出的整流续流开关管。其中
S2
选用
P
沟道
MOS
管,便于设计它的驱动电路。另外注意
S5
的½二极管方向。
各开关管
S1,S2,……S6
的驱动电压时序波½如图
2
所示,在
S1
S2
驱动信号
之间设有一定的死区以完成½开关过渡过程。另外,参数设½要保证初级电感
Lm
Cr
的谐振频率小于变换器的工½频率
fs。
Dvo1:主路导通占空比,Dvo2:第二路导通占空比,n:变压器变比
(1)
根据变压器等效伏-秒公式,Cr 上的电压为
Vcr=Vin/(1-Dvo1)
(2)
根据输出电感的等效伏-秒公式,有
nVo1/Vin=Dvo1
(3)
对于第二路输出有
nVo2/Vin=Dvo2
S5
的导通量与
S3
的导通量相差:Dblock=Dvo1-Dvo2,因此
Vo1< Vo2。
工½过程分析
(1)
稳态波½如图
3
所示,以一个稳态周期为例,从
M1
M10
10
个阶段进行分
析。各阶段的等效电路如图
4
所示。其中
M1
M3
阶段是功率由变压器向二次侧传
输过程,
M3
阶段同时又向第二路输出传送功率。 阶段是第二通道开关
S5
S
M2
6
换流过程(即续流½向整流),M4 与
M5
阶段是½开关过渡过程,M5 与
M6
阶段和
M9,M10
阶段同样是由于变压器初级漏感的½用½成的二次侧输出换流阶段。
(2)
以下是各阶段分析,
注意开关
S
的导通包括
MOS
管沟道
Q
导通与½二极管
D
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通。
M1
阶段::(S1,S3,S6 导通,S2,S4,S5 关断)
S1
导通,Vin 加至变压器初级,功率传至二次侧第一通道。S5 未导通,S6 处于续流
状态,这阶段到
S5
开始导通结束。
M2
阶段:(S1,S3,S5,S6 导通,S2,S4 关断)
第二通道开始由变压器供电。在
S5
导通之前,Q6 沟道关断,靠½二极管
D6
续流。
S5
一开始导通,S5 与
S6
开始换流。注意在这一换流过程中,变压器次级线圈有一
瞬间电压跌½。这一跌½的程度取决于
S5
导通速度,变压器初级漏感以及第二路输
出电流的大小。假设
S5
瞬间导通,Vin 将全部加在初级漏感
Le
上。½二次侧出现电
压瞬间跌½至零。这阶段至
S6
关断为止。
M3
阶段:(S1,S3,S5 导通,S2,S4,S6 关断)
第一、第二路输出完全由变压器供电。
M4
阶段:(S3,S5 导通,S1,S2,S4,S6 关断)
Q1
关断的过渡。从
Q1
关断开始,iLe 基本恒定,C1 线性充电,C2 通过
Cr
线性放
电,这一阶段至
C1
被充至
Vin
结束。变压器初级电压降至零。S3 与
S4
换流之前,
Q3
沟道应该关断以防止交叉导通。而
Q4、Q6
应在各自换流后导通。Q1 的关断属
一定程度的½关断。
M5
阶段:(S3,S4,S5,S6 导通,S1,S2 关断)
Q1
关断后初、次级的继续过渡。变压器初、次级电压降为零,无功率传输。Le 与
C
1,C2
谐振,C1 充电上升至
Vcr,C2
通过
Cr
通路被放电至零,此时
Le
D2
放电,
这时
Q2
实现
ZVS
导通。在二次侧,
S3
S4, S5
S6
继续换流。
M6
阶段:(S2,S3,S4,S5,S6 导通,S1 关断)
Q2
导通时初、次级的过渡。变压器初级电压仍被嵌½在零电压。Cr 开始通过
Q2
Le
加上电压
Vcr-Vin,½ iLe
下降,½
iLe
降至与
im
相等时,这一阶段结束。在二
次侧,S3 与
S4,S5
S6
继续换流。
M7
阶段:(S2,S4,S6 导通,S1,S3,S5 关断)
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Q2
导通后初、次级的继续过渡。Cr 以电压
Vcr-Vin
½变压器复½,二次侧完全由
S
4,S6
续流。
M8
阶段:(S4,S6 导通,S1,S2,S3,S5 关断)S2 关断的过渡。
M9
阶段:(S3,S4,S6 导通,S1,S2,S5 关断)S2 关断后初、次级的继续过渡。
M10
阶段:(S1,S3,S4,S6 导通,S2,S5 关断)S1 导通的过渡。
这三个阶段相应地分别与
M4,M5,M6
三个阶段的变换过程相似。在
M8
阶段,S1,
S2
上的电压开始过渡过程,im ½
C1
线性放电,C2 线性充电。M9 阶段,Le 与
C1,
C2
的谐振½用½
C1
放电,C2 充电继续进行。与
M2
M3
阶段相比,½
S1
达到
Z
VS
过渡更困难,因为没有等效负½½电流对谐振环进行补充。½在设计上,如果通过
减小励磁电感,½励磁电流有较大峰-峰值,可以达到
ZVS
过渡。½是这样在谐振环
路中会有较大环流引起较大损耗,这与主变换器工½频率也有关。然而实际上,S1
的导通过程是
ZCS
过渡。在
M9,M10
阶段,S3(D3)和
S4(D4)开始换流,½ S3
全导通后,这一阶段结束,然后回到
M1
阶段,完成一个完整周期的变换。
实验结果
测试条件:Vin=48V,
Vo1=5V, Vo2=3.3V, Io1=6.5A(半½½), Io2=8A(半½½)
各开关管驱动电压波½(略),Q1 与
Q2
驱动时序有一定死区以完成½开关过渡。Q5、
Q6
驱动波½½有一定交叉,½此刻变压器不传输功率,不会引起交叉导通损耗问题。
Q1
关断
Q2
导通的过渡过程中,Q1 实现½关断,Q2 是零电压导通。 在
Q2
关断
Q1
导通的过渡过程,Q2 是½关断;Q1 如前所述不是零电压
导通,½
Q1
实现了零电流导通,而且从总½效率指标比较,这样的结果最½。
在实测的效率—负½½曲线中,在½½½时就有较高的效率,在半½½至满½½时,效率一直
保持在
90%左右。
另外,该模块动态负½½响应快,电压变动小。½
Io1
0—>6.5A
变动时,电压变化
量只有
120mV,恢复时间小于 250ms。
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结语
以上理论分析及实验数据表明,应用所介绍的技术½这款双路输出
1/4
砖型模块电源
表现出优异的特性。
其它特性还有诸如双路输出可各自调整;
在各种不同负½½条件下,
输出电压极为稳定;
可靠性很高等等,
解决了以往其它双路输出电源存在的许多问题。
(本文有删节,详见本刊½站 www.eaw.com.cn)■
1
有源嵌½单端正激变换及电子模拟磁放大器原理
2
开关管
S1,S2……S6
的驱动电压波½
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