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通过内部阻抗测量设计共模滤波器

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标签: 电源

电源

通过内部阻抗测量设计共模滤波器

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通过内部阻抗测量设计共模滤波器
目前,开关器件中½用的EMI滤波器½是根据设计者个人的经验或采用试探法来设计的。输入滤波器共模部分的设计尤其是这
样,它摒弃了通过正确地计算与测试来获得滤波器参数值的系统方法。本文介绍了一种严格的方法,它可估计将开关器件产生的共模
噪声抑制到一定程度以下所需采用的滤波器的参数值。这种方法的基础是等效噪声发生器的共模阻抗的间接测试。
1 引言
为了符合½际电磁兼容标准的要求,½用了高频开关器件的电源电子电路必须安装一个合适的EMI滤波器,以阻止频率范围为
150kH½½3MH½的过高的传导噪声侵入电源½络。在导线和电子设备之间的供电部分安装一个合适的无源EMI滤波器,就可
以将噪声衰减到所要求的程度。
这种输入滤波器的设计通常采用试探法。由于不½保证得到的结果是正确的,所以这种方法往往会浪费大量的时间。选择正确的
参数值之所以困难,一是因为高频时寄生参数起了主导½用,二是对噪声发生器的内部阻抗不了解。对于共模噪声来说尤为如此,因
为其之大小在很大程度上取决于电路的布½和电路的寄生参数,这些½将会½滤波器衰减的预测变得更困难。
因此,要预测滤波器的效½,就需要知道器件特性以及等效噪声发生器(包括共模噪声和差模噪声)等方面的更多的信息。
根据[3½中所描述的方法,文中介绍了一种利用对噪声源的内部共模阻抗进行间接的测试去估计由EMI滤波器提供的共模噪
声的衰减值的方法。这种方法的可行性可以通过对采用了高频开关器件的电子焊接装½的测试来得到证实。与[3½不同的是,
[3½
中的分析限制在一个很½的频率(4MH½)
,而本文所述方法的分析频率达到了30MH½。这了在这个很½的频率范围内得到可靠
的预测结果,还对传导发射限值的上限和合适的解决办法½了说明。文中粗½字母代表复数½式的阻抗,标准字½的字母代表阻抗的
模值。
2 无源器件分析
2.1 无源器件的特点
为了更½地理解这种方法的精确性,要先来了解一下无源器件的
频率特性。这可以通过插入损耗测试来得到,其测试包括确定参数
(E、R)电路中插入了无源器件Z以后产生的衰减的测试,如图1
所示。
图1 插入损耗测试示意图
事实上,对于典型50Ω跟踪发生器和接收机来说,如果想要表述的Z
串联
阻抗在预定的频率范围内远大于100Ω的Z
串联
值,那
么不带串联阻抗V与带有串联阻抗V'的接收机输入端电压差间的比值就可直接算得阻抗的模,亦即:
(1)
同样,还可以表征模值小于25Ω的并联插入阻抗Z并联:
(2)
值得一提的是,这一特点在很大程度上依赖于试验装½。为了避免不想要的寄生成分的½响,测试时应该注意控制连接线长度、
接地面与其它金属物½的距离等,以减小这些非理想因素的½用。
例如,下述的无源器件就可以用这种方法来表征,在150½H½到300MH½频率范围内的电感L
(3½H)与L
(40
0μH)
,电容C
(47½F)
、C
(220½F)与C
(1μF,聚酯型)
。应½用合适的插入损耗方法,即在分析频率上,阻抗
大于100Ω的电感以串联插入来表征,而阻抗小于25Ω的电容以并联插入来表征。电感的结果参见图2,电容的结果参见图3。
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图2 电感L
和L
高频阻抗的测试结果
图3 电容C
、C
和C
高频阻抗的测试结果
电感L
曲线上有一个由于点的数量有限而产生的折线角;在任½情况下,器件均有一明显的非理想特性。
还观测到,由于寄生串联电感的½响,三个电容在100MH½以上的阻抗是相同的。这一现象很有意思。这意味着,如果将其
用½高频滤波器,将会得到相同程度的衰减。之所以如此是因为,在这个频率范围内,由于外部连接器的存在,串联寄生电感占主导
地½。
2.2 寄生参数的确定
从被测阻抗除去这些无源器件的寄生参数值,就可以得到无源器件的等效电模型。一个工½频率½达到高频的无源元件的有效模
型是很有用的,它有助于理解元件½入复杂电路后产生的½响,也有助于从电路仿真中得到可靠的结果。
图4a说明,该电模型可表示电容C
,其中Lp和Rp分别代表串联寄生电感和电阻(不考虑与模拟介质损耗的电容C相并联的电
阻,因为它的½用只会在½的频率下½现出来)
。图4½示出了模型中每个寄生元件的½响:C
3-1
代表了模型中参数C的值,这个值
通过前述特性阻抗(图中表示为C
3REAL
)的½频渐近线可以很容易地确定;C
3-2
代表的是考虑了串联电感L½相同的电容,其串联
电感的值可以通过高频渐近线来估计;最后,观察到的被测电容阻抗的谐振峰值可以来确定串联寄生电阻R½,它由标着C
3-3
的完全
模型阻抗曲线示出。如前所述,确定的寄生元件值就可给出电容实际性½的满意的近似值。
(a)
(b)
b)
被测阻抗C
3REAL
与不同近似值的比较:C
3-1
只包含了电
图4a) C
的等效电模型
容C;C
3-2
增加了Lp;C
3-3
表示的是整个电模型
上述寄生参数的确定过程同样适用于2.5mH(这个值经常用于共模滤波器)½频值的电感。在这种情况下,寄生元件的确定过
程比建立一个满意的模型要稍复杂一些,这是因为需要考虑象扼流圈磁导率的频率变化(这种现象在共模扼流圈½用的高磁导率磁性
材料中是很显著的)这样的非线性特性。然而,一个与电感(图5½中的R½)并联的简单电阻就可利用一阶½数(对数据表示中的
材料特性进行分析得到极点频率)来很½地近似磁导率的变化。其它需要考虑的寄生元件如图5½所示:C½可模拟线圈的总电容,
考虑了铁芯损耗(线圈串联电阻可以被½略,因为其½响仅限制在极½频范围)
。被测阻抗(图中的L
1REAL
)与连续近似值的比较
如图5½所示:L
1-1
代表模型中的理想电感L,它可由½频渐近线来确定;L
1-2
示出了并联电容C½后从高频渐近线得到的结果;
1-3
包括了R½的½响;而L
1-4
包括了电阻R
。应注意到,从电的角度来说,可以在模型中½用单个的电阻。
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(a)
(b)
b)
被测阻抗L
3REAL
与不同近似值的比较:L
1-1
只包含了电
图5a) L
的等效电模型
感L;L
1-2
增加了Cp;L
1-3
和L
1-4
分别表示包含Rs和R
情况
3 内部共模阻抗评估
相同的插入损耗测试现在可以用在等效噪声发生器阻抗的频率表征中。特别是,½½用高频电子焊接设备时(½为一个噪声发生
器,其必须符合[4½的要求)
,主要关注其共模噪声。事实上,差模噪声可以通过测试被器件吸收的电流很容易地估算出来,而共模
噪声受寄生元件和电路布½的½响很大,它通常是高频范围内的传导噪声测量的主要部分。
3.1 理论方法
从理论上看,噪声发生器内部阻抗的测量可由串联插入或并联插入做出,其结果的精度取决于与测量系统输入阻抗R有关的未知
阻抗的值。通常,测量系统由一个与线路阻抗稳定½络(LISN)连接的接收机组成,因此,该系统的共模噪声的输入阻抗要与L
ISN的50Ω电阻和接收机的50Ω输入阻抗并联(在所关心的频率范围内,电抗部分的阻抗可以½略)
将一个已知共模阻抗Z
½½½
串联到导线与器件(以内部阻抗Z
cm
噪声发生器E
cm
为特征)之间(如图6所示)
,就可以得到插入损耗:
图6 采用串联阻抗插入法测量
噪声发生器共模阻抗Z
cm
的装½
假设Z
cm
》R和Z
ins
》Z
cm
,就可以得到:
从式(4)可以很容易得到Z
cm
另一种情况,将一个已知阻抗Z
ins
并联到导线与器件(以内部阻抗Z
cm
和噪声发生器E
cm
为特征)之间,就可以得到插入损耗:
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假设R》Z
cm
和Z
cm
》Z
ins
,就可得到:
采用串联阻抗还是并联阻抗依赖于Z
cm
的期望值:如果它远大于25Ω,那么就½用串联插入;否则要选择并联插入。在任½情况
下,测试精度½可以通过检查假设的正确性来证实。
如果Z
cm
的模与25Ω可比,那么½用一个已经测过其阻抗的旁路电容来减小接收机的输入阻抗是很方便的。
应注意,上述方法所基于的假设在整个传导发射频率范围内并不½很½地满足。这意味着,被测的未知阻抗Z
cm
只在某些频段可靠,
在剩½的频段必须采用不同的外部阻抗Z
ins
3.2 测试
为了½上面提出的测试技术得到认可,测量了商用高频电子焊接设备的内部共模阻抗Z
cm
。在这种情况下,由于共模噪声主要是由
电子设备到金属外壳的寄生电容引起的,所以Z
cm
值比R要高。因而,前述特征阻抗要遵循图6的方法用½已知串联阻抗。
最终的插入损耗测试在½于1MH½的½频段给出的结果不½被接受,这是因为被测阻抗Z
cm
并没有比LISN的输入阻抗
(25
Ω)高很多。为了将测试系统输入阻抗在整个频率范围内减小到2Ω以下,根据上文建议,可以采用增加一个已知阻抗的并联电容(C
来解决这个问题。有和没有串联电感的电子焊接设备产生的被测共模噪声比较如图7所示。知道了外部阻抗Z
ins
后,再根据式
(4)
就可得到Z
cm
,其结果如图8所示。从与Z
ins
的比较可以看出,上述方法所基于的假设在150½H½至30MH½的整个频率范围内
½½很½地满足,只有在大约5MH½的地方才不½很½地符合不等式Z
cm
<<Z
ins
图7 有和没有串联电感 Z
ins
图8 计算的Z
cm
和测试的Z
ins
的焊接设备产生的共模噪声
还观察到,½共模噪声的测试曲线是由多个点组成的时候,Z
cm
每十倍频用10个值来计算,所以才会生成如此尖锐的曲线图。这
种特性丢失的原因是由于图7中两种共模噪声谱的比较而产生的问题:由于峰值不总是出现在同一频率上。这样,两种情况若是需要
更清楚地比较,应该在频率上有一个偏移。这种特性有待于进一步分析。
4 衰减的预测与证实
一旦知道了噪声发生器的内部阻抗,那么利用式(3)就很容易预测出不同的串联特性阻抗插入所产生的插入损耗,或者由更复
杂的共模滤波器所产生的衰减。
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所提出方法实验验证是通过预测并测试由前面分析过的设备中插
入共模电感L
所产生的插入损耗来实现的。从图9可以看出,实验结
果和预测结果之差小于10½B,而且,在中间频段所需要的近似也
并不½完全地与假设相符。
这样,就有可½不用经验和试探法去设计滤波器,它不½改进了
设备的传导EMI性½,而且减少了所需的噪声。
图9 预测和测试的IL
5 结论
所介绍的方法可以粗略且严格地估计出一种开关电子装½在考虑了高频特性以及滤波器的寄生参数时的共模输入阻抗,并预测插
入共模滤波器所达到的插入损耗。实验结果表明,预测的插入损耗的精度大约为10½B。
这种方法对于简化滤波器设计步骤,缩短研发周期以及优化有关½际传导发射限制的最终方法是很有帮助的。
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