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同步整流器两种驱动方式的分析和比较

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标签: 电源

电源

同步整流器两种驱动方式的分析和比较

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35
卷第
6
电力电子技术
Vol. 35 ,No. 6
                
                
2001
12
Power Electronics
December ,2001
同步整流器两种驱动方式的分析和比较
胡宗波
,
张  
(
华南理工大学
,
广州  
510640)
  
摘要
:
结合电压驱动同步整流器和电流驱动同步整流器的最新研究成果
,
对同步整流器电压驱动方式和电流
驱动方式进行了分析和比较 。阐述了在½电压大电流
DC/ DC
功率变换器中
,
同步整流技术对提高功率变换器性
½
,
特别是提高变换器效率的重要性 。
关键词
:
整流器
/
电压驱动
;
电流驱动
中图分类号
: TM46
  
文献标识码
:A
  
文章编号
:1000 - 100X ( 2001) 06 - 0056 - 05
Analysis and Comparison of Two Methods to Drive Synchronous Rectif iers
HU Zong2bo , ZHAN G Bo
( Sout h Chi na U niversity of Technology , Guangz hou
510640
, Chi na)
Abstract :Based
on t he latest research results of voltage driven synchronous rectifier and current driven synchronous
rectifier ,two met hods to drive synchronous rectifiers ( SR) ,i. e. voltage driven and current driven ,are analyzed and com2
pared. The importance of synchronous rectification for improving t he performance ,especially for increasing t he efficiency
of t he low voltage and large current DC/ DC converter are described.
Keywords :rectifier
; voltage drive ; current drive
1
   
引 言
目前
,
微处理器等很多高速数字逻辑电路½需
要½电压大电流功率变换器 。随着功率变换器输出
电压的降½
,
整流损耗成为变换器的主要损耗 。为
½变换器效率达到
90 %
以上
,
必须降½整流损耗 。
采用½导通电阻的
MOSFET
进行整流
,
是提高变
换器效率的一种有效途径 。根据
MOSFET
的控制
特点
,
同步整流技术应运而生
,
实现同步整流功½的
MOSFET
称½同步整流管 。
MOSFET
不½像二极
以下
)
,
一般附加一个绕组
,
利用附加绕组电压驱
动同步整流管 。现阶段的研究主要集中在如½有效
驱动同步整流管
,
以减小½二极管的续流导通时间 。
管那样自动截止反向电流
,
必须控制
MOSFET
导通和关断 。
MOSFET
的导通和关断取决于栅极
驱动信号
,
因此必须仔细设计栅极驱动信号的大小
和时序
,
以确保同步整流器正常工½ 。按照驱动信
号的不同
,
同步整流器有两种驱动方法
:
电压驱动法
和电流驱动法 。
2
 
电压驱动同步整流器
2. 1
 
传统电压驱动同步整流器
电压驱动同步整流器以其结构简单 、
经济高效
而受到广泛关注 。½变换器输出电压在
5V
左右
,
可以直接利用变压器次级电压驱动同步整流管
;
½变 换 器 输 出 电 压 明 显 高 于
5V
或 很 ½
( 2. 2V
收稿日期
:2001 - 04 - 28
定稿日期
:2001 - 06 - 18
½者简介
:
胡宗波
( 1976 - ) ,
,
湖北广水人
,
硕士研究
生 。研究方向为½电压大电流功率变换器拓
扑结构 。
( a)
原理电路
( b)
主要波½
1
 
传统电压驱动同步整流器
1
是传统电压驱动同步整流器的原理图和主
要波½
,
主拓扑结构为正激变换器
,
是最简单的隔离
降压式
DC/ DC
变换器
,
其输出端的
L C
滤波器非常
适合输出大电流
,
可有效抑制输出电压纹波 。所以
,
正激变换器成为½电压大电流功率变换器的首选拓
56
© 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved.
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同步整流器两种驱动方式的分析和比较
扑结构 。正激变换器必须采用磁复½电路
,
以确保
变压器励磁磁通在每个开关周期开始时复½ 。常见
的磁复½电路如图
2
所示 。
,
并通过二极管
VD
对电容
C
正向充电 。在
t
1
,
输入信号
V
in
为零 。二极管
VD
承受反向电压
截止 。只要开关
VS
保持关断
,
电容
C
上的电荷得
以保持
,
V
out
维持高电平 。
t
2
时刻
,
开关
VS
导通
,
电容
C
通过开关
VS
放电
,
V
out
变为零 。如果
C
MOSFET
的栅极寄生
电容
,VD
是一个辅助开关
,
那么在
t
1
t
2
这段时
间内
,
½输入驱动信号
V
in
降为零时
,MOSFET
栅极
电压仍可保持高电平 。
 
( a) RCD
钳½复½
( b)
附加第三绕组复½
(c)
无损缓冲器复½
( d)
有源钳½复½
( e)
谐振复½
2
 
正激变换器常见磁复½方法
如果采用图
2b
所示的磁复½电路
,
在磁复½过
程结束之后
,
变压器电压降为零
,
并且保持为零
,
到下一个周期开始 。在变压器电压保持为零的死区
时间内
,
输出电流流经续流同步整流管
VS
2
,
½
VS
2
栅极无驱动电压
,
所以输出电流必须流经
VS
2
的½
二极管 。
VS
2
½二极管的正向导通电压高
,
反向恢
复特性差
,
导通损耗非常大
,
½采用
MOSFET
整流
的优势大打折扣
,
这是传统电压驱动同步整流技术
的主要缺点 。为了解决死区时间内½二极管导通问
,
可以在
VS
2
漏2源极之间并联一个肖特基二极
[ 1 ]
,
以代替
VS
R
½二极管续流
,
或采用有源钳½
技术复½
[2 ]
3
 
栅极电荷保持电压驱动的基本原理
2. 2. 2
 
栅极电荷保持电压驱动
VS
R
正激变换器
利用栅极电荷保持技术很容易解决图
1
中的死
区时间问题 。图
4
给出了栅极电荷保持电压驱动同
步整流器应用于正激变换器的原理电路和主要波
½
[ 3 ]
。其中
,
外加的
VS
3
VD
1
用来实现栅极电荷
保持 。
t
0
t
1
的时间内
,
主开关管
VS
导通 。变压
器次级电压驱动
VS
1
VS
3
并½其导通 。
VS
2
栅2
源极寄生电容通过
VS
3
放电
,VS
2
的栅极电压降½
为零
,VS
2
关断
,
输出电流流经
VS
1
。电路工½模式
和传统的电压驱动
VS
R
正激变换器相同 。
t
1
时刻主开关管
VS
关断
,
励磁电流流经磁
复½电路 。变压器次级电压反向
, VS
1
VS
3
断 。
VS
2
的栅2源极寄生电容由流经
VD
的电流充
电 。输出电流由
VS
2
续流 。在
t
2
时刻
,
磁复½结
,
变压器次级电压为零 。因为
VD
1
承受反压截
,VS
3
关断
,VS
2
的栅极驱动电压不变
,
因此即½
变压器次级电压为零
,VS
2
保持导通续流 。
VS
2
极驱动电压一直保持到下一个开关周期开始
,
VS
3
导通之时 。这就解决了死区时间内½二极管导
通的问题 。栅极电荷保持技术在实际运用中
,
必须
注意以下几个问题
:
57
½管肖特基二极管比普通二极管的导通压降
½
,
反向恢复特性½
,
½其导通压降仍比
MOSFET
高得多 。特别½变换器输出电压½于
2. 2V
,
特基导通续流的损耗太大
,
不½满足高频工½时输
出大电流的需求 。另外
,
并联肖特基二极管增加了
变换器的成本和½积
,
也没有充分利用
MOSFET
的½用 。有源钳½技术通过控制辅助开关管的导通
和关断
,
缩短死区时间
,
½是辅助功率开关管及其控
制逻辑电路增加了电路的成本和复杂性 。
2. 2
 
栅极电荷保持电压驱动同步整流器
2. 2. 1
 
栅极电荷保持电压驱动的基本原理
栅极电荷保持的基本原理如图
3
所示
[ 3 ]
。在
t
0
时刻之前
,
输入信号
V
in
为零
,
开关
VS
关断 。电
C
的初始电压为零 。在
t
0
时刻
,
输入信号
V
in
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卷第
6
电力电子技术
Vol. 35 ,No. 6
                
                
2001
12
Power Electronics
December ,2001
( 3)
变压器次级电压有时可½太½或者太高而
不½直接驱动
VS
R
½输出电压明显高于
5V
,
驱动电压可½超
过了
MOSFET
栅极驱动电压限值 。同时
,
½输出
电压为
2. 2V
或更½时
,
次级电压又可½太½而不
½有效地驱动
VS
R
第二个问题和第三个问题可以通过外加辅助绕
组得到解决 。选取合适的辅助绕组和初级绕组的匝
,
就可以得到理想的驱动电压 。辅助开关
VS
3
关断信号从变压器初级直接耦合而来
,
不再依赖
VS
2
的漏极电压
,
因此解决了环流问题 。辅助绕组
的另一个优点是
,
可以减小变压器漏感引起的
VS
R
导通的延迟时间 。
5a
示出一种外加辅助绕组的电荷保持电压
驱动
VS
R
正激变换器的实用电路
[ 3 ]
。钳½二极管
VD
3
的½用是
: VS
1
栅极驱动电压为零时不继续降
½
,
因此减小了
VS
1
的驱动损耗 。该电路的实验波
½如图
5b
所示
,
其中输入电压为
48V ,
输出电压为
2. 2V ,
输出电流为
20A ,
开关频率为
200k Hz
( a)
原理电路
( b)
主要波½
4
 
栅极电荷保持电压驱动
VS
R
正激变换器
( 1)
栅极电荷的保持时间
在栅极电荷保持阶段
,VS
2
的栅极电荷可½经
VD
1
2
VS
3
放电 。用½同步整流的
MOS2
VS
FET
的典型栅2源极寄生电容大约为
60nF ,
栅2源极
漏电 流 大 约 为
100nA ,
漏2源 极 漏 电 流 大 约 为
μ
100 A
。肖特基二极管的反向漏电流大约为
1mA ,
μ
快恢复二极管的反向漏电流大约为
1 A
。如果栅极
门槛电压为
2V ,
其初始栅极电压为
5V
。½
VD
1
用肖特基二极管时
,
栅极电压保持在门槛电压之上
μ
的时间大约为
33 s
。½采用快恢复二极管时
,
这个
时间会更长 。在开关频率高于
50k Hz
,
这一时间
足够保持
VS
R
在死区时间内的续流要求
,
并且可以
适½提高开关频率 。
( 2)
变压器次级电流出现环流
t
0
时刻
,
主开关管
VS
导通 。变压器次级感
应电压开通
VS
1
,
关断
VS
2
。然而
,
只有½
VS
3
导通
VS
2
的栅极电荷全部释放时
,VS
2
才关断 。这就
意味着必须同时建立
VS
3
的栅极电压和
VS
2
的漏
极电压
,
这就要求
VS
2
流经大的反向电流
,
因而增
加了
VS
2
的损耗 。
58
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( a)
电路拓扑结构
( b)
实验波½
5
 
栅极电荷保持电压驱动同步整流器实验
图中  
Ch1
—— 栅极电压
( 20V/
VS
 
Ch2
—— 漏极电压
( 100V/
)
VS
 
Ch3
——
2
的栅极电压
( 10V/
)
VS
 
Ch4
——
1
的栅极电压
( 10V/
)
VS
3
 
电流驱动同步整流器
3. 1
 
传统的电流驱动同步整流器
传统的电流驱动同步整流器结构模块和原理电
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同步整流器两种驱动方式的分析和比较
路如图
6
所示
[ 4 ]
电流驱动
VS
R
就象一个二极管
,
½够自动地开
通和关断 。相对于电压驱动
,
电流驱动的拓扑结构
独立 。也就是说
,
在已有的开关电源拓扑结构中
,
以用电流驱动
VS
R
代替整流二极管
,
因此
,
其具有
通用性 。对于图
6
所示的电流驱动
VS
R
,
为了减小
电流检测产生的损耗
,
外加的电流检测元件的压降
必须½可½小 。如果采用变流器进行电流检测
,
需要一个高绕组比的变流器 。这种方法的缺点是
:
变流器的效果不理想
;
高变比变流器的½变流
比和大漏感效应
,
会在开关动½时引起长的时间延
,
恶化了
VS
R
的性½ 。以上问题集中½现在传统
的电流驱动
VS
R
不适合高频工½ 。
时各绕组计算方程
[ 5 ]
:
N
3
=
N
1
DV
D1 (on)
V
o
I
SR ( max)
T
s
V
th
V
g (on)
V
BD (on)
C
g
N
2
=
N
3
N
4
N
3
V
g (on)
V
o
( 1)
( 2)
( 3)
1
式中  
N
1
½
N
4
    
D
 
V
D1 (on)
V
o
 
I
SR ( max)
 
T
s
 
V
th
 
V
g (on)
 
V
BD (on)
 
C
g
D
——
— 四个绕组的匝数
——
R
的等效占空比
VS
——
— 二极管
VD
1
的正向导通压降
——
— 变换器输出电压
——
R
的最大正向电流
VS
——
— 开关周期
——
R
MOSFET
的栅极门槛电压
VS
——
— 栅极驱动电压
——
— ½二极管正向导通压降
——
R
栅极寄生电容
VS
- 1
N
1
一般为
1
匝 。
N
4
VD
2
用½磁复½
,
可以
6
 
传统电流驱动同步整流器结构模块和原理电路
3. 2
 
½量恢复电流驱动同步整流器
½量恢复电流驱动
VS
R
如图
7
所示
[ 5 ]
采用½功率元件 。在
VS
R
电流较高时
,
½量传输二
极管
VD
1
导通损耗较大 。为了减小这一损耗
,
可以
采用½导通压降的肖特基二极管代替
VD
1
为了进一步改善½量恢复电流驱动同步整流器
的性½
,
让其工½在高频状态
,
应½量缩短开通延迟
和关断延迟的时间 。在驱动绕组
N
2
VS
R
的栅2
源极电容之间加简单的图腾柱驱动电路
,
可以加速
开通过程 。½响开通延迟时间和关断延迟时间的主
要参数是
VS
R
的栅2源极电容
,
栅2源极电容越小
,
迟时间越短 。若驱动器的电流增益是
A
,
驱动器等
效输入电容即为
C
g
/
A
,
因此开通延时和关断延时
可以大大缩短 。
7
 
½量恢复电流驱动
VS
R
的结构模块和原理电路图
½电流从
VS
R
的源极流到漏极并流经变流器
绕组
N
1
,
二极管
VD
1
导通
,
½量从
N
1
绕组传递
到直流电源
V
o
。该直流电源可以是变换器中任一
处直流电压
,
它通常是变换器的输出电压 。绕组
N
2
的感应电压驱动
VS
R
导通 。只要
VS
R
上的电流继
续流经变流器
,
并且直流电压是稳定的
,VS
R
的驱动
电压则保持恒定而不随输入电压变化 。½
VS
R
向电流降½到零
,
并反向流动时
,
二极管
VD
1
截止
,
同时二极管
VD
2
导通进行磁复½
,VS
R
的栅极电压
变为负值而关断
,
因此无反向电流流经
VS
R
。这种
电流驱动
VS
R
的工½特性和理想二极管一样 。
考虑各绕组励磁电感 、
R
的栅2源极寄生电容
VS
和引线电感
,
进行稳态分析 、
开通瞬态和关断瞬态分
,
可以得到½量恢复电流驱动
VS
R
额外损耗最小
( a)
½量恢复电流驱动
VS
R
模块
( b)
实验波½
8
 
½量恢复电流驱动
VS
R
模块及其应用举例
59
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2001
12
Power Electronics
December ,2001
图中  
Ch1
——
— 初级
MOSFET
漏极电压
( 100V/
)
 
Ch2
——
— 续流
VS
R
栅极电压
( 10V/
)
 
Ch3
——
R
正向栅极电压
( 10V/
)
VS
 
Ch4
——
R
正向电流
( 10A/
)
VS
( 3)
通用性
8a
是一种电流驱动
VS
R
模块
[ 5 ]
。该模块有
4
个端口
,
两个端口是
VS
R
的漏极和源极
,
另两个端
口是½量恢复端口
,
分别和直流输出端的正极和负
极连接 。它可以用在各种开关电路中代替二极管整
,
具有通用性 。图
8b
为该电流驱动模块代替图
1
中的
MOSFET
的实验波½
,
其中输入为
48V ,
输出
电压为
5V ,
输出电流为
10A ,
开关频率为
250k Hz
3. 3
 
½量恢复电流驱动
VS
R
的优点
(
1)
输入电压范围½
在输入电压变化时
,
驱动电压保持恒定
,
所以适
用于 输 入 电 压 范 围 较 ½ 的 场 合 。具 有 连 续 模 态
( CCM)
和非连续模态
( DCM)
双工½模式
,
在输入电
压较½时
,
变换器工½在
CCM ;
½输入电压较高时
,
变换器工½在
DCM
。通过调节绕组匝数
,
很容易调
VS
R
的驱动电压 。在
N
2
绕组和
VS
R
栅极之间外
加图腾柱驱动电路以加速开通和关断 。
( 2)
电流驱动
VS
R
变换器易于并联
传统的电压驱动
VS
R
变换器不适合直接并联
运行 。原因是
VS
R
MOSFET
是一个双向导通的开
,
电流既可以从漏极流向源极
,
也可以从源极流向
漏极 。如果两个电压驱动的
VS
R
变换器并联
,
在某
些极端情况下
,
一个变换器提供电½
,
而另外一个变
换器消耗电½
,
引起系统崩溃 。然而
,
如果变换器采
用电流驱动
VS
R
,
因为电流驱动
VS
R
具有二极管自
动截止特性
,
变换器中就不会流经反向电流 。
½量恢复电流驱动
VS
R
可以方便地应用在正
激变换器 、
反激变换器 、
推½变换器 、
半桥变换器 、
桥变换器和谐振变换器中代替二极管整流
,
并且不
需要½任½变动
,
具有通用性 。
4
 
结束语
本文结合电压驱动同步整流器和电流驱动同步
整流器的最新研究成果
,
详细分析了电压驱动同步
整流器和电流驱动同步整流器的工½原理
,
给出了
实用电路和实验波½
,
同时比较了两种驱动方式的
优缺点 。随着通讯和计算机事业的迅猛发展
,
½电
压大电流
DC/ DC
功率变换器的广泛需求
,
同步整
流技术必然得到进一步的发展 。
参考文献
:
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Synchronous Rectifier wit h Parallel Connected Schott ky
Barrier Diode [ J ] . IEEE Trans. on Power Electronics ,
1998 ,134 :667
½
673.
[2 ]
Ji H. K. , et al. Active Clamp Forward Converter wit h
MOSFET Synchronous Rectification [ C ] . Power Elec2
tronics Specialists Conference
,1994 ( 2) :895
½
901.
94
[3]
Xie X. F. ,et al. Two Met hods to Drive Synchronous Rec2
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APEC
2000 , 2000 :993
½
999.
[4]
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