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反激式变压器设计原理

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标签: 电源

电源

反激式变压器设计原理

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反激式变压器设计原理
绿色节½
PWM
控制器
CR68XX
CR6848
½功耗的电流模
PWM
反激式控制芯片
概 述:
CR6848
是一款高集成度、½功耗的电流模
PWM
控制芯片,适用于离线式
AC-DC
反激拓扑的小功
率电源模块。
特点:
电流模式
PWM
控制
极少的外围元件
欠压锁定
(12.1V~16.1V)
输出电压钳½
(16.5V)
½驱动
过压保护(27V)
½启动电流
片内自带前沿消隐
(300nS)
内建同步斜坡补偿
周期电流限制
2000V
ESD
保护
60
瓦以下的反激电源
½工½电流
额定输出功率限制
PWM
工½频率可调
过½½保护
SOT23-6L、DIP8
封装
应用领域:本芯片适用于:电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配
器等
60
瓦以下(包括
60
瓦)的反激电源模块。
兼 容 型 号:
SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。
CR6842
兼容
SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。
绿色节½
PWM
控制器
AC-DC
产品型号
CR6848
功½描述
½成本小功率绿色
节½
PWM
控制器
新型½成本小功率绿色
节½
PWM
控制器
封装½式
SOT-26/DIP-8
兼 容 型 号
SG6848/SG5701/SG5848
LD7535/LD7550
OB2262/OB2263
SG6848/SG5701/SG5848
LD7535/LD7550
OB2262/OB2263
SG6848/SG5701/SG5848
LD7535/LD755
OB2262/OB2263
CR6850
CR6851
SOT-26/DIP-8
SOP-8
具有频率抖动的½成本
SOT-26/DIP-8
SOP-8
绿色节½
PWM
控制器
具有频率抖动的大功½
DIP-8
CR6842
兼容
SG6842J/LD7552
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绿色节½
PWM
控制器
SOP-8
CR5842
具有频率抖动的多保护功½
DIP-8
SOP-8
大功率绿色节½
PWM
控制器
CR6505
半桥
ATX
电源
PWM
控制器
DIP-16
CR6515
半桥
ATX
电源
PWM
制器+TL431
DIP-20
OB2268/OB2269
兼容
WT7514,AT2005
兼容
SG6105
(Flyback Transformer Design Theory)
第一节. 概述.
反激式(Flyback)½换器又称单端反激式或"Buck-Boost"½换器.因其输出端在原边绕组
断开电源时获得½量故而得名.离线型反激式½换器原理图如图.
一、反激式½换器的优点有:
1. 电路简单,½高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.
2. ½换效率高,损失小.
3. 变压器匝数比值较小.
4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在
85~265V 间.无需切换而达到稳定输出的要求.
二、反激式½换器的缺点有:
1. 输出电压中存在较大的纹波,负½½调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于
150W 以下.
2. ½换变压器在电流连续(CCM)模式下工½时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以
必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器½积变大.
3. 变压器有直流电流成½,且同时会工½于 CCM / DCM 两种模式,故变压器在设计时较困
难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.
第二节. 工½原理
在图 1 所示隔离反驰式½换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔
离与扼流之双重½用.因此" T "又称为 Transformer- choke.电路的工½原理如下:
½开关晶½管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将½量储存于其中(E = L
p
I
p
/ 2).
由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无½量传送到负½½.½开关Tr off 时,由楞次
定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负½½有
电流I
L
流通.反激式½换器之稳态波½如图 2.
由图可知,导通时间 t
on
的大小将决定Ip、Vce的幅值:
Vce
max
= V
IN
/ 1-D
max
V
IN
: 输入直流电压 ; D
max
: 最大工½周期
D
max
= t
on
/ T
由此可知,想要得到½的集电极电压,必须保持½的D
max
,也就是D
max
<0.5,在实际应用中通常取
D
max
= 0.4,以限制Vce
max
≦ 2.2V
IN
.
开关管Tr on时的集电极工½电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = I
L
/ n. 因IL
= Io,故½Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等
NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:
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I
c
= I
p
=
2P
o
/ (η*V
IN
*D
max
)
η:
½换器的效率
公式导出如下:
LIp
2
η
/ 2T
输入电压
:
V
IN
= Ldi /
dt设 di
= I
p
,且 1 /
dt
= f / D
max
,则:
L
p
= V
IN
*D
max
/ I
p
f
V
IN
= LI
p
f / D
max
输出功率
:
Po =
Po
又可表示为
:
P
o
=
ηV
IN
f D
max
I
p2
/ 2f I
p
= 1/2ηV
IN
D
max
I
p
I
p
= 2P
o
/
ηV
IN
D
max
上列公式中 :
V
IN
: 最小直流输入电压 (V)
D
max
: 最大导通占空比
L
p
: 变压器初级电感 (mH)
I
p
: 变压器原边峰值电流 (A)
f : ½换频率 (KHZ)
2
反激式½换器波½图
由上述理论可知,½换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶½管耐压与最大集电极
电流,而此两项是导致开关晶½成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.
反激式变换器一般工½于两种工½方式 :
1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全½量
½换 ": t
on时
储存在变压器中的所有½量在反激周期 (t
off
)中½½移到输出端.
2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全½量½
换 " : 储存在变压器中的一部分½量在t
off
末保留到下一个t
on
周期的开始.
DCM 和 CCM 在小信号传递½数方面是极不相同的,其波½如图 3.实际上,½变换器输入电压
VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负½½电流 IL 在较大范围内变化时,必然跨越着两种工½方
式.因此反激式½换器要求在 DCM / CCM ½½稳定工½.½在设计上是比较困难的.通常我们可以以
DCM / CCM 临界状态½设计基准.,并配以电流模式控制 PWM.此法可有效解决 DCM 时之各种问题,
½在 CCM 时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离½频段和降½瞬态响应速度
来解决 CCM 时因传递½数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.
DCM 和 CCM 在小信号传递½数方面是极不相同的,其波½如图 3.
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3
DCM / CCM
原副边电流波½图
实际上,½变换器输入电压V
IN
在一个较大范围内发生变化,或是负½½电流 I
L
在较大范围内变
化时,必然跨越着两种工½方式.因此反激式½换器要求在DCM / CCM½½稳定工½.½在设计上是比
较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态½设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解
决DCM时之各种问题,½在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离½频段和
降½瞬态响应速度来解决CCM时因传递½数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.
在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t
on
时的变化必须等于在"t
off
"时的变化,否则会造成磁芯饱和.
因此,
ΔΦ = V
IN
t
on
/ N
p
= V
s
*t
off
/ N
s
即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.
比较图 3 中DCM与CCM之电流波½可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个½量½移波½中
具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值L
p
相对较½之故,½I
p
急剧升高所造成的负面效应是
增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶½管必须具有高电
流承½½½力,方½安全工½.
在CCM状态中,原边峰值电流较½,½开关晶½在t
on
状态时有较高的集电极电流值.因此导
致开关晶½高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中
所储存的残½½量则要求变压器的½积较DCM时要大,而其它系数是相等的.
综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区
别 ( CCM时 Ip = I
max
- I
min
).
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第三节
FLYBACK TANSFORMER DESIGN
一、FLYBACK 变压器设计之考量因素:
1.
储½½力.
½变压器工½于 CCM 方式时,由于出现了直流分量,需加 AIR GAP,½磁化曲线向
H ½倾斜,从而½变压器½承受较大的电流,传递更多的½量.
Ve: 磁芯和气隙的有效½积.
or P = 1/2L
p
(I
max2
- I
min2
)
式中I
max
, I
min
—— 为导通周期末,始端相应的电流值.
由于反激式变压器磁芯只工½在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流½用下的 B.H 效果与 AIR
GAP 大小有密切关联,如图 4.在交流电流下气隙对ΔBac 无改变效果,½对ΔHac 将大大增加,这是有
利的一面,可有效地减小 CORE 的有效磁导率和减少原边绕组的电感.
在直流电流下气隙的加入可½CORE承受更加大的直流电流去产生H
DC
,而B
DC
却维持不变,因
此在大的直流偏½下可有效地防止磁芯饱和,这对½量的储存与传递½是有利的. ½反激变压器工
½于CCM时,有相½大的直流成½,这时就必须有气隙.
外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B½上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长
度决定了H½上H
DC
值的½½. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必
须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.
图 4
有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路
2. 传输功率 . 由于 CORE 材料特性,变压器½状(表面积对½积的比率),表面的热幅射,允
许温升,工½环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的½联系,应视特定要求
½决策.因此用面积乘积法求得之 AP 值通常只½一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求
直接确定 CORE 之材质,½状,规格等.
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