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模拟电子技术

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    清华大学出版,有标签

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    http://591881218.qzone.qq.com/ 第四版序 《模拟电子技术基础)(第四版)是普通高等教育"十五"国家级规划教材, 是总结首届国家级精品课程一一-清华大学"电子技术基础"课程的教学实践, 在第三版的基础上,根据教学基本要求修订而成的。适于作为高等院校电气信 息、电子信息类各专业模拟电子技术基础课程的教材,也可作为工程技术人员 的参考书。 主要内容包括:导言、常用半导体器件、基本放大电路、多级放大电路、 集成运算放大电路、放大电路的频率响应、放大电路中的反馈、信号的运算和 处理、波形的发生和信号的转换、功率放大电路、直流电源和模拟电子电路 读图。 主要特点如下: 一、第四版基本沿袭了第三版的体系,遵循"先器件后电路,先小信号后 大信号,先基础后应用"的规律编排内容。在应用方面,是围绕信号的放大、 运算、处理、转换和产生来介绍的。 二、第四版增加了第 O 章导言,与最后一章读图呼应,使读者了解模拟电 子技术基础课程的特点,尽快入门,并能站在电子系统的高度来认识模拟电子 电路,了解它们的功能和用途。 三、每章以"本章讨论的问题"开始,以"本章小结"结束,前后呼应。 重新提炼了模拟电子技术的基本概念、基本电路和基本方法,它们占有主要篇 幅,内容系统,叙述细致、深入、精炼。并力图在讲清电路工作原理和分析方 法的同时,尽量阐明电路结构的构思方法,使读者从中获得启迪,有利于培养 创新意识。扩展部分触类旁通,简单易懂,篇幅虽少,内容丰富,开阔眼界。 四、在各章主要节后增加了思考题,以利于理解和掌握基本概念、基本电 路和基本方法。例题、自测题和习题难度层次分明,题型多样,内容丰富,联 系实际;并增加了故障诊断和设计性的题目,使提问题的角度更具有启发性、 灵活性和实践性。 五、各章最后一节为 Multisim 应用举例,这些举例或者具有研究性质,或 者在实际实验中难于实现,且全书的举例尽量涵盖模拟电子电路的基本测试方 法和仿真方法。 第四版由华成英、童诗白主编。华成英编写了全书的正文和自测题、习 E 第四版序 题,叶朝辉编写了各章的 Multisim 应用举例,刘昕对书中的例题进行了仿真; 阎石、杨素行、王宏宝等参加了编写大纲的讨论。 北京工业大学陆培新教授审阅了全书,提出了很多宝贵的意见和建议,在 此表示衷心的感谢!同时,也向对原教材提出过意见和建议的读者们表示衷心 的感谢! 由于我们的能力和水平所限,书中定有疏漏、欠妥和错误之处。恳请各界 读者一如既往,多力口指正,以便今后不断改进。 本书第一、二、三版主编童诗白教授在第四版修订之初仙逝,在此谨表深 切的怀念之惰,并以此书的出版作为纪念。 编者 汉阳6 年 1 月于清华园 初版序 本书是参照高等学校工科基础课电工、无线电类教材会议在 1977 年 11 月 制订的"电子技术基础" (自动化类)教材编写大纲和各兄弟院校后来对该大纲 提出的修改意见编写的。现以《模拟电子技术基础》和《数字电子技术基础》两书 出版。其中的基本部分,可供高等院校自动化专业"电子技术基础"课程两学 期的教学使用。 在编写过程中,我们力图把内容的重点放在培养分析问题和解决问题的能 力上。我们认为,自动化专业的毕业生在电子技术方面应该初步具有一看、二 算、三选、四干的能力。所谓会看,就是能看懂本专业中典型电子设备的原理 图,了解各部分的组成及其工作原理;会算,就是对各个环节的工作性能会进 行定性或定量分析、估算;会选和会干,就是遇到本专业的一般性任务,能大 致选定方案,选用有关的元、器件,并且通过安装调试把它基本上研制出来。 因此,为了能会看,书中加强了基本概念和各种典型的基本单元电路的介绍, 并专设阅图训练的章节;为了能会算,书中加强了基本原理和基本分析方法: 至于会选和会干的能力,主要应在设计课、实验课和后续的其它教学环节中培 养,但为了配合这方面的要求,书中也有一些设计举例,并设有电子设备的一 些实际问题一章。 在处理不断增长的新技术和有限的篇幅之间的矛盾时,我们采取的措施是 在保证基本概念、基本原理和基本分析方法的前提下,尽可能地使学生能适应 80 年代电子技术发展的需要。为此,对于有些用分立元件组成的单元如调制 放大、功率放大、门电路、触发电路等方面的内容,均予以大幅度地削减,而 有关线性集成电路和数字集成电路部分,则相应加强。此外,还利用排小字 (比较深入的部分)、打星号(附加内容)和加下注(补充说明和指明参考资料的 出处)等方式,以适应不同程度的要求。在模拟电子技术基础各章小结之后, 还附有思路流程图,希望能有助于使读者了解编写意图和基本内容(用粗线 框出)。 参加模拟电子技术基础编写工作的有童诗白、金国芬、阎石、吴白纯、孙 家析、张乃国等同志,童诗白同志负责组织和定稿。参加讨论和整理的有马钟 瑛、董鸿芳、杨素行、王寒伟、孙昌龄、胡东成、尤素英等同志;为书中一些 电路进行测试和验证的有朱亚尔、蔡文华、朱占星、杨所、胡尔珊等同志。李 E 初版序 士鑫同志协助一部分制图的工作。 在模拟电子技术基础的整理和定稿过程中,得到了全国六十余所兄弟院校 老师们对征求意见稿提出的宝贵意见。审稿会土,在主审单位西安交通大学沈 尚贤教授的主持下,华中工学院、南京工学院、浙江大学、山东工学院、哈尔 滨工业大学、上海交通大学、大连工学院、昆明工学院、太原工学院、华南工 学院、天津大学、重庆大学、合肥工业大学等兄弟院校的老师们仔细阅读了原 稿,指出错误和不妥之处,并提出改进的建议,尤其是西安交通大学沈尚贤、 叶德璇、王志宏等同志,在审稿期间,倍加辛劳,写出详细的评审和修改意' 见。此外,我们还得到本校计算机科学系、无线电系以及北京航空学院等单位 同志的指正和帮助,本校建工系的几位同志描绘全部插图,在此一并致以衷心 的感谢。 由于我们对先进的电子技术了解不够,本教材又缺乏一定的教学实践,因 此书中必然存在许多缺点和错误,恳切希望兄弟院校的师生和其它读者给予批 评和指正。 编者 1979 年 12 月 第二版序 《模拟电子技术基础》上、下册自 1980 年和 1981 年相继出版以来,在 各兄弟院校师生和广大读者的关注下,迄今总印刷量已超过一百万册。在 这段时间内,我们一方面收到许多批评和建议,另一方面,通过几年来的 教学实践,认识到教材中有些内容已不能适应当前教学改革形势的需要。 这次修订第二版,编者将在总结经验、改正错误的基础上,力求能在以下 几方面有所前进: 一、为了提高思想性、科学性和启发性,我们首先着眼于运用辩证唯物主 义的观点来阐述分析问题和解决问题的科学思维过程。为此,书中在介绍基本 电路和与之有关的基本概念、基本原理和基本方法之后,对每一个新出现的电 路,都尽可能做到从实际需要出发,突出构成该电路的思路。我们希望,这样 做一方面可以加深对基本原理的理解,简化定量分析的过程,加强读图的能 力;更重要的是有利于启发思考、引导创新。 二、为了体现适合我国情况的先进性,我们大量删减了原书中现已过时的 内容,诸如阻容精合电压放大电路、变压器精合功率放大电路、由分立元件组 成的放大电路设计举例等。另外,在书中的第三章即开始介绍集成运算放大电 路的组成和有关性能,在以后各章中还分别介绍了集成比较器、集成乘法器、 集成功率放大器、集成三端稳压器、第四代高精度运算放大器等目前在国内已 比较流行而且已经生产的先进器件。我们还根据形势的发展,以直接祸合式代 替阻容精合式作为基本放大电路的典型,对它进行全面的分析,以便更好地与 模拟、数字集成电路相配合。 三、为了加强教学上的适用性,本书中除第六章和末章外,其余各章 都有正文和附录两部分。前者是按国家教委在 1987 年颁发的《高等工业学 校电子技术基础课程教学基本要求》的精神编写的,这部分的内容大致符 合 60 -70 学时的课堂教学之用;后者是根据加深加宽的需要而补充的。 为了适应不同学校或不同专业在讲授"模拟"和"数字"两部分课程的先 后次序上有不同的安排,书中第一章(半导体器件基础)已为数字电路对半 导体器件和基本电路的需要做好准备,因此学完该章后即可转入与本书配 套的《数字电子技术基础》教材。考虑到两个学期教学内容的平衡性,建议 教学内容可按下表处理: E 第二版序 教学次序 先"模拟"后"数字" 先"数字"后"模拟" 教材内容 第一学期 ω-70 学时 第二学期 ω- 70 学时 《模拟电子技术基础》 《数字电子技术基础》 《模拟》第一章《数字》除去 "模数转换"一章 《模拟》从第二章开始加 《数字》中的"模数转换" 四、为了帮助复习、巩固所学内容并启发不同程度的读者对各类问题进行 思考,书中习题采用了多层次的结构。例如,属于基本要求的自我检验题,排 在每章的习题之前,利用选择、填空等方式,使读者便于自行检查学习效果; 设有思考题以加深对基本概念的理解;设有提高题以引导深入钻研;还有一定 数量的分析计算和综合应用题以培养有关能力。习题总量增加到三百二十多 道,其中除极个别的仍取自原教材外,其余都是根据近年来从教学和科学研究 中所取得的经验重新改编的。书末附有部分计算题的答案以供校核。. 本书先以讲义形式在本校出版并试用过两届。其中第一章由高扬编写,后 因工作调动由胡尔珊整理;第二、三、四、十、十一章由胡尔珊编写;第五、 六、七、八、九章由孙梅生编写;第十二章由胡尔珊、孙梅生二人合写;童诗 白任主编,负责组织各章节内容的讨论和定稿;教研组主任阎石参加了编写过 程的讨论。讲义稿承西安交通大学信控系沈尚贤教授主审,参加审阅的还有叶 德璇、王志宏、唐泽荷几位副教授,他们都提出了很多宝贵意见。本书是在遵 照审阅意见和针对讲义使用中所出现的问题加以修改而成。在此谨向他们和以 前对原教材提出过批评和建议的同志们表示衷心的感谢! 电子技术日新月异,教学改革任重道远,我们的能力和这两方面的发展所 提出的要求相比,还有很大的差距。恳请各界读者一如既往,对书中的缺点和 错误多加指正,以便今后不断改进。 编者 1987 年 5 月 第三版序 为了适应电子科学技术的高度发展和 21 世纪高等教育培养高素质人才的 需要,我们在第二版的基础上,总结了多年来课程改革的经验,对教材内容作 了修改和更新。考虑到素质教育的特点,在修订时,既要保持多年形成的比较 成熟的体系,又要面向新世纪的发展;既要符合本门课程的基本要求,又要适 当地引进电子技术中的新器件、新技术、新方法:既要使学生掌握基础知识, 又要培养他们的定性分析能力、综合应用能力和创新意识;既要有利于教师对 教材的灵活取舍,又要有利于学生对教材内容的主动学习和思考。为此制定了 "保证基础,体现先进,联系实际,引导创新,分清层次,利于教学"的修订 原则,使第三版具有系统性、科学性、启发性、先进性、实用性和适用性。具 体做法是: 一、各章顺序是按先器件后电路、先小信号后大信号、先基础后应用的原 则安排的,并以读图作为全书内容的复习和总结。鉴于 21 世纪是信息时代, 在应用方面,书中是围绕信号的放大、运算、处理、转换和产生来介绍的。各 章具体名称请见目录。 二、将第二版中难点和重点集中的部分加以调整,使每一章只有一个或两 个主干,每一节只解决一个或两个问题,使难点分散,以利于读者"入门"和 自学。 三、各章力图按"提出问题,突出主干,理顺思路,启发引导,总结规 律,举一反三"的原则编排内容,沿主千方向由浅入深、由简到繁、承前启 后、相互呼应,激发读者学习兴趣。在给定的条件下,使读者能主动思考,找 出解决问题的方法,并在此基础上总结规律,"举一反三"。 四、由于电子电路分析和设计方法的现代化和自动化,使定量计算更准确 和精确,因此设计者将更侧重电路结构的设计。第三版将更多地讲述电子电路 的组成,更加注重电路结构的构思,突出定性分析。力图使读者不但"知其 然",还"知其所以然",从中获得启迪,并进一步提高创新意识。 五、各章节在讲清基本内容的基础上,增加了"提高"和"引申"的内 容,以扩展知识面,开阔视野。并对这部分内容设置相对独立的章节,以利于 教师按学时多少和专业需要取舍。 六、对例题和习题作了进一步的修改,力图使其在难度上更有层次,在题 同 录 口 导盲 · 本章 讨 论 的问 题… 0.1 电 供号· 0 . 1. 1 信号 0. 1. 2 模拟信号和数字信号 ………………………………… … ……………… 2 0. 2 电子信息 系 统 0 .2. 1 电子系 统的组成 ………………… …… ………… … ………… … ……… 3 0 .2.2 电子信息系统中的模拟电路 ……………………………………… … … 3 0.2.3 电子信息系统的组成原则 ……… …… …… ..… ………………………. 4 0.3 模拟电子技术基础课程……………………………………………… … …… 5 0.3 . 1 模拟电子技术基 础课 程的特点 ……… …… … 0 .3.2 如何学习模拟电 r 技术基础课 ………… ……………… …… …………… 6 0.3.3 电子电路的计算机辅助分析和设计软件介绍 …………………………… 7 常用半导体·件 本 1在讨论 的 问题……………………………………………………………… … … 9 1. 1 半导体基础知识…………………………………… …… ……… …… …… … 9 1. 1. 1 本征半导体 ……………………………………………………………… 9 1. 1. 2 杂质半导 体 … …………… … ……………………… … ……………… 11 1.1. 3 PN 结 … ……… … …………………………………………………… u 思考题 … ………………………………………………………… … …·……., 17 1.2 半导体 二 极 管………………… …… ………………… …… ………… …… 比 1.2.1 半 导体 二 极 臂的 几种常 见结 构 … ……… ………………………………山 1.2. 2 二极管的伏安特性 ……………………………………………………… 1 9 1.2.3 二极管的主要参数 …… …………·………… …………… …………….. 20 1. 2 .4 二极管的等效电 路…………………………………………… … ……… 20 1.2. 5 23 稳压二 极 管 …… …… ………………………….. ………… …………. 1.2.6 且它类型二极管 … ……………………… … ………………………… 25 E 目录 思考题 刊ω 3 晶体三极管 l i l L 1i 3 3 3 2 3 34 M5 晶体管的 结构及类 型 晶体管的 电流放大 作 晶 品 温 光 体 体 度 电 管 管 对 的 的 晶 极 共 主 体 管 射 要 管 特 参 特 性 数 性 曲 用 线 … …… 及参数的影响 笃 笃 mO M M N U N 三 . u … 川 … … …… … 思考题 4 场效 i l 41 l - A t 2 3 A t A 4 恩 t考 题 5 l 单 川 结 成 l 6 l 口 集 l l l l 61 62 63 卜ω 7 M 山4 本章小 结 臼 习 测 题 姐 … … …… 应管 结型 绝缘 场效 场效 …… 晶 单 体 结 闸 晶 电路 集成 集成 集成 集成 灿m u u 场 栅 应 应 u 管 晶 管 中 双 单 电 电 应 … … 散 型 管 管 … 和 体 · 的 极 极 路 路 R W … 应 场 的 与 υ 晶 管 υ 元 型 型 中 中 晤 … … 管 效 主 品 … 闸 . … 件 管 管 的 元 佛 u … 应 要 体 … 管 u u 元 件 一 …… … … U U … … … … … … … u … … …… 川 管 参 管 … … … … … … … 数 的 … 比 …… …… … u u … … … … … … … … 较 … … … … υ … … . … … … … … … … … … … u u u … u u u u … … … 源 缸 明 特 件 点 .. … …… 一二 极旨特 性 U … … … … … … … … … … … … … … … 的 … 研 究 … 刊m m m m m 钊 川 响 到 咒 妇 mH 叫q 到 ω ω 白 白 白 白 白 白 ω .… 基本戴大电路... ... 本章讨论的问题 ……………………………………… … ……………………… 74 2.1 放大的慨念和放大电路的 主 要性能指标… …… ……………… ……… … …… 74 2 . 1. 1 放大的概念 …………………………………………………………… 74 2 . 1. 2 放大电路的性能指标 …………………………………… ……… ……… 75 思考题 …………………... ., . . . . •.•..• ... .., ... ..• ..• .•• ... ..• ... •• • .• . ••• ... ••• ... ••• 79 目录 E 2.2 基本共射放大电路的王作原理……………………………………………… 79 2.2.1 基本共射放大电路的组成及各元件的作用……………………………… 79 2.2.2 设置静态工作点的必要性……………………………………………… 80 2.2.3 基本共射放大电路的工作原理及波形分析……………………………… 81 2.2.4 放大电路的组成原则…………………………………………………… 82 思考题... ... ... ... ... ... ... .....…………………………………………·……… 85 2.3 放大电路的分析方法 ……………………………………………………… 85 2.3.1 直流通路与交流通路….. 2.3.2 图解法………………………………………………………………… 88 2.3.3 等效电路法…………………………………………………………… 95 思考题 ……………………………………………………………………… 103 2.4 放大电路静态王你点的稳定 ……………………………………………… 104 2 .4 .1 静态工作点稳定的必要性……………………………………………… 104 2 .4 .2 典型的静态工作点稳定电路…………………………………………… 105 2 .3 .4 稳定静态工作点的措施 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .....……. 109 思考题 ……………………………………………………………………… 110 2.5 晶体管单管放大电路的三种基本接法……………………………………… 111 2.5.1 基本共集放大电路…… 2.5.2 基本共基放大电路…………………………………………………… 113 2.5.3 三种接法的比较……………………………………………………… 115 思考题 ……………………………………………………………………… 115 2.6 场效应管放大电路………………………………………………………… 116 2.6.1 场效应管放大电路的三种接法………………………………………… 116 2.6.2 场效应管放大电路静态工作点的设置方法及其分析估算 ……………… 116 2.6.3 场效应管放大电路的动态分析… .. 思考题 ……………………………………………………………………… 123 2.7 基本放大电路的派生电路 ………………………………………………… 123 2.7.1 复合管放大电路……………………………………………………… 123 2.7.2 共射-共基放大电路 ………………………………………………… 128 2.7.3 共集-共基放大电路 …. .. . .. .. . .. . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . .. .... .. . . .…………. 129 思考题 ……………………………………………………………………… 129 2.8 Multisim 应用举例………………………………………………………… 129 2.8.1 Rb 变化对 Q 点和电压放大倍数的影响………………………………… 129 2.8.2 UG5Q对共源放大电路电压放大倍数的影响……………………………… 132 本意小结 ……………………………………………………………………… 134 N 目录 自调l题 ………………………………………………………………………… 136 习题…………………………………………………………………………… 1 3 8 ………-多级放大电路…………………………………………………… 1 本章讨论的问题………………………………………………………………… 146 3. 1 多级放大电路的剿合方式 ………………………………………………… 146 3. 1. 1 直接稿合 ……………………………………………………………… 146 3 .1 .2 阻容精合 ……………………………………………………………… 1 48 3 .1. 3 变压器搞合 ……… … … … …………………………………… … … … 1 49 3 . 1. 4 光电蜗合 ……………………………………………………………… 150 思考题 ……………………………………………………………………… 152 3.2 多级放大电路的动态分析 ………………………………·……………….. 152 思考题 ……………………………………………………………………… 154 3 .3 直接搞合放大电路………………………………………………………… 154 3.3. 1 直接稿合放大电路的零点漂移现象 …… ……………………………… 1 54 3 .3 .2 差分放大电路 ………………………………………………………… 15 6 3.3.3 直接稿合互补输出级 ……………………..…………………………. 168 3.3.4 直接搞合多级放大电路 ……………………………………………… 170 思考题 ……………………………………………………………………… 172 3.4 Mul由im 应用举例………………………………………………………… 1 72 3 .4 . 1 直接隅含多级放大电路的调试 ………………………………………… 1 72 3.4. 2 消除互补输出级交越失真方法的研究 ………………………………… 175 本章小结 ……………………………………………………………………… 177 自测题 ………………………………………………………………………… 178 习题……… ………… ……………………………………………………… … 179 集成运算放大电路 本章讨论的问题………………………… ……… ……………………………… 1 85 4.1 集成运算放大电路慨述 …………………………… … ……… … ………… 185 4. 1. 1 集成运放的电路结构特点 ……………………………………………… 1 85 4. 1.2 集成运放电路的组成及其各部分的作用 ……………………………… 186 4.1.3 集成运放的电压传输特性 ………………………………..……………. 187 思考题 ……………………………………………………………………… 188 4.2 集成运放 中的 电流源电路 ………………………………… … …………… 188 目录 V 4.2.1 基本电流泪、电路 …………………………… …… …………………… 188 4 .2 .2 改进型电流源电路 …………………………………………………… 190 4. 2.3 多路电流糠电路 ……………………………………………………… 1 92 4.2 .4 以电流源为有源负载的放大电路 ……………………………………… 194 思考题 ………………………………………………………J …………….. 196 4.3 集成运放电路简介………………………………………………………… 196 4.3.1 双极型集成运放 ……………………………………… ……………… 1 96 4.3.2 单极型集成运放 ……………………………………………………… 201 思考题 ……………………………………………………………………… 203 4.4 集成运放的性能指标及低频等效电路……………………………………… 203 4 .4 .1 集成运放的主要性能指标 …………………… ………………………… 203 4.4.2 集成运放的低频等效电路 ……………………………………………… 205 思考题 ………………………………………………………………… …… 206 4.5 集成运放的种类及选择…………… ……… ……………………………… 206 4.5.1 集成运放的发展概况 ………………………………………………… 206 4.5.2 集成运放的种类 ……………………………………………………… 207 4.5.3 集成运放的选择 …………………… ……… ……………………… … 210 4.6 集成运放的使用…………………………………………………………… 2 门 4.6.1 使用时必做的工作 ……………………… …………… ……………… 211 4.6.2 保护措施 ……………………… … …………………………… ……… 212 本章 小结 ……………………………………………………………………… 2 日 臼测题 ……………………………………………………………·………….. 2 日 习题 …………… ………………………………………………… …………… 2 14 ..…. ....……· 放大电路的频率响应…... ... .川-.. . -,'. •••.••• ••• 2:叫 本章讨论的问题…… … …………………………………………… ……… …… 220 5 . 1 频率响应概述………………………………………… …… ……………… 220 5. 1.1 研究放大电路频率响应的必要性 ………… ………… ……………… … 220 5. 1.2 频率响应的基本概念 ………… …… …………………… …………… 221 5. 1. 3 波特图 ………… …………… …·………………… … …… …… ….. 223 思考题 …………………………… … …………… ……… ……… ………… 225 5 .2 晶体管的高频等数模型 ……………………………..……………………. 225 5.2 .1 晶体管的混合 π 模型 … ……………………………………………… 225 5.2 .2 晶体管电流放大倍数的频率响应 ……………………………………… 228 飞E 目录 思考题 …………… ………… …………………… …… …… …… ………… 229 5.3 场效应管的高额等 妓模 型 … ……………………………………………… 230 思考题 ……………………………………………………………………… 231 5.4 单管放大电路的频 率 响应 … ……………………………………………… 23 1 5 .4 . 1 单管共射放大电路的频率响应 ………………………………………… 23 1 5.4 .2 单管共源放大电路的频率响应 ……………………… … ……………… 237 5 .4 .3 放大电路频率响应的改善和增益带宽积 ……………………………… 238 思考题 ……………………………………………………………………… 239 5.5 多级放大电路的频 事响应 ………………………………………………… 240 5.5. 1 多级放大电路频率特性的定性分析 …………………………………… 240 5. 5. 2 截止频率的估算 ……………………………………………………… μ l 思考题 ..……………………………………………………………………. 245 5 . 6 频率响应 与 阶跃响应……………………………………………………… 245 5 .6 . 1 阶跃响应的指标 ……………………………………………………… 246 5. 6 .2 频率响应与阶跃响应的关系 …………………………………………… 247 5.7 MuJtisim 应用举例 一一 静态工你点稳定电路频率响应的研究………………… 249 本章小结 ………………… …………………… …… ……………… ………… 251 自测题 ………… … ………………………………………… ………………… 252 习题…………………………………………………………………………… 254 放大电蜀中的反馈 本章讨论的问题………………………………………………………………… 259 6.1 反馈的基本概念及判断方法 … …………… ……………………………… 259 6. 1. 1 反馈的基本概念 ……………………………………………………… 260 6 . 1.2 反馈的判断 ………………… … …………………… ……………… … 261 思考题 ……………………………………………………………………… 264 6.2 负反馈放大电路的四种基本组态…………………………………………… 265 6. 2 .1 负反馈放大电路分析要点 …………………… ……… ………………… 265 6 .2.2 由集成运放组成的四种组态负反馈放大电路 …………………………… 266 6.2.3 反馈组态的判断 …………………·………………………………….. 268 思考题 ……………………………………………………………………… 270 6.3 负反馈放大电路的方块回应 一 般 表 达式…………………………… …… … 27 1 6 .3. 1 负反馈放大电路的方块图表示法 … ………………… ……… ………… 27 1 6.3.2 四 种 组态电路的方块图 ……………………………………………… 272 目录回 6 .3.3 负反馈放大电路的 一 般表达式 ………………………………………… 273 思考题 ………………………………………………………… … ………… 274 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析……………………………………… 274 6.4.1 深度负反馈的实质 …………………………………………………… 274 6.4. 2 反馈网络的分析 ……………………………………………………… 275 6 .4 . 3 基于反馈 系 数的放大倍数分析 ………………………………………… 276 6. 4 .4 基于理想运放的放大倍数分析 ………………………………………… 280 思考题 ………·…………………………………………………………….. 283 6.5 负反馈对放大电路性能的影响……………………………………………… 284 6 . 5.1 稳定放大倍数 ………………………………………………………… 284 6.5 .2 改变输入电阻和输出电阻… ……………… …… ……………………… 285 6 .5 . 3 展宽频带 ……………………………………………………………… 2 8 8 6 . 5 .4 减小非线性失真 …… …… ……………… … ………………………… 289 6. 5 .5 放大电路 中 引人负反馈的一般原则 …………………………………… 29J 思考题 ……………………………………………………………………… 293 6 .6 负反馈放大电路的稳定性 ……………………·………………………….. 293 6 .6 . 1 负反馈放 大 电路自激振荡产生的原因和条件 …………………………… 294 6 .6 .2 负反馈放大电路稳定性的定性分析 …………………………………… 295 6 . 6. 3 负反馈放 大 电路稳定性的判断 …………………………·…………….. 295 6.6.4 负反馈放大电路自激振荡的消除方法 ……… …………… …………… 297 6 .6 . 5 集成运放的频率响应和频率补偿 ……………………………………… 302 思考题 …………………..…………………………………………………. 304 6.7 放大电路中其它形式的反馈 ……………………………………………… 304 6.7.1 放大电 路 中的正反馈 …………………………… …… ……… … …… 304 6. 7 .2 电流反馈运算放大电 路 ……………………………………………… 307 思考题 ……………·……………………………………………… … …….. 312 6.8 Multisim 应用 举 例一一交流负反馈对放大倍数稳定性的影响………………… 3 1 2 本章小结 … … … ……………………………………………………………… 313 自测题 ……………………………………………………………………..…. 315 习题… ………… ……………………………………………………………… 3 口 本章讨论的问题……………………… …………… …………………………… 324 7.1 基本运算电路……………………………………………………………… 324 回目录 7. 1. 1 概述 ………………………………………………………………… 324 7. 1. 2 比例运算电路 ………………………………………………………… 325 7. 1. 3 加减运算电路 ………………………………………………………… 330 7 . 1.4 积分运算电路和微分运算电路 ………………………………… ……… 334 7. 1. 5 对数运算电路和指数运算电路 ………………………·……………….. 339 7. 1. 6 利用对数和指数运算电路实现的乘法运算电路和除法运算电路 ………… 342 7. 1. 7 集成运放性能指标对运算误差的影响 ………………………………… 343 思考题 …………………………………..…………………………………. 348 7.2 模拟乘法器及其在运算电路中的应用……………………………………… 348 7.2. 1 模拟乘法器简介 ……………………………………………………… 349 7.2.2 变跨导型模拟乘法器的工作原理 ……………………………………… 350 7.2.3 模拟乘法器在运算电路中的 应 用 ………………·…………………… . . 353 思考题 ……………………………………………………………………… 357 7.3 有源滤波电路……………………………………………………………… 357 7.3. 1 滤波电路的基础知识 ………………………………………………… 358 7 .3.2 低通滤波器 …………………………………………………………… 361 7 .3.3 其它滤波电路 …………………..……………………………………. 368 7 .3 .4 开关电容滤波器 ……………………………………………………… 373 7.3.5 状态变量型有源滤波器 ……………………………..………………. 375 思考题 ……………………………………………………………………… 379 7.4 电子信息系统预处理中所用放大电路……………………………………… 379 7.4.1 仪表放大器 …………………………………………………………… 379 7 .4 .2 电荷放大器 …………………………………………………………… 382 7 .4 .3 隔离放大器 ……………·…………………………………………….. 383 7. 4.4 放大电路中的干扰和噪声及其抑制措施 ……………………………… 385 7.5 Multisim 应用举例………………………………………………………… 386 7 .5.1 利用运算电路解方程 ………………………………………………… 386 7 .5. 2 压控电压源二阶 LPF 幅频特性的研究 ………………………………… 388 本 章 小结 ……………………………………………………………………… 389 自测题 ………………………………………………………………………… 390 习题…………………... ... ... ... ... ... ....……………………………………… 391 放彤的发生和倍号的转换气.. ~~'... ....-.…..…·飞… 1rfrrr··m 本章讨论的问题………………………………………..………………………. 401 目录 E 8.1 正弦披振荡电路…………………………………………………………… 401 8. 1. 1 概述 ………………………………………………………………… 401 8.1.2 RC 正弦液振荡电路 …………………………………………………… 405 8.1.3 LC 正弦波振荡电路………·…………………………………… …….. 409 8. 1.4 石英晶体正弦披振荡电路 ……………………………………………… 420 思考题 …………………………………………·………………………… .. 423 8.2 电压比较器…… … ………………………………………………………… 423 8.2 .1 概述 ………………………………………………………………… 423 8.2.2 单限比较器 ……………………………………… ……… …………… 425 8.2.3 滞回比较器 ………………·………………………………………… . . 428 8.2.4 窗口比较器 …… … ………………………………… ………… … … … 432 8.2.5 集成电压比较器 ……………………… ………………………… …… 433 思考题 ……………………………………………………………………… 436 8 . 3 非正姥披发生电路……………………………………… … ……..……… . 436 8.3.1 矩形波发生电路 ………………………………………… ……… …… 437 8.3.2 三 角波发生电路… ……………………………………………………科0 8.3.3 锯齿波发生电路 …………… . .………………………………………. 443 8.3 .4 波形变换电路 ………………………………… … ……………… …… 444 8.3.5 函数发生器 …… … ………………………………..……………… …. 449 思考题 ………………………… … ………………………………………… 453 8.4 利用集成运放实现的 信号转换电路 ………………………………………… 453 8 .4 . 1 电压 - 电流转换电路 ………………………………………… …… … 453 8 .4 .2 精密整流电路…………………… …………………………………… 454 8 .4.3 电压-频率转换电路 …………·………………………………… ….. 457 思考题 ………………… …………………… ……………………………… 462 8.5 MuJ伽恼应用 举例………………… …………………·………………….. 462 8.5. 1 RC 桥式正弦披振荡电路的调试 ……………………………………… 462 8 .5.2 滞回比较器电压传输特性的测量 ……………………………………… 464 8.5.3 压控振荡电路的测试 …………………………… . .…………………. 465 本意小结 ……………………………………………………………………… 467 臼测题 ………………·……………………………………………………….. 469 习题……………………………………………………………………………的 l 功率放大电路… ~ . ... ..................~....................... ......... ~ X 目录 本章讨论的问题………………………………………………………………… 480 9 . 1 功率放大电路概述……………………………… … ……………………… 480 9. 1. 1 功率放大电路的特点 ………………………………………………… 481 9. 1.2 功率放大电路的组成 ………………………………………………… 481 思考题 ……………………………………………………………………… 487 9.2 互补功率放大电路………………………………………………………… 487 9 .2. 1 OCL 电路的组成及工作原理… ………………………………………… 487 9.2.2 OCL 电路的输出功率及效率………… ………………………………… 488 9.2. 3 OC L 电路中晶体管的选择 ……………………………………………… 490 思考题 ……………………………………………………………………… 493 9.3 功率放大电路的安全运行 …………………………………·……… … ….. 493 9. 3. 1 功放管的二次击穿 …………………………………………………… 493 9 .3.2 功放管的散热问题 …………………………………………………… 494 9.4 集成功率放大电路………………………………………………………… 496 9 .4 .1 集成功率放大电路的分析 ……………………………………………… 496 9 .4 .2 集成功率放大电路的主要性能指标 …………………………………… 497 9 .4 .3 集成功率放大电路的应用 ……………………………………………… 498 思考题 ……………………………………………………………………… 501 9.5 Mu1tisim 应用举例 一- OCL 电路输出功率和效率的研究…………………… 501 本章小结 ……………………………………………………………………… 503 臼测题 ………………………………………………………………………… 504 习题…………………………………………………………………………… 505 E-(1*1 直流电源 本章讨论的问题………………………………………………………………… 513 10.1 直流电源的组成政各部分的作用 …………………… … ………………… 51 3 10.2 整流电路………………………………………………………………… 514 10.2.1 整流电路的分析方法及基本参数 ……………………………………… 514 10.2.2 单相桥式整流电路……………………………… …………………… 517 思考题 ……………………………………………………………………… 522 10.3 越战电路……………… ………………… …………………… :……….. 522 10.3.1 电容滤波电路 ………………………………… … ………………… 522 10.3.2 倍压整流电路 ……………………………………………………… 526 10.3.3 其它形式的滤波电路 ·……………………………………………….. 527 目录 E 思 考题 ………………………………………… … ……………………… … 529 10.4 稳压管稳压电路 ………………………………………………………… 529 10 .4. 1 电 路 组成 …………………………………………………………… 530 10.4.2 稳压原理 …………………………………………………………… 530 10.4.3 性 能 指标 …………………………………………………………… 531 JO.4 .4 电路参数的选择 ………………………………………… … ………… 532 思考题 ……………………………………………………………………… 535 10.5 串联型稳压电路 ………………………………………………………… 535 10. 5. J 串联型稳 压 电路的 工 作原理 ………………………………………… 535 10. 5.2 集成稳压器中的基准电压电路和保护电路 …………………………… 540 10.5 .3 集成稳压器电路 ………………………………·…………………….. 547 10 .5. 4 三 端稳压器的 应 用 …………………………………………………… 552 思考题 ……………………………………………………………………… 556 10.6 开关型稳压电路 ………………………………………………………… 557 10.6.1 开关型稳压电 路 的发展及分类 ……………………………………… 557 10.6 .2 串联开关型稳压电 路………………………………………………… 558 10.6 .3 并联开关型稳压电 路…………………….. … ………………………. 561 思考题 ……………………………………………………………………… 562 10.7 Mu1tisim 应用举例一一 三 端稳压黯 W7805 稳压性能的研究………………… 563 本章小结 ……………………………………………………………………… 565 自测题 …………………………………………………… … ……·………….. 566 习题 …………………………………………………………………………… 568 E军-噩模拟电子电路读回....~...... .川.. .......-..... ..•......... ••• ••. •.• ...~... ..• .Ð 本章讨论的问题………………………………………………………………… 574 11.1 读图的思路和步骤……………………………………………… ………… 574 11.2 基本电路和基本分析方法回顾 …………………………………………… 575 11. 2. 1 基本电 路…………………………………… …… ………………… 576 11.2.2 基本分析方法 ………………………… ……… …………………… 579 11.3 读图举例…·…………………………………………………………….. 581 11 .3. 1 低 频功率放大电 路…………………………………………………… 582 11. 3 .2 火 灾 报警 电 路 ………… … ……………………… ………… ……… 584 11. 3.3 自动增益控制电 路…………………………………… … … …… …… 586 11.3 .4 电容测 量电路 ………………………………………………… …… 588 ~ 目录 本章小 结 ……………………………………………………………………… 592 斗题 …………………………………………………………………………… 593 半导体锦件模型… ……………………………… …………………到 二 极行模型且具参数 品体 三 极管模型及其参数… .、 场效应轩模型&.其参数……………………………………………………… 602 间 . ~成运放模型及其参数……………………………………………………… 606 部分自测题和习匾答案…· ,考文献... ... ... '民引…… 第 导 到野1曲曲跚跚耐由贸蝠'回·圃 布ι 雷t'ì:才 t仓白匀 J词真E · 什么是电信号 ? 为什么常将非电的物理量转换成电信号 ? · 什么是模拟信号?什么是数字信号 ? · 电子系统由哪些部分组成?各部分的作用是什么 ? · 设计电子系统时应遵循哪些原则 ? · 电子信息系统中有哪些常见的模拟电路 ? 它们各具有什么功能? · 模拟电子技术基础课程的特点表现在哪些方面 ? · 什么是 EDA? 为什么说掌握一种 EDA 软件对学习电子技术非常必要? 0.1 1 电信号 0.1 .1 信号 信号是反映消息的物理量,例如工业控制中的温度、压力、流量 , 自然界 的声音信号等等,因而信号是消息的表现形式 。 人们所说的信息,是指存在于 消息之中的新内容,例如人们从各种媒体上获得原来未知的消息,就是获得了 信息 。 可见,信息需要借助于某些物理量(如声、光、电)的变化来表示和传递, 广播和电视利用电磁波来传送声音和图像就是最好的例证 。 由于非电的物理量;可以通过各种传感器较容易地转换成电信号,而电信号 又容易传送和控制,所以使其成为应用最为广泛的信号 。 电信号是指随时间而变化的电压 u 或电流 t , 因此在数学描述上可将它表 示为时间 t 的函数,即 u=j(t) 或 i=j(t) , 并可画出其波形 。 信息通过电信 号进行传送、交换、存储、提取等 。 2 第 0 章导言 电子电路中的信号均为电信号,以下简称为信号。 0.1.2 模拟信号和数字信号 信号的形式是多种多样的,可以从不同角度进行分类。例如,根据信号是 否具有随机性分为确定信号和随机信号,根据信号是否具有周期性分为周期信 号和非周期信号,根据信号对时间的取值分为连续时间信号和离散时间信号, 等等。在电子电路中则将信号分为模拟信号和数字信号。 模拟信号在时间和数值上均具有连续性,即对应于任意时间值 t 均有确定 的函数值 u 或~ ,并且 u 或 i 的幅值是连续取值的。例如正弦被信号是典型的 模拟信号,图 0. 1. 1 (a) 所示也是典型的模拟信号。 u u 5 1-------一一--- 。 t0 (a) (b) 图 0. 1. 1 模拟信号与数字信号 ( a) 模拟信号 ( b) 数字信号 与模拟信号不同,数字信号在时间和数值上均具有离散性 , u 或 i 的变化 在时间上不连续,总是发生在离散的瞬间,且它们的数值是一个最小量值的整 倍数,并以此倍数作为数字信号的数值,如图 0. 1. 1 (b) 所示。当实际信号的 数值在 N 和 N + 1 (N 为正整数)之间时,则根据所设定的阔值,将它确定为‘ N 或 N + 1; 即认为 N 与 N + 1 之间的数值没有意义。 应当指出,大多数物理量所转换成的信号均为模拟信号。在信号处理时, 可以通过电子电路实现模拟信号和数字信号的相互转化。例如,对模拟信号进 行数字化处理时,需首先将其转换为计算机能够识别的数字信号,称为模-数 转换①;经处理后,计算机输出的数字信号常需转换为能够驱动负载的模拟信 号,称为数-模转换②。 本书所涉及的信号多为模拟信号。 ① 模-数转换,简称 A/D (Analog to Digital) 转换。 ② 数-模转换,简称 D/ A (Digital to Analog) 转换。 0.2 电子信息系统 3 电子信息系统 电子信息系统可简称为电子系统。本节简要介绍电子系统所包含的主要组 成部分和各部分的作用,以及电子系统的设计原则、系统中常用的模拟电子电 路和组成系统时所要考虑的问题。 0.2.1 电子系统的组成 图 0.2.1 所示为典型的电子系统示意图。系统首先采集信号,即进行信号 的提取。通常,这些信号来源于测试各种物理量的传感器、接收器,或者来源 于用于测试的信号发生器。对于实际系统,传感器或接收器所提供的信号的幅 值往往很小,噪声很大,且易受干扰,有时甚至分不清什么是有用信号,什么 是干扰或噪声。因此,在加工信号之前,需将其进行预处理。进行预处理时, 要根据实际情况利用隔离、滤坡、阻抗变换等各种手段将信号提取出来并进行 放大。当信号足够大时,再进行信号的运算、转换、比较等不同的加工。最 后,一般还要经过功率放大以驱动执行机构(负载)。若要进行数字化处理,则 首先通过 A/D 转换电路将预处理后的模拟信号转换为数字信号,输入至计算 机或其它数字系统,经处理后,再经 A/D 转换电路将数字信号转换为模拟信 号,以便驱动负载。 计算机或其 它数字系统 图 0.2.1 模拟电子系统的示意图 若系统不经过数字化处理,贝.u图 0.2.1 中的信号的预处理和信号的加工可 合而为一,统称为信号的处理。 对模拟信号处理的电路称为模拟电路,对数字信号处理的电路称为数字电 路。因此,图 0.2.1 所示电子系统是模拟-数字混合系统,信号的提取、预处 理、处理、驱动由模拟电路组成,计算机或其它数字系统由数字电路组成, A/D 、 D/A 转换为模拟电路和数字电路的接口电路。 0.2.2 电子信息系统中的模拟电路 从对信号的分析可知,对模拟信号最基本的处理是放大,而且放大电路是 4 第 0 章导言 构成各种功能模拟电路的基本电路。在电子系统中,常用的模拟电路及其功能 如下: ( 1 )放大电路:用于信号的电压、电流或功率放大。 (2) 滤波电路:用于信号的提取、变换或抗干扰。 (3) 运算电路:完成信号的比例、加、减、乘、除、积分、微分、对数、 指数……运算。 (4) 信号转换电路:用于将电流信号转换成电压信号或将电压信号转换成 电流信号、将直流信号转换为交流信号或将交流信号转换为直流信号、将直流 电压转换成与之成正比的频率…. (5) 信号发生电路:用于产生正弦波、短形股、三角波、锯齿液。 (6) 直流电源:将 220V 、 50Hz 交流电转换成不同输出电压和电流的直流 电,作为各种电子电路的供电电源。 0.2.3 电子信息系统的组成原则 在设计电子信息系统时,不但要考虑如何实现预期的功能和性能指标,而 且还要考虑系统的可测性和可靠性。所谓可测性,包含两个含义,其一是为了 调试方便引出合适的测试点,其二是为系统设计有一定故障覆盖率的自检电路 和测试激励信号。所谓可靠性是指系统在工作环境下能够稳定运行,具有一定 的抗干扰能力。 系统设计时,在满足功能和性能指标要求的前提下,应尽可能做到以下 几点: ( 1 )电路应尽量简单。因为同样功能的电路,电路越简单,元器件数目越 少,连线和焊点越少,出现故障的概率越小,系统的可靠性也就越强。因此, 对于电子系统,通常,集成电路能实现的就不选用分立元件电路,大规模集成 电路能实现的就不选用小规模集成电路。 (2) 需考虑电磁兼容性。电子系统常常不可避免地工作在复杂的电磁环境 中。其中既有来自大自然的各种放电现象、宇宙的各种电磁变化,又有人类自 己利用电和电磁场从事的各种活动。空间电磁场的变化对于电子系统均会造成 不同程度的干扰;与此同时,电子系统本身也在不同程度上成为其它电子设备 的干扰源。所谓电磁兼容性,是指电子系统在预定的环境下,既能够抵御周围 电磁场的干扰,又能够较少地影响周围环境。 在设计电子系统时,电磁兼容性设计的重点是研究周围环境电磁干扰的物 理特性,以及采取必要措施抑制干扰掠或阻断干扰源的传播途径,使系统正常 工作。通常采用隔离、屏蔽、接地、滤波、去搞等技术来获得较强的抗干扰能 力;此外,必要时还应选用抗干扰能力强的元器件,并对元器件进行精密地 0.3 模拟电子技术基础课程 5 调整。 (3) 需考虑系统的可测性,合理引出测试点,设计自检电路,使系统的调 试简单易操作。 (4) 设计电路和选择元器件时,需统筹考虑,权衡利弊,满足设计需求即 可,不盲目追求某单一方面性能特别优秀;因为对于多数电子电路,当其某方 面性能改善时,另一方面的性能往往会变坏。 其次,用通用型元器件能实现的,就不用专用型元器件,从而减小系统造 价。换言之,只有当系统电路结构正确、但性能不满足要求时,才考虑更换所 选的元器件。 (5) 生产工艺简单易行。 模拟电子技术基础课程 0.3.1 模拟电子技术基础课程的特点 模拟电子技术基础课是入门性质的技术基础课,目的是使学生初步掌握模 拟电子电路的基本理论、基本知识和基本技能,其内容见 0.2.2 节所述。本课 程与数学、物理、甚至电路课程有着明显的差别,主要表现在它的工程性和实 践性上。 一、工程性 在模拟电子技术基础课程中,需学会从工程的角度思考和处理问题。 ( 1)实际工程需要证明其可行性。本课程特别重视电子电路的定性分析, 因为定性分析就是对电路是否能够满足功能和性能要求的可行性分析。 (2) 实际工程在满足基本性能指标的前提下总是容许存在一定的误差范围 的,在电子电路的定量分析中也容许存在一定的误差范围,比如 5% 以下,因 而称这种计算为"估算"。 由于半导体器件性能参数的分散性和对温度的敏感性,精确的计算常常没 有意义。若确实需要精确求解,则可借助于各种 EDA①软件。 (3) 近似分析要"合理"。估算就是近似分析,因而在估算前必须考虑 "研究的是什么问题、在什么条件下、哪些参数被忽略不计及其原因"。换言 之,要"近似"得有道理。 (4) 估算不同的参数需采用不同的模型。模拟电子电路归根结底是"电 ① 电子设计自动化 (Eleclronic Design Automation) 的英文缩写。 6 第 0 章导言 路",其特殊性表现在含有具有非线性特性的半导体器件。通常,在求解模拟 电子电路时需将其转换成用线性元件组成的电路,即将电路中的半导体器件用 其等效模型(或称等效电路)取代。不同的条件、解决不同的问题,应构造不同 的等效模型。 二、实践性 实用的模拟电子电路几乎都要通过调试才能达到预期的指标,掌握常用电 子仪器的使用方法、模拟电子电路的测试方法、故障的判断和排除方法、仿真 方法是教学基本要求。了解各元器件参数对电路性能的影响是正确调试的前 提,而对所测试电路原理的理解是正确判断和排除故障的基础,掌握一种仿真 软件是提高分析问题、解决问题能力的必要手段。 0.3.2 如何学习模拟电子技术基础课 既然模拟电子技术基础课具有上述特点,那么应如何学习这门课程呢? 一、重点掌握"基本概念、基本电路、基本分析方法" (1) 基本概念的含义是不变的,但应用是灵活的。对于任何一个基本概 念,至少应了解引入这一概念的必要性及其物理意义,如果是一个物理参数, 则还应了解其求解方法及求解过程中的注意事项。 (2) 基本电路的组成原则是不变的,电路是千变万化的,实际上不可能也 没必要记住所有电路。每一章都有其基本电路,掌握这些电路是学好该课程的 关键。某种基本电路常不是特指某一个电路,而是指具有同样功能和结构特征 的所有电路。掌握它们至少应了解其产生背景(即为满足什么需求)、结构特点 和性能特点。 (3) 在掌握基本概念、基本电路的基础上还应掌握基本分析方法。不同类 型的电路具有不同的功能,需用不同的参数和不同的方法描述,而不同的参数 有不同的求解方法。基本分析方法包括电路的识别方法、性能指标的估算方法 和描述方法、电路形式及电路参数的选择方法等。 二、学会全面、辩证地分析模拟电子电路中的问题 应当指出,对于实际需求,从适用的角度出发,没有最好的电路,只有最 合适的电路,或者说在某一应用场合中最合适的电路才是最好的电路。当你为 改善电路某方面性能而采取某种措施时,必须自问,这种措施还改变了什么? 怎么变的?能容忍这种变化吗?因为一个电子电路是一个整体,各方面性能是 相互联系的,通常"有一利将有一弊",不能"顾此失彼"。 三、注意电路的基本定理、定律在模拟电子电路分析中的应用 如前所述,当模拟电子电路中的半导体器件用其等效电路取代后,则与一 般电路一样了。因此,电路的基本定理、定律均可用于模拟电子电路的分析计 0.3 模拟电子技术基础课程 7 算中,如基尔霍夫定理、戴维南定理、诺顿定理等。 0.3.3 电子电路的计算机辅助分析和设计软件介绍 一、概述 随着计算机的飞速发展,以计算机辅助设计 (Computer Aided Design ,简称 CAD) 为基础的电子设计自动化 (EDA) 技术已成为电子学领域的重要学科。 EDA 工具使电子电路和电子系统的设计产生了革命性的变化,它摒弃了靠硬件调试 来达到设计目标的繁琐过程,实现了硬件设计软件化。 EDA 技术自 20 世纪 70 年代开始发展,其标志是美国加利福尼亚大学柏克 莱 (Berkeley) 分校开发的 SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) 于 1972 年研制成功,并于 1975 年推出实用化版本。当时仅适用于模拟电路的 分析,而且只能用程序的方式输入。此后,在扩充电路分析功能、改进和完善 算法、增加元器件模型库、改进用户界面等方面做了很多实用化的工作,使之 成为享有盛誉的电子电路计算机辅助设计工具, 1988 年被定为美国国家工业 标准。与此同时,各种以 SPICE 为核心的商用仿真软件应运而生,常用的有 PSpice①和 Electronics Workbench EDA (简称 EWB) ②。 二、 PSpice pspice 是非常出色的 EDA 软件,它的 5. ∞以上版本是在 Windows 下的模 拟电路和数字电路的混合仿真软件,因而得到相当广泛的应用。 PSpice 由电路原理图输入程序( Scherr刷c) 、激励源编辑程序 (Stimulus EditQr) 、电路仿真程序 (PSpice A/D) 、输出结果绘图程序(Probe )、模型参数提取 程序( Parts) 和元器件模型参数库 (LIB) 六部分组成。 pspice 支持电路原理图和网单文件两种输入方式,电路元器件符号库提供 绘制电路原理图的所有元器件符号:具有正弦披、脉冲惊、指数惊、分段线性 源、单频调频源等种类繁多的信号源。作为 pspice 的核心部分一一-仿真功能包 括:直流工作点分析、直流转移特性分析、直流小信号传递函数分析、交流小 信号分析、交流小信号噪声分析、瞬态分析、傅里叶分析、直流灵敏度分析、 温度分析、最坏情况分析和蒙特卡罗统计分析等;仿真结果可在屏幕绘出曲 线、披形,并可打印输出。 PSpice 提供一个从元器件特性提取模型参数的软件 包,它利用优化算法以用户给出的特性或初值为基础求得参数的最优解。 PSpice 具有二极管库、晶体管库、通用集成运放库、晶体振荡器库, Analog ① 较早 Micro Sim 公司开发,后 Micro Sim 公司被 OrCAD 公司兼并,再后 OrCAD 公司又被 Cadence 公司并购,最新版本 9.2.3 由 Cadence 公司于 2∞2 年推出。 ② 加拿大 Interactive lmage Technologies Ltd. 公司开发的产品,最新版本是 2∞5 年推出的 MultisimV8 。 8 第 0 章导言 Device 公司、 Harris 公司等专用 IC 库以及 74 系列、 PAL 、 GAL 等几十个元器件 模型参数库,而且在不断扩展。 三、 Multisim EWB 是基于 PC 平台的电子设计软件,它提供了一个功能全面的 SPICE A/D 系统,支持模拟和数字混合电路的分析和设计,创造了集成的一体化设计 环境,把电路原理图的输入、仿真和分析紧密地结合起来。系统将 SPICE 仿真 器完全集成在原理图输入和测试仪器等工具之中。与其它 Windows 环境下的系 统软件相类似,官具有图形化界面,提供按钮式的工具栏,各个菜单中各个选 项的物理意义一目了然。在输入原理图时,自动地将其编辑成网络表送到仿真 器,加快建立和管理的时间;而在仿真过程中,若改变设计,则立刻获得该变 化所带来的影响,实现了交互式的设计和仿真。 MultisimV7 是 EWB 的新产品,具有更为庞大的元器件模型参数库和更为齐 全的仪器仪表库;除了具有 SPICE A/D 全部分析功能外,还包含万用表、信号 发生器、示波器、频谱分析仪、网络分析仪、失真分析仪、频率计、逻辑分析 仪、逻辑转换仪、波特图仪、瓦特表等 18 种虚拟仪器仪表,可模拟实验室内 的操作进行各种实验。因而,学习 Multisim ,除了可以提高仿真能力、综合能 力和设计能力外,还可进一步提高实践能力。 初步掌握一种电子电路计算机辅助分析和设计软件对学习模拟电子技术基 础课很有必要。鉴于 Multisim 的上述特点,本书选用 MultisimV7 作为基本工具, 在各章的最后一节讲述应用举例,力图使读者从中学习电子电路的仿真方法和 测试方法。 第,章 常用半导体器件 罐罐罐去耀戴摇摇摇黯罐罐荡然附 3畏 本章讨论的 J可题 ·为什么采用半导体材料制作电子器件? ·空穴是一种载流子吗?空穴导电时电子运动吗? ·什么是 N 型半导体?什么是 P 型半导体?当两种半导体制作在一起时会产生什么现象? • PN 结上所加端电压与电流符合欧姆定律吗?它为什么具有单向导电性?在 PN 结加 反向电压时果真没有电流吗? ·晶体管是通过什么方式来控制集电极电流的?场效应管是通过什么方式来控制漏极 电流的?为什么它们都可以用于放大? ·为什么半导体器件的参数会受温度的影响呢? 半导体基础知识 半导体器件是构成电子电路的基本元件,它们所用的材料是经过特殊加工 且性能可控的半导体材料。 1.1 .1 本征半导体 纯净的具有晶体结构的半导体称为本征半导体。 一、半导体 物质的导电性能决定于原子结构。导体一般为低价元素,它们的最外层电 子极易挣脱原子核的束缚成为自由电子,在外电场的作用下产生定向移动,形 成电流。高价元素(如惰性气体)或高分子物质(如橡胶) ,它们的最外层电子受 原子核束缚力很强,很难成为自由电子,所以导电性极差,成为绝缘体。常用 的半导体材料硅 (Si) 和错 (Ge) 均为四价元素,它们的最外层电子既不像导体那 10 第 1 章常用半导体器件 么容易挣脱原子核的束缚,也不像绝缘体那样被原子核束缚得那么紧,因而其 导电性介于二者之间。 在形成晶体结构的半导体中,人为地掺入特定的杂质元素时,导电性能具 有可控性;并且,在光照和热辐射条件下,其导电性还有明显的变化;这些特 殊的性质就决定了半导体可以制成各种电子器件。 二、本征半导体的晶体结构 将纯净的半导体经过一定的工艺过程制成单晶体,即为本征半导体。晶体 中的原子在空间形成排列整齐的点阵,称为晶格。由于相邻原子间的距离很 小,因此,相邻的两个原子的一对最外层电子(即价电子)不但各自围绕自身所 属的原子核运动,而且出现在相邻原子所属的轨道上,成为共用电子,这样的 组合称为共价键结构,如图1.1. 1 所示。图中标有" + 4" 的圆圈表示除价电 子外的正离子。 三、本征半导体中的两种载流子 晶体中的共价键具有很强的结合力,因此,在常温下,仅有极少数的价电 子由于热运动(热激发)获得足够的能量,从而挣脱共价键的束缚变成为自由电 子。与此同时,在共价键中留下一个空位置,称为空穴。原子因失掉一个价电 子而带正电,或者说空穴带正电。在本征半导体中,自由电子与空穴是成对出 现的,即自由电子与空穴数目相等,如图1.1. 2 所示。这样,若在本征半导体 两端外加一电场,则一方面自由电子将产生定向移动,形成电子电流;另-方 面由于空穴的存在,价电子将按一定的方向依次填补空穴,也就是说空穴也产 生定向移动,形成空穴电流。由于自由电子和空穴所带电荷极性不同,所以它 们的运动方向相反,本征半导体中的电流是两个电流之和。 图1.1. 1 本征半导体结构示意图 图1.1. 2 本征半导体中的 自由电子和空穴 1.1 半导体基础知识 11 运载电荷的粒子称为载流子。导体导电只有一种载流子,即自由电子导 电;而本征半导体有两种载流子,即自由电子和空穴均参与导电,这是半导体 导电的特殊性质。 四、本征半导体中载流子的浓度 半导体在热激发下产生自由电子和空穴对的现象称为本征敢发。自由 电子在运动的过程中如果与空穴相遇就会填补空穴,使两者同时消失,这 种现象称为复合。在一定的温度下,本征激发所产生的自由电子与空穴 对,与复合的自由电子与空穴对数目相等,故达到动态平衡。换言之,在 一定温度下,本征半导体中载流子的浓度是一定的,并且自由电子与空穴 的旅度相等。当环境温度升高时,热运动加剧,挣脱共价键束缚的自由电 子增多,空穴也随之增多,即载流子的浓度升高,因而必然使得导电性能 增强。反之,若环境温度降低,则载流子的浓度降低,因而导电性能变 差,可见,本征半导体载流子的浓度是环境温度的函数。理论分析表明, 本征半导体载流子的浓度为 ni =Pi = KI T2 e<2谓(1.1. 1) 式中叫和 Pi 分别表示自由电子与空穴的浓度 (cm- 勺 , T 为热力学温度 , k 为 玻尔兹曼常数 (8.63 x 1O- 5 eV/K) , Eco 为热力学零度时破坏共价键所需的能 量,又称禁带宽度(硅为1. 21eV ,错为 0.785 eV) ,凡是与半导体材料载流子有 效质量、有效能级密度有关的常量(硅为 3 . 87 X 1016 cm - 3 • K- 3/2 , 错为 1.76 x 1016 cm - 3. K - 312) 。式(1.1. 1) 表明,当 T=O K 时,自由电子与空穴的浓度均为 零,本征半导体成为绝缘体;在一定范围内,当温度升高时,本征半导体载流 子的浓度近似按指数曲线升高。在常温下,即 T=3∞ K 时,硅材料的本征载 流子浓度 ni = Pi = 1.43 X 1010 cm - 3 ,错材料的本征载流子浓度 ni = Pi = 2.38 x 10 13 cm- 3 。 应当指出,本征半导体的导电性能很差,且与环境温度密切相关。半导体 材料性能对温度的这种敏感性,既可以用来制作热敏和光敏器件,又是造成半 导体器件温度稳定性差的原因。 1.1.2 杂质半导体 通过扩散工艺,在本征半导体中掺入少量合适的杂质元素,便可得到杂质 半导体。按掺入的杂质元素不同,可形成 N 型半导体和 P 型半导体;控制掺 入杂质元素的浓度,就可控制杂质半导体的导电性能。 一、 N 型半导体 在纯净的硅晶体中掺入五价元素(如磷) ,使之取代晶格中硅原子的位置, 12 第 1 章常用半导体器件 就形成了 N 型半导体①。由于杂质原子的最外层有五个价电子,所以除了与其 周围硅原子形成共价键外,还多出一个电子,如图1.1. 3 所示。多出的电子不 受共价键的束缚,只需获得很少的能量,就成为自由电子。在常温下,由于热 激发,就可使它们成为自由电子。而杂质原子困在晶格上,且又缺少电子,故 变为不能移动的正离子。 N 型半导体中,自由电子的浓度大于空穴的浓度,故 称自由电子为多数载流子,空穴为少数载流子;简称前者为多子,后者为少 子,由于杂质原子可以提供电子,故称之为施主原子。 N 型半导体主要靠自由电 子导电,掺入的杂质越多,多子(自由电子)的浓度就越高,导电性能也就越强。 图1.1. 3 N 型半导体 图1.1. 4 P 型半导体 二、 P 型半导体 在纯净的硅晶体中掺入三价元素(如棚) ,使之取代晶格中硅原子的位置, 就形成 P 型半导体②。由于杂质原子的最外层有 3 个价电子,所以当它们与周 围的硅原子形成共价键时,就产生了一个"空位" (空位为电中性) ,当硅原子 的外层电子填补此空位时,其共价键中便产生一个空穴,如图 1.1 .4所示,而杂 质原子成为不可移动的负离子。因而 P 型半导体中,空穴为多子,自由电子为 少子,主要靠空求导电。与 N 型半导体相同,掺入的杂质越多,空穴的浓度就 越高,使得导电性能越强。因杂质原子中的空位吸收电子,故称之为受主原子。 从以上分析可知,由于掺入的杂质使多子的数目大大增加,从而使多子与 少子复合的机会大大增多。因此,对于杂质半导体,多子的浓度愈高,少子的 浓度就愈低。可以认为,多子的浓度约等于所掺杂质原子的浓度,因而它受温 度的影响很小;而少子是本征激发形成的,所以尽管其浓度很低,却对温度非 ① N 为 Negative (负)的字头,由于电子带负电,故得此名。 ② P 为 Positive (正)的字头,由于空穴带正电,故得此名。 1. 1 半导体基础知识 13 常敏感,这将影响半导体器件的性能。 1.1.3 PN 结 采用不同的掺杂工艺,将 P 型半导体与 N 型半导体制作在同一块硅片上, 在它们的交界面就形成 PN 结。 PN 结具有单向导电性。 一、 PN 结的形成 物质总是从被度高的地方向浓度低的地方运动,这种由于浓度差而产生的 运动称为扩散运动。当把 P 型半导体和 N 型半导体制作在一起时,在它们的 交界面,两种载流子的激度差很大,因而 P 区的空穴必然向 N 区扩散,与此 同时, N 区的自由电子也必然向 P 区扩散,如图1.1. 5 (a) 所示。图中 P 区标 有负号的小圆图表示除空穴外的负离子(即受主原子), N 区标有正号的小圆圈 表示除自由电子外的正离子(即施主原子)。由于扩散到 P 区的自由电子与空穴 复合,而扩散到 N 区的空穴与自由电子复合,所以在交界面附近多子的浓度 下降, p 区出现负离子区, N 区出现正离子区,它们是不能移动的,称为空间 电荷区,从而形成内电场。随着扩散运动的进行,空间电荷区加宽,内电场增 强,其方向由 N 区指向 P 区,正好阻止扩散运动的进行。 P区 N区 (a) 空间电荷区 。 0 88 。。 θθ θ. ①①. . . 。。 - ee Gfe 888 。。 ( ee~。 eleelee ①.①• θ• P区 N区 (b) 图1.1. 5 PN 结的形成 (a) P 区与 N 区中载流子的运动 ( b) 平衡状态下的 PN 结 14 第 1 章常用半导体器件 在电场力作用下,载流子的运动称为漂移运动。当空间电荷区形成后,在 内电场作用下,少子产生漂移运动,空穴从 N 区向 P 区运动,而自由电子从 P 区向 N 区运动。在无外电场和其它激发作用下,参与扩散运动的多子数目等 于参与漂移运动的少子数目,从而达到动态平衡,形成 PN 结,如图1. 5.1 (b) 所示。此时,空间电荷区具有一定的宽度,电位差为 Uho ' 电流为零。空间电 荷区内,正、负电荷的电量相等;因此,当 P 区与 N 区杂质浓度相等时,负 离子区与正离子区的宽度也相等,称为对称结;而当两边杂质浓度不同时,浓 度高一测的离子区宽度低于浓度低的一测,称为不对称 PN 结;两种结的外部 特性是相同的。 绝大部分空间电荷区内自由电子和空穴部都非常少,在分析 PN 结特性时 常忽略载流子的作用,而只考虑离子区的电荷,这种方法称为"耗尽层近似", 故也称空间电荷区为耗尽层。 二、 PN 结的单向导电性 如果在 PN 结的两端外加电压,就将破坏原来的平衡状态。此时,扩散电 流不再等于漂移电流,因而 PN 结将有电流流过。当外加电压极性不同时, PN 结表现出截然不同的导电性能,即呈现出单向导电性。 1. PN 结外加正向电压时处于导通状态 当电源的正极(或正极串联电阻后)接到 PN 结的 P 端,且电源的负极(或 负极串联电阻后)接到 PN 结的 N 端时,称 PN 结外加正向电压,也称正向接法 或正向偏置。此时外电场将多数载流子推向空间电荷区,使其变窄,削弱了内 电场,破坏了原来的平衡,使扩散运动加剧,凛移运动减弱。由于电源的作 用,扩散运动将、源源不断地进行,从而形成正向电流, PN 结导通,如图1.1. 6 所示。 PN 结导通时的结压降只有零点几伏,因而应在它所在的回路中串联一 耗尽层 -L_~ GGP。θie θ|φ-e.e-e ?。龟 GGlG θ!θee.① 一 GP ELGie θ!GLθθ.① 它 eeele 。 lee.ee. + 外电场-+i|---U-一-F+il内电场 ~ l11 -…I - 1 一 』-... jR 图1.1. 6 PN 结加正向电压时导通 1.1 半导体基础知识 15 个电阻,以限制回路的电流,防止 PN 结因正向电流过大而损坏。 2. PN 结外加反向电压时处于截止状态 当电糠的正极(或正极串联电阻后)接到 PN 结的 N 端,且电源的负极(或 负极串联电阻后)接到 PN 结的 P 端时,称 PN 结外加反向电压,也称反向接法 或反向偏置,如图1.1. 7 所示。此时外电场使空间电荷区变宽,加强了内电 场,阻止扩散运动的进行,而加剧漂移运动的进行,形成反向电流,也称为漂 移电流。因为少子的数目极少,即使所有的少子都参与漂移运动,反向电流也 非常小,所以在近似分析中常将它忽略不计,认为 PN 结外加反向电压时处于 截止状态。 耗尽层 P P|GGθ eeeGL GL r-- 90lGGG 881888 0 ( 0(0(1g0e•0 二 tDGGGG eeeed 内电场 外电场 U + '‘ 图1.1. 7 PN 结加反向电压时截止 三、 PN 结的电流方程 由理论分析①可知, PN 结所加端电压 u 与流过它的电流 i 的关系为 i = Is> Ur②时 , ,臼 IsetlT ,即 ① 参阅《模拟电子技术基础(第三版 n 阴阳 10 。 ② 在电子电路中,若同一量纲的两个物理量 A , 和 A , 的关系为 A , > (5 - lO )A ,. 则可认为 A , 远 远大于岛,记作 A , >> A , 。 16 第 1 章常用半导体器件 i 随 u 按指数规律变化;当 PN 结外加反向电压,且 I u I >>的时 , i = - Is 。 画出 i 与 u 的关系曲线如图1.1. 8 所示,称为 PN 结的伏安特性。其中 u>O 的 部分称为正向特性 , u < 0 的部分称为反向特性。 当反向电压超过一定数值 U(BRl 后,反 向电流急剧增加,称之为反向击穿。击穿按 机理分为齐纳击穿和雪崩击穿两种情况。在 高掺杂的情况下,因耗尽层宽度很窄,不大 的反向电压就可在耗尽层形成很强的电场, 而直接破坏共价键,使价电子脱离共价键束 u 缚,产生电子-空穴对,致使电流急剧增斗县i 。 u 大,这种击穿称为齐纳击穿,可见齐纳击穿 电压较低。如果掺杂浓度较低,耗尽层宽度 较宽,那么低反向电压下不会产生齐纳击 图1.1. 8 PN 结的伏安特性 穿。当反向电压增加到较大数值时,耗尽层的电场使少子加快漂移速度,从而 与共价键中的价电子相碰撞,把价电子撞出共价键,产生电子『空穴对。新产 生的电子与空穴被电场加速后又撞出其它价电子,载流子雪崩式地倍增,致使 电流急剧增加,这种击穿称为雪崩击穿。无论哪种击穿,若对其电流不加限 制,都可能造成 PN 结的永久性损坏。 五、 PN 结的电容效应 在一定条件, PN 结具有电容效应,根据产生原因不同分为势垒电容和扩 散电容。 1.势垒电容 当 PN 结外加电压变化时,空间电荷区的宽度将随之变化,即耗尽层的电 荷量随外加电压而增大或减小,这种现象与电容器的充放电过程相同,如图 1.1. 9(a) 所示。耗尽层宽窄变化所等效的电容称为势垒电容 C bO C b 具有非线 性,它与结面积、耗尽层宽度、半导体的介电常数及外加电压有关。对于一个 制作好的 PN 结, C b 与外加电压 u 的关系如图 (b) 所示。利用 PN 结加反向电 压时 C b 随 u 变化的特性,可制成各种变容二极管。 2. 扩散电容 PN 结处于平衡状态时的少子常称为平衡少子。 PN 结处于正向偏置时,从 P 区扩散到 N 区的空穴和从 N 区扩散到 P 区的自由电子均称为非平衡少子。当 外加正向电压一定时,靠近耗尽层交界面的地方非平衡少子的浓度高,而远离 交界面的地方浓度低,且浓度自高到低逐渐衰减,直到零。形成一定的浓度梯 度(即浓度差) ,从而形成扩散电流。当外加正向电压增大时,非平衡少子的浓 度增大且浓度梯度也增大,从外部看正向电流(即扩散电流)增大。当外加正向 N区 N 1. 1 半导体基础知识 17 C h υ U-rð. U (a) u (b) 图1.1. 9 PN 结的势垒电容 ( a) 耗尽层的电荷随外加电压变化 ( b) 势垒电容与外加电压的关系 电压减小时与上述变化相反。 图1.1. 10 所示的三条曲线是在不同正向电压下 P 区少子浓度的分布情况。 = 各曲线与 np nro 所对应的水平线之间的面 卢 积代表了非平衡少子在扩散区域的数目。 J I 耗 当外加电压增大时,曲线由①变为②,非平~ N 区 |2 P区 衡少子数目增多;当外加电压减小时,曲线 l 由①变为③,非平衡少子数目减少。扩散区 。「 x 内,电荷的积累和释放过程与电容器充放电 nl' 过程相同,这种电容效应称为扩散电容 CdO np(Ol 与 C b 一样 , C d 也具有非线性,它与流过 PN 结的正向电流 i 、温度的电压当量 Ur 以 及非平衡少子的寿命 r 有关。 i 越大、 T 越 npo 大、 Ur 越小 , C d 就越大。 由此可见 , PN 结的结电容 Cj 是 C b 与 C d 之和,即 。I X 图1.1. 10 P 区少子浓度分布曲线 Cj=Cb+Cd (1.1. 4) 由于 Cb 与 Cd 一般都很小(结面积小的为 1 pF 左右,结面积大的为几十至 几百皮法) ,对于低频信号呈现出很大的容抗,其作用可忽略不计,因而只有 在信号频率较高时才考虑结电容的作用。 思考题 1.1. 1 在制造半导体器件时,为什么先将导电性能介于导体与绝缘体之间的硅或错制 18 第 1 章常用半导体器件 成本征半导体,使之导电性极差,然后再用扩散工艺在本征半导体中掺入杂质形成 N 型半 导体或 P 型半导体改善其导电性? 1.1.2 为什么称空穴是载流子 9 在空穴导电时,电子运动吗? 1.1.3 如何从 PN 结的电流方程来理解其伏安特性曲线和温度对伏安特性的影响? 半导体二极管 将 PN 结用外壳封装起来,并加上电极引线就构成了半导体二极管,简称 二极管。由 P 区引出的电极为阳极,由 N 区引出的电极为阴极,常见的外形 如图1. 2.1 所示。 ~哩←斗」岳母 图1. 2.1 二极管的几种外形 本节将介绍二极管的结构、特性、主要参数及特殊二极管的功能。 1 .2. 1 半导体二极管的几种常见结构 二极管的几种常见结构如图1. 2.2 (a) - (c) 所示,符号如图( d) 所示。 金属丝 N 型错片 阳极引线 阴极引线 金锦合金 底座 (a) (b) N 型硅 阴极引线 (c) 向且 N 阴极 (d) 图 1.2.2 二极管的几种常见结构 1.2 半导体二极管 19 图 (a) 所示的点接触型二极管,由一根金属丝经过特殊工艺与半导体表面 相接形成 PN 结。因而结面积小,不能通过较大的电流。但其结电容较小,一 般在 1 pF 以下,工作频率可达 100 MHz 以上。因此适用于高频电路和小功率 整流。 图 (b) 所示的面接触型二极管是采用合金法工艺制成的。结面积大,能够 流过较大的电流,但其结电容大,因而只能在较低频率下工作,一般仅作为整 流管。 图 (c) 所示的平面二极管是采用扩散法制成的。结面积较大的可用于大功 率整流,结面积小的可作为脉冲数字电路中的开关管。 1.2.2 二极管的伏安特性 一、二极管和 PN 结伏安特性的区别 与 PN 结一样,二极管具有单向导电性。但是,由于二极管存在半导体体 电阻和引线电阻,所以当外加正向电压时,在电流相同的情况下,二极管的端 电压大于 PN 结上的压降;或者说,在外加正向电压相同的情况下,二极管的 正向电流要小于 PN 结的电流;在大电流情况下,这种影响更为明显。另外, 由于二极管表面漏电流的存在,使外加反向电压时的反向电流增大。 在近似分析时,仍然用 PN 结的电流方程式(1.1. 2) 、(1.1. 3) 来描述二极 管的伏安特性。 实测二极管的伏安特性时发现,只有在正向电压足够大时,正向电流才从 零随端电压按指数规律增大。使二极管开 始导通的临界电压称为开启电压 Uω 如 80.C 20.C 图 1.2.3 所示。当二极管所加反向电压的 数值足够大时,反向电流为 Is 。反向电压 太大将使二极管击穿,不同型号二极管的 U(BRl / / 击穿电压差别很大,从几十伏到几千伏。 表1. 2.1 列出两种材料小功率二极管 r ,----……- 71 0 u 开启电压、正向导通电压范围、反向饱和 电流的数量级。由于硅材料 PN 结平衡时" [到 1.2.3 二极管的伏安特性 耗尽层电势 U1 袤1. 2.1 两种材料二极管比较 材 料 开启电压 Uon/V 导通电压 Ul V 反向饱和电流 [51μA 硅( Si) 绪( Ge) "", 0.5 "", 0.1 0.6 句 0.8 0.1 句 0.3 < 0.1 几十 20 第 1 章常用半导体器件 二、温度对二极管伏安特性的影晌 在环境温度升高时,二极管的正向特性曲线将左移,反向特性曲线将下移 (如图 1.2.3 虚线所示)。在室温附近,温度每升高 1 'C,正向压降减小 2-2.5 mV; 温度每升高 10 'C,反向电流约增大一倍。可见,二极管的特性对 温度很敏感。 1.2.3 二极管的主要参数 为描述二极管的性能,常引用以下几个主要参数: 一、最大整流电流 IF IF 是二极管长期运行时允许通过的最大正向平均电流,其值与 PN 结面积 及外部散热条件等有关。在规定散热条件下,二极管正向平均电流若超过此 值,则将因结温升过高而烧坏。 二、最高反向工作电压 U R UR 是二极管工作时允许外加的最大反向电压,超过此值时,二极管有可 能因反向击穿而损坏。通常 U R 为击穿电压 U(BRl 的一半。 三、反向电流 I R IR 是二极管未击穿时的反向电流。 IR 愈小,二极管的单向导电性愈好, IR 对温度非常敏感。 四、最高工作频率 1M 1M 是二极管工作的上限截止频率。超过此值时,由于结电容的作用,二 极管将不能很好地体现单向导电性。 应当指出,由于制造工艺所限,半导体器件参数具有分散性,同一型号管 子的参数值也会有相当大的差距,因而手册上往往给出的是参数的上限值、下 限值或范围。此外,使用时应特别注意手册上每个参数的测试条件,当使用条 件与测试条件不同时,参数也会发生变化。 在实际应用中,应根据管子所用场合,按其承受的最高反向电压、最大正 向平均电流、工作频率、环境温度等条件,选择满足要求的二极管。 1.2.4 二极管的等效电路 二极管的伏安特性具有非线性,这给二极管应用电路的分析带来一定的困 难。为了便于分析,常在一定的条件下,用线性元件所构成的电路来近似模拟 二极管的特性,并用之取代电路中的二极管。能够模拟二极管特性的电路称为 二极管的等效电路,也称为二极管的等效模型。通常,人们通过两种方法建立 模型,一种是根据器件物理原理建立等效电路,由于其电路参数与物理机理密 切相关,因而适用范围大,但模型较复杂,适于计算机辅助分析;另一种是根 1.2 半导体二极管 21 据器件的外特性来构造等效电路,因而模型较简单,适于近似分析。根据二极 管的伏安特性可以构造多种等效电路,对于不同的应用场合,不同的分析要求 (特别是误差要求) ,应选用其中一种。 一、由伏安特性折钱化得到的等效电路 由伏安特性折线化得到的等效电路如图1. 2 .4所示,图中粗实线为折线化 的伏安特性,虚线表示实际伏安特性,下边为等效电路。 , 』 』 E t a - , , , J , , /, 。 , u -t>←一 (a) l ,,, ,, / 。 Uon u →Hι (b) 。 u Uι ----i>l-i乒己一 (c) 图 1.2 .4 由伏安特性折线化得到的等效电路 ( a) 理想二极管 ( b) 正向导通时端电压为常量 ( c) 正向导通时端电压与电流成线性关系 图 (a) 所示的折线化伏安特性表明二极管导通时正向压降为零,截止时反 向电流为零,称为理想二极管,用空心的二极管符号来表示。 图 (b) 所示的折线化伏安特性表明二极管导通时正向压降为一个常量 Uon ' 截止时反向电流为零。因而等效电路是理想二极管串联电压~ Uon 。 图 (c) 所示的折线化伏安特性表明当二极管正向电压 U 大于 Uon后其电流 I 与 U 成线性关系,直线斜率为 lI ro 。二极管截止时反向电流为零。因此等效 电路是理想二极管串联电压源 Uon 和电阻 ro ,且 ro=!:::.U/!:::.1 。 在图 1.2.5 所示电路中,若电压源 V 远大于二极管的导通电压 Uo , 则可 以认为电阻 R 上电压 U R 约等于电压源电压 V , 即认为二极管具有图 1.2 .4 (a) 所示特性,回路电流 1= V/R o +UD 一 因为二极管导通电压的变化范围很小,所以 I 1>1 I+ 多数情况下可以认为图 1.2.5 所示电路中的二极 管具有图 1. 2 .4 (b) 所示特性,对于硅管,可取 F Rn uR = Uo = Uon 0.7 V; 对于错管,可取 UO=Uon = 0.2 V; 因而回路电流 1= V- U一。 图 1.2.5 二极管加正向 为使计算出的回路电流 I 更接近实际情况, 电压的情况 22 第 1 章常用半导体器件 可以选择图1. 2.5 所示电路中的二极管具有图 1.2.4 (c) 所示的特性,此时回路 电流 1= 旦与 TD + /( 在近似分析中,三个等效电路中以图 (a) 误差最大,图 (c) 误差最小,图 (b) 应用最为普遍。 [例1. 2.1] 电路如图 1.2.6 所示,二 极管导通电压 U D 约为 0.7 V 。试分别估算 开关断开和闭合时输出电压的数值。 解:当开关断开时,二极管因加正向 电压而导通,故输出电压 + RII Uo Uo = V1 - UD=(6-0.7)V=5.3 V 当开关闭合时,二极管因外加反向电 压而截止,故输出电压 图 1.2.6 例1. 2.1 电路图 Uo = V2 =12 V 二、二极管的微变等效电路 当二极管外加直流正向电压时,将有一直流电流,曲线上反映该电压 和电流的点为 Q 点,如图1. 2.7(a) 中所标注。若在 Q 点基础上外加微小 的变化量,则可以用以 Q 点为切点的直线来近似微小变化时的曲线,如图 1. 2.7(a) 所示:即将二极管等效成一个动态电阻 Td .且 Td = Ll UD/ Ll i D • 如 图 (b) 所示,称之为二极管的微变等效电路。利用二极管的电流方程可以求 出 ßill rd 。 IAlD ) UD U (a (b) 图1. 2.7 二极管的微变等效电路图 (a) Q 点及二极管动态电阻的物理意义 ( b) 二极管的动态电阻 1 Ll i D di D d [ls(eUT- l) ]干主 .at~ 主 百 =ErLJ=du z UT c-uT 1.2 半导体二极管 23 Ur rd= 石 (1. 2.1) 式中的 ID 是 Q 点的电流。由于二极管正向特性为指数曲线,所以 Q 点愈高, rd 的数值愈小。 对于图1. 2.8 所示电路,在交流信号 Uj 幅值较小且频率较低的情况下, UR 的波形如图 1.2.9 所示,它是在一定的直流电压的基础上叠加上一个与 Uj 一样的正弦波,该正弦波的幅值决定于 rd 与 R 的分压。图中标注的 U D 是直 流电压源 V 单独作用时二极管的正向压降,即 Q 点电压。 U, D •- U, RII UR 图 1. 2.8 直流电压源和交流电 压源同时作用的二极管电路 αJ( 。 ωt 图1. 2.9 图 1.2.8 所示 电路的波形分析 1.2.5 稳压二极管 稳压二极管是一种硅材料制成的面接触型晶体二极管,简称稳压管。 稳压管在反向击穿时,在一定的电流范围内(或者说在一定的功率损耗范围 内) ,端电压几乎不变,表现出稳压特性。因而广泛用于稳臣电源与限幅电 路之中。 -、稳压营的伏安特性 稳压器的伏安特性与普通二极管相类似,如图 1.2.10 (a) 所示,正向特性 为指数曲线。当稳压管外加反向电压的数值大到一定程度时则击穿,击穿区的 曲线很陡,几乎平行于纵轴,表现其具有稳压特性。只要控制反向电流不超过 一定值,管子就不会因过热而损坏。 稳压管的符号及等效电路如图 (b) 所示。在等效电路中,二极管 D ,表示稳 压管加正向电压与虽加反向电压但未击穿时的情况,理想二极管、电压源的 和电阻 rd 的串联支路表示稳压管反向击穿时的等效电路。 24 第 1 章常用半导体器件 D; 阳 Uz 极 u 斗Ji4上 11M (a) (b) 图1. 2.10 稳压管的伏安特性和等效电路 ( a) 伏安特性 ( b) 符号和等效电路 二、稳压管的主要参数 1.稳定电压的:的是在规定电流下稳压管的反向击穿电压。由于半导 体器件参数的分散性,同一型号的稳压管的 Uz 存在一定差别。例如,型号为 2CWll 的稳压管的稳定电压为 3.2-4.5 V 。但就某一只管子而言 , Uz 应为确 定值。 2. 稳定电流 Iz: Iz 是稳压管工作在稳压状态时的参考电流,电流低于此 值时稳压效果变坏,甚至根本不稳压,故也常将 lz 记作 IZmi口mn 3. 额定功耗 P乌ZM: P ZM 等于稳压管的稳定电压 Uz 与最大稳定电流 I zM ( 或 记作 IZm.x) 的乘积。稳压管的功耗超过此值时,会因结温升过高而损坏。对于 一只具体的稳压管,可以通过其 PZM 的值,求出 IZM 的值。 只要不超过稳压管的额定功率,电流愈大,稳压效果愈好。 4. 动态电阻 r z :凡是稳压管工作在稳压区时,端电压变化量与其电流变 = 化量之比,即 T z ð. Uzlð. 1Z 0 Tz 愈小,电流变化时的的变化愈小,即稳压管 的稳压特性愈好。对于不同型号的管子 , T z 将不同,从几欧到几十欧。对于 同一只管子,工作电流愈大 , T z 愈小。 5. 温度系数 α:α 表示温度每变化 1 'c稳压值的变化量,即 α = ð. Uz/ ð. T 。 稳定电压小于 4V 的管子具有负温度系数(属于齐纳击穿) ,即温度升高时稳定 电压值下降;稳定电压大于 7V 的管子具有正温度系数(属于雪崩击穿) ,即温 度升高时稳定电压值上升;而稳定电压在 4 -7 V 之间的管子,温度系数非常 小,近似为零(齐纳击穿和雪崩击穿均有)。 由于稳压管的反向电流小于 IZmin 时不稳压,大手 lZm.x 时会因超过额定功 耗而损坏,所以在稳压管电路中必须串联一个电阻来限制电流,从而保证稳压 1.2 半导体二极管 25 管正常工作,故称这个电阻为限流电阻。只有在 R 取值合适时,稳压管才能 安全地工作在稳压状态。 [例1. 2.2] 在图 1.2.11 所示稳压管稳压电路中,己知稳压管的稳定电压 的= 6 V ,最小稳定电流 IZmin = 5 mA ,最大稳 定电流 IZm.x = 25 mA;负载电阻 R L =600 0 电 + R 丰- + 阻。求解限流电阻 R 的取值范围。 解:从图1. 2.11 所示电路可知 , R 上电 U]=IOV Dz 率 流 I R 等于稳压管中电流 IDz 和负载电流 h 之 和,即 IR =IDz+IL 。其中 IDz=(5~25)mA , h= UzIRL= (6/600)A = 0.01 A = 10 mA,所 以 IR = (15 - 35) mA o 图1. 2.11 稳压管稳压电路 R 上电压 U R = U( - Uz = (10 - 6)V = 4 V ,因此 = 一 R_moavx 卫生 I Rmin =(_4 τ) 飞 15x10-'! 0=2270 = R_m;nm 卫生 1Rmax =1 飞 一-L寸 10=1140 35 x 10 -'! 限流电阻 R 的取值范围为 114 - 227 0 。 1.2.6 其它类型二极管 一、发光二极管 发光二极管包括可见光、不可见光、激光等不同类型,这里只对可见光发 光二极管做一简单介绍。发光二极管的发光颜色决定于所用材料,目前有红、 绿、黄、橙等色,可以制成各种形状,如长方形、 圆形[见图 1.2.12(a) 所示]等。图 1.2.12 (b) 所示 为发光二极管的符号。 发光二极管也具有单向导电性。只有当外 ~ 丰功 加的正向电压使得正向电流足够大时才发光, 它的开启电压比普通二极管的大,红色的在1. 6- 1. 8V 之间,绿色的约为 2 V 。正向电流愈大, 发光愈强。使用时,应特别注意不要超过最大 功耗、最大正向电流和反向击穿电压等极限 (a) (b) 图1. 2.12 发光二极管 ( a) 外形 ( b) 符号 参数。 发光二极管因其驱动电压低、功耗小、寿命长、可靠性高等优点广泛用于 显示电路中。 26 第 1 章常用半导体器件 二、光电二极管 光电二极管是远红外线接收管,是一种光能与电能进行转换的器件。 PN 结型光电二极管充分利用 PN 结的光敏特性,将接收到的光的变化转换成电流 的变化。它的几种常见外形如图1. 2.13 (a) 所示,符号见图 (b) 。 受光面 受光面 ~ 少 (a) (b) 图 1.2.13 光电二极管的外形和符号 ( a) 外形 ( b) 符号 图1. 2.14 (a) 所示为光电二极管的伏安特'性。在无光照时,与普通二极管 一样,具有单向导电性。外加正向电压时,电流与端电压成指数关系,见特性 曲线的第一象限;外加反向电压时,反向电流称为暗电流,通常小于 0.2μA 。 无光照/ 照度 l 5/ 大 照度3 + 1 王三 A r1H O •u (b) D ~ l+ |γ (c) -E2 E--… (a) (d) 图1. 2.14 光电二极管的伏安特性 ( a) 伏安特性 ( b) 工作在第一象限时的原理电路 ( c) 工作在第三象限时的原理电路 ( d) 工作在第四象限时的原理电路 1.2 半导体二极管 27 在有光照时,特性曲线下移,它们分布在第三、四象限内。在反向电压的 一定范围内,即在第三象限,特性曲线是一组横轴的平行线。光电二极管在反 压下受到光照而产生的电流称为光电流,光电流受入射照度的控制。照度一定 时,光电二极管可等效成恒流源。照度愈大,光电流愈大,在光电流大于几十 微安时,与照度成线性关系。这种特性可广泛用于遥控、报警及光电传感 器中。 特性曲线在第四象限时呈光电池特性。 图 (b) 、( c) 、( d) 分别是光电二极管工作在特性曲线的第一、三、四象限 时的原理电路。图 (b) 所示电路与普通二极管加正向电压的情况相同。图 (c) 中 的电流仅决定于光电二极管受光面的人射照度,电阻 R 将电流的变化转换成 电压的变化 , UR = 泪。图 (d) 中,当 R 一定时,入射照度愈大 , z 愈大 , R 上 获得的能量也愈大,此时光电二极管作为微型光电池。 由于光电二极管的光电流较小,所以当将其用于测量及控制等电路中时, 需首先进行放大和处理。 除上述特殊二极管外,还有利用 PN 结势垒电容制成的变容二极管,可用 于电子调谐、频率的自动控制、调频调幅、调相和滤波等电路中;利用高掺杂 材料形成 PN 结的隧道效应制成的隧道二极管,可用于振荡、过载保护、脉冲 数字电路中;利用金属与半导体之间的接触势垒而制成的肖特基二极管,因其 正向导通电压小、结电容小而用于微波混频、检测,集成化数字电路等场合 c {例1. 2.3 ] 电路如图1. 2.15 所示, 已知发光二极管的导通电压 U u = 1. 6 V , 正向电流为 5 - 20 rnA时才能发光。试问: (1)开关处于何种位置时发光二极管 (6 V) 可能发光? (2) 为使发光二极管发光,电路中 R R S D~~ 的取值范围为多少? 解: (1) 当开关断开时发光二极管有 可能发光。当开关闭合时发光二极管的端 图1. 2.15 例1. 2.3 电路阁 电压为零,因而不可能发光。 = = (2) 因为 1Dmill 5 rnA, 1Umax 20 rnA,所以 (6 R., .v ==一一V一:.:-:.U.!D! == I 一--~-1.一6)I kD = 0.88 kD IDm川、 -' , Rm-m -v一--ID一ma盯-xVQ==I(飞6一-一12一0.6一ìI kD =0.22 kD R 的取值范围为 220 - 880 D 。 28 第 1 章常用半导体器件 思考题 1.2.1 为什么结面积小的二极管的整流平均电流 IF 小,而最高工作频率 fH 高?结面 积大的二极管的整流平均电流 IF 大,而最高工作频率 fH 低? 1.2.2 二极管有几种折线化的伏安特性?它们分别适用于什么应用场合? 1.2.3 什么是二极管的微变等效电路。什么情况下应用二极管的微变等效电路来分析 电路。 1.2.4 能否将1. 5 V 的电池直接以正向接法接到二极管两端?为什么? 晶体三极管 晶体三极管中有两种带有不同极性电荷的载流子参与导电,故称之为双极 型晶体管 (BJT①) ,又称半导体三极管,以下简称晶体管。图1. 3.1 所示为晶体 管的几种常见外形。图( a) 、 (b) 所示为小功率管,图 (c) 所示为中等功率管, 图 (d) 所示为大功率管。 集电极 (a) (b) (c) (d) 图1. 3.1 晶体管的几种常见外形 ( a) 小功率管 (b) 小功率管 ( c) 中功率管 ( d) 大功率管 1. 3.1 晶体管的结构及类型 根据不同的掺杂方式在同一个硅片上制造出三个掺杂区域,并形成两个 PN 结,就构成晶体管。采用平面工艺制成的 NPN 型硅材料晶体管的结构如图 1.3.2 (a) 所示,位于中间的 P 区称为基区,它很薄且杂质浓度很低:位于上层 的 N 区是发射区,掺杂浓度很高;位于下层的 N 区是集电区,面积很大;晶 体管的外特性与三个区域的上述特点紧密相关。它们所引出的三个电极分别为 基极 b 、发射极 e 和集电极 c 。 ① BIT 是英文 Bipolar Junction Transistor 的缩写。 1.3 品体三极管 29 图 (b) 所示为 NPN 型管的结构示意图,发射区与基区间的 PN 结称为发射 结,基区与集电区间的 PN 结称为集电结。图 (c) 所示为 NPN 型管和 PNP 型管 的符号。 米 (a) 发射区基区集电 l主 c c b 基极 (b) E NPN 型 E PNP 型 (c) 图1. 3.2 晶体管的结构和符号 (a) NPN 型硅管的结构 (b) NPN 型管的结构示意图 (c) 晶体管的符号 本节以 NPN 型硅管为例讲述晶体管的放大作用、特性曲线和主要参数。 1.3.2 晶体管的电流放大作用 放大是对模拟信号最基本的处理。在生产实际和科学实验中,从传感器获 得的电信号都很微弱,只有经过放大后才能作进一步的处理,或者使之具有足 够的能量来推动执行机构。晶体管是放大电 路的核心元件,官能够控制能量的转换,将 + 输入的任何微小变化不失真地放大输出。 图1. 3.3 所示为基本放大电路, AUI 为 输入电压信号,接入基极-发射极回路,称 为输入回路;放大后的信号在集电极-发射, 极因路,称为输出回路。由于发射极是两个. BB Uo Vcc --=二- 回路的公共端,故称该电路为共射放大电 路。使晶体管工作在放大状态的外部条件是 图1. 3.3 基本共射放大电路 30 第 1 章常用半导体器件 发射结正向偏置且集电结反向偏置。因而在输入回路需加基极电源 VBB ; 在输 出回路需加集电极电源 Vcc ; VBB 和 Vcc 的极性应如图 1. 3.3 所示,且 Vcc 应大 于 VBBo 晶体管的放大作用表现为小的基极电流可以控制大的集电极电流。下 面从内部载流子的运动与外部电流的关系上来做进一步的分析。 一、晶体管内部载流子的运动 当图 1. 3.3 所示电路中 ð. UI = 0 时,晶体管内部载流子运动示意图如图 1. 3 .4所示。 二=-ïcc I"BB 图1. 3 .4 晶体管内部载流子运动与外部电流 1.发射结加正向电压,扩散运动形成发射极电流 h 因为发射结加正向电压,又因为发射区杂质浓度高,所以大量自由电子因 扩散运动越过发射结到达基区。与此同时,空穴也从基区向发射区扩散,但由 于基区杂质浓度低,所以空穴形成的电流非常小,近似分析时可忽略不计。可 见,扩散运动形成了发射极电流 lEo 2. 扩散到基区的自由电子与空穴的复合运动形成基极电流 lB 由于基区很薄,杂质浓度很低,集电结又加了反向电压,所以扩散到基区 的电子中只有极少部分与空穴复合,其余部分均作为基区的非平衡少子达到集 电结。又由于电源 VBB 的作用,电子与空穴的复合运动将源源不断地进行,形 成基极电流 I B 。 3. 集电结加反向电压,漂移运动形成集电极电流 lc 由于集电结加反向电压且其结面积较大,基区的非平衡少子在外电场作用 下越过集电结到达集电区,形成漂移电流。与此同时,集电区与基区的平衡少 子也参与漂移运动,但它的数量很小,近似分析中可忽略不计。可见,在集电 极电源 Vcc 的作用下,漂移运动形成集电极电流 lco 1.3 晶体三极管 31 二、晶体管的电流分配关系 设由发射区向基区扩散所形成的电子电流为 IEN , 基区向发射区扩散所形 成的空穴电流为 IEP ' 基区内复合运动所形成的电流为 IBN , 基区内非平衡少子 (即发射区扩散到基区但未被复合的自由电子)漂移至集电区所形成的电流为 ICN' 平衡少子在集电区与基区之间的漂移运动所形成的电流为 IcBo , 见图 1.3 .4中所标注,则 = = 1E hN + 1EP 1CN + 1BN + 1EP (1. 3. 1) 1C = 1CN + 1CBO (1. 3.2) = = 1B 1BN + 1EP - 1CBO 1ÍI 一IcBO (1. 3.3) 从外部看 IE=lc+IB ( 1. 3 .4) 三、晶体管的共射电流放大系数 电流 ICN 与 IÍI 之比称为共射直流电流放大系数卢,根据式( 1. 3.2) 和 (1. 3.3) 可得 τ ICN lc - ICBo Ic r' - IÍI - 1B + Bo 整理可得 lc = ßIB + (l +百) ICBo = 声'IB+lcEO (1. 3.5) = 式中 leEO 称为穿透电流,其物理意义是,当基极开路(lB 0) 时,在集电极电 掘 VCC作用下的集电极与发射极之间形成的电流,而 IcBO是发射极开路时,集 电结的反和饱和电流。一般情况下, I B >> IcBo , 卢>> 1 ,所以 lc 臼卢'IB (1. 3.6) h= (1+ 声)I B (1. 3.7) 在图 1.3.3 所示电路中,若有输入电压 Au[ 作用,则晶体管的基极电流将 在 IB 基础上叠加动态电流 AiB' 当然集电极电流也将在 lc 基础上叠加动态电 流 Aic , Aic 与 Ai B 之比称为共射交流电流放大系数,记作卢,即 F-AAiicB (1. 3.8) 因为集电极总电流 ic = Ic + Aic = ßIB + I cEo +卢A 吨,所以若穿透电流可忽 略不计,则 iC= ßIB+ 卢Ai B 。在 I Ai B I 不太大的情况下,可以认为 卢=ß (1. 3.9) 式(1. 3.9) 表明,在一定范围内,可以用晶体管在某一直流量下的卢来取 代在此基础上加动态信号时的卢。由于在 IE 较宽的数值范围内百基本不变, 因此在近似分析中不对声与卢加以区分,即认为 ic= 声 B 。小功率管的卢较大, 32 第 1 章 常用半导体器件 有的可达三、四百倍;大功率管的卢较小,有的甚至只有三、四十倍。 当以发射极电流作为输入电流,以集电极电流作为输出电流时 , ICN 与 IE 之比称为共基直流电流放大系数 根据式 ( 1. 3.2) 可得 一 ICN α= I E Ic = α IE + I cBo ~每式(1. 3 .4)代入上式,可以得出石与豆的关系,即 ( 1. 3.10) 百 =72丐或 E= 主 且 -u 1+11 (1. 3.11) 共基交流电流放大系数 α 定义为集电极电流变化量与发射极电流变化量 之比,根据 A 町、 ßi B 和 ßic 的关系可得 ßic 卢 ßi 1 α- E +卢 -一一一一一 通常卢>> 1 ,故 α= 1; 而且与卢=卢相同, α=α 。 (1. 3.12) 1.3.3 晶体管的共射特性曲线 晶体管的输入特性和输出特性曲线描述各电极之间电压、电流的关系,用 于对晶体管的性能、参数和晶体管电路的分析估算。 一、输入特性曲线 输入特性曲线描述管压阵 UCE 一定的情况下,基极电流 ~B 与发射结压降 UBE 之间的函数关系,即 时(UBE)|UCE= 常数 (1. 3.13) 当 UCE =0 V 时,相当于集电极与发射极短路,即发射结与集电结并联。 因此,输入特性曲线与 PN 结的伏安特性相类 ι 似,呈指数关系,见图1. 3.5 中标注 U CE = 0 V nv , V. d、 vl\AY 的那条曲线。 当 UCE 增大时,曲线将右移,见图 1. 3.5 中标注 0.5 V 和 ;;:.lV 的曲线。这是因为,由 发射区注入基区的非平衡少子有一部分越过基 区和集电结形成集电极电流忧,使得在基区参 与复合运动的非平衡少子随 UCE 的增大(即集 电结反向电压的增大)而减小;因此,要获得 。 UBE 同样的吨,就必须加大 UBE' 使发射区向基区 图 1. 3.5 晶体管的输入特性曲线 1.3 晶体三极管 33 注入更多的电子。 实际上,对于确定的 U BE , 当 U CE增大到一定值以后,集电结的电场已足 够强,可以将发射区注入基区的绝大部分非平衡少子都收集到集电区,因而再 增大 U CE' ic 也不可能明显增大了,也就是说 , LB 己基本不变。因此 , UCE 超 过一定数值后,曲线不再明显右移而基本重合。对于小功率管,可以用 UCE 大 于 1 V 的任何一条曲线来近似 UCE 大于 1 V 的所有曲线。 二、输出特性曲线 输出特性曲线描述基极电流 IB 为一常量时,集电极电流 LC 与管压降 UCE 之间的函数关系,即 川(h)lH数(1. 3 叫 tι 饱和区 1". 对于每一个确定的 IB' 都有一条曲 线,所以输出特性是一族曲线,如图I'1 i c 1. 3.6 所示。对于某一条曲线,当 UCE 从 1 一 零逐渐增大时,集电结电场随之增强, 放 大 区 1,盯 f B"2. l B[ 收集基区非平衡少子的能力逐渐增强, 因而 LC 也就逐渐增大。而当 UCE 增大到 。 一定数值时,集电结电场足以将基区非 ιE I胃B回=Rm0 .-"- 平衡少子的绝大部分收集到集电区来, UCE再增大,收集能力已不能明显提高, 图1. 3.6 晶体管的输出特性曲线 表现为曲线几乎平行于横轴,即 LC 几乎仅仅决定于 1BO 从输出特性曲线可以看出,晶体管有三个工作区域(见图1. 3.6 中所标 注) : (1)截止区:其特征是发射结电压小于开启电压且集电结反向偏置。对于 共射电路, UBE 运 Uoo 且 UCE> UBEO 此时 IB =0 ,而 ic:::;: IcEO 。小功率硅管的 ICE。在 1μA 以下,错管的 ICEO小于几十微安。因此在近似分析中可以认为晶体 管截止时的 ic=O 。 (2) 放大区:其特征是发射结正向偏置 ( UBE 大于发射结开启电压 U on ) 且 集电结反向偏置。对于共射电路, UBE> Uon 且 UCE'" UBE 。此时 , i C 几乎仅 仅决定于吨,而与 UCE 无关,表现出 LB 对 LC 的控制作用 , lc = 卢IB ,6. ic= 卢6. i B 。在理想情况下,当 IB 按等差变化时,输出特性是一族横轴的等距离 平行线。 (3) 饱和区:其特征是发射结与集电结均处于正向偏量。对于共射电路, UBE> Uon且 UCE < UBEo 此时 LC 不仅与 LB 有关,而且明显随 UCE增大而增大, 34 第 1 章常用半导体器件 LC 小于卢I B 。在实际电路中,若晶体管的 UBE增大时 , LB 随之增大,但 LC 增大 不多或基本不变,则说明晶体管进入饱和区。对于小功率管,可以认为当 UCE = = UBE' 即 UCB 0 V 时,晶体管处于临界状态,即临界饱和或临界放大状态。 在模拟电路中,绝大多数情况下应保证晶体管工作在放大状态。 1.3.4 晶体管的主要参数 在计算机辅助分析和设计中,根据晶体管的结构和特性,要用几十个参数 全面描述它。这里只介绍在近似分析中最主要的参数,它们均可在半导体器件 手册中查到。 一、直流参数 1.共射直流电流系数卢 - --B 二 I , PL- puP - OF D尸 一 , ..... ι ­ A 当 ωM才, p-2 。 2. 共基直流电流放大系数百 a= 当IcBO可忽略时 , IcllE 。 3. 极间反向电流 IcBO是发射极开路时集电结的反向饱和电流。IcEO 是基极开路时,集电极 与发射极间的穿透电流 • 1CEO = (1 +声) IcBOo 同一型号的管子反向电流愈小, 性能愈稳定。 选用管子时 • IcBo 与 IcEO 应尽量小。硅管比锚管的极间反向电流小 2-3 个数量级,因此温度稳定性也比错管好。 二、交流参数 交流参数是描述晶体管对于动态信号的性能指标。 1.共射交流电流放大系数卢 A-A β μ = a ru-nu U盯 常量 见图1. 3.6 中所标注。选用管子时,卢应适中,太小则放大能力不强,太大则 温度稳定性差。 2. 共基交流电流放大系数 α t:. ic I α- 孟~ I UCB =常量 近似分析中可以认为 ß=ß. α =a=l 。 3. 特征效率 fT 1.3 晶体三极管 35 由于晶体管中 PN 结结电容的存在,晶体管的交流电流放大系数是所加信 号频率的函数。信号频率高到一定程度时,集电极电流与基极电流之比不但数 值下降,且产生相移。使电流放大系数的数值下降到 1 的信号频率称为特征频 率 fro 三、极限参数 极限参数是指为使晶体管安全工作对它的电压、电流和功率损耗的限制。 l.最大集电极耗散功率 P CM P CM 决定于晶体管的温升。当硅管的温度大于 150 "c、错管的温度大于 70 "c时,管子特性明显变坏,甚至烧坏。对于确定型号的晶体管 , P CM 是一个 确定值,即 PCM = íCUCE = 常数,在输出特性坐标平面中为双曲线中的一条, 如图l. 3.7 所示。曲线右上方为过损耗区。 1ζ 友才写 r 11[><: 。 气二 Y乞 U(BRlctOO UCE 图 1. 3.7 晶体管的极限参数 对于大功率管的 P CM ' 应特别注意测试条件,如对散热片的规格要求。当 散热条件不满足要求时,允许的最大功耗将小于 PCM 。 2. 最大集电极电流 ICM IC 在相当大的范围内卢值基本不变,但当 IC 的数值大到一定程度时卢值 = 将减小。使卢值明显减小的 IC 即为 ICM 。对于合金型小功率管,定义当 UCE 1 V 时,由 PcM=icuCE 得出的 IC 即为 ICM 。 实际上,当 IC 大于 ICM 时,晶体管不一定损坏,但卢明显下降。 3. 极间反向击穿电压 晶体管的某一电极开路时,另外两个电极间所允许加的最高反向电压称为 极间反向击穿电压,超过此值时管子会发生击穿现象。下面是各种击穿电压的 定义: U(BR)CBO 是发射极开路时集电极-基极间的反向击穿电压,这是集电结所 允许加的最高反向电压。 36 第 1 章常用半导体器件 U(BR)CEO 是基极开路时集电极-发射极间的反向击穿电压,此时集电结承 受反向电压。 U(BR)EBO 是集电极开路时发射极-基极间的反向击穿电压,这是发射结所 允许加的最高反向电压。 对于不同型号的管子 , U(BR)CBO 为几十伏到上千伏 , U(BR)CEO 小于 U(BR)CBO' 而 U(BR)EBO 只有 1 伏以下到几伏。此外,集电极-发射极间的击穿电压还有: b-e 间接电阻时的 UCER ' 短路时的 UCES ' 接反向电压时的 UCEX等。 在组成晶体管电路时,应根据需求选择管子的型号。例如用于组成音频放 大电路,则应选低频管;用于组成宽频带放大电路,则应选高频管或超高频 管;用于组成数字电路,则应选开关管;若管子温升较高或反向电流要求小, 则应选用硅管;若要求 b-e 间导通电压低,则应选用错管。而且,为防止晶 体管在使用中损坏,必须使之工作在图1. 3.7 所示的安全区,同时 b-e 间的 反向电压要小于 U(BR)EBO; 对于功率管,还必须满足散热条件。 1.3.5 温度对晶体管特性及参数的影晌 由于半导体材料的热敏性,晶体管的参数几乎都与温度有关。对于电子电 路,如果不能解决温度稳定性问题,将不能使其实用,因此了解温度对晶体管 参数的影响是非常必要的。 一、温度对 I cBo 的影晌 因为 fcBO是集电结加反向电压时平衡少子的漂移运动形成的,所以,当温 度升高时,热运动加剧,有更多的价电子获得足够的能量挣脱共价键的束缚, 从而使少子被度明显增大。因而参与漂移运动的少子数目增多,从外部看就是 IcBO增大。可以证明,温度每升高 10 'C, IcBo增加约一倍。反之,当温度降低 时 IcBo减小。 由于硅管的 fcBO 比错管的小得多,所以从 t 绝对数值上看,硅管比错管受温度的影响要小 得多。 由于 fcEO =(l +声 )ICBO ,所以温度变化时, 18 IcEo 也会产生相应的变化。 二、温度对输入特性的影晌 与二极管伏安特性相类似,当温度升高 时,正向特性将左移,如图 1. 3.8 所示,反之 。 将右移。 IUBE I 具有负温度系数,当温度变化 1 'c时, I UBE I 大约变化 2-2.5 mV ,即温度每 升高 1 吧,大约下降 2-2.5 mV 。换言之,若 20 0C U SE 图 1. 3.8 温度对晶体管 输入特性的影响 1.3 晶体三极管 37 UBE 不变,则当温度升高时 ~B 将增大,反之 ~B 减小。 三、温度对输出特性的影晌 图1. 3.9 所示为某晶体管在温度变化时输出特性变化的示意图,实线所示 为 20 'c时的特性曲线,虚线所示为 60 'c时的特性曲线,且 IB1 、 IB2 , IB3 分别 等于 1 111 、 I S2 、 IS3 。当温度从 20 'c升高至 60 'c时,集电结电流的变化量 t. ié > t. i c , 说明温度升高时卢增大。 ι~tJJ与民I: -fTr----- 一一一一一 -1: :仁:二二:2 图 1. 3.9 温度对晶体管输出特性的影响 可见,温度升高时,由于 IcEO 、卢增大,且输入特性左移,所以导致集电 极电流增大。 [例1. 3.1] 现已测得某电路中几只 NPN 型晶体管三个极的直流电位如表 1. 3.1 所示,各晶体管 b-e 间开启电压 U on均为 0.5 Vo 试分别说明各管子的工作状态。 表 1. 3.1 例1. 3.1 中各晶体管电极直流电位 晶 体管 T1 T。 基极直流电位 UB/V 0.7 T3 T4 。 发射极直流电位 UE/V 。 0.3 - 1. 7 。 集电极直流电位 Uc/V 5 0.7 。 15 工作状态 解:在电子电路中,可以通过测试晶体管各极的直流电位来判断晶体管的 工作状态。对于 NPN 型管,当 b-e 间电压 UBE 〈 Uon 时,管子截止;当 UBE> Uon且管压降 UCE ~ UBE( 或 μC ~ UB) 时,管子处于放大状态;当 UBE> Uon 且管 压降 UCE < UBE( 或 UC< UB) 时,管子处于饱和状态。硅管的 Uon 约为 0.5 V ,错 管的 U on约为 0.1 V 。对于 PNP 型管,读者可类比 NPN 型管总结规律。 38 第 1 章常用半导体器件 根据上述规律可知, T1 处于放大状态,因为 UBE = 0.7 V 且 UcE =5V , UCE > U BE 。飞处于饱和状态,因为 U BE = 0.7 V ,且 UCE = UC - UE = 0 .4 V, UCE < UBEO T3 处于放大状态,因为 U BE = UB- UE = 0.7 V ,且 UCE = Uc - UE = 1 .7 V, UCE > UBE 。飞处于截止状态,因为【U阻BE=OV 0 V ,则有电流 to 从漏极流向源极,从而使沟道中各点与栅极间 的电压不再相等,而是沿沟道从帽、极到漏极逐渐增大,造成靠近漏极一边的耗 尽层比靠近源极一边的宽。换言之,靠近漏极一边的导电沟道比靠近源极一边 的窄,见图 1 .4.4 (a) 所示。 因为栅-漏电压 Uco = UCS - UOS' 所以当 UOS从零逐渐增大时 , Uco 逐渐减 小,靠近漏极一边的导电沟道必将随之变窄。但是,只要栅-漏间不出现夹断 区域,沟道电阻仍将基本上决定于栅-糠电压 UCS' 因此,电流 to 将随 UOS 的 增大而线性增大, d - s 呈现电阻特性。而一旦 UOS 的增大使 Uco 等于 UCS(off) , 则漏极一边的耗尽层就会出夹断区,见图 (b) 所示,称 Uco = U CS(off)为预夹断。 若 UOS继续增大,则 Uco< UCS(ofO' 耗尽层闭合部分将沿沟道方向延伸,即夹 断区加长,见图 (c) 所示。这时,一方面自由电子从漏极向源极走向移动所受 阻力加大(只能从夹断区的窄缝以较高速度通过) ,从而导致 to 减小;另一方 面,随着 UOS 的增大,使 d-s 间的纵向电场增强,也必然导致 to 增大。实际 上,上述 to 的两种变化趋势相抵消, UOS 的增大几乎全部降落在夹断区,用于 克服夹断区对 to 形成的阻力。因此,从外部看,在 Uco < U CS(off)的情况下,当 42 第 1 章常用半导体器件 VD口 (Uos) Voo (U GS ) (a) (b) VGG (UGS) VDO (U DS) (c) 图 1.4 .4 UGS(offl < UGS < 0 且 UDS > 0 的情况 (a) UCD> UCS(o的 (b) UCD = UCS(off) (C) UGD < U臼( off) UOS增大时 ~o 几乎不变,即 !o 几乎仅仅决定于 UCS' 表现出 !o 的恒流特性。 3. 当 Uco < uCS( 耐时 , ucs对 !o 的控制作用 在 Uco = ucs - uos < UCS(off) ,即 UOS > ucs - UCS(off)的情况下,当 UOS 为一 常量时,对应于确定的 UCS ,就有确定的 io 。此时,可以通过改变 UCS 来控制 町的大小。由于漏极电流受栅-源电压的控制,故称场效应曾为电压控制元 件。与晶体管用 ß ( = ð. ic/ð. i B ) 来描述动态情况下基极电流对集电极电流的控 制作用相类似,场效应管用 gm 来描述动态的栅-源电压对漏极电流的控制作 用 , gm 称为低频跨导 gm =ðð..uicos (1. 4.1) 由以上分析可知: (1)在 Uco = ucs - uos > U CS(off)的情况下,即当 UOS < ucs - U CS(off) (即 g­ d 间未出现夹断)时,对应于不同的 Ucs , d - s 间等效成不同阻值的电阻。 (2) 当 Uos使 UCO= UCS( 耐时, d - s 之间预夹断。 (3) 当 UOS使 Uco < UCS(off)时, !o 几乎仅仅决定于 UCS' 而与 UOS无关。此 1.4 场效应管 43 时可以把 ~D 近似看成 UGS控制的电流源。 二、结型场效应管的特性曲线 1.输出特性曲线 输出特性曲线描述当栅-源电压 UGS为常量时,漏极电流 ~D 与漏-源电压 UDS 之间的函数关系,即 =rJ u -t nu / 飞 、 n u 、h QM/ WU 常数 GS (1. 4.2) 对应于一个 UGS ' 就有一条曲线,因此输出特性为一族曲线,如图 1 .4 .5 所示。 预夹断轨迹 恒 流 区 UGS=O I l击 -1 V I -γ !穿 -2Vi 夹断区 U DS 图 1. 4.5 场效应管的输出特性 场效应管有三个工作区域: ( 1)可童电阻区(也称非饱和区) :图中的虚线为预夹断轨迹,它是各条曲 = = 线上使 UDS UGS - UGS(off) [即 UGD UGS(off) ]的点连接而成的。 UGS 愈大,预夹 断时的 UDS值也愈大。预夹断轨道的左边区域称为可变电阻区,该区域中曲线 近 f以为不同斜率的直线。当 UGS 确定时,直线的斜率也唯一地被确定,直线斜 率的倒数为 d-s 间等效电阻。因而在此区域中,可以通过改变 UGS 的大小(即 压控的方式)来改变漏-摞等效电阻的阻值,故称之为可变电阻区。 (2) 恒流区(也称饱和区) :图中预夹断轨迹的右边区域为恒流区。当 UDS> UGS - UGS(off) (即 UGD < UGS(off) )时,各曲线近似为一族横轴的平行线。当 UDS 增大时, ~D 仅略有增大。因而可将 ~D 近似为电压 UGS 控制的电流摞,故称该 区域为恒流区。利用场效应管作放大管时,应使其工作在该区域。 (3) 夹断区:当 UGS < UGS(off)时,导电沟道被夹断, ~D 臼 0 ,即图中靠近横 轴的部分,称为夹断区。一般将使 ~D 等于某一个很小电流(如 5μA) 时的 UGS 定义为夹断电压 UGS(off)。 另外,当 UDS增大到一定程度时,漏极电流会骤然增大,管子将被击穿。 由于这种击穿是因栅-漏间耗尽层破坏而造成的,因而若栅-源击穿电压为 44 第 1 章常用半导体器件 U(BR)GD' 则漏 F 源击穿电压【!(BR)DS = UGS - U(BR)GD' 所以当 UGS 增大时,漏­ 洒、击穿电压将增大,如图 1 .4 .5 所示。 2. 转移特性 转移特性曲线描述当漏-源电压 U DS 为常量时,漏极电流 L [I 与栅-源电 压 UGS之间的函数关系,即 = Z D ρ f / E 飞 J 、 G U 、 QU , / s 盯 U V nu 常数 (1. 4.3) 当场效应管工作在恒流区时,由于输出特性曲线可近似为横轴的一组平行 线,所以可以用一条转移特性曲线代替恒流区的所有曲线。在输出特性曲线的 恒流区中做横轴的垂线,读出垂线与各曲线交点的坐标值,建立 UGS 、 LD 坐标 系,连接各点所得曲线就是转移特性曲线,见图 1 .4 .6 所示。可见转移特性曲线与输出特性曲线有 ID ''a 口 、怡 严格的对应关系。 根据半导体物理中对场效应管内部载流子的分 析可以得到恒流区中 LD 的近似表达式为 = l1 - , i D I Dss 飞 "U立 1 u GS( off) ( U GS( 耐 < UGS < 0) (1. 4.4) 式中 IDss 是 UGS =0 情况下产生预夹断时的 ID' 称为 UG约 饱和漏极电流。 当管子工作在可变电阻区时,对于不同的 U 邸, 图 1.4.6 场效应管的 转移特性曲线 转移特性曲线将有很大差别。 应当指出,为保证结型场效应管栅-源间的耗尽层加反向电压,对于 N 沟道管 , UGS 运 o V; 对于 P 沟道管 , uGS~O V 。 1 .4 .2 绝缘栅型场效应管 绝缘栅型场效应管①的栅极与源极、栅极与漏极之间均采用 Si02 绝缘层 隔离,因此而得名。又因栅极为金属铝,故又称为 MOS 管②。它的栅←源间 电阻比结型场效应管大得多,可达 1010 n 以上,还因为它比结型场效应管温度 稳定性好、集成化时工艺简单,而广泛用于大规模和超大规模集成电路中。 与结型场效应管相间, MOS 管也有 N 沟道和 P 沟道两类,但每一类又分 为增强型和耗尽型两种,因此 MOS 管的四种类型为 :N 沟道增强型曹、 N 沟 ① 英文为 Insulated Gate Field Effect Transistor ,缩写为 IGFET 。 ② 英文为 Metal- Oxide- Semiconductor ,缩写为 MOSo 1.4 场效应管 45 道耗尽型管, P 沟道增强型管和 P 沟道耗尽型营。凡栅-源电压 UCS 为零时漏 极电流也为零的管子均属于增强型管,凡栅-源电压 UCS 为零时漏极电流不为 零的管子均属于耗尽型管。下面讨论它们的工作原理及特性。 一、 N 沟道增强型 MOS 管 N 沟道增强型 MOS 管结构示意图如图1. 4.7(a) 所示。它以一块低掺杂的 P 型硅片为衬底,利用扩散工艺制作两个高掺杂的 N+ 区,并引出两个电极, 分别为源极 s 和漏极 d ,半导体上制作一层 Si02 绝缘层,再在 Si02 之上制 作一层金属铝,引出电极,作为栅极 g 。通常将衬底与商、极接在一起使用。 这样,栅极和衬底各相当于一个极板,中间是绝缘层,形成电容。当栅­ 洒、电压变化时,将改变衬底靠近绝缘层处感应电荷的多少,从而控制漏极 电流的大小。可见 , MOS 管与结型场效应管导电机理与电流控制的原理均 不相同。 dl 在iJU| p( 衬底) 1/ Jd ←」1丁- s B (a) N 沟道 Jd ←」 1.0B 丁s P 沟道 (b) 图1. 4.7 N 沟道增强型 MOS 管结构示意图及增强型 MOS 的符号 ( a) 结构示意图 ( b) 符号 图1. 4.7 (b) 所示为 N 沟道和 P 沟道两种增强型的符号。 1.工作原理 当栅-源之间不加电压时,漏惊之间是两只背向的 PN 结,不存在导电沟 道,因此即使漏-源之间加电压,也不会有漏极电流。 当 UDS =0 且 UCS > 0 时,由于 Si02 的存在,栅极电流为零。但是栅极金属 层将聚集正电荷,它们排斥 P 型衬底靠近 Si02 一侧的空穴,使之剩下不能移 动的负离子区,形成耗尽层,如图 1. 4.8 (a) 所示。当 UCS增大时,一方面耗尽 层增宽,另一方面将衬底的自由电子吸引到耗尽层与绝缘层之间,形成一个 N 型薄层,称为反型层,如图1. 4.8 (b) 所示。这个反型层就构成了漏-源之间 的导电沟道。使沟道刚刚形成的栅-源电压称为开启电压 UGS(th) 0 UCS 愈大, 反型层愈厚,导电沟道电阻愈小。 46 第 1 章常用半导体器件 p 耗尽层 寸 B B (a) (b) 图1. 4.8 uos=O 时 UGS对导电沟道的影响 (a) 耗尽层的形成 ( b) 沟道的形成 当 UGS是大于 U CS( 剧的一个确定值时,若在 d-s 之间加正向电压,则将产 生一定的漏极电流。此时 , UDS 的变化对导电沟道的影响与结型场效应管相似。 即当 UDS较小时 , uDS 的增大使 !D 线性增大,沟道沿摞-漏方向逐渐变窄,如 图1. 4.9 (a) 所示。一旦 UDS 增大到使 UCD = UCS(th) (即 UDS = UCS - UCS( 出) )时, 沟道在漏极一侧出现夹断点,称为预夹断,如图 (b) 所示。如果 UDS继续增大, 夹断区随之延长,如图 (c) 所示。而且 UDS 的增大部分几乎全部用于克服夹断 区对漏极电流的阻力。从外部看, !D 几乎不因 UDS 的增大而变化,管子进入恒 流区, 'D 几乎仅决定于 UCso P P P T T T B B B (a) (b) ( c) 图1. 4.9 UGS为大于 UGS(th) 的某一值时 Uos对 io 的影响 (a) < UDS UGS - U GS( 也) (b) UDS = UGS - U GS( 也 ) (C)UDS>UGS-u臼(由) 在 UDS> UCS - UCS(th) 时,对应于每一个 UCS 就有一个确定的 i D 。此时,可 将 'D 视为电压 UCS控制的电流源。 2. 特性曲线与电流方程 图1. 4.10 (a) 、 (b) 分别为 N 沟道增强型 MOS 管的转移特性曲线和输出特 性曲线,它们之间的关系见图中标注。与结型场效应管一样, MOS 管也有三 1.4 场效应管 47 ID 预夹断轨迹 l DO UG引 =2UGS(thl 恒流区 U豆U 。 UG S(!h l 2UOS(thl uGS (a) UGSl -UGS= UGS(th) UD 夹断区 (b) 图1. 4.10 N 沟道增强型 MOS 管的特性曲线 ( a) 转移特性 ( b) 输出特性 个工作区域:可变电阻区、恒流区及夹断区,如图中所标注。 与结型场效应管相类似, 'D 与 UGS 的近似关系式为 - • t uGS •\ ID = 100 飞瓦石~ 1 ) (1. 4.5) 式中 IDo 是 UGS = 2 UGS( ω 时的 ID 。 二、 N 沟道耗尽型 MOS 管 如果在制造 MOS 管时,在 Si02 绝缘层中掺入大量正离子,那么即使 UGS = 0 ,在正离子作用下 P 型衬底表层也存在反型层,即漏-源之间存在导电沟道。 只要在漏-源间加正向电压,就会产生漏极电流,如图1. 4.11 (a) 所示。并 且 , UGS 为正时,反型层变宽,沟道电阻变小, 10 增大;反之 , UGS 为负时, 越尽层 P B (a) J I ~~B 。B '‘ 耗尽型 N 沟道管 能尽型 P 沟道管 (b) 图1. 4.11 N 沟道耗尽型 MOS 管结构示意图及符号 ( a) 结构示意图 ( b) 符号 48 第 1 章常用半导体器件 反型层变窄,沟道电阻变大, !D 减小。而当 UGS从零减小到一定值时,反型层 消失,漏-源之间导电沟道消失 , i D =0 。此时的 UGS 称为夹断电压 UGS(off)。 与 N 沟道结型场效应管相同, N 沟道耗尽型 MOS 管的夹断电压也为负值。但 是,前者只能在 UGS < 0 的情况下工作,而后者的 UGS 可以在正、负值的一定范 围内对 !D 的控制,且仍保持栅『源间有非常大的绝缘电阻。 耗尽型 MOS 管的符号见图1. 4.11 (b) 所示。 三、 P 沟道 MOS 曾 与 Nr句道 MOS 管相对应, P 沟道增强型 MOS 管的开启电压 UGS( 出) < 0 ,当 UGS < UGS( ω 时管子才导通,漏-源之间应加负电源电压; P 沟道耗尽型 MOS 管的夹断电压 UGS(off) > 0 , UGS 可在正负值的一定范围内实现对 !D 的控制, 漏-源之间也应加负电压。 四、 VMOS 管 当 MOS 管工作在恒流区时,管子的耗散功率主要消耗在漏极一端的夹断 区上,并且由于漏极所连接的区域(称为漏区)不大,无法散发很多的热量,所 以 MOS 管不能承受较大功率。 VMOS 管从结构上较好地解决了散热问题,故可 制成大功率管,图1. 4.12 所示为 N 沟道增强型 VMOS 管的结构示意图。 VMOS 以高掺杂 N+ 区为衬底,上面外 延①低掺杂 N 区,共同作为漏区,引出漏 极。在外延层 N 区上又形成一层 P 区,并 在 P 区之上制成高掺杂的 N+ 区。从上面俯 视 VMOS 管 P 区与 N+ 区,可以看到它们均 为环状区,所引出的电极为源极。中间是 腐蚀②而成的 V 型槽,其上生长一层绝缘 d 层,并覆盖上一层金属,作为栅极。 VMOS 管因存在 V 型槽而得名。 图1. 4.12 N 沟道增强型 VMOS 管 在栅-掠电压 UGS 大于开启电压 UGS(th) 的结构示意图 时,在 P 区靠近 V 型槽氧化层表面所形成的反型层与下边 N 区相接,形成垂直 的导电沟道,见图1. 4.12 所标注。当漏-源间外加正电源时,自由电子将沿沟 道从源极流向 N 型外延层、 N+ 区衬底到漏极,形成从漏极到源极的电流 !D 。 VMOS 管的漏区散热面积大,便于安装散热器,耗散功率最大可达千瓦以 上;此外,其漏-糖、击穿电压高,上限工作频率高,而且当漏极电流大于某值 (如 500 mA)时, ! D 与 UGS基本成线性关系。 场效应管的符号及特性如图1. 4.13 所示。 ①、② 可参阅《模拟电子技术基础 H 第二版)的1. 6 节 c 1.4 场效应管 49 分类 N 沟 结 道 型 场 效 应 管 P 沟 道 符号 d 卜 E s J g s 转移特性曲线 ln ID~ ':J 0 V 可知,该管为增强型 MOS 管;所以,该管为 N 沟 道增强型 MOS 管。 [例1. 4.2] 电路如图1. 4 .15 所示,其中管子 T 的输出特性曲线如图 1. 4.14 所示。试分析 U( 为 OV 、 8V 和lO V 三种情况下 Uo 分别为多少? /VmA IOV 2 +VDD (+ 15V) 8V 6V 4V UD,/V 图1. 4.14 例1. 4.1 输出特性曲线 图1. 4.15 例1. 4.2 电路图 解:当 UCS = U( = 0 V 时,管子处于夹断状态,因而 i D = 0 。而 Uo = uDS = = = VDD - i D RD VDD 15 V 。 当 UCS = U( =8 V 时,设管子工作在恒流区,则 iDZlmA ,因此 V Uo= UDS= DD - iDR d = (15-1 x5)V= 10 V 52 第 1 章常用半导体器件 = = 大于 UCS - UCS( th) (8 - 4) V 4 V ,说明假设成立,管子工作在恒流区。 = = 当 UCS UI 10 V 时,若认为管子工作在恒流区,则 tD 约为 2.2 mA,因 而 Uo= (l 5-2.2x5)V=4 V 。但是 , UCS = 10 V 时的预夹断电压为 UDS= UCS- U CS( ω= (l O-4)V=6V = UDS小于 d-s 在 UCS 10 V 时的预夹断电压,说明管子已不工作在恒流区,而 = 是工作在可变电阻区。从输出特性曲线可得 UCS 10 V 时 d - s 间的等效电 阻为 Rns = Uns/l户廿毛丁 10 =3 kO 飞 1 X IU - I 所以 u o = t t VCE=( 击 X 15) V =5.6 V [例1. 4.31 电路如图1. 4.16 所示,场效应管的夹断电压 UCS( off) = - 4 V , 饱和漏极电流 IDSS = 4 mA。试问: 为保证负载电阻 R L 上的电流为恒流 , R L 的取值范围应 为多少? 解:从电路图可知, IU=O V ,因而 i D = loss = 4 mA。 并且 UCS = 0 V 时的予夹断电压 Uos = Ucs - UCS(th) = [0- U" (-4)]V=4V ,而 = V UOS oo - ioRL = ( = 所以保证 R L 为恒流的最大输出电压 U omax VDD - 4) V 8 V ,输出电压范围为 0-8 V ,负载电阻 R L 的取值范围为 RL = 乒= , OSS 0 - 2 kO 图1. 4.16 例 1 .4 .3 电路图 1.4 .4 场效应管与晶体管的比较 场效应管的栅极 g 、漉极 s 、漏极 d 对应于晶体管的基极 b 、发射极 e 、集 电极 C ,它们的作用相类似。 一、场效应管用栅-源电压 UCS控制漏极电流 i o , 栅极基本不取电流。而 晶体管工作时基极总要索取一定的电流。因此,要求输入电阻高的电路应选用 场效应管;而若信号源可以提供一定的电流,则可选用晶体管。 二、场效应管只有多子参与导电。晶体管内既有多子又有少子参与导 电,而少子数目受温度、辐射等因素影响较大,因而场效应管比晶体管的 温度稳定性好、抗辐射能力强。所以在环境条件变化很大的情况下应选用 场效应管。 1.5 单结局体管和晶闸管 53 三、场效应管的噪声系数①很小,所以低噪声放大器的输入级及要求信 噪比②较高的电路应选用场效应管。当然也可选用特制的低噪声晶体管。 四、场效应管的漏极与源极可以互换使用,互换后特性变化不大。而晶体 管的发射极与集电极互换后特性差异很大,因此只在特殊需要时才互换。 五、场效应管比晶体管的种类多,特别是耗尽型 MOS 管,栅-源电压 UGS 可正、可负、可零,均能控制漏极电流。因而在组成电路时场效应管比晶体管 更灵活。 六、场效应管和晶体管均可用于放大电路和开关电路,它们构成了品种繁 多的集成电路。但由于场效应管集成工艺更简单,且具有耗电省、工作电源电 压范围宽等优点,因此场效应管越来越多地应用于大规模和超大规模集成电 路中。 思考题 1.4.1 为使结型场效应管工作在恒流区,为什么其栅-源之间必须加反向电压?为什 么耗尽型 MOS 管的栅-源电压可正、可零、可负? 1.4.2 从 N 沟道场效应管的输出特性曲线上看,为什么 UGS 越大预夹断电压越大、 漏-源问击穿电压也越高? 1.4.3 为使六种场效应管均工作在恒流区,应分别在它们的栅-源之间和漏-源之间 加什么样的电压? 单结局体营和国闹管 根据 PN 结外加电压时的工作特点,还可由 PN 结构成其它类型的三端器 件。本节将介绍利用一个 PN 构成的具有负阻特性的器件一一单结晶体管,以 及利用三个 PN 结构成的大功率可控整流器件一一-晶闸管。 1. 5.1 单结晶体管 一、单结晶体营的结构和等效电路 在一个低掺杂的 N 型硅棒上利用扩散工艺形成一个高掺杂 P 区,在 P 区 与 N 区接触面形成 PN 结,就构成单结晶体管 (UJT③)。其结构示意图如图 ① 噪声系数 N F = 主ζE豆 , P~Î和 P ,。分别为信号的输入和输出功率 t Pni 和 P nn分别为噪声的输入 p./P 和输出功率。 ② 放大电路输出的信号功率与噪声功率之比。 ③ UJT 是英文 U nijuction Transistor 的缩写。 S4 第 1 章常用半导体器件 1. 5.1 (a) 所示, P 型半导体引出的电极为发射极 e; N 型半导体的两端引出两 个电极,分别为基极 b) 和基极险。单结晶体管因有两个基极,故也称为双基 极晶体管。其符号如图 (b) 所示。 、- b, (b) b, (c) 图1. 5.1 单结晶体管的结构示意图和等效电路 ( a) 结构示意图 ( b) 符号 ( c) 等效电路 单结晶体管的等效电路如图 (c) 所示,发射极所接 P 区与 N 型硅棒形成的 PN 结等效为二极管 D; N 型硅棒因掺杂浓度很低而呈现高电阻,二极管阴极 与基极~之间的等效电阻为 rb2 ,与基极 b) 之间的等效电阻为 rb); rb) 的阻值 受 e- b) 间电压的控制,所以等效为可变电阻。 二、工作原理和特性曲线 单结晶体管的发射极电流 tE 与 e - b) 间电压 UEB) 的关系曲线称为特性曲 线。特性曲线的测试电路如图1. 5.2 (a) 所示,虚线框内为单结晶体管的等效 电路。 Va (a) 饱 tE 和- L负 | l 阻 l l 区 l L 一 坛 ---t EU 截 止 区 (b) 图1. 5.2 单结晶体管特性曲线的测试 ( a) 测试电路 ( b) 特性曲线 1.5 单结晶体管和晶闹管 55 当~ - b1 间加电源 VBB • 且发射极开路时 .A 点电位为 UA = 一-气rb一l 一一 • VBB = ηV BB rbl T rb2 (1. 5.1) 式中守称为单结晶体管的分压比,其数值主要与管子的结构有关,一般在 0.5-0.9 之间。基极~的电流为 1,,0 =- VBB -- rbl + rb2 (1. 5.2) 当 e - b1 间电压 UEBl 为零时,二极管承受反向电压,其值 UEA = - 7]VBB 。 发射极的电流 tE 为二极管的反向电流,记作 ho 。若缓慢增大 μEBl. 则二极管 端电压 UEA 随之增大;根据 PN 结的反向特性可知,只有当 UEA 接近零时 • tE = = 的数值才明显减小;当 UEBl UEA 时,二极管的端电压为零 • i E 0 。若 UEBl 继 续增大,使 PN 结正向电压大于开启电压时,则 tE 变为正向电流,从发射极 e 流向基极 b1 。此时,空穴哝度很高的 P 区向电子浓度很低的硅棒的 A - b1 区注 入非平衡少子;由于半导体材料的电阻与其载流子的浓度紧密相关,注入的载 流于使 rbl 减小;而且 rbl 的减小,使其压降减小,导致 PN 结正向电压增大, tE 必然随之增大,注入的载流子将更多,于是 rbl 进一步减小;当 tE 增大到一 定程度时,二极管的导通电压将变化不大,此时 UEBl 将因 rbl 的减小而减小, 表现出负阻特性。 所谓负阻特性,是指输入电压(即 UEBl) 增大到某一数值后,输入电流(即 发射极电流 i E ) 愈大,输入端的等效电阻愈小的特性。 一旦单结晶体管进入负阻工作区域,输入电流 tE 的增加只受输入回路外 部电阻的限制,除非将输入回路开路或将 tE 减小到很小的数值,否则管子将 始终保持导通状态。 单结晶体管的特性曲线如图1. 5.2 (b) 所示,当 UEBl = 0 时 • iE=IEO ; 当 UEBl 增大至 Up (峰点电压)时. PN 结开始正向导通,的 = uA+ Uon • UA 如式 (1. 5.1) 所示 • Uon 为 PN 结的开启电压,此时 i E = I p (峰点电流); UEBl 再增大 一点,管子就进入负阻区,随着 tE 增大. rbl 减小 • UEBl 减小,直至 UEBl = Uv (谷点电压 ). i E = Iv ( 谷点电流). Uv 取决于 PN 结的导通电压和 rbl 的饱和电 阻 rs; 当 tE 再增大,管子进入饱和区。单结晶体管的三个工作区域如图 1.5.2 (b) 中所标注。 单结晶体管的负阻特性广泛应用于定时电路和振荡电路中。除了单结晶体 管外,具有负阻特性的器件还有隧道二极管、 λ 双极性晶体管、负阻场效应管 等等。 三、应用举例 图1. 5.3 (a) 所示为单结晶体管组成的振荡电路。所谓振荡,是指在没有 S6 第 1 章常用半导体器件 输入信号的情况下,电路输出一定频率、一定幅值的电压或电流信号。 在图1. 5.3 (a) 所示电路中,当合闸通电时,电容 C 上的电压为零,管子 截止,电源 VBB通过电阻 R 对 C 充电,随时间增长电容上电压 Uc ( 即 UEB1 )逐 渐增大;一旦 UEB1 增大到峰点电压的后,管子进入负阻区,输入端等效电阻 急剧减小,使 C 通过管子的输入回路迅速放电, ~E 随之迅速减小,一旦 UEB1 减小到谷点电压 Uv 后,管子截止;电容叉开始充电。上述过程循环往返,只 有当断电时才会停止,因而产生振荡。由于充电时间常数远大于放电时间常 数,当稳定振荡时,电容上电压的波形如图 (b) 所示。 + VBB U"< (a) (b) 图1. 5.3 单结晶体管组成的振荡电路 ( a) 电路 (b) 振荡波形 1.5.2 晶闸管 晶体闸流管简称晶闸管( Thyristor) ,也称为硅可控元件 (SCR①) ,是由三个 PN 结构成的一种大功率半导体器件,多用于可控整流、逆变、调压等电路, 也作为无触点开关。 一、结构和等效模型 由于晶闸管是大功率器件,一般均用在较高电压和较大电流的情况,故其 外形均便于安装散热片和有利于散热。常见的晶闸管外形有螺栓形和平板形, 如图1. 5 .4所示。此外,其封装形式有金属外壳和塑封外壳等。 晶闸管的内部结构示意图如图1. 5.5 (a) 所示,它由四层半导体材料组成, 四层材料由 P 型半导体和 N 型半导体交替组成,分别为 P1 、陀、 P2 和 N2 ,它 们的接触面形成三个 PN 结,分别为 J1 、 h 和 J3 ,故晶闸管也称为四层器件或 PNPN 器件。 P1 区的引出线为阳极 A , N2 区的引出线为阴极 C , P2 区的引出线 为控制极 G。为了更好地理解晶闸管的工作原理,常将其 N1 和 P2 两个区域分 ① SCR 为英文 Silicon Controlled Rectifier 的缩写。 1.5 单结晶体管和品 l润管 57 控制极G 。 (a) (b) 图1. 5 .4 晶闸管的外形 ( a) 螺栓形 ( b) 平板型 - , - , - 解成两部分,使得 P, N P2 构成一只 PNP 型管, N P2 - N2 构成一只 NPN 型管,如图 (b) 所示;用晶体管的符号表示,如图 (c) 所示;晶闸管的符号如图 (d) 所示。 J, J2 J可 C (a) (b) (c) (d) 图1. 5.5 晶闲管的结构、等效电路和符号 ( a) 结构示意图 (b) 等效为两只相连的晶体管 ( c) 等效电路 ( d) 符号 二、工作原理 当晶闸管的阳极 A 和阴极 C 之间加正向电压而控制极不加电压时, J2 处 于反向偏置,管子不导通,称为阻断状态。 当晶闸管的阳极 A 和阴极 C 之间加正向电压且控制极和阴极之间也加正 向电压时,如图 1. 5.6 所示, J3 处于导通状态。若飞管的基极电流为 'B2 ,则 58 第 1 章常用半导体器件 其集电极电流为 ß2i B2; T1 管的基极电流 tBI 等于 T2 管的集电极电流卢2 tB2' 因 而 T1 管的集电极电流 tCl 为卢 lß2 i B2 ; 该电流又作为 T2 管的基极电流,再一次 进行上述放大过程,形成正反馈。在很短的时间内(一般不超过几微秒 ) ,两只 管子均进入饱和状态,使晶闸管完全导通,这个过程称为触发导通过程。晶闸 管一旦导通,控制极就失去控制作用,管子依靠内部的正反馈始终维持导通状 态。晶闸管导通后,阳极和阴极之间的电压一般为 0.6 - 1. 2 V ,电源电压几乎 全部加在负载上;阳极电流 tA 因型号不同可达几十~几千安。 VGO (a) (b) 图1. 5.6 晶闸管的工作原理 (a) 实际电路 ( b) 等效电路 晶闸管如何从导通变为阻断呢?如果能够使阳极电流 tA 减小到小于一定 数值 lH' 导致晶闸管不能维持正反馈过程,管子将关断,这种关断称为正向 阻断, lH 称为维持电流;如果在阳极和阴极之间加反向电压,晶闸管也将关 断,这种关断称为反向阻断。因此,控制极只能通过加正向电压控制晶闸管从 阻断状态变为导通状态;而要使晶闸管从导通状态变为阻断状态,则必须通过 减小阳极电流或改变 A-C 电压极性的方法实现。 三、晶闸管的伏安特性 以晶闸管的控制极电流 tc 为参变量,阳极电流 i 与 A-C 间电压 u 的关 系称为晶闸管的伏安特性,即 i =f( u) I L ( 1. 5.3) 图1. 5.7 所示为晶闸管的伏安特性曲线。 u >0 时的伏安特性称为正向特性。从图1. 5.7 所示的伏安特性曲线可知, 当 lc =0 时, u 逐渐增大,在一定限度内,由于 J2 处于反向偏置 , t 为很小的 正向漏电流,曲线与二极管的反向特性类似;当 u 增大到一定数值后,晶闸 管导通, t 骤然增大, u 迅速下降,曲线与二极管的正向特性类似;这种导通 方式容易造成晶闸管击穿而损坏,应当避免;使晶闸管从阻断到导通的 A-C 1.5 单结晶体管和品闸管 59 电压 u 称为转折电压 UBO 。正常工作时,应在控制极和阴极间加触发电压,因 而 Ic 大于零;而且 , IG 愈大,转折电压愈小,如图1. 5.7 所示。 A-C 所在回 路的电阻(通常为负载电阻)限制了阳极电流。 导通 -← Ic;增大 UBR 1日 。 阻断 IR UBO U '图 1. 5.7 晶闸管的伏安特性曲线 u <0 时的伏安特性称为反向特性。从图1. 5.7 所示的伏安特性曲线可知, 晶闸管的反向特性与二极管的反向特性相似。当晶闸管的阳极和阴极之间加反 向电压时,由于 J 1 和 J3 均处于反向偏置,因而只有很小的反向电流 IR ; 当反 向电压增大到一定数值时,反向电流骤然增大,管子击穿。 四、晶闸蕾的主要参鼓 1.额定正向平均电流 lF : 在环境温度小于 40 飞和标准散热条件下,允许 连续通过晶闸管阳极的工频 (50 Hz) 正弦波半波电流的平均值。 2. 维持电流 lH : 在控制极开路且规定的环境温度下,晶闸管维持导通时 的最小阳极电流。正向电流小于 IH 时,管子自动阻断。 3. 触发电压 UG 和触发电流 lG : 室温下,当 u =6 V 时使晶闸管从阻断到 完全导通所需最小的控制极直流电压和电流。一般 , UG 为 1 - 5 V , i G 为几十 至几百毫安。 4. 正向重复峰值电压 UDRM : 控制极开路的条件下,允许重复作用在晶闸 管上的最大正向电压。一般 UDRM = Uso x 80% , UBO是晶闸管在 Ic 为零时的转 折电压。 5. 反向重复峰值电压 URRM : 控制极开路的条件下,允许重复作用在晶闸 = 管上的最大反向电压。一般 U RRM UBR x 80% 。 除以上参数外,还有正向平均电压、控制极反向电压等。 晶闸管具有体积小、重量轻、耐压高、效率高、控制灵敏和使用寿命长等 优点,并使半导体器件的应用从弱电领域进入强电领域,广泛用于整流、逆变 和调压等大功率电子电路中。 60 第 1 章常用半导体器件 [例1. 5.1] 图l. 5.8 (a) 所示为可控半波整流电路,已知输入电压矶和 晶闸管控制极的电压 Uc 波形如图( b) 所示;在阳极与阴极间电压合适的情况 下 , Uc = U H 时可以使管子导通;管子的导通管压降可忽略不计。 图 1. 5.8 例1. 5.1 电路及波形图 试定性画出负载电阻 R L 上的电压 Uo 的波形。 解:当 Uj <0 时,不管 Uc 为 UH 还是为叭,晶闸管均处于截止状态。当 Uj >0 且 Uc = UH 时,在 Uc 的触发下,晶闸管导通。此时,即使 Uc 变为 UL , 管子仍维持导通状态。只有当 Uj 下降使阳极电流减小到很小时,管子才阻断; 可以近似认为当 Uj 下降到零时,管子关断。若管子的导通管压降可忽略不计, 在管子导通时 , UO=Ui o 因此 , Uo 的波形如图 (c) 所示。 贼电路中的元 1号 集成电路就是采用一定的制造工艺,将晶体管、场效应管、二极管、电 阻、电容等许多元件组成的具有完整功能的电路制作在同一块半导体基片上, 然后加以封装所构成的半导体器件。由于它的元件密度高(即集成度高)、体积 小、功能强、功耗低、外部连线及焊点少,从而大大提高了电子设备的可靠性 和灵活性,实现了元件、电路与系统的紧密结合。 1.6.1 集成双极型管 一、 NPN 型曾 在制造集成电路时,需将各个元件相互绝缘。利用 PN 结反向偏置时电阻 很大的特点,把各元件所在的 N 区或 P 区四周用 PN 结包围起来,便可使它们 1.6 集成电路中的元件 61 相互绝缘,称这个 N 区或 P 区为隔离岛。在基片上经过氧化、光刻、腐蚀、 扩散、外延及氧化等重复过程①,即可制造出隔离岛。图 1.6.1 (a) 所示为集成 电路制造过程中的剖面,中间的 N 区为隔离岛,它两侧的 r 区为隔离槽。 隔离槽 be c 隔离岛 (a) (b) 图1. 6.1 隔离岛及 NPN 型管 ( a) 隔离岛 (b) NPN 型管 利用上述的工艺过程在隔离岛中首先制造出基区,然后制造发射区和集电 区,最后制造各极引出窗口,就成为 NPN 型管②,如图 (b) 所示。 二、 PNP 型管 PNP 型管有衬底 PNP 管和横向 PNP 管,其结构如图 1.6.2 所示。衬底 PNP 管以隔离槽为集电极,是纵向管,即载流子从发射区沿纵向向集电区运动。由 于可以准确控制基区的厚度,所以卢值较大。但由于隔离槽只能接在整个电 路电位最低端,所以应用的局限性很大。 ceb c eb 衬底 PNP 型管, 横向 PNP 型管 图1. 6.2 集成电路中的 PNP 型管 横向 PNP 管的载流子从发射区沿水平方向向集电区运动,故称横向 管。由于制造工艺所限,基区较厚,所以卢值很小,仅为 2 - 20 倍。但其 发射结和集电结耐压较高,因而可利用横向 PNP 管和纵向 NPN 管复合而成 既有足够大的电流放大系数又耐压较高的管子,从而构成各方面性能俱佳 的放大电路。 ①、② 可参阅《模拟电子技术基础(第三版l>1.6节。 62 第 1 章常用半导体器件 三、其它类型晶体曾 在制造 NPN 型管时,若作多个发射区,则得到多发射极管,其结构与符 号见图 1.6.3 所示。这种管子广泛用于集成数字电路。 c b el e2 e) b ρ L -23 · c ρ L P W ρ ι · (a) (b) 图 1.6.3 多发射极管的结构与符号 ( a) 结构 ( b) 符号 在制作横向 PNP 型管时,若作多个集电区,则得到多集电极管,各集电 极电流之比决定于对应的集电区面积之比,其结构与符号如图 1.6 .4所示。这 种管子多用于集成放大电路中的电流源电路。 Nn阳 L甘 |ν 隔离槽 C 1C2 N U (c2) p e (a) (b) 图1. 6 .4 多集电极管的结构与符号 (a) 结构 ( b) 符号 集成电路中普通 NPN 型管的基区宽度为 0.5 - 1μm ,若将基区做得很薄, 厚度只有 0.1-0.2μm ,则得到超卢晶体管。它的基极电流很小(如小于 10 nA) 时,卢可高达千倍以上,但其反向击穿电压很低 , U(BR)CBO 为 10 - 20 V , U(BR)CEO 为 5 -10 V 。这种管子常用于高精度集成放大电路的输入极。 1.6.2 集成单极型管 集成 MOS 管的结构与分立元件 MOS [见图1. 4.7 (a)J 的结构完全相同,这里 不再赘述。在集成 MOS 电路中,常采用 N 沟道 MOS 管与 P 沟道 MOS 管组成的互 补电路(简称 CMOS 电路) ,其结构与电路如图1. 6.5 所示。电路功耗小、工作电 源电压范围宽、输入电流非常小、连接方便,是目前应用广泛的集成电路之一。 1. 7 MuI也im 应用举例一一二极管特性的研究 63 s g d dg s N (衬底) PMOS 管 NMOS 管 η J E ? 叫v 「 .,., f .. …E 叫 tEap3 占 (a) (b) 图 1.6.5 CMOS 电路 ( a) 结构 ( b) 符号 1.6.3 集成电路中的无源元件 集成电路中各种无源元件的制造不需要特殊工艺,例如,用 NPN 型管的 发射结作为二极管和稳压管,用 NPN 型管基区体电阻作为电阻,用 PN 结势垒 电容或 MOS 管栅极与沟道间等效电容作为电容等。 1.6 .4 集成电路中元件的特点 与分立元件相比,集成电路中的元件有如下特点: 一、具有良好的对称性。由于元件在同一硅片上用相同的工艺制造,所以 它们的性能比较一致;而且由于元件密集使环境温度差别很小,所以同类元件 温度对称性也较好。 二、电阻与电容的数值有一定的限制。由于集成电路中电阻和电容要占用 硅片的面积,且数值愈大,占用面积也愈大。因而不易制造大电阻和大电容。 因此,电阻阻值范围为几十欧~几千欧,电容容量一般小于 1∞ pF 。 三、纵向晶体管的卢值大;横向晶体管的卢小,但 PN 结耐压高。 四、用有源元件取代无源元件。由于纵向 NPN 管占用硅片面积小且性能 好,而电阻和电容占用硅片面积大且取值范围窄,因此,在集成电路的设计中 尽量多采用于 NPN 型管,而少用电阻和电容。 Multisim 应用举例-一二极管特性的研究 -、题目 研究二极管对直流量和交流量表现的不同特点。 二、仿真电路 仿真电路如图1. 7.1 所示。因为只有在低频小信号下二极管才能等效成一 64 第 1 章常用半导体器件 --MIl I I i s i m 二 +M I'f ~.J Ii ;~t : 岛8Ie Ed民 ïìew elace SJmulate T(lnlfer ro悼缸por包Qp目。ns lO(índ侧I::Ielp C ~ 1iiI .....CII ·电E4 ~、 . 'lt~... ..oI •7 _ 16' I X llS .电 , 钊 g a io .、 口a ' 血 , · . I '岛 T 亏l lI. 1i曰:二91.1.!..'十二二十一一飞 l 年1 m同 川 户 O 10.v CiIOOE 、II I\T ~^L ­ )UUV H.: - --4 ·-· -EE. -· 0~9 ..Rl 主 soc :n、" , -川 -二-1 V .•. . -二~ rτ- 6 一二Eι_j ~ .1 TIn'lt' C'岖'W'I el A h11|η 细咽仰的 12 .. _. II C"招V咽 B "川 _牛 一 , 」野才 12.11 I τIfMD~ t耐 F 咱咱怖 "捕。 ω旷睛1.. Cn.,.,.. e T 呻曾『 "川市忘二一 缸础f"i"ë-ñ哥,-- ~饵.. '1二主ι r 4 附嗣旷一 v 阳iIlO"I jõ一-vmmr--m1ρ IV 71T旦旦lι且J "ë ~主f..J(i[ÃC..2..!旦ι」而细i旦庐茄「 (a) ~芒EE豆豆豆些ι二二±斗主主| . . Ei1e fdit Y.险wela回到mulate T(ln~,町 Z∞Is ßeF田由 Q民ions YJ.indow 1:1'哗 」旦旦 。 ~g I .龟 龟 Q lI. ~.'J./ ""占 -I!: 且? m;g . ::1 I 问:非 ;二口 '理 1 1 咀k 10.'0' t OICOS_\11"1吨一lA.寸 唰 SOO H: ~ I I 1 00.9 m 非 .. : 1I "‘ ,、 由 X崎岖' 同 随盟圈盟跑回…·四 -' '"川崎 · 叫 - .咱 -. -•.'.••.. 2 、 ---… T '且 三I,2!.I 口 I :!:8崎王 6.吨7 币'肘丽, ,少 机"992 (_"0~e"I"~,8 η .1. 11 n.T' I ø-‘哩 ;二二~ ,_, 2 一一望空_j G"O (Õ • 阳Tlm~tfb3ï而 U ,-.-- C-nanr哩 ‘ C" .,..哩IB SC.. "5市宣&Ä1ð 寸吨至二 ET咿. _巴马土JL χ 阳南F 闹 一一一 VDO抽回萨 Vpo蜡酬咱 u.咽 lij 1v f'Vi'l旦占到且J r苟且旦J fÄC...ll且斗面坐出~ (b) 图 1 .7. 1 二 极管静态和动态电压的测试 ( 8) 直流电源电压为 lV 时的情况 (b) 直流电源电压为 4V 时的情况 个电阻,所以图中交流信号的频率为 1 kHz 、数值为 10 mV (有效值) 。 由于交 流信号很小,输出电压不失真,故可以认为直流电压表(测平均值)的读数是电 阻上直流电压值 。 本章 小结 65 三、仿真内容 ( 1)在直流电流不同时二极管管压降的变化 。 利用直流电压表测电阻上电 压,从而得到 二 极管管压降 。 (2) 在直流电流不同时二极管交流等效电阻的变化 。 利用示波器测得电阻 上交流电压的峰值,从而得到 二 极管交流电压的峰值 。 四、仿真结果 仿真结果如表 1 .7. 1 所示 。 亵1. 7 . 1 仿真鼓据 直流~I!册、 V1 / V 交流信号 R 1I 流电压表 V2/ mV 读数 UR R 交流电压 峰值 U./mV 二 极管直流 电压 Uo/ V 二 极管交流 电压 Ud/ mV 10 353.847 mV 9.322 0.64 1653 局 0.64 V 0.688 4 10 3.296 V 9 .920 0.704 V 0.080 五、结论 ( 1)比较直流电源在 1 V 和 4 V 两种情况下 二 极管的直流管压降可知, 一 极管的直流电流越大,管压降越大,直流管压降不是常量 。 (2) 比较丘流电源在 1 V 和 4V 两种情况下 二 极管的交流管压降可知, 二 极管的直流电流越大,其交流管压降越小,说明随着静态也流的增大,动态电 阻将减小;两种情况下电阻的交流压降均接近输入交流电压值,说明二极管的 动态电阻很小 。 本章首先介绍了半导体的基础知识,然后阐述了半导体二极管 、 晶体管 (BJT) 和场效应管 ( FET ) 的工作原理、特性曲线和主要参数 。 现就各部分归纳 如下 : 一 、 杂质半导体与 PN 结 在本征半导体中掺入不同杂质就形成 N 型半导体与 P 型半导体,控制掺 入杂质的多少就可有效地改变其导电性,从而实现导电性能的可控性 。 半导体 中有两种载流子:自由电子与空穴 。 载流子有两种有序的运动:因浓度差而产 生的运动称为扩散运动,因电位差而产生的运动称为漂移运动 。 在同一个硅片 (或错片) 上 制作两种杂质半导体 , 在它们的交界面将形成 PN 结 。 正确理解 PN 66 第 1 章常用半导体器件 结单向导电性、反向去穿特性、温度特性和电容效应,将有利于了解半导体二 极管、晶体管和场效应营等电子器件的特性和参数。 二、半导体二极管 一个 PN 结经封装并引出电极后就构成二极管。二极管加正向电压时,产 生扩散电流,电流与电压成指数关系;加反向电压时,产生漂移电流,其数值 很小;体现出单向导电性。 IF 、 IR 、 U R 和 1M 是二极管的主要参数。 特殊二极管也具有单向导电性。利用 PN 结击穿时的特性可制成稳压二极 管,利用发光材料可制成发光二极管,利用 PN 结的光敏性可制成尤电二 极管。 三、晶体管 当发射结正偏且集电结反偏时,晶体管具有电流放大作用。此时,发射区 多子的扩散运动形成气,基区非平衡少子与多子的复合运动形成基极电流吨, 集电结少子的漂移电流形成 t C0 t B 对 tc 具有控制作用 • tc = 声 B. 可将 tc 看 成由电流 tB 控制的电流源。晶体管的输入特性和输出特性表明各极之间也流 与电压的关系 • ß 、 α 、 lcBO ( ICEO ) 、 ICM ' U(BR)CEO 、 PCM 和 fr 是它的主要参 数。晶体管有截止、放大、饱和三个工作区域,学习时应特别注意使管子工作 在不同工作区的外部条件。 特殊三极管与晶体管一样,也能够实现输入信号对 ic 的控制。如光电三 极管是用光的入射量来控制 tc 的大小的。 四、场效应管 场效应管分为结型和绝缘栅型两种类型,每种类型又分为 N 沟 i革和 P 沟 道两种沟道,同一沟道的 MOS 管又分为增强型和耗尽型两种形式。 场效应管工作在恒流区时,利用栅-源之间外加电压所产生的电场来改变 导电沟道的宽窄,从而控制多子漂移运动所产生的漏极电流 to 。此时,可将 to 看成由电压 UGS控制的电流源,转移特性曲线描述了这种控制关系。输出特 性曲线描述 UGS 、 UOS 与 to 三者之间的关系。 gm 、 UGS(th) 或 UGS(off) 、 loss 、 10M 、 U(BR)OS 、 POM 和极间电容是它的主要参数。和晶体管相类似,场效应管有夹断 区、恒流区和可变电阻区三个工作区域。 由于 VMOS 管较好地解决了散热问题,所以能制成大功率管。 半导体材料的光敏性和热敏性具有正、反两种作用,一方面它使普通半导 体器件的温度稳定性交差;另一方面又可利用它来制成特殊半导体器件,如光 敏器件和热敏器件。 尽管各种半导体器件的工作原理不尽相同,但在外特性上却有不少相同之 处,例如,晶体管的输入特性与二极管的伏安特性相似,二极管的反向特性 (特别是光电二极管在第二象限的反向特性)与晶体管的输出特性相似,而场效 臼测题 67 应管与晶体管的输出特性也相似。 除上述主要内容外,本节还介绍了由一个 PN 结构成的羊结晶体管和由三 个 PN 结构成品闸管,以及集成电路中的元件。 学完本章后,应能掌握以下几点: 一、熟悉下列定义、概念及原理:自由电子与空穴,扩散与漂移,复合, 空间电荷区、 PN 结、耗尽层,导电沟道,二极营的单向导电性,稳压管的稳 压作用,晶体管与场效应管的放大作用及三个工作区域。 二、掌握二极管、稳压营、晶体管、场效应管的工作原理、外特性和主妥 参数。 一、了解选用器件的原则。 t 自跚题 一、判断下列说法是否正确,用 (1) 在 N 型半导体中如果掺入足够量的三价元素,可将其改型为 P 型半导体。( ) (幻2 )因为 N 型半导体的多子是自由电子,所以它带负电。( ) (3) PN 结在无光照、无外加电压时,结电流为零。( ) (4) 处于放大状态的晶体管,集电极电流是多子漂移运动形成的。( ) (5) 结型场效应管外加的栅-源电压应使栅-源间的耗尽层承受反向电压,才能保证 其 R GS 大的特点。 ( ) (6) 若耗尽型 N 沟道 MOS 管的 UGS大于零,则其输入电阻会明显变小。( ) 二、选择正确答案填入空内。 (1) PN 结加正向电压时,空间电荷区将一一__0 A. 变窄 B. 基本不变 C. 变宽 (2) 稳压管的稳压区是其工作在一一__0 A. 正向导通 B. 反向截止 C. 反向击穿 (3) 当晶体管工作在放大区时,发射结电压和集电结电压应为一一一一。 A. 前者反偏、后者也反偏 B. 前者正偏、后者反偏 C. 前者正偏、后者也正偏 (4) uGs=OV 时能够工作在恒流区的场效应管有一一一一。 A. 结型管 B. 增强型 MOS 管 C. 耗尽型 MOS 管 三、写出图Tl .3 所示各电路的输出电压值,设二极管导通电压 UD =0.7V 。 = = 四、已知稳压管的稳压值 Uz 6 V ,稳定电流的最小值 IZmin 5 mA 。求图 T1. 4 所示电 路中 UOl 和 Uω各为多少伏。 ß 五、电路如图 T1. 5 所示 , = 1∞ , UBE =0.7 V 。试问: (1) Rb = 50 kO 时 , Uo = ? (2) 若 TI临界饱和,则 Rb=? 68 第 1 章常用半导体器件 2Vτt RII U,‘ t 2Vτt + RII Au; = ~UO/~iI' A 山 = ~iO/~UI 。 二、输入电阻 放大电路与信号源相连接就成为信号源的负载,必然从信号源索取电流, 电流的大小表明放大电路对信号源的影响程度。输入电阻 Ri 是从放大电路输 入端看进去的等效电阻,定义为输入电压有效值 Ui 和输入电流有效值 Ii 之 比, I!P U; KI =~Ii (2.1.5) Ri 越大,表明放大电路从信号源索取的电流越小,放大电路所得到的输 入电压 UE 越接近信号源电压乱。换言之,信号源内阻的压降越小,信号电压 损失越小。然而,若信号源内阻 R , 是常量,为使输入电流大一些,则应使 Ri 小一些。因此,放大电路输入电阻的大小要视需要而设计。 三、输出电阻 任何放大电路的输出都可以等效成一个有内阻的电压源,从放大电路输出 端看进去的等效内阻称为输出电阻凡,如图 2. l. 2 所示。 U~ 为空载时输出电 压的有效值 , U。为带负载后输出电压的有效值,因此 输出电阻 U~ o -= _ RL _ Ro + RL • U: -0 叫在 -1)RL (2. l. 6) R。愈小,负载电阻 R L 变化时 U。的变化愈小,称为放大电路的带负载能 力愈强。然而,若要使负载电阻获得的信号电流大一些,则放大电路的输出电 阻就应当大一些。因此,放大电路输出电阻的大小要视负载的需要而设计。 输入电阻与输出电阻描述了电子电路在相互连接时所产生的影响。当两个 放大电路相互连接时(如图 2. l. 3 所示) ,放大电路 E 的输入电阻 R i2是放大电 路 I 的负载电阻,而放大电路 I 是放大电路 H 的信号源,其内阻就是放大电路 I 的输出电阻 R o10 因此,输入电阻和输出电阻均会直接或间接地影响放大电 + RiI Ri2 RJ I (;0 图 2. 1. 3 两个放大电路相连接的示意图 78 第 2 章基本放大电路 路的放大能力。 四、通频带 通频带用于衡量放大电路对不同频率信号的放大能力。由于放大电路中电 容、电感及半导体器件结电容等电抗元件的存在,在输入信号频率较低或较高 时,放大倍数的数值会下降并产生相移。一般情况,放大电路只适用于放大某 一个特定频率范围内的信号。图 2. 1. 4 所示为某放大电路放大倍数的数值与信 号频率的关系曲线,称为幅频特性曲线,图中 Am 为中频放大倍数。 0 叫子一一一-一一一一-一一一一-一一-一一一一-一一一-一- 中频段一一斗高酬频段jf (通频带) 图 2. 1. 4 放大电路的频率指标 在信号频率下降到一定程度时,放大倍数的数值明显下降,使放大倍数的 数值等于 0.7们倍 I Åm I 的频率称为下限截止频率!L。信号频率上升到一定程 度,放大倍数数值也将减小,便放大倍数的数值等于 0.707 倍 I Åm I 的频率称 为上限截止频率 fHO I 小于人的部分称为放大电路的低频段 .1 大于IH 的部分 称为高频段,而 IL 与 IH 之间形成的频带称为中频段,也称为放大电路的通频 带 fbw 。 人w= !H -/L (2. 1. 7) 通频带宽,表明放大电路对不同频率信号的适应能力越强。当频率趋近于 零或无穷大时放大倍数的数值趋近于零。对于扩音机,其通频带应宽于音频 (20Hz - 20kHz)范围,才能完全不失真地放大声音信号。在实用电路中有时也 希望频带尽可能窄,比如选频放大电路,从理论上讲希望它只对单一频率的信 号放大,以避免干扰和噪声的影响。 五、非线性失真系数 由于放大器件均具有非线性特性,它们的线性放大范围有一定的限度,当 输入信号幅度超过一定值后,输出电压将会产生非线性失真。输出波形中的谐 波成分总量与基波成分之比称为非线性失真系数 D 。设基波幅值为 A 1 • 谐波 幅值为 A 2 、 A3 …则 = l h-h + D ,,,, E·E·- 句 ‘ 、 .E•.••.•'- • •• , , E, E - - ‘‘, ,,, 飞 、 生 h 句 + 、 ‘ • • •," • • • ,,,, (2. 1. 8) 2.2 基本共射放大电路的王作原理 79 六、最大不失真输出电压 最大不失真输出电压定义为当输入电压再增大就会使输出波形产生非线性 失真时的输出电压。实测时,需要定义非线性失真系数的额定值,比如 10% • 输出波形的非线性失真系数刚刚达到此额定值时的输出电压即为最大不失真输 = 出电压。一般以有效值 Uom 表示,也可以用峰-峰值 Uopp 表示 • U叩p 2 .fi Uomo 七、最大输出功率与效率 在输出信号不失真的情况下,负载上能够获得的最大功率称为最大输出功 率 Pom o 此时,输出电压达到最大不失真输出电压。 直流电源能量的利用率称为效率 η ,设电源消耗的功率为 Py. 则效率可 等于最大输出功率 Pom 与 Py 之比,即 Pom 币= Py (2.1.9) 在测试上述指标参数时,对于 A 、 R j 、 Ro. 应给放大电路输入中频段小幅 值信号;对于 fL 、 fH 、 fBW' 应给放大电路输入小幅值、宽频率范围的信号; 对于 U om 、 Pom 、平和 D. 应给放大电路输入中频段大幅值信号。 思考题 2. 1. 1 在放大电路中,输出电流和输出电压是由有源元件提供的吗?为什么? 2. 1.2 在放大电路中,输出电压是否一定大于输入电压?输出电流是否一定大于输入 电流?放大电路放大的特征是什么? I 2. 1.3 已知放大电路空载时的电压放大倍数 I Åu = U/ U; (U。和 U; 均为有效值)、输 入电阻 R; 、输出电阻凡,试求出 I Åui I 、 I Åiu I 、 I Aii I 。 基本共射跟大电路的工作原理 本节将以 NPN 型晶体管组成的基本共射放大电路为例,阐明放大电路的 组成原则及电路中各元件的作用。 2.2.1 基本共射放大电路的组成及各元件的作用 图 2.2.1 所示为基本共射放大电路,晶体管是起放大作用的核心元件。输 入信号tJ j 为正弦波电压。 当 Uj =0 时,称放大电路处于静态。在输入回路中,基极电源 VBB使晶体 管 b-e 间电压 UBE 大于开启电压 Uoo • 并与基极电阻 Rb 共同决定基极电流 IB; 在输出回路中,集电极电源 Vcc 应足够高,使晶体管的集电结反向偏置, 80 第 2 章基本放大电路 以保证晶体管工作在放大状态,因此集电 极电流 Ic= ß/ B; 集电极电阻 Rc 上的电流 等于 Ic, 因而其电压为 Ic Rc , 从而确定 = 了 c-e 间电压 UCE VCC - IcRc 。 当 Ui不为 0 时,在输入回路中,必将 Ui _ >T __"CC BB 在静态值的基础上产生一个动态的基极电 V 流 ~b ;当然,在输出回路就得到动态电流 i c ;集电极电阻 Rc 将集电极电流的变化 转化成电压的变化,使得管压降 UCE 产生 图 2.2.1 基本共射放大电路 变化,管压降的变化量就是输出动态电压 U o ' 从而实现了电压放大。直流电 源 VCC 为输出提供所需能量。 由于图 2.2.1 所示电路的输入回路与输出回路以发射极为公共端,故称之 为共射放大电路,并称公共端为"地"。 2.2.2 设置静态工作点的必要性 一、静态工作点 由以上分析可知,在放大电路中,当有信号输入时,交流量与直流量共 存。将输入信号为零、即直流电源单独作用时晶体管的基极电流 I B 、集电极 电流 Ic 、 b-e 间电压 UBE 、管压降 UCE称为放大电路的静态工作点 Q ①,常将 四个物理量记作 IBQ 、 ICQ 、 UB町、 UCEQ 。在近似估算中常认为 UBEQ 为已知量, 对于硅管,取 I UBEQ I 为 0.6 V 至 0.8 V 中的某一值,如 0.7 V; 对于错管,取 I U BEQ I 为 0.1V 至 0.3V 中的某一值,如 0.2V 。 在图 2.2.1 所示电路中,令古 i = 0 ,根据回路方程,便可得到静态工作点 的表达式 1DA BQ =旦旦旦旦 - Rb (2.2.1a) = IcQ= 卢I BQ ß/BQ (2.2.1b) = UCEQ Vcc - ICQRc (2.2.1c) 二、为什么要设置静态工作点 既然放大电路要放大的对象是动态信号,那么为什么要设置静态工作点 呢?为了说明这一问题,不妨将基极电源去掉,如图 2.2.2 所示,电源 + Vcc 的负端接"地"。 ① Q 是英文 Quiescent 的字头 c 2.2 基本共射放大电路的王作原理 81 + Uo U8E (a) (b) 图 2.2.2 没有设置合适的静态工作点 ( a) 电路 ( b) 分析 在图 2.2.2 所示电路中,静态时将输入端 A 与 B 短路,必然得出 IBQ = 0 、 ICQ = 0 、 UCEQ = VCC 的结论,因而晶体管处于截止状态。当加入输入电压 UE 时 , UAB = 屿,若其峰值小于 b-e 间开启电压 U on' 则在信号的整个周期内晶 体管始终工作在截止状态,因而 UCE 毫无变化,输出电压为零;即使叭的幅 值足够大,晶体管也只可能在信号正半周大于 Uon 的时间间隔内导通,所以输 出电压必然严重失真。 对于放大电路的最基本要求,一是不失真,二是能够般大。如果输出波形 严重失真,所谓"放大"毫无意义。因此,设置合适的静态工作点,以保证放 大电路不产生失真是非常必要的。 应当指出 , Q 点不仅影响电路是否会产生失真,而且影响着放大电路几 乎所有的动态参数,这些将在后面几节中详细加以说明。 2.2.3 基本共射放大电路的工作原理及波形分析 在图 2.2.1 所示的基本放大电路中,静态时的 IBQ 、 ICQ 、 UCEQ Ý.日图 2.2.3 (b)(c) 中虚线所标注。 当有输入电压时,基极电流是在原来直流分量 IBQ 的基础上叠加一个正弦 交流电流儿,因而基极总电流 i B == I BQ + i b , 见图 2.2.3 (b) 中实线所画波形。 根据晶体管基极电流对集电极电流的控制作用,集电极电流也会在直流分量 ICQ 的基础上产生一个正弦交流电流~ c ,而且1, c :::βb' 集电结总电流 ic == 1CQ + 声b 。不难理解,集电极动态电流 ~c 必将在集电极电阻 Rc 上产生一个与 ~c 波 形相同的交变电压。而由于 Rc 上的电压增大时,管压降 UCE 必然减小; Rc 上 的电压减小时 , UCE必然增大,所以管压降是在直流分量 UCEQ 的基础上叠加上 、 82 第 2 章基本放大电路 Uj (a) UCE tfu L (t u 、 B F JBQ ( fC Q ) 。 (b) Uo 。 t (c) (d) 图 2.2.3 基本共射放大电路的波形分析 (a) 叭的波形 (b) i B (i c ) 的波形 (C) UCE 的波形 (d) U o 的波形 一个与 Ic 变化方向相反的交变电压 U ω 管压降总量 UCE = UCEQ + U ω 见图 2.2.3 (c) 中实线所画波形。将管压降中的直流分量 UCEQ 去掉,就得到一个与 输入电压 Ui 相位相反且放大了的交流电压 U o ' 如图 2.2.3 (d) 所示。 从以上分析可知,对于基本共射放大电路,只有设置合适的静态工作点, 使交流信号驮载在直流分量之上,以保证晶体曾在输入倍号的整个周期内始终 工作在放大状态,输出电压波形才不会产生非线性失真。基本共射放大电路的 电压放大作用是利用晶体管的电流放大作用,并依靠 ~c 将电流的变化转化成 电压的变化来实现的。 2.2.4 放大电路的组成原则 一、组成原则 嗡 通过对基本共射放大电路的简单分析可以总结出,在组成放大电路时必须 遵循以下几个原则。 (1) 必须根据所用放大管的类型提供直流电掘,以便设置合适的静态工作 点,并作为输出的能源。对于晶体管放大电路,电掠的极性和大小应使晶体管 发射结处于正向偏置,且静态电压 I UBEQ I 大于开启电压 Uω 以保证晶体管工 作在导通状态;集电结处于反向偏置,以保证晶体管工作在放大区。对于场效 应管放大电路,电源的极性和大小应为场效应管的栅-惊之间、漏-源之间提 供合适的电压,从而使之工作在恒流区。 2.2 基本共射放大电路的工作原理 83 (2) 电阻取值得当,与电掘配合,使放大管有合适的静态工作电流。 (3) 输入信号必须能够作用于放大管的输入回路。对于晶体管,输入信号 必须能够改变基极与发射极之间的电压,产生 ßUBE' 从而改变基极或发射极 电流,产生 ßi B 或 ßi Eo 对于场效应管,输入信号必须能够改变栅极-源极之 间的电压,产生 ßUcs 。这样,才能改变放大管输出回路的电流,从而放大输 入信号。 (4) 当负载接入时,必须保证放大管输出回路的动态电流(晶体管的 ßic 、 ßi E 或场效应管的今町、 ßis) 能够作用于负载,从而使负载获得比输入信号大得 多的信号电流或信号电压。 二、常见的两种共射放大电路 根据上述原则,可以构成与图 2.2.1 不 尽相同的共射放大电路。 在实用放大电路中,为了防止干扰,常 Rb2 要求输入信号、直流电源、输出信号均有一 Rb] 端接在公共端,即"地"端,称为"共地"。+ 这样,将图 2.2.1 所示电路中的基极电源与 U] + 1 i 钝 l 内 HR V 'L 集电极电源合二为一,并且为了合理设置静­ 态工作点,在基极回路又增加→个电阻,便 得到图 2.2 .4所示的共射放大电路。由于图 图 2.2 .4直接搞合共射放大电路 2.2.1 和图 2.2.4 所示电路中信号源与放大电路,放大电路与负载电阻均直接 相连,故称为"直接辑合"。 将图 2.2 .4所示电路的输入端短路便可求出静态工作点。 (2.2.2a) = ICQ ß/BQ = 卢~BQ (2.2.2b) = UCEQ VCC - ICQRc (2.2.2c) 应当指出 , Rbl 是必不可少的。试想,若 Rbl = 0 ,则静态时,由于输入端 短路 , IBQ=O , 晶体管将截止,电路不可能正常工作。 Rbl 、 Rb2的取值与 VCC 相配合,才能得到合适的基极电流 IBQ , 合理地选取 Rc , 才能得到合适的管压 降 UCEQ 。有输入信号时的波形分析如图 2.2.3 所示。 当输入信号作用时,由于信号电压将在图 2.2.1 所示电路中的凯和图 2.2 .4所示电路中的 Rbl 上均有损失,因而减小了晶体管基极与发射极之间的 信号电压,也就会影响电路的放大能力。图 2.2.5 (a) 所示电路既解决了"共 地"问题,又使一定频率范围内的输入信号几乎毫无损失地加到放大管的输入 回路。 84 第 2 章基本放大电路 +V(ι 巳 TI+叮tru iQU 一,『 。 + 。 『l l l n u l P气 〕 + U; l - 矶 (a) (b) 图 2.2.5 阻容精合共射放大电路 ( a) 电路 ( b) 输入回路等效电路 图中电容 C] 用于连接信号源与放大电路,电容 C2 用于连接放大电路与 负载。在电子电路中起连接作用的电容称为辑合电容,利用电容连接电路称为 阻睿藕舍,图 2.2.5 (a) 所示电路为阻容精合共射放大电路。由于电容对直流 量的容抗无穷大,所以信号源与放大电路、放大电路与负载之间没有直流量通 过。捐合电容的容量应足够大,使其在输入信号频率范围内的容抗很小,可视 为短路,所以输入信号几乎无损失地加在放大管的基极与发射极之间。可见, 搞合电容的作用是"隔离直流,通过交流。"令输入端短路,可以求出静态工 作点。 I-Vcc-UBE BQ - Rb (2.2.3a) ICQ = ßIBQ = 卢'l BQ (2.2.3b) = UCEQ Vcc - lcQRc (2.2.3c) 电容 C] 上的电压为 U BEQ , 电容 C2 上的电压为此间,方向如图 2.2.5 (a) 中所标注。由于在输入信号作用时, C] 上电压基本不变,因此可将其等效成 一个电池,如图 2.2.5 (b) 所示。这样,放大管基极与发射极之间总电压为 UBEQ 与 UI 之和。 Uj 、 ~B 、 ~C 、 UCE 、 U o 的波形分析如图 2.2.3 所示。应该注意, 输出电压 u 。等于集电极与发射极之间总电压减去 C2 上的电压民间,所以 u 。 为纯交流信号。 [例 2.2.1] 现有一个直流电源,试用一只 PNP 型管组成共射放大电路。 解:在放大电路中,直流电源一方面设置合适的静态工作点,另一方面作 为负载的能摞。为使晶体管导通,发射结应正偏,因而 PNP 型管的发射极应 接电源的正极,而基极应接电源的负极;且为了限制基极电流,基极回路应加 电阻 Rb' 如图 2.2.6 (a) 所示。为使晶体管工作在放大状态,集电结应反偏, 2.3 放大电路的分析方法 85 因而 PNP 型管的集电极应接电源的负极;且为了将集电极电流的变化转换为 电压的变化,集电极应通过电阻 R 接电糠的负极,如图 (b) 所示。为了使输 入信号驮载在 b-e 静态电压之上,则应在晶体管基极与信号在京之间加一个电 阻或电容,如图 (c) 、 (d) 所示;图 (c) 电路的输入端为直接藕合方式,图 (d) 电 路的输入端为阻容搞合方式;它们的输出端均采用了直接搞合方式,当然也可 采用阻容精合方式。 Vcc Vcc Vcc Rb 「 l l H Rb C TA n U, 叫 u l R l 」 (a) (b) (c) (d) 图 2.2.6 用 PNP 型管组成共射放大电路 ( a) 使发射结正偏 ( b) 使集电结反偏 ( c) 输入端为直接搞合的共射放大电路 ( d) 输入端为阻容精合的共射放大电路 思考题 2.2.1 试用 NPN 型管组成一个共射放大电路,使之在输入为零时输出为零。要求画出 电路图。可以用一路电源,也可用两路电源。 2.2.2 试标出图 2.2.6 (d) 中精合电容的电压极性。 2.2.3 PNP 管共射放大电路的输出电压与输入电压反相吗?用波形来分析这个问题。 放大电路的分析市法 分析放大电路就是在理解放大电路工作原理的基础上求解静态工作点和各 项动态参数。本节以 NPN 型晶体管组成的基本共射放大电路为例,针对电子 电路中存在着晶体管或场效应管等非线性器件,而且直流量与交流量同时作用 的特点,提出分析方法。 2.3.1 直流通路与交流通路 通常,在放大电路中,直流电源的作用和交流信号的作用总是共存的,即 静态电流、电压和动态电流、电压总是共存的。但是由于电容、电感等电抗元 86 第 2 章基本放大电路 件的存在,直流量所流经的通路与交流信号所流经的通路不完全相同。因此, 为了研究问题方便起见,常把直流电源对电路的作用和输入信号对电路的作用 区分开来,分成直流通路和交流通路。 直流通路是在直流电源作用下直流电流流经的通路,也就是静态电流流经 的通路,用于研究静态工作点。对于直流通路,①电容视为开路;②电感线圈 视为短路(即忽略线圈电阻) ;③信号源视为短路,但应保留其内阻。 交流通路是输入信号作用下交流信号流经的通路,用于研究动态参数。对 于交流通路,①容量大的电容(如祸合电容)视为短路,②元内阻的直流电源 (如 + Vcc ) 视为短路。 根据上述原则,图 2.2.1 所示基本共射放大电路的直流通路如图 2.3.1 (a) 所示。图中,基极电源 VBB 和集电极电源 Vcc 的负极均接地。为了得到交流通 路,应将直流电源 VBB 和 Vcc 均短路,因而集电极电阻 Rc 并联在晶体管的集电 极和发射极之间,如图 2.3.1 (b) 所示。 + T~cc + 室主> ü. T Rc U.卢 (a) (b) 图 2.3.1 图 2.2.1 所示基本共射放大电路的直流通路和交流通路 (a) 直流通路 ( b) 交流通路 在图 2.3.2 (a) 所示的直接搞合共射放大电路中 , Rs 为信号源内阻,因此 其直流通路如图( b) 所示。从直流通路可以看出,直接搞合放大电路的静态工 作点既与信号源内阻 Rs 有关,又与负载电阻 R L 有关。由于直流电洒、 Vcc 对交 流信号短路,所以,在交流通路中 , R b2 并联在晶体管的基极与发射极之间, 而集电极电阻 Rc 和负载电阻 R L 均并联在晶体管的集电极与发射极之间,如 图 2.3.2 (c) 所示。 在图 2.2.5 (a) 所示阻容搞合放大电路中,信号源内阻为 0 。对于直流量, C ,、 C2 开路,所以直流通路如图 2.3.3 (a) 所示。对于交流信号, C ,、 C2 相 当于短路,直流电源 Vcc 短路,因而输入电压 Ù j 加在晶体管基极与发射极之 间,基极电阻 Rb 并联在输入端;集电极电阻 Rc 与负载电阻 R L 并联在集电极 与发射极之间,即并联在输出端。因此,交流通路如图 2.3.3 (b) 所示。从直 2.3 放大电路的分析方法 87 + 14 f飞 约 (a) Rbl Rb2 (b) + R, RLU (;0 (c) 图 2.3.2 直接搞合共射放大电路及其直流通路和交流通路 (a) 直接稿合共射放大电路 ( b) 直流通路 ( c) 交流通路 流通路可以看出,由于 C 1 、 C2 的"隔直"作用,静态工作点与信号源内阻和 负载电阻无关。 _,_ (a) (b) 图 2.3.3 阻容祸合共射放大电路的直流通路和交流通路 ( a) 直流通路 ( b) 交流通路 在分析放大电路时,应遵循"先静态,后动态"的原则,求解静态工作点 时应利用直流通路,求解动态参数时应利用交流通路,两种通路切不可提淆。 静态工作点合适,动态分析才有意义。对于简单电路,不一定非画出直流通路 不可。读者不难发现,在式 (2.2.1) 、 (2.2.2) 、 (2.2.3) 的分析过程中已经使用 了直流通路。 88 第 2 章基本放大电路 2.3.2 图解法 在实际测出放大管的输入特性、输出特性和己知放大电路中其它各元件参 数的情况下,利用作图的方法对放大电路进行分析即为图解法。 一、静态工作点的分析 将图 2.2.1 所示电路变换成图 2.3 .4所示电路,用虚线将晶体管与外电路 分开,两条虚线之间为晶体管,虚线之外是电路的其它元件。 t.Uj V BB 图 2.3 .4 共射放大电路 当输入信号 Ll u( = 0 时,在晶体管的输入回路中,静态工作点既应在晶体 管的输入特性曲线上,又应满足外电路的回路方程: U BE = VBB - i B R b (2.3 . 1) 在输入特性坐标系中,画出式 (2.3.1) 所确定的直线,它与横轴的交点为( VBB , 0) ,与纵轴的交点为 (0 , VBB/ R b ) , 斜率为- 11 Rb 。直线与曲线的交点就是静 态工作点 Q , 其横坐标值为 UBEQ , 纵坐标值为 IBQ' 如图 2.3.5 (a) 中所标注。 式 (2.3.1) 所确定的直线称为输入回路负载线。 18 ZC Vζ c/Rc I CQ 1B0=1'BQ 。 uCEQ (a) (b) 图 2.3.5 利用图解法求解静态工作点 ( a) 输入回路的图解分析 ( b) 输出回路的图解分析 与输入回路相似,在晶体管的输出回路中,静态工作点既应在 IB = IBQ 的 2.3 放大电路的分析方法 89 那条输出特性曲线上,又应满足外电路的回路方程: = UCE V CC - icRc (2.3.2) 在输出特性坐标系中,画出式 (2.3.2) 所确定的直线,它与横轴的交点为 (VCC , O) , = 与纵轴的交点为 (0 , Vccl Rc) , 斜率为- 1/Rc; 并且找到 IB IBQ 的那条输出特 性曲线,该曲线与上述直线的交点就是静态工作点 Q , 其纵坐标值为 ICQ' 横 坐标值为 UCEQ ' 如图 2.3.5 (b) 中所标注。由式 (2.3.2) 所确定的直线称为输出 回路负载线。 = 应当指出,如果输出特性曲线中没有 IB IBQ 的那条输出特性曲线,则应 当补测该曲线。 二、电压放大倍数的分析 当加入输入信号 t:. U( 时,输入回路方程为 UBE = V BB + t:. u( - iBRb (2.3.3) 该直线与横轴的交点为 ( VBB + t:. U ( , 0) ,与纵轴的交点为 lI o ,V」"" E+厂八 uU1,1\ 。但斜 率仍为 -lI R b 。 在求解电压放大倍数 Au 时,首先给定 t:. z勺,然后根据式 (2.3.3) 做输入回 路负载线,从输入回路负载线与输入特性曲线的交点便可得到在 t:. UI 作用下的 基极电流变化量 t:. i B ; 在输出特性中,找到 i B = I BQ + t:. i B 的那条输出特性曲 线,输出回路负载线与曲线的交点为 ( UCEQ + t:. UCE' ICQ + t:. i c ) ,其中 t:. UCE 就是 输出电压,见图 2.3.6 所示。从而可得电压放大倍数 - - A- u A U-C- -E-t:. UI A E-t:L.-UO-I (2.3 .4) tB IC 1B= IBQ + M B 1B=IBQ (a) (b) 图 2.3.6 利用图解法求解电压放大倍数 ( a) 从 t. Ul 得出t. i B (b) 从t. i B 得出 t. i c 和 t. UCE( t. uo) 上述求解过程可简述如下:首先给定 A 问 ,。 第 2 掌基本放大电路 AUI (经输入回路图解)一....Ai B (经输出回路图解)一....Aic 一....AUCE 一....Au 从图解分析可知,当今 UI > 0 时, Ai B > 0 , Aic > 0 ,而 AUCE < 0; 反之, 当 AUI < 0 时, AiBO; 说明输出电压与输入电压的变 化相反。在输入回路中,若直流电压 VBB 的数值不变,则基极电阻凡的值愈 小 , Q 点愈高(即 lBQ 和 U BEQ 的值愈大 ), Q 点附近的曲线愈陡,因而在同样的 AUI 作用下所产生的 Ai B 就愈大,也就意味着 I Åu I 将愈大。在输出国路中, Rc 的数值愈小,负载线愈陡,这就意味着同样的 Aic 下所产生的 AUCE 愈小, 即 I Au I 将愈小。可见 , Q 点的位置影响着放大电路的电压放大能力。 应当指出,利用图解法求解电压放大倍数时, AEiI 的数值愈大,晶体管的 非线性特性对分析结果的影响愈大。另外,其分析过程与后面将阐述的微变等 效电路法相比,较为繁琐,而且误差较大。因此,讲述图解法求解 Au 的目的 是为了进一步体会放大电路的工作原理和 Q 点对儿的影响。 三、波形非线性失真的分析 当输入电压为正弦波时,若静态工作点合适且输入信号幅值较小,则晶体 管 b-e 间的动态电压为正弦波,基极动态电流也为正弦波,如图 2.3.7 (a) 所 示。在放大区内集电极电流随基极电流按卢倍变化,并且 !C 与 UCE 将沿负载 线变化。当 !C 增大时 , UCE减小;当 !C 减小时, UCE增大。由此得到动态管压 降 U ce ' 即输出电压民 , U 。与 UI 反相,如图( b) 所示。 IB /BQ 。 Uj (a) (b) 图 2.3.7 基本共射放大电路的波形分析 ( a) 输入回路的波形分析 ( b) 输出回路的波形分析 当 Q 点过低时,在输入信号负半周靠近峰值的某段时间内,晶体管 b-e 间电压总量 UBE 小于其开启电压 Uon ' 晶体管截止。因此基极电流 !b 将产生底 2.3 放大电路的分析方法 91 部失真,如图 2.3.8 (a) 所示。不难理解,集电极电流 ic 和集电极电阻 Rc 上电 压的被形必然随 Lb 产生同样的失真;而由于输出电压 tι 。与 Rc 上电压的变化 相位相反,从而导致 u 。波形产生顶部失真,如图 2.3.8 (b) 所示。因晶体管截 止而产生的失真称为截止失真。在图 2.3.4 所示电路中,只有增大基极电源 VBB ,才能消除截止失真。 tt ‘ V一飞'C 1R 坠r 。 截止失真 (a) (b) 图 2.3.8 基本共射放大电路的截止失真 ( a) 输人回路的波形分析 ( b) 输出回路的波形分析 当 Q 点过高时,虽然基极动态电流 Lb 为不失真的正弦波,如图 2.3.9 (a) 所示,但是由于输入信号正半周靠近峰值的某段时间内晶体管进入了饱和区, 导致集电极动态电流 Lc 产生顶部失真,集电极电阻 Rc 上的电压波形随之产生 同样的失真。由于输出电压民与 Rc 上电压的变化相位相反,从而导致 U o 波 形产生底部失真,如图 2.3.9 (b) 所示。因晶体管饱和而产生的失真称为饱和 失真。为了消除饱和失真,就要适当降低 Q 点。为此,可以增大基极电阻 Rb 以减小基极静态电流 IBQ' 从而减小集电极静态电流 ICQ; 也可以减小集电极 电阻 Rc 以改变负载线斜率,从而增大管压降 UCEQ ; 或者更换一只卢较小的管 子,以便在同样的 I BQ情况下减小 ICQQ 应当指出,截止失真和饱和失真都是比较极端的情况。实际上,在输入信 号的整个周期内,即使晶体管始终工作在放大区域,也会因为输入特性和输出 特性的非线性使输出技形产生失真,只不过当输入信号幅值较小时,这种失真 非常小,可忽略不计。 如果将晶体管的特性理想化,即认为在管压降总量 UCE最小值大于饱和管 压降 UCES ( 即管子不饱和) ,且基极电流总量 i B 的最小值大于 o (即管子不截 止)的情况下,非线性失真可忽略不计,那么就可以得出放大电路的最大不失 真输出电压、 UomO 对于图 2.3 .4所示的放大电路,从图 2.3.7 (b) 所示输出特性 92 第 2 章基本放大电路 '8 I< 饱和失真 (a) (b) 图 2.3.9 基本共射放大电路的饱和失真 ( a) 输入回路的波形分析 ( b) 输出回路的波形分析 的图解分析可得最大不失真输出电压的峰值,其方法是以 UCEQ 为中心,取 "Vcc-UCEQ" 和 "tlcEQ-UCES" 这两段距离中较小的数值,并除以品,则得到 其有效值 Uom 。为了使 Uom 尽可能大,应将 Q 点设置在放大区内负载线的中 ,即其横坐标的」 V....气 .. 牛旦盯的 r...1õ;,位置。 四、直流负载续与交流负载线 从图 2.3.3 (b) 所示阻容藕合放大电路的交流通路可以看出,当电路带上 负载电阻 R L 时,输出电压是集电极动态电流 lc 在集电极电阻 Rc 和负载电阻 R L 并联总电阻 (Rj/ R L ) 上所产生的电压,而不仅决定于 Rc o 因此,由直流通 路所确定的负载线 UCE= Vcc - icRc , 称为直流负载钱,而动态信号遵循的负 载线称为交流负载钱。交流负载线应具备两个特征:第一,由于输入电压 Uj =0 时,晶体管的集电极电流应为 ICQ' 管压降应为民间'所以它必过 Q 点;第二,由于集电极动态电流 lc 仅决定于基极动态电流凡,而动态管压降 - U ce等于 lc 与 Rj/ R L 之积,所以它的斜率为 1I( Rj/ R L ) 。根据上述特征, 只要过 Q 点做一条斜率为 -lI (Rj/ R L ) 的直线就是交流负载线。实际上,已 知直线上一点为 Q , 再寻找另一点,连接两点即可。在图 2.3.10 中,对于直 角三角形 QAB ,已知直角边 QA 为 ICQ' 斜率为- 1I( Rj/ RL ) ,因而另一直角 边 AB 为 ICQ ( Rc 矿 R L ) ,所以交流负载线与横轴的交点坐标为 [ UCEQ + IcQ ( Rj/ RL ) ,0J ,连接该点与 Q 点所得的直线就是交流负载线,如图 2.3.10 所示。 放大电路带负载 R L 后,在输入信号叫不变的情况下,输出电压 u 。的幅 值变小,即电压放大倍数的数值变小。同时,最大不失真输出电压也产生变 2.3 放大电路的分析方法 93 化,其峰值等于( UCEQ - UCES )与 ICQ(Rcll R L ) 中的小者;有效值是峰值除 以 fi 。 盲 ~ñt 负载线(-1/ Rcl 交流负载线 [(-II(RJRL lJ ,, <内 可 lBQ 。 图 2.3.10 直流负载线和交流负载线 对于放大电路与负载直接糯合的情况,直流负载线与交流负载线是同一条 直线;而对于阻容藕合放大电路,则只有在空载时两条直线才合二而一。 五、圄解法的适用范围 图解法的特点是直观形象地反映晶体管的工作情况,但是必须实测所用管 的特性曲线,而且用图解法进行定量分析时误差较大。此外,晶体管的特性曲 线只反映信号频率较低时的电压、电流关系,而不反映信号频率较高时极间电 容产生的影响。因此,图解法多适用于分析输出幅值比较大而工作频率不太高 时的情况。在实际应用中,多用于分析 Q 点位置、最大不失真输出电压和失 真情况等。 [例 2.3.11 在图 2.2.1 所示基本共射放大电路中,由于电路参数的改变 使静态工作点产生如图 2.3.11 所示的变化。试问: (1) 当静态工作点从 Ql 移到 Q2 、从 Q2 移到矶、从 Q3 移到 Q4 时,分 别是因为电路的哪个参数变化造成的?这些参数是如何变化的? (2) 当电路的静态工作点分别为 Ql- 仇时,从输出电压的角度看,哪种 情况下最易产生截止失真?哪种情况下最易产生饱和失真?哪种情况下最大不 失真输出电压 Uom最大?其值约为多少? (3) 电路的静态工作点为仇时,集电极电源 VCC 的值为多少伏?集电极 94 第 2 章基本放大电路 电阻 Rc 为多少干欧? ic/mA 4 3 2 40μA 30μA 20μA 图 2.3.11 例 2.3.1 图 解: (1) 因为 Q2 与 Ql 在一条输出特性曲线上,所以 I BQ 相同,说明 Rb 、 VBB均没变 ; Q2 与 Ql 不在同一条负载线上,说明 Rc 变化了,由于负载线变 陡,所以静态工作点从 Ql 移到 Q2 的原因是 Rc 减小。 因为仇与 Q2 都同在一条负载线上,所以 Rc 没变;而 Q3 与 Q2 不在同一 条输出特性曲线上,说明 Rb 、 VBB 产生变化。由于队的 IBQ (20μA) 大于 Q2 的 I BQ ( 10μA) ,因此从在移到队的原因是 Rb 减小或 VBB 增大,当然也可能兼 而有之。 因为仇与 Q3 在同一条输出特性曲线上,所以输入回路参数没有变化; 而 Q4 所在负载线平行于 Q3 所在负载线,说明 Rc 没变;从负载线与横轴交点 可知,从 Q3 移到仇的原因是集电极电摞 VCC增大。 (2) 从 Q 点在晶体管输出特性坐标平面中的位置可知 , Q2 最靠近截止 区,因而电路最易出现截止失真:仇最靠近饱和区,因而电路最易出现饱和 失真:仇距饱和区和截止区最远,所以静态工作点为仇时的最大不失真电压 U om 最大。 因为仇点 UcEQ =6V , 正居负载线中点,所以其最大不失真输出电压有 效值 J V fjom=tlL〓'b()q--bUb(, 3F.~ 句 3.75 估算时 UCES 取 0.7 V 。 (3) 根据队所在负载线与横轴的交点可知,集电极电源为 12 V; 根据仇 所在负载线与纵轴的交点可知,集电极电阻 Rc = VcclIc = (12/4) mA = 3 kO 2.3 放大电路的分析方法 95 2.3.3 等效电路法 晶体管电路分析的复杂性在于其特性的非线性,如果能在一定条件下将特 性线性化,即用线性电路来描述其非线性特性,建立线性模型,就可应用线性 电路的分析方法来分析晶体管电路了。针对应用场合的不同和所分析问题的不 间,同一只晶体管有不同的等效模型①。这里首先简单介绍晶体管在分析静态 工作点时所用的直流模型;然后重点阐述用于低频小信号时的 h 参数等效模 型,以及使用该模型分析动态参数的方法。 一、晶体管的直流模型及静态工作点的估算法 在对图 2.2.1 、 2.2 .4、 2.2.5 所示各共射放大电路进行静态分析时,分别 得出静态工作点的表达式 (2.2.1) 、 (2.2.2) 、 (2.2.3) 。当将 b-e 间电压 U BEQ 取一个固定数值时,也就是认为 b-e 间等效为直流恒压源,说明已将晶体管 输入特性折线化,如图 2.3.12 (a) 所示。式中集电极电流 ICQ = 卢I间,说明 ICQ 仅决定于 IBQ 而与静态管压降 UCEQ 无关,即输出特性曲线是横轴的平行线,如 图 2.3.12 (b) 所示,所以晶体管的直流模型如图 (c) 所示。图 (c) 中的理想二极 管限定了电流方向。 '日 El! ill 日 ßIB3 I B3 叫 / 声Bl~ / / / 。 Uon U SE 。 I S2 I B1 U CE (a) (b) ( c) 图 2.3.12 晶体管的直流模型 (a) 输入特性折线化 ( b) 输出特性理想化 ( c) 直流模型 应当特别指出,晶体管的直流模型是晶体管在静态时工作在放大状态的模 型,它的使用条件是: UBE > Uon且 UCE ;;;: UBE , 并认为卢=卢。 在图 2.2.5 (a) 所示电路中,若已知 VCC = 12 V , Rb =510 kO , Rc =3 kO; 晶体管的卢= 1 ∞ , UBEQ = 0 .7 V ,则根据式 (2.2.3) 可得 , I BQ = 22μA , ICQ = 2.2 mA, UCEQ = 5 .35 V 。 ① 在计算机辅助分析或设计电子电路时,较为常见的晶体管模型为 EM 模型, EM 为 J.J.Ebors 和 J. L. Moll 二人姓的字头 c 详细内容见参考文献 [21] 。 96 第 2 章基本放大电路 二、晶体管共射 h 参数等效模型 在共射接法的放大电路中,在低频小信号作用下,将晶体管看成一个线性 双口网络,利用网络的 h 参数来表示输入端口、输出端口的电压与电流的相 互关系,便可得出等效电路,称之为共射 h 参数等效模型。这个模型只能用 于放大电路低频动态小信号参数的分析。 1. h 参数等效模型的由来 若将晶体管看成一个双口网络,并以 b-e 作为输入端口,以 c-e 作为输 出端口,如图 2.3.13 (a) 所示,则网络外部的端电压和电流关系就是晶体管的 输入特性和输出特性,如图 2.3.13 (b) 、 (c) 所示。可以写成关系式 (a) , tB ι Q I BQ I BQ 。 (b) U BE 。 UCEQ (c) VCC UCE (d) 图 2.3.13 晶体管的共射 h 参数等效模型 (a) 将晶体管看成线性双口网络 (b) 输入特性曲线 ( c) 输出特性曲线 ( d) 共射 h 参数等效模型 2.3 放大电路的分析方法 97 (hE 川 UCE) (2.3.5a) iC=j (i B , UCE) (2.3.5b) 式中 UBE 、 tB 、 UCE 、 tc 均为各电量的瞬时总量。为了研究低频小信号作用下 各变化量之间的关系,对上边两式求全微分,得出 du 阳 =τ dU子D主"\1 d di R +:d;-U二"主,, \ 1 U ('F --OZB|UCEOUCE|IB (2.3.6a) dir 1 dir dic=".~l di B + 了一"-- 1 d UCE 。 EB|UCEOUCE|IB (2.3.6b) 由于 dUBE代表 UBE 的变化部分,可以用 lhe 取代;同理 di B 可用 lb 取代, dic 可用人取代, ducE 可用 Ù ce 取代。根据电路原理网络分析知识,可从式 (2.3.6) 得出 h 参数方程 {~ιb扎e = 凡 h ll山 lee l1 lc= h 21e h+ h22eUce (2.3.7a) (2.3.7b) 下标 e 表示共射接法,式中 hlle3-- -ud-i -叫, I B u (2.3.8a) hJUBE I/ 12e - - ::J 一 OUCE B (2.3.8b) h213e -- i-::cJ-: uιB I U CE (2.3.8c) h22e3-- -i -c- ::J.. VUCE I/ B (2.3.8d) 式 (2.3.7a) 表明,电压 Ù be 由两部分组成,第一项表示由人产生一个电 压,因而 h lle 为一电阻;第二项表示由 Uce 产生一个电压,因而 h l2e 无量纲; 所以 b-e 间等效成一个电阻与一个电压控制的电压源串联。式 (2.3.7b) 表明, 电流 Ic 也由两部分组成,第一项表示由人控制产生一个电流,因而 h 21e 无量 纲;第二项表示由 Ù ce 产生一个电流,因而 h 22e 为电导;所以 c-e 间等效成一 个电流控制的电流商、与一个电阻并联。这样,得到晶体管的等效模型如图 2.3.13 (d) 所示。由于式 (2.3.8) 中四个参数的量纲不同,故称为 h ① u昆合)参 数,由此得到的等效电路称为 h 参数等效模型。 2. h 参数的物理意义 ① h 是英文 Hybrid 的字头 c 98 第 2 章基本放大电路 研究 h 参数与晶体管特性曲线的关系,可以进一步理解它们的物理意义 和求解方法。 = h lle是当 UCE = U CEQ 时 UBE 对 LB 的偏导数。从输入特性上看,就是 UCE UCEQ那条输入特性曲线在 Q 点处切线斜率的倒数。小信号作用时 , h lle = éJ UBE/éJ i B = b. UBE/b.吨,见图 2.3.14(a) 所示。因此 h lle表示小信号作用下 b-e 间的动态电阻,常记作 rbe O Q 点愈高,输入特性曲线愈陡 , h lle 的值也就 愈小。 h 山是当 i B = IBQ 时 UBE 对 UCE 的偏导数。从输入特性上看,就是在 i B = I BQ 的情况下 UCE对 UBE 的影响,可以用 b. UBE/b. UCE求出 h 山的近似值,见图 2.3.14 (b) 所示。 h 山描述了晶体管输出回路电压 UCE 对输入回路电压 UBE 的影响,故 称之为内反馈系数。当 c-e 间电压足够大时,如 U CE ;;::. 1 V , b. U BE/b. U CE 的值 很小,多小于 10- 2 。 'B I UD Uζ E=UCEQ JBQ USEQ 。 UBE 。 U BE 2ζ ðiS ð-;ll-TIC~Q ι---一一 JBQ U 。 户 E。 、飞 U CE (c) U CE (d) 图 2.3.14 h 参数的物理意义及求解方法 (a) 求解 h lle (b) 求解 h '2e (c) 求解 h 21e (d) 求解 h 22e h 21e是当 UCE = UCEQ时 LC 对 LB 的偏导数。从输出特性上看,当小信号作用 2.3 放大电路的分析方法 99 = 时 • h 2le dic/éJ iB ",=ð. ic/ð. 吨,见图 2.3.14 (c) 所示。所以 • h 2le 表示晶体管在 Q 点附近的电流放大系数卢。 h 22e 是当 i B = IBQ 时 • lC 对 UCE 的偏导数。从输出特性上看 • h 22e 是在 lB = IBQ 的那条输出特性曲线上 Q 点处导数,见图 2.3.14 (d) 所示,它表示输出特 性曲线上翘的程度,可以利用ð. iclð. UCE 得到其近似值。由于大多数管子工作 在放大区时曲线均几乎平行于横轴,所以其值常小于1O- 5 S 。常称1/ h 22e 为 c-e 间动态电阻 rce ,其值在几百千欧以上。 3. 简化的 h 参数等效模型 由以上分析可知,在输入回路,内反馈系数 h 山很小,即内反馈很弱,近 似分析中可忽略不计,故晶体管的输入回路可近似等效为只有一个动态电阻 Tbe( hll .) ; 在输出回路 • h 22e很小,即 T ce~巨大,说明在近似分析中该支路的电 流可忽略不计,故晶体管的输出回路可近似等效为只有一个受控电流源 i c • ic= ßÏ b; 因此,简化的 h 参数等效模型如图 2.3.15 所示。 应当指出,如果晶体管输出回路所接负载 电阻 R L 与 T ce 可比,则在电路分析中应当考虑 T ce 的影响。 4. Tbe 的近似表达式 在简化的 h 参数等效模型中,可以通过实 测得到工作在 Q 点下的 ß. 并可以通过以下分 析所得的近似表达式来计算 Tbe 的数值。 n 。he r be 队 - 图 2.3.15 简化的 h 参数等效模型 从图 2.3.16 (a) 所示晶体管的结构示意图中可以看出. b - e 间电阻由基区 体电阻 Tb町、发射结电阻 Tb'e' 和发射区体电阻 Te 三部分组成。 Tbb' 与 Te 仅与杂质 浓度及制造工艺有关,由于基区很薄且多子浓度很低 , Tbb' 数值较大,对于小 -Ib-- b b' b rb'eO Ve e (a) (b) 图 2.3.16 晶体管输入回路的分析 ( a) 结构 ( b) 等效电路 100 第 2 章基本放大电路 功率管,多在几十欧到几百欧,可以通过查阅手册得到。由于发射区多数载流 子浓度很高 , r e 数值很小,只有几欧,与 r bb' 和 rb' e 相比可以忽略不计。因此, 晶体管输入回路的等效电路如图 2.3.16 (b) 所示。流过 rbb' 的电流为人,而流 过 rb'e 的电流为人,所以 h U be = r bb' + 1e rb' e 根据第一章中对 PN 结电流方程的分析可知,发射结的总电流, = i E 1s (eur - 1) ( u 为发射结所加总电压) 因而 由于发射结处于正向偏置 , = - 1-h d-··dHu-u =- u-UT e FI c3 叫 u 大于开启电压(如硅管 Uon 为 0.5 V 左右) ,而常 温下 UT =26 mV ,因此可以认为 i E = 1抖,代入上式可得 11 =-;;-.LE rb'e UT 当用以 Q 点为切点的切线取代 Q 点附近的曲线时 r t IEQ 根据 rbe 的定义 Ube Ub巾'十卫些 e rbe=7J= 一 h '" 丛h旦 E T 丛王一 h - 'bb' 土生生E Th 由此得出 rbe 的近似表达式 +咱或 rbe = rbb' + (1 r俨 rbb' + 卢艺 川 9) 式 (2.3.9) 进一步表明 , Q 点愈高,即 IEQ( ICQ) 愈大, rbe 愈小。 h 参数等效模型用于研究动态参数,它的四个参数都是在 Q 点处求偏导 数得到的。因此,只有在信号比较小,且工作在线性度比较好的区域内,分析 计算的结果误差才较小。而且,由于 h 参数等效模型没有考虑结电容的作用, 只适用低频信号的情况,故也称之为晶体管的低频小信号模型。 三、共射放大电路动态参数的分析 利用 h 参数等效模型可以求解放大电路的电压放大倍数、输入电阻和输 出电阻。在放大电路的交流通路中,用 h 参数等效模型取代晶体管便可得到 放大电路的交流等效电路。国 2.2.1 所示基本共射放大电路的交流等效电路如 图 2.3.17 (a) 所示。 1.电压放大倍数 Åu 根据电压放大倍数的定义,利用晶体管人对 ic 的控制关系,可得 U j = 2.3 放大电路的分析方法 101 + + r be Rc U。 U。 一卢lb Rc 1 一 (a) (b) 图 2.3.17 基本共射放大电路的动态分析 ( a) 交流等效电路 ( b) 输出电阻的分析 - = - ib(Rb+rbe ), 。 0= icRc ßibRc' 因此电压放大倍数的表达式为 = = _ Å.. U -一 ~Uoj - Rbß+Rcrbe (2.3.10) 2. 输入电阻 RI 凡是从放大电路输入端看进去的等效电阻。因为输入电流有效值 Ij = h , 输入电压有效值 U j = h (R b + rbe) ,故输入电阻为 U: Rj= τ = Rb + rbe (2.3.11) 3. 输出电阻 R。 根据诺顿定理将放大电路输出回路进行等效变换,使之成为一个有内阻的 电压源,如图 2.3.17 (b) 所示,可得 R~ = R~ (2.3.12) 对电子电路输出电阻进行分析时,还可令信号源电压 U.=o , 但保留内阻 R. ; 然后,在输出端加一正弦波测试信号矶,必然产生动态电流 10 , 则 U~ Ro=.工 '0 I U =0 (2.3.13) = 在图 2.3.17 (a) 所示电路中,所加信号 U j 为恒压摞,内阻为 0 。当 Uj 0 时,人= 0 ,当然 ic = 0 ,因此, U~ Uh R~。 =- 一10-二- -U一一 ol」R一c -=K .. 应当指出,虽然利用 h 参数等效模型分析的是动态参数,但是由于 rbe 与 Q 点紧密相关,因而使动态参数与 Q 点紧密相关;对放大电路的分析应遵循 "先静态,后动态"的原则,只有 Q 点合适,动态分析才有意义。 上述分析方法为等效电路法,有些文献也称之为微变等效电路法。 = = = [例 2.3.2] 在图 2.2.1 所示电路中,已知 VBB 1 V, Rb 24 kO , Vcc 102 第 2 章 基本放大电路 12V , R c =5.1kO; 晶体管的 rw = 100 0 ,卢= 1 ∞,导通时的 U BEQ = 0.7 V 。 (1) 静态工作点小 (2) 求解 Åu 、 Rb 和 Ro 。 解: (1) 利用式 (2.2.1 )求出 Q 点。 BQ =V且 RR 可 - U旦RF= (l I~1豆 - 0币 .7 )\ A= (1 2瓦 .5x 盯。 )A= 山 μA lcQ = ßIBQ = ßIBQ = (1∞ x 12.5 x 1O- 6 )A = 1.25 rnA UCEQ = VCC - 1CQ Rc = (12 - 1. 25 x 5 . 1) V = 5 .63 V UCEQ大于 UBEQ , 说明晶体管工作在放大区。 (2) 动态分析时,先求出 rbe o _ U甲 1 ___ ___ 26 \ r~be 坦- .r~b~b', +ß , 1" 二lc土Q=!飞 100 + 1 ∞一1一.2一5110=22∞ 0=2.2 kO 根据式 (2.3.10) 、 (2.3.11) 、 (2.3.12) 可得 A- F -一RR } b+一c r一be=-l -一2∞一4一+x-25一..21~=-19.5 Ri = Rb + rbe= (24 + 2.2)kO = 26 , 2 kO Ro =Rc =5.1 kO 【例 2.3.31 在图 2.2.5 (a) 所示电路中, 已知 VCC = 12 V , Rb = 510 kO , Rc = 3 kO; 晶体管的 rw = 150 0 ,卢= 80 , UBEQ = 0.7 V; RL = 3 kO; 藕合电容 对交流信号可视为短路。 (1)求出电路的孔、 Rb 和 Ro; = = (2) 若所加信号源内阻 R. 为 2 kO ,求出 Åus tJ/tJ. ? 解: (1)首先求出 Q 点和 rbe '再求出 Åu 、 Rb 和 Ro 。 根据式 (2.2.3) 可得 I V - U 二土",,L,, 言二旦RF旦O BQ-Rb -=1飞/1一2一5-1一 00.~7\J rnA =0.022 2 rnA = 22.2μA ICQ = ßlBQ= (80 x 0.022 2) rnA= 1.77 rnA UCEQ = Vcc - ICQRc 臼(1 2 -1. 77 x 3)V = 6.69 V UCEQ 大于 UB呵,说明 Q 点在晶体管的放大区。 t rb产 rw + 吭= T 1 __ __ 150 + 80 x 12万67)\ 0 = 1 325 0 = 1. 33 kO 画出交流等效电路,如图 2.3.18 所示。 = 从图 2.3.18 可知,宙。= - ic (Rjj RL ) = - ß1b (Rcl扩 R L ), tJi ibrbe' 根 据儿的定义可以得出 +? Uj Rb r be 2.3 放大电路的分析方法 103 + Rc RL U O 图 2.3.18 图 2.2.5 (a) 所示电路的交流等效电路 代入数据 - A Uo U -τ一= u j 卢iR L rbe (R~= RJI R L ) 3x3 A.. = - 80 x 一一31一.+一333一一 =- -9~-0^- 根据 R j 定义可以得出 Rj= 号 = Rbll rbe (2.3.14) (2.3.15) 通常情况下几 >> rbe' 所以 R j 国 rbe= 1.33 kO 。 Ro = Rc (2.3.16) = 代入数据,得 Ro 3 kO 。 应当指出,放大电路的输入电阻与信号摞内阻无关,输出电阻与负载 无关。 (2) 根据 Åus 的定义 U~ U, U~ R: Auu"s=-U7,s二-=us ---;-二. -U-B,-主R-一s+一Rι:E:-M. AU (2.3.17) 代人数据后,得 倡一2一+1一.1一3.3一33.( -90) 臼- 36 IÅus I 总是小于 I Åu I '输入电阻愈大, U j 愈接近轧, IÅus I 。 IÅu I 也就愈接近 思考题 2.3.1 "若输入信号为直流信号,则用直流通路分析电路;若输入信号为交流信号, 则用交流通路分析电路。"这种说法正确吗?为什么? 2.3.2 试用图解法分别说明如何消除图 2.2.1 和图 2.2.5 (a) 所示两个放大电路的截止 失真和饱和失真。 2.3.3 利用等效电路法求解出的电压放大倍数、输入电阻和输出电阻都是在中频段小 104 第 2 章基本放大电路 信号下的参数,在大信号作用下这些参数有变化吗?为什么? 2.3.4 分别说明采用什么措施可以增强图 2.2.1 和图 2.2.5 (a) 所示共射放大电路的电 压放大能力,采用什么措施可以增大输入电阻;并说明增大输入电阻将对电压放大倍数有 什么影响。 阪大电路静态工作点的稳定 2.4.1 静态工作点稳定的必要性 从上节的分析可以看出,静态工作点不但决定了电路是否会产生失真,而 且还影响着电压放大倍数、输入电阻等动态参数。实际上,电源电压的波动、 元件的老化以及因温度变化所引起晶体管参数的变化,都会造成静态工作点的 不稳定,从而使动态参数不稳定,有时电路甚至无法正常工作。在引起 Q 点 不稳定的诸多因素中,温度对晶体管参数的影响是最为主要的。 在图 2 .4 .1 中,实线为晶体管在 20 't时的输出特性曲线,虚线为 40 't时 的输出特性曲线。从图可知,当环境温度升高时,晶体管的电流放大系数卢 增大,穿透电流 IcEO增大;这一切集中地表现为集电极电流 ICQ 明显增大,共 射电路中晶体管的管压降 U CEQ将减小 , Q 点沿直流负载线上移到 Q' , 向饱和 区变化;而要想使之回到原来位置,必须减小基极电流 I BQ 。可以想象,当温 度降低时 , Q 点将沿直流负载线下移,向截止区变化,要想使之基本不变, 则必须增大 IBQ 。 tc V(JRc --1(Q 1~EO O 图 2 .4 .1 晶体管在不同环境温度下的输出特性曲线 由此可见,所谓稳定 Q 点,通常是指在环境温度变化时静态集电极电流 ICQ和管压降 UCEQ基本不变,即 Q 点在晶体管输出特性坐标平面中的位置基本 2.4 放大电路静态工作点的稳定 105 不变,而且,必须依靠 I间的变化来抵消 IcQ 和民间的变化。常用引人直流负 反馈或温度补偿的方法使 ISQ在温度变化时产生与 ICQ 相反的变化。 2.4.2 典型的静态工作点稳定电路 一、电路组成和 Q 点稳定原理 典型的 Q 点稳定电路如图 2 .4 .2 所示,图 (a) 为直接鹊合方式,图 (b) 为阻 容搞合方式,它们具有相同的直流通路,如图 (c) 所示。 +Vcc +Vcc +Vcc Rb2 CHRb2 + Rbl 十 Uo Uj (a) (b) (c) 图 2 .4 .2 静态工作点稳定电路 ( a) 直接稿合电路 ( b) 阻容精合电路 ( c) 图 (a) 、( b) 所示电路的直流通路 在图 2 .4 .2 (c) 所示电路中,节点 B 的电流方程为 12 =/1 +/sQ 为了稳定 Q 点,通常使参数的选取满足 11 >> I SQ 因此 ,/2 =/ 1 , B 点电位 URBfQl= =~RRbbl1+Rucc (2 .4 .1) (2.4.2) 式 (2 .4 .2) 表明基极电位几乎仅决寇于 Rb1 与 R b2 对 VCC 的分压,而与环境温度 无关,即当温度变化时 U SQ基本不变。 当温度升高时,集电极电流 Ic 增大,发射极电流 h 必然相应增大,因而 发射极电阻 Re 上的电压 UE ( 即发射极的电位)随之增大;因为 USQ 基本不变, 而 USE = US - UE , 所以 USE势必减小,导致基极电流 Is 减小 , lc 随之相应减 小。结果 , lc 随温度升高而增大的部分几乎被由于 Is 减小而减小的部分相抵 消 , lc 将基本不变 , U CE 也将基本不变,从而 Q 点在晶体管输出特性坐标平 面上的位置基本不变。可将上述过程简写为: 106 第 2 章基本放大电路 T( 't:) t 一-+ Ic t (IE t )一-+ U E t (因为 UBQ 基本不变)一-+ U BE t 一-+ I B t 当温度降低时,各物理量向相反方向变化 , Ic 和 UCE 也将基本不变。 不难看出,在稳定的过程中 , Re 起着重要作用,当晶体管的输出回路电 流 Ic 变化时,通过 R. 上产生电压的变化来影响 b-e 间电压,从而使 Is 向相 反方向变化,达到稳定 Q 点的目的。这种将输出量( Ic) 通过一定的方式(利用 Re 将 Ic 的变化转化成电压的变化)引回到输入回路来影响输入量( UBE ) 的措施 称为反馈;由于反馈的结果使输出量的变化减小,故称为负反馈;又由于反馈 出现在直流通路之中,故称为直流负反馈。 Re 为直流负反馈电阻。 由此可见,图 2.4.2 (c) 所示电路 Q 点稳定的原因是: (1) Re 的直流负反馈作用; (2) 在 11 >> ISQ 的情况下 , U SQ在温度变化时基本不变。 所以也称这种电路为分压式电流负反馈 Q 点稳定电路。从理论上讲 , Re 愈大,反馈愈强 , Q 点愈稳定。但是实际上,对于一定的集电极电流 Ic , 由 于 Vcc 的限制 , Re 太大会使晶体管进入饱和区,电路将不能正常工作。 二、静态工作点的估算 已知 11 >> I SQ u-EL-V BQBRbI+Rbacc 发射极电流 - IUB呗- U SEQ EQ - R. 由于 ICQ 国 I间,管压降 UCEQ 臼 VCC - IcQ ( Rc + R.) 基极电流 = 鸟 I SQ 且 +8 (2 .4 .5) +VBB 应当指出,不管电路参数是否满足 11 >>/sQ , R. 的负 反馈作用都存在。利用戴维南定理,可将图 2 .4 .2 (c) 所示 电路变换成图 2.4.3 所示电路,其中 (2 .4 .3) (2 .4 .4) +Vcc Rbl VSS 一 - Rbl + - Rb2 ιι t 列输入回路方程 Rb = Rbl// Rb2 VSS = ISQRb + U SEQ + IEQR. 图 2 .4 .3 图 2 .4 .2 (c) 所示电路的等效电路 2.4 放大电踏踏态王作点的稳定 107 可得出 IEQ I EQ -~ hR旦, 二旦旦 了工γ Re 当。击,即 (1 +卢 ) Re >> Rb 时 , IEQ 的表达式与式 (2 .4 .3) 相同。 因此, 可用 (1 +卢 ) Re 与 Rbl// R汩的大小关系来判断式 (2.4.1) 是否成立。 三、动态参融的估算 画出图 2.4.2 (b) 所示电路的交流等效电路如图 2.4 .4 (a) 所示,电容 C e 为 旁路电容,容量很大,对交流信号可视为短路。若将 Rbl// R b2 看成一个电阻 Rb' 则图 2.4.4 (a) 所示电路与阻容搞合共射放大电路的交流等效电路(见图 2.3.18) 完全相同,因此动态参数 A ,, = τ Uo=-L ßR工i - Uj rbe (R~ = Re!/ RL ) - (2.4.6a) Rj= 于 = Rb// Tbe =Rbl 州矿 Tbe (2.4.6b) Ro =Rc (2 .4.6c) + + U Ù j Rblll R b2 r Þe Rc Rd I u.。 (a) 十 -Ih-4·- -旦、 ' ?+ rbe U Uj Rblll R b2 Y ' (b) 图 2 .4.4 阻容桐合 Q 点稳定电路的交流等效电路 (8) 有旁路电容时的交流等效电路 ( b) 无旁路电容时的交流等效电路 倘若没有旁路电容 Ce ,则图 2 .4 .2 (b) 所示电路的交流等效电路如圈 2 .4.4 (b) 所示。由图可知 108 第 2 章 基本放大电路 所以 Uj = Ibrbe + IeRe = hrbe + h (1 +卢) Re Uo=-IcRL A UoPRL u -"" 一tJ j­"" - ;~~:; ( 1 +卢) Re (R~= Rj/ R L) Rj = 号 = Rbl// Rb2 // [ 川 (1 +川] (2 .4 .7a) (2 .4 .7b) Ro= R 在式 (2.4.7a) 中,若 (1 +卢) Re >> rbe' 且卢>> 1 ,则 (2 .4 .7c) R\. lf. --=- Å.. Re = U = _ u --亏~:::o足:':-: (R\. = Rj/ R L) j (2 .4 .8) 可见,虽然 Re 使 I Åu I 减小了,但由于 Åu 仅决定于电阻取值,不受环境温度 的影响,所以温度稳定性好。 [例 2.4.1] 在图 2 .4 .2 (b) 所示电路中, 已知 VCC = 12 V , Rbl = 5 kO , Rb2 = 15 kO , Re = 2.3 kO , Rc = 5.1 kO , RL =5.1 kO; 晶体管的卢= 50 , rbe = 1. 5 kO , U BEQ = 0.7 V 。 (1) 估算静态工作点 Q; (2) 分别求出有、无 C e 两种情况下的 Åu 和 R j 。 (3) 若 Rbl 因虚焊而开路,则电路会产生什么现象? 解: (1)求解 Q 点,因为 (1 +卢) Re>> Rbl 矿 R b2 , 所以 ._, U 臼一生L一. BQ RbI+RM V, u ,..,..= 飞( 5_ 5._.12)V=3 + 15 V …= = ImUBQU'-> rbe' 且卢>> 1 ,所以 AUE-f=-17 2.4 放大电路静态互作点的稳定 109 Rj = Rbl// R b2 // ['be + (1 +卢 )R.] =3.75 kO 当无 C e 时,电路的电压放大能力很 差,因此在实用电路中常常将 Re 分为两部 +vc ι + 分,只将其中一部分接旁路电容。 (3) 若 Rbl 开路,则电路如图 2.4.5 所 u Uo 示。设电路中晶体管仍工作在放大状态, 则基极电流和集电极电流(也约为发射极电­ 流)分别为 = 1"0 BQ - ~ VCC - U BE功 R b2 + (1 +卢) Re = - r I L 1_ 5 _ + :1. -2 - 0_~~.',7' (1 + 50) x _ 2, 3A 1I J mA 0.09 mA lCQ = ßIBQ = (50 x 0.09) mA = 4.5 时 图 2.4.5 例 2 .4 .1 电路图 管压降 v UCEQ = VCC - 1CQ ( R c + R e) = [12 - 4. 5 x (5. 1 + 2. 3 ) ] = - 21. 3 V 上式表明,原假设不成立,管子已不工作在放大区,而进入饱和区,动态 分析已无意义。 若晶体管的饱和管压降 UCES = UBEQ =O.7 V ,则管子的发射极电位和集电 极电位分别近似为 UEQ = 言Vr:户 -无Ur旦F. ~ _ Re = 1~ 51.-21 -+0~2.'.7'3 x __\ 2. 3) V =3 .52 V UCQ = UEQ + UCES = (3.52 + 0.7) V = 4.22 V 本题也可假设晶体管工作在饱和区,然后通过分析来判断假设的正确性。 2.4.3 稳定静态工作点的措施 典型的静态工作点稳定电路中利用负反馈稳定 Q 点,而图 2 .4 .6 (a) 中则 采用温度补偿的方法来稳定 Q 点。 使用温度补偿方法稳定静态工作点时,必须在电路中采用对温度敏感的器 件,如二极管、热敏电阻等。在图 2 .4 .6 (a) 所示电路中,电源电压 VCC 远大于 晶体管 b-e 间导通电压 U BEQ , 因此 Rb 中静态电流 _ Vcc - U BEQ Vcc 1Rb - Rb - Rb 节点 B 的电流方程为 IRb=IR +IBQ 110 第 2 章基本放大电路 +VCC U, +VCC + uo (a) (b) 图 2.4.6 稳定静态工作点的措施 (a) 利用二极管的反向特性进行温度补偿 ( b) 利用二极管的 E 向特性进行温度补偿 IR 为二极管的反向电流 • IBQ 为晶体管基极静态电流。当温度升高时,一方面 fc 增大,另一方面由于 IR 增大导致 IB 减小,从而 lc 随之减小。当参数合适 时 .lc 可基本不变。其过程简述如下: T( "C) t 一→ lc t 、 IR t 一→ IB. 一→ lct 从这个过程的分析可知,温度补偿的方法是靠温度敏感器件直接对基极电 流 IB 产生影响,使之产生与 lc 相反方向的变化。 图 2.4.6 (b) 所示电路同时使用引人直流负反馈和温度补偿两种方法来稳 定 Q 点。设温度升高时二极管内电流基本不变,因此其压降 UD 必然减小,稳 定过程简述如下: T( "C) t • lc t 一→ UE t____ 、、 UD • 一--+UB • ~UBE. 一→ lct 当温度降低时,各物理量向相反方向变化。 思考题 2.4.1 在典型的静态工作点稳定电路中,既然凡的阻值越大,负反馈越强 • Q 点越 稳定,那么 R. 有上限值吗? 2.4.2 在图 2.4.2 (a) 、( b) 所示电路中,为了增强 Q 点的稳定性,若 Rb' 、 R b2 采用热 敏电阻,则分别说明它们应具有正温度系数,还是负温度系数?为什么? 2.4.3 为了增强图 2.4.2 (b) 所示电路电压放大倍数儿的稳定性,又不至于使 IÅu I 下降太多,可将 R. 的一部分加旁路电容,画出图来,并写出 Q 、 Å. 、 R; 和凡 的表达式。 2.5 品体管单管放大电路的三种基本接法 111 国体管单管放大电路的 i 三种基本接法 晶体管组成的基本放大电路有共射、共集、共基三种基本接法,即除了前 面所述的共射放大电路外,还有以集电极为公共端的共集放大电路和以基极为 公共端的共基放大电路。它们的组成原则和分析方法完全相同,但动态参数具 有不同的特点,使用时要根据需求合理选用。 2.5.1 基本共集放大电路 -、电路的组成 根据放大电路的组成原则,晶体管应工作在放大区,即 UBE> Uon , UCE ;;a: UBE' 所以在图 2.5.1 所示基本共集放大电路中,晶体管的输入回路加基极电 源 VBB ,它与 Rb 、 Re 共同确定合适的基极静态电流;晶体管的输出回路加集 电极电源 VCC ' 它提供集电极电流和输出电流。画出图( a) 所示电路的直流通 路如图 (b) 所示,电源 VBB 和 VCC 的负端接地;交流通路如图 (c) 所示,集电极 是输入回路和输出回路的公共端。 +VCC Rb U) VBH ' e I'\ l,J 。 Vcc "T' -u .‘ T b a 、 。 γT + 'BQ r ~ EQ ReO Ren Uo (a) (b) (c) 图 2.5.1 基本共集放大电路 (a) 电路 (b) 直流通路 ( c) 交流通路 交流信号 Uj 输入时,产生动态的基极电流儿,驮载在静态电流 IBQ 之上, 通过晶体管得到放大了的发射极电流吨,其交流分量 ~e 在发射极电阻 Re 上产 生的交流电压即为输出电压 U o 。由于输出电压由发射极获得,故也称共集放 大电路为射极输出器。 二、静态分析 在图 2.5.1 (b) 所示直流通路中,列出输入回路的方程 = = VBB IBQRb + U BEQ + IEQRe IBQRb + U BEQ + (1 +卢) IBQRe 便得到基极静态电流 IBQ 、发射极静态电流 hQ 和管压降 UCEQ 112 第 2 章基本放大电路 -= Iu{"\ ~BB - UBEQ BQ - Rh + (1 +卢) Re (2.5.1a) I四=(1+卢) I BQ (2.5.1b) UCEQ = Vcc - IEQRe (2.5.1c) 三、动态分析 把图 2.5.1 (c) 所示电路中的晶体管用其 h 参数等效模型取代便得到共集 放大电路的交流等效电路,如图 2.5.2 所示。 根据电压放大倍数的定义,利用 i h 对人的控制关系,可得出 Åu 的表达 式为 A tlo IeRe (1 +卢 )hRe u- 石~ == h (R h + rhe) + IeRe = (R h + rhe) h + (1 +卢 )hRe A - Rh + (r1he- ++卢(1)R+e 卢) Re ( 2 . 5 2 ) 式 (2.5.2) 表明 , Åu 大于 0 且小于 1 , 即 Ù。与 Ùj 同相且 Uo < 矶。当(1+卢 )Re >> Rh + rhe 时 , Au 自 1 ,即古 0= 乱,故常称共 于- 一一 I I + 集放大电路为射极跟随器。虽然 I Åu I < 1 , ui Rell Ùo 电路无电压放大能力,但是输出电流 Ie 远一 大于输入电流 Ih' 所以电路仍有功率放大 作用。 根据输入电阻 R j 的物理意义能够得 出输入电阻 R j 的表达式 图 2 , 5.2 基本共集放大电路的 交流等效电路 R tlI CIJh (R h + rhe) + IeRe j - = 一 ii -=一ib-- ib Ri = Rb + rbe + (1 +卢 )R e (2.5.3) 可见,发射极电阻 Re 等效到基极回路时,将增大到 (1 +卢)倍,因此共集 放大电路的输入电阻比共射放大电路的输入电阻大得多,可达几十千欧到几百 千欧。 为了计算输出电阻凡,令输入信 号为零,在输出端加正弦波电压孔, 求出因其产生的电流人,则输出电阻 Ro=U/lo , 如图 2.5.3 所示。在图中, Rb rbe 牛牛二 + U+ 。 -tI l R - ZEREe--v e U 。 I。由两部分组成,一部分是 U。在 Re 上 产生的电流 IR , 另一部分是 U。由于作 用于晶体管的基极因路产生基极电流 h 图 2.5.3 基本共集放大电路 输出电阻的求解 2.5 品体管单管放大电路的三种基本接法 113 从而获得的 1" 它们分别为 Ib=J干 ,/e =(I+ 卢)J干 豆、 bT'~ llbT'~ 10 = I R + le 所以,输出电阻的表达式为 Un UO -主+ +卢 )tze Rn。=- 一L- -- Un υ Un :'0+(1+ 卢 )τ干丁 (1 J\e .L \bT'be 故 Ro = R.I/ 吧? (2.5 .4) 可见,基极回路电阻 Rb 等效到射极回路时,应减小到原来的 11 (1+卢)。 由于通常情况下 , Re 取值较小, rbe 也多在几百欧到几千欧,而卢至少几十 倍,所以 R。可小到几十欧。 因为共集放大电路输入电阻大、输出电阻小,因而从信号源索取的电流小 而且带负载能力强,所以常用于多级放大电路的输入级和输出级;也可用它连 接两电路,减少电路间直接相连所带来的影响,起缓冲作用。 [例 2.5.1] 在图 2 , 5.1 (a) 所示电路中,已知 VSB = 6 V , Vcc = 12 V , Rb=15 kO , Re=5 kO; 晶体管的 U BEQ =0.7V , r bb' =2000 ,卢= 150 。 试估算 Q 点、 Au 、 R j 和 Ro 。 解:根据式 (2.5.1) I BQ = R V b+ B (1 B-t +卢) jB=EQ6U--0u._7'_'_ , Re - 15 + (1 + 150) x _mA =0.006 5 88 mA = 6.88μA I四=(1+卢 ) I sQ = (1 + 150) x O. ∞688 mA目1.但mA UCEQ = Vcc - IEQRe= (12 -1.04 x 5)V = 6.8 V U ,___ ___ 26 rbe = rbb' +卢 7土T = (200 + 150 ~lV) 0 = 4 1 ∞ 0=4.1 kO lCQ • 根据式 (2.5.2) 、 (2.5.3) 、 (2.5.4) 可得 A(1+ 卢 ) Re (l + 150) x 5 U = Rb + rhe + (1+ 卢 ) Re = 15 + 4.1 + (1 + 150) x 5 0.975 R j = Rb + rhe + (1 +卢) Re 自 (15+4.1+151x5)kO 臼 774 kO Ro = ReI/ 吧?Ez 号;be = (与手! x 1

    Uon ' 在其输入回路加电源 VBB , VBB 与 R. 共 同确定发射极静态电流 IEQ; 为使晶体管的集电结反向偏置,在其输出回路加 电源 VCC ' Vcc提供集电极电流和输出电流。画出交流通路如图 2.5 .4 (b) 所示, 可以看出输入回路与输出回路的公共端为基极。 u/t) VIl日 "1 ~| Vcc (a) Re T + + + Uj Rc U。 (b) R 仁: Uj b (c) 图 2.5.4 基本共基放大电路 (a) 电路 ( b) 交流通路 ( c) 交流等效电路 在图 2.5.4 (a) 所示电路中,令。 j = 0 ,发射极电位 UEQ = - UBE • 集电极 电位 UCQ = Vcc - ICQRc , 便可得出静态工作点 VRR - U R町、 R. I =」二一二~'l EQ - (2.5.5a) = 10BQ" - 主立 1 +卢 (2.5.5b) UCEQ = UCQ - U E咆 = Vcc - lcQRc + UBEQ (2.5.5c) 用晶体管的 h 参数等效模型取代图 2.5 .4 (b) 所示电路中的晶体管,便可 得到基本共基放大电路的交流等效电路,如图 2.5 .4 (c) 所示。根据上节所讲 的等效电路法可得电压放大倍数 Åu 、输入电阻 R j 和输出电阻 Ro 。 = = A C o Jc R c ßRc u= Uj ieR.+ibrb. rbe+ (1 +ß)Re (2.5.6a) R UIUIIeRe + lbrbe n+rbe s=7:=7;=Ie=hhp (2.5.6b) = Ro Rc (2.5.6c) 2.5 晶体管单管放大电路的三种基本接法 115 由于共基电路的输入回路电流为怡,而输出回路电流为妃,所以无电流 放大能力。而当 Re = 0 时,电压放大倍数与阻容藕合共射放大电路的数值相 同,均为卢!R cl rbe ,所以有足够的电压放大能力,从而实现功率放大。此外, 共基放大电路的输出电压与输入电压同相;输入电阻较共射电路小;输出电阻 与共射电路相当,均为 Rc 。共基放大电路的最大优点是频带宽,因而常用于 无线电通信等方面。 [例 2.5.2] 电路如图 2.5 .4 (a) 所示。设 Re = 3∞.0., Rc=5k.o.;晶体管 的卢 =1∞, rbe = 1 k.o.;静态工作点合适。试估算 Au 、 Ri 和 R。的值。 解:根据式 (2.5.6) 可得 + A - rbe + (F1R+c = 卢 )R e -1 臼 101 xO.3 16 Ri=R+ 」L=(3∞+旦).0. =310 1 +卢飞 1011 .0. =0.31 k .o. Ro = Rc = 5 k.o. 2.5.3 三种接法的比较 综上所述,晶体管单管放大电路的三种基本接法的特点归纳如下: (1) 共射电路既能放大电流又能放大电压,输入电阻居三种电路之中,输 出电阻较大,频带较窄。常作为低频电压放大电路的单元电路。 (2) 共集电路只能放大电流不能放大电压,是三种接法中输入电阻最大、 输出电阻最小的电路,并具有电压眼随的特点。常用于电压放大电路的输入级 和输出级,在功率放大电路中也常采用射极输出的形式。 (3) 共基电路只能放大电压不能放大电流,输入电阻小,电压放大倍数、 输出电阻与共射电路相当,是三种接法中高频特性最好的电路。常作为宽频带 放大电路。 思考题 2.5.1 如何判别晶体管基本放大电路是哪种(共射、共集、共基)接法? 2.5.2 试用 NPN 型管分别组成单管阻容精合共集放大电路和共基放大电路,并分析它 们的 Q 点、 Åu 、 Ri 和 Ro 。 2.5.3 在图 2.5.1 (a) 和图 2.5 .4 (a) 所示电路中,若输出电压波形出现底部失真,则分 别说明这是产生了饱和失真还是截止失真 9 2.5.4 在三种基本接法的单管放大电路中,要实现电压放大,应选用什么电路?要实 现电流放大,应选用什么电路?要实现电压跟随,应选用什么电路?要实现电流跟随,应 选用什么电路? 116 第 2 章基本放大电路 场效应管般大电路 场效应管通过栅-源之间电压 UGS来控制漏极电流吨,因此,宫和晶体管 一样可以实现能量的控制,构成放大电路。由于栅-摞之间电阻可达 107 _ 1012 n ,所以常作为高输入阻抗放大器的输入级。 2.6.1 场效应管放大电路的三种接法 场效应管的源极、栅极和漏极与晶体管的发射极、基极和集电极相对应, 因此在组成放大电路时也有三种接法,即共源放大电路、共漏放大电路和共栅 放大电路。以 N 沟道结型场效应管为例,三种接法的交流通路如图 2.6.1 所 示,由于共栅电路很少使用,本节只对共源和共漏两种电路进行分析。 ++ E s + U, s Rd RLIIιq d Rs + ~ Rd I Uo ( LU) (a) (c) 图 2.6.1 场效应管放大电路的三种接法 (a) 共源放大电路 ( b) 共漏放大电路 ( c) 共栅放大电路 2.6.2 场效应管放大电路静态工作点的设置方法及其分析估算 与晶体管放大电路一样,为了使电路正常放大,必须设置合适的静态工作 点,以保证在信号的整个周期内场效应管均工作在恒流区。下面以共源电路为 例,说明设置 Q 点的几种方法。 一、基本共源敢大电路 图 2.6.2 所示共源放大电路采用的是 N 沟道增强型 MOS 管,为使它工作 在恒流区,在输入回路加栅极电源、 VGG , VGG 应大于开启电压 U GS(th) ;在输出 回路加漏极电源 Voo ,它一方面使漏-源电压大于预夹断电压以保证管子工作 在恒流区,另一方面作为负载的能源 ; Rd 与共射放大电路中 Rc 具有完全相同 的作用,它将漏极电流 !o 的变化转换成电压 UOS 的变化,从而实现电压放大。 令 Ú j = 0 ,由于栅-掠之间是绝缘的,故栅极电流为 0 ,所以 UGSQ = VGG 。 如果已知场效应管的输出特性曲线,那么首先在输出特性中找到 UGS = VGG 的 那条曲线(若没有,需测出该曲线 ) ,然后作负载线 UOS = VOO - ioRd' 如图 2.6 场效应管放大电路 口7 2.6.3 所示,曲线与直线的交点就是 Q 点,读其坐标值即得 IDQ 和 UDSQO 1" U1 FF U户 < T UOS=VGG UD叫 VDD UDS 图 2.6.2 基本共源放大电路 图 2.6.3 图解法求基本共源放大电路 的静态工作点 当然,也可以利用场效应管的电流方程,求出 IDQ 。因为 所以 IDQ 和 U DSQ 分别为 =I(fL-)2 GS 飞 th) - f Vrr \2 IDQ = IDo~ 瓦;二~ 1) (2.6. 1) = U DSQ VDD - IDQRd (2.6.2) 为了使信号源与放大电路"共地",也为了采用单电摞供电,在实用电路 中多采用下面介绍的自给偏压电路和分压式偏置电路。 二、自给偏压电路 图 2.6 .4 (a) 所示为 N 沟道结型场效管共源放大电路,也是典型的自给偏 压电路。 N 沟道结型场效管只有在栅-源电压 UGS 小于零时电路才能正常工 作,那么图示电路中为什么 UGS会小于零呢? 在静态时,由于场效管栅极电流为零,因而电阻凡的电流为零,栅极电 位 UGQ 也就为零;而漏极电流 IDQ 流过源极电阻 Rs 必然产生电压,使源极电位 = U SQ IDQR" 因此,栅-源之间静态电压 , U GSQ = U GQ - U SQ = - IDQR (2.6.3) 可见,电路是靠源极电阻上的电压为栅-源两极提供一个负偏压的,故称为自 给偏压。将式 (2.6.3) 与场效应管的电流方程联立,即可解出 IDQ 和 U GSQ 。 也可用图解法求解 Q 点。 lno = 叫 1 -乒叫 2 飞飞 U GS(off) I = U DSQ VDD - IDQ( Rd + Rs) (2.6 .4) (2.6.5) 118 第 2 章基本放大电路 + + U1 U1 (a) (b) 图 2.6 .4 自给偏压共源放大电路 ( a) 由 N 沟道结型场效应管组成的电路 ( b) 由 N 沟道耗尽型管组成的电路 图 2.6.4 (b) 所示电路是自给偏压的一种特例,其 UCSQ = 0 。图中采用耗尽 型 N 沟道 MOS 管,因此其栅-源之间电压在小于零、等于零和大于零的一定 范围内均能正常工作。求解 Q 点时,可先在转移特性上求得 UCS = 0 时的吨, 即 lDQ; 然后利用式 (2.6.2) 求出管压降 U DSQ 。 三、分压式偏置电路 图 2.6.5 所示为 N 沟道增强型 MOS 管构成的共源放大电路,它靠 Rgt 与 Rg2对电源 VDD分压来设置偏压,故称分压式偏置电路。 静态时,由于栅极电流为 0 ,所以电阻 Rρ 上的电流为 0 ,栅极电位和源极电位分 +VDD 别为 R.. U"-o=U.= UY A 一一 REl O' + R一E•2Vunun , Uusoy = 1wDOy R 因此,栅-掠电压 = UG"-S"Q0 R.. UG<:Q0 - U so SQ =一R一g lO.+一R.dVuDD - lDqoR. UR ob + Rdl Uo (2.6.6) 图 2.6.5 分压式偏置电路 与式 (2.6.4) 联立可得 lDQ 和 Uc吨'再利用式 (2.6.5) 可得管压降 UDSQO 电路中的 Rρ 可取值到几兆欧,以增大输入电阻。 2.6.3 场效应管放大电路的动态分析 -、场效应蕾的低频小倍号等效模型 与分析晶体管的 h 参数等效模型相同,将场效应管也看成一个两端口网 络,栅极与源极之间看成输入端口,漏极与源极之间看成输出端口。以 N 沟 2.6 场效应管放大电路 119 道增强型 MOS 管为例,可以认为栅极电流为零,栅-源之间只有电压存在。 而漏极电流 !D 是栅-源电压 UGS 和漏-源电压 UDS 的函数,即 iD=j(uGS' UDS) 研究动态信号作用时用全微分表示 Jin I Jin di n =了干~ I dUGS +τ~ I dUDS OEAGS|tlDSouoslu (2.6.7) 令式中 Ji D = gm JUGslu DS Ji D 1 d气 U DQM U GS v' z α e (2.6.8) (2.6.9) 当信号幅值较小时,管子的电流、电压只在 Q 点附近变化,因此可以认 为在 Q 点附近的特性是线性的, gm 与 r ds 近似为常数。用交流信号 Ìd 、 iJ gs 和 - --u iJ ds取代变化量 di D 、 dUGD 和 dUDS' 式 (2.6.7) 可写成 ., 1 α, -u gem ees + u ·d8 (2.6.10) 根据此式可构造出场效应管的低频小信号作用下的等效模型,如图 2.6.6 所 示。输入回路栅-源之间相当于开路;输出回路与晶体管的 h 参数等效模型 相似,是一个电压 iJ gs 控制的电流源和一个电阻 r ds并联。 J•d z 。 (a) gO-----<。 + Ugs gmUgs s (b) ι 二主二呵。 d r ds 图 2.6.6 MOS 管的低频小信号等效模型 (a) N 沟道增强型 MOS 管 (b) 交流等效模型 可以从场效应管的转移特性和输出特性曲线上求出 gm 和 r巾,如图 2.6.7 所 示。从转移特性可知, gm 是 UDS = UDSQ那条转移特性曲线上 Q 点处的导数,即 以 Q 点为切点的切线斜率。在小信号作用时可用切线来等效 Q 点附近的曲线。 由于 gm 是输出回路电流与输入团路电压之比,故称为跨导,其量纲是电导。 从输出特性可知, r ds是 UGS = UGsQ 这条输出特性曲线上 Q 点处斜率的倒 数,与 rce一样,它描述曲线上翘的程度, r ds越大,曲线越平。通常 rd.在几十 120 第 2 章基本放大电路 tD ucs=ucSQ 。 Uc; s G !l u ._毛 (a) u D:-; (b) 图 2.6.7 从特性曲线求解 gm 和 rd, ( a) 从转移特性曲线求解 gm (b) 从输出特性曲线求解 r d. 千欧到几百千欧之间,如果外电路的电阻较小时,也可忽略 rds 中的电流,将 输出回路只等效成一个受控电流源。 对增强型 MOS 管的电流方程求导可得出 gm 的表达式。 íJ io I 2/00 (UGS I • \ 2厅 l gm = 一一 m3UGs I uDS ==UC一S一 ( 出一)一 飞 广U一 GS二( 削一- 81 11|1UDS == -U-,u-;m:一h二 γ jv 100LO -uu u 在小信号作用时,可用 10Q来近似 L 0 ,得出 2 •• gm""'- 瓦i;V EUOEDQ (2.6.11) 上式表明 , gm 与 Q 点紧密相关 , Q 点愈高 , gm 愈大。因此,场效应管放大 电路与晶体管放大电路相同 , Q 点不仅影响电路是否会产生失真,而且影响 着电路的动态参数。 二、基本共源般大电路的动态分析 画出图 2.6.2 所示基本共源放大电路的交流等效电路如图 2.6.8 所示,图 中采用了 MOS 管的简化模型,即认为 r ds ==∞。根据电路可得 A Uo-IdRd gm tlsRd u =""t/"i 2一=一-U-ES一一== -一--rr-一- == UES - gmfld U (2.6.12a) Rj== ∞ (2.6.12b) Ro==Rd (2.6.12c) 与共射放大电路类似,共洒、放大电路具有一定的电压放大能力,且输出电 压与输入电压反相,只是共源电路比共射电路的输入电阻大得多。 {例 2.6.11 已知图 2.6.2 所示电路中 , VGG == 6 V , V00 == 12 V , Rd == 3 kO; 场效应管的开启电压 UGS( 由) == 4 V, 100 == 10 础。试估算电路的。点、 R E + + -U U, E 2.6 场效应管放大电路 121 + Rd Uo 图 2.6.8 基本共源放大电路的交流等效电路 Åu 和 Ro 。 解: (1) 估算静态工作点:己知 UCS = VCC = 6 V ,根据式 (2.6.1)(2.6.2) 可以得出 , Vr f' \2 r , I Ií \ 2 InDAQ -= IInDAOI飞 一UCSv(vω 一-/ I1 =- 1l 10 'v x^ 1\ ~ 4 -- I• 1 J J1 = 2.5 mA > (ßI +卢2) ,所以可以认为复合管的电 124 第 2 章基本放大电路 立〉 T、 立〉 (a) (b) 五〉 ,l•-•I-仁L 、 ­ T、 L> (c) (d) 图 2.7.1 复合管 ( a) 由两只 NPN 型管组成 ( b) 由两只 PNP 型管组成 ( c) 由 PNP 型管和 NPN 型管组成 ( d) 囱 NPN 型管和 PNP 型管组成 流放大系数 卢 =ßl 卢2 (2.7.1) 用上述方法可以推导出图 2.7.1 (b) 、 (c) 、 (d) 所示复合管的卢均约为 ßIß2 。 2. 场效应管与晶体管组成的复合管及其跨导 图 2.7.2 所示为 N 沟道增强型场效应管和 NPN 型晶体管组成的复合管, 等效为场效应管。由图可知,复合管的栅-掘动态电压 ~UGS等于 T1 管的栅­ 源动态电压 ~UGSl 和飞管的 b-e 动态电压 ~UBE之和,漏极动态电流 ~iD 等于 T1 管的漏极动态电流 ~iDl 和飞管集电极动态电流 ~i C2 之和,飞管的基极动态 电流 t. i B2 等于 T1 管的源、极动态电流 t. i S1 (即 t. i Dl ) 。 下面说明复合管的跨导 gm 与 T1 管的跨导 gml 、飞的电流放大系数品的 关系,画出它们的交流等效电路,如图 (b) 所示。复合管的栅-游、电压 = = = tJ gs tJ gsl + tJ be2 tJ gsl + g ml tJ gsl rbe (1 + g ml rbe) tJgsl 漏极电流 = = = i i i d dl + c2 g ml tJ gsl +卢2 g ml tJ gsl (1 +卢2) gml Ugsl 因而跨导 2.7 基本放大电路的派生也路 125 J (a) gO + Ugs Og, + UgSJ Ube2 d a .,,, 'EEEB--v 2 μ a hpb、, 华 ---·F·Iv h 吨u s (b) 图 2.7.2 由场效应管与晶体管组成的复合管 ( a) 接法 ( b) 交流等效电路 Ai D id ( 1 +卢2) gm叫1 U gsl (1 +卢2) gm时l gm = 瓦三;=百瓦iLi= (u1吁 + g归ιm副1山r凡uωb.川)古凡~萨酬If= 1 +忖gι口m讪 bn 因为卢品2 >> 1 ,所以可以认为复合管的跨导 卢2gml gm= 1 +五百; (2.7.2) 场效应管与晶体管还可用其它接法构成复合管,但两只管子的位置不能互 换,它们的跨导表达式与式 (2.7.2) 相类似。 3. 复合管的组成原则 (1) 在正确的外加电压下,每只管子的各极电流均有合适的通路,且均工 作在放大区或恒流区; (2) 为了实现电流放大,应将第一只管的集电极(漏极)或发射极(源极)电 流作为第二只管子的基极电流。 由于晶体管构成的复合管有很高的电流放大系数,所以只需很小的输入驱 动电流吨,便可获得很大的集电极(或发射极)电流 ic ( 或 i E ) 。在一些场合下, 还可将三只晶体管接成复合管。应当指出,使用三只以上管子构成复合管的情 况比较少,因为管子数目太多时,会因结电容的作用使高频特性变坏;复合管 的穿透电流会很大,温度稳定性变差;而且为保证复合管中每一只管子都工作 在放大区,必然要求复合管的直流管压降足够大,这就需要提高电源电压。 二、复合管共射放大电路 将图 2.2.5 (a) 所示电路中的晶体管用图 2.7.1 (a) 所示复合管取代,便可 得到如图 2.7.3 (a) 所示的复合管共射放大电路,图 (b) 是它的交流等效电路。 从图 (b) 可知 ic=i c1 + i c2= 卢l 卢2 i bl =i i =i i 古 i bl rbel + b2 rbe2 bl rbel + bl (1 +卢 1) rbe2 126 第 2 章基本放大电路 +VCC i泣- + 。 + -…Ïcl • • 。+ r be1 U1 Y t - ._. Uo U, Rbll t-} Rcn RLnι (a) (b) 电压放大倍数 图 2.7.3 阻容精合复合管共射放大电路 ( a) 电路 (b) 交流等效电路 Ù0 = - ßl 卢2ibl (Rjl R L ) Å.. = _ _l_lß2 (Rcll R L ) u = - Tbel + (1 +卢 1) Tbe2 (2.7.3) 输入电阻 与式 (2.3.15) 相比, = Ri Rbll[ Tbel + (1 +卢 1) J Tbe2 (2.7.4) Ri 明显增大。说明当 Ù i 相同时,从信号摞索取的电流将 显著减小。 分析表明,复合管共射放大电路增强了电流放大能力,从而减小了对信号 源驱动电流的要求;从另一角度看,若驱动电流不变,则采用复合管后,输出 电流将增大约卢倍。 三、复合管共源放大电路 将图 2.6.5 所示电路中的场效应管用图 2.7.2 (a) 所示复合管取代,便可得 到如图 2.7 .4 (a) 所示的复合管共源放大电路,图 (b) 是它的交流等效电路。 从图 (b) 可知 i d = i dl + i c2 = g ml Ù gsl +卢2 g ml Ù gsl = (1 +卢2) g ml Ugsl 臼 gmlß2 Ugsl Ù i = Ùgsl + Ù be2 = Ùgsl + g ml Ùgsl Tbe = (1 + g ml V Tbe) gsl Ùo= - id (Rdll RL ) = - gmlß2 Ù gsl (Rdll RL ) 电压放大倍数 ASo-gml 卢2 (Rdll RL ) Ù u ~ -一← -i 1 + g ml Tbe (2.7.5) 输入电阻 R i = Rρ + Rgi/扩 R g2 (2.7.6) 2.7 基本放大电路的派生电路 127 (a) (b) 图 2.7 .4 阻容精合复合管共源放大电路 ( a) 电路 ( b) 交流等效电路 采用复合管后,电路比单管共源放大电路的放大能力强得多;由于 R g3可取几 兆欧,电路比单管共射放大电路的输入电阻大得多。 四、复合管共集版大电路 图 2.7.5(a) 所示为阻容桐合复合管共集放大电路,其交流通路如图 (b) 所 茄,交流等效电路如图( c) 所示。 + T2 Rell Rd I Uo + us Uo (a) b l 'bel I、UL(-I-e-t)-rbe2 (e 1) 。i "Rb 付 tßJbl (b) e2--,I.e.2• + Re RL Uo (c) 图 2.7.5 阻容精合复合管共集放大电路 ( a) 电路 (b) 交流通路 ( c) 交流等效电路 根据输入电阻和输出电阻的物理意义,从图 (c) 可知 128 第 2 章基本放大电路 = Ù j i b1 r be1 + i b2 r be2 + i e2 (Rjl R L ) = i b1 rbe1 + i b1 (1 +卢 1 ) rbe2 + i b1 (l +趴)( 1 +岛) (Rell R L ) R j = Rb 11 [ rbe1 + (l +卢 1) rbe2 + (1 +卢 1)(1 +品 )(Rell R L )] R.11 Rb + rbe1 rbe2+ 1.D Ro = Rell 1 • 'D' 尸 _1_ 且, 1-' 2 (2.7. 7) (2.7.8) 显然,由于采用复合管,输入电阻 R j 中与 Rb 相并联的部分大大提高,而 输出电阻 R 。中与 Re 相并联的部分大大降低,使共集放大电路 R j 大、 R。小的 特点得到进一步的发挥。 从式 (2.7.7) 可知,共集放大电路的输入电阻与负载电阻有关;从式 (2.7.8) 可知,共集放大电路的输出电阻与信号源内阻有关。但是必须特别指 出,根据输入、输出电阻的定义,无论什么样的放大电路, R j 均与 Rs 无关, 而 R。均与 R L 无关。 2.7.2 共射-共基放大电路 将共射电路与共基电路组合在一起,既保持共射放大电路电压放大能力较 强的优点,又获得共基放大电路较好的高频特性。图 2.7.6 所示为共射-共基 放大电路的交流通路, T1 组成共射电路 , T2 组成共基电路,由于 Tj 管以输入 电阻小的共基电路为负载,使 T1 管集电结电容对输入回路的影响减小①,从 而使共射电路高频特性得到改善。 E1lE YJ JJ l-u··‘(.I.c.z) t 电 「E-〈+7〉-且1--一=-t胁、、/ T l RShl 1I τ 、」丘 û(! 飞 图 2.7.6 共射-共基放大电路的交流通路 从图 2.7.6 可以推导出电压放大倍数 Au 的表达式。设 T1 的电流放大系数 为卢l' b - e 间动态电阻为 rbe1' T2 的电流放大系数为品,则 ABoIcIGoA JbI- 卢2ib2( Rjl R L ) u - 百;=石~'ie2= 兀Zf(1+ 卢2) i b2 因为由 >> 1 ,即向 1(1 + 卢2) = 1 ,所以 ① 可参阅第五章关于晶体管高频等效电路中对 Cμ 的分析。 2.8 Multisim 应用举例 129 Åu 臼-卢1 (Rj/ RL ) (2.7.9) 与单管共射放大电路的 Åu 相同。 2.7.3 共集-共基放大电路 图 2.7.7 所示为共集-共基放大电路的交流通路,它以 T1 管组成的共集 电路作为输入端,故输入电阻较大;以飞管组成的共基电路作为输出端,故 具有一定电压放大能力;由于共集电路和共基电路均有较高的上限截止频率, 故电路有较宽的通频带。 。 (1 飞 lc-lE(El--e-2P) T, T, ...iι 、/ Rcn RLnÛO 图 2.7.7 共集-共基放大电路的交流通路 根据具体需要,还可以组成其它电路,如共漏-共射放大电路,既保持高 输入电阻,又具有高的电压放大倍数。可见,利用两种基本接法组合,可以同 时获得两种接法的优点。 思考题 2.7.1 如何判断两只连接在一起的管子是否可作为复合管。举例说明,什么样的连接 能够作为复合管,什么样的连接不能作为复合管。 2.7.2 电路如图 2.7.3 (a) 、图 2.2.5 (a) 所示,已知所有晶体管的电流放大系数均为 ß, rw 均可忽略不计。试比较两个电路的电压放大倍数和输入电阻,并说明复合管在图 2.7.3(a) 所示电路中的作用。 Multisim 应用举例 2.8.1 Rb 变化对 Q 点和电压放大倍数的影晌 一、题目 研究 Rb 变化对 Q 点和 Åu 的影响。 俨 二、仿真电路 仿真电路如图 2.8.1 (a) 所示。晶体管采用 FMMT5179 ,其参数 BF = 133 , 130 第 2 掌 基本放大电路 | 叫 hlm ' IAb贵 MωÐII'Ml灿) IètJe f<筑.".., floce lim<且组吨剧阳 I(睡 ßtpOrtI岱阳、.四晴抽协b D ~ 1iI • ~<:t Q ‘·每ê- >L~""~ í一一一一-z」 ? '电 A W 凰 罩哩 , 、h 齿' 露 v aUH 宿 吨 -r w ~~ 日 a2 刷 口 回 · B m < γ ' 飞 今 - T 寸­ , 胆恨 x mD _ a曲 : rr .-"事 . -za·‘ •. · . ,m 组 组 F t + l..!.l T1 ~ ~ II J'(0\6"T7刷捕问 η · 4J '刷" 刷制""·-附 " 0 . . .响很_8 1 06 ‘ 61 酬 rT"H,…I .. (:h.WInIIA 刷刷唰 8 k刷 r,咄,-- 8_ 1币~,OltUQ:阳、$盼唱ow UeI) 自 由i:1ïI a a "~ I;a g吨 a吨 .. .‘ 口句 4 , •.. z 1-" 1 T 扭 如 e d 叫 - - 。 r.>lïI a {h且‘1.. 广 ';:!-_fß ~句∞o4 '( r~~HI.测试 肮 Irru叫 char蚓叫护 ..f已‘·‘ π、 .. 1 精‘ ~ 10怖 。 ,.. .Cm f /! 咿 专 H q o \'\ I 飞'ollrutt f \ '1 1. iU! 仨四 一 归• l9t:lua I •鼠 'n h ' ?叫 里 ' h F..rm~f"n'I" 哩,王嘀":Il~画回国 r · S2 - 'xl :.002'7 - '1 '13 . 543 ‘白 哩 " 2 x Iy l rd,‘ ,l l dy nx 3 .9919 · 1".1819. 1. "'2 19'. l ól13. S Q Z . 7 0 2: 7 . . · T· m 5 , 0.09 0 , 0000 m .槐树 .x‘ n '1 V ..1000 绢 。3 2eZ8p ' 221 2908. 因 2.8.2 场效 应管转 移特性的测试 (2) 图 2.8.3 (a) 、( b) 所 示为 R ρ 分 别等 于 6 Mn 和 6.1 Mn 情况下 UCSQ 、 U OSQ 和 Uo 的测试结果 。 左边的电压表指示的是 U CSQ ' 右边的电压表指示的是 U OSQ ' 从示波器中读出 Uo 的峰值 。 四、仿真结果 整理图 2.8 . 3 (a) 和 (b) 中电压表和示波器上的数据,可得表 2.8. 2 0 lι且〕旦旦旦巳L一二二 -' f蝇 恤 ~制 f!ace 缸'鼠,届四 T!II'哑'工础 如阳四岱用国... '/:1.'响四 "曲 。自在 !;I 5 ~ <:司 龟 节目· 电~~ .J..blJv - 久I I ~气 A '董 事 . a M W '电 I!l 量, ι '" ‘ 2. 8 M叫tisim 应 用 举例 133 二→丽同E c....,,~.'‘ '掉i .... ι、.. 句"_I . . " ~" ,. ., - 《、, J 俨~户 气~ r=- t' _立_j (a) 冒险 E* ~笔 lt.." fllte 却m血tce T回'ISf曹工捕如用1S2P田菌自由W H晦 D~ !;I 5 e马 E4 <4 'la . 司~~-j..blJv- , 喝U 4记 .申 A飞4 hK M民 叮 VDO 牛 一厂 " h E3 4 机户 ! 吨 嗣『 _j ? Iil l' 噎, φ;zf e T :.... 、 .!" i~i!"'. ~咀…ιE ~.Ut".... ζ斋百二 1二二萨1二二;辛π?;z'F '"⑥唰r>…… V 阳-c;-- _I'f一- U.~ Iγ r rn"'旦出j旦k~ 二」阳 r 丘UJR"_j r. 旦旦p:iõ _ JI ': ~ι r=~ r; r. _主.;__j r. (b) 图 2.8.3 共源放大电 路的 测试 ( 8) R ρ 为 6 MO 时 ( b ) R ~ 为 6 . 1 MO 时 134 第 2 章基本放大电路 输入电压峰 值 U聊ImV 10 10 表 2.8.2 仿真戴据 Rg21 MO UGSC/ V UDSQI V 漏极电流 输出电压 JDQ/mA U/mV 电压放大倍数 Au 6.0 2.137 5.564 0.9436 708.780 -71 6.1 2.107 9.256 0.5472 513.891 - 51 五、结论 (1) 用直流扫描分析可测试场效应管的转移特性,从中可读出 UGS( 圳和 100的数值。从图 2.8.2 中 2N70∞的转移特性可得其 UGS(th)=2V , 1 00 = 199.182 川。但是,由于 UGS 变化时 Zo 变化较快,因而用常用电子仪器测量 时,应特别注意不能超过场效应管的最大功耗,以免其烧坏。 I (2) 当电阻 Rg2增大时 , UGsQ 减小 , 10Q 减小, UosQ 增大 , Åu I 减小。由 此说明,在 Rd 和 R L 不变的情况下,调整电路参数增大 10Q( 即增大 UGSQ ) 是提 高电路电压放大能力的有效方法。需要注意的是,在调节 R g2时,要始终保证 场效应管工作在恒流区(即满足 U OS > Uω- UGS(th))' 即保证电路不失真。 (3) 由 UGS(th) = 2 V 、 100 = 阴 182 mA和公式 gm=J汁汀F瓦,分 UG吕( th) 别计算出 R g2等于 6.0 MO 和 6.1 MO 时的 gm 分别为 13.7 mS和 10 .4 mS,因此 电压放大倍数为 Åu= -gm(Rd//R L )"""-13.7x5 ",,,, -68 Åu= -gm(Rd//RL ) "", -10.4x5= -52 与仿真结果近似。说明公式的近似程度很好,也说明仿真对电路的实际调试具 有指导意义。 本章是学习后面各章的基础,因此是学习的重点之一。主要内容如下: 一、放大的概念 在电子电路中,放大的对象是变化量,常用的测试信号是正弦泼。放大的 本质是在输入信号的作用下,通过有源元件(晶体管或场效应管)对直流电源的 能量进行控制和转换,使负载从电源中获得的输出信号能量比信号源向放大电 路提供的能量大得多,因此放大的特征是功率放大,表现为输出电压大于输入 电压,输出电流大于输入电流,或者二者兼而有之。放大的前提是不失真,换 本章小结 135 言之,如果电路输出泼形产生失真使谈不上放大。 二、放大电路的组成原则 1.放大电路的核心元件是有源元件. flr 晶体管或场效应管。 2. 正确的直流电源电压数值、极性与其它电路参数应保证晶体管工作在 放大区、场效应管工作在恒流区,即建立起合适的静态工作点,保证电路不 失具。 3. 输入信号应能够有效地作用于有源元件的输入回路,即晶体管的 b-e 回路,场效应管的 g-s 回路;输出信号能够作用于负载之上。 三、放大电路的主妥性能指标 1.放大倍数 A: 输出变化量幅值与输入变化量幅值之比,或二者的正弦 交流量之比,用以衡量电路的放大能力。 2. 输入电阻 R j : 从输入端看进去的等效电阻,反映放大电路从信号源索 取电流的大小。 3. 输出电阻 Ro: 从输出端看进去的等效输出信号源的内阻,说明放大电 路的带负载能力。 4. 最大不失真输出电压 Uom : 未产生截止失真和饱和失真时,最大输出电 压信号的正弦有效值(或峰-峰值)。 5. 下 F良、上限截止频率!L和 fH 、通频带 fbw: 均为频率响应参数,反映电 路对信号频率的适应能力,见第五章。 6. 最大输出功率 Pom 和效率和衡量在输出泼形基本不失真情况下负载能 够从电路获得的最大功率,以及电源为此应提供的功率,见第九章。 四、放大电路的分析方法 1.静态分析就是求解静态工作点 Q. 在输入信号为零时,晶体管和场效 应管各电极间的电流与电压就是 Q 点。可用估算法或图解法求解。 2. 动态分析就是求解各动态参数和分析输出泼形。通常,利用 h 参数等 效电路计算小信号作用时的 Au 、 R j 和 Ro. 利用图解法分析 Uom和失真情况。 放大电路的分析应遵循"先静态、后动态"的原则,只有静态工作点合 适,动态分析才有意义 ; Q 点不但影响电路输出是否失具,而且与动态参数 密切相关,稳定 Q 点非常必要。 五、晶体管和场效应管基本放大电路 1.晶体管基本放大电路有共射、共集、共基三种接法。共射放大电路既 能放大电流又能放大电压,输入电阻居三种电路之中,输出电阻较大,适用于 一般放大。共集放大电路只放大电流不放大电压,因输入电阻高而常作为多级 放大电路的输入级,因输出电阻低而常作为多级放大电路的输出级,因电压放 大倍数接近 1 而用于信号的跟随。共基电路只放大电压不放大电流,输入电阻 136 第 2 章基本放大电路 小,高频特性好,适用于宽频带放大电路。 2. 场效应管放大电路的共源接法、共漏接法与晶体管放大电路的共射、 共集接法相对应,但比晶体管电路输入电阻高、噪声系数低、抗辐射能力强, 适用于做电压放大电路的输入级。 六、基本放大电路的派生电路 在基本放大电路不能满足性能要求时,可将放大管采用复合管结构或两种 接法组合的方式构成放大电路,前者可提高等效管的电流放大能力,后者可集 中两种接法的优点于一个电路。 学完本章希望能够达到以下要求: 一、掌握基本概念和定义:放大,静态工作点,饱和失真与截止失真,直 流通路与交流通路,直流负载线与交流负载线 , h 参数等效模型,放大倍数、 输入电阻和输出电阻,最大不失真输出电压,静态工作点的稳定。 二、掌握组成放大电路的原则和各种基本放大电路的工作原理及特点,能 够根据需求选择电路的类型。 三、掌握放大电路的分析方法,能够正确估算基本放大电路的静态工作点 和动态参数 Åu 、 Ri 和 Ro , 正确分析电路的输出波形和产生截止失真、饱和失 真的原因。 四、了解稳定静态工作点的必妥性及稳定方法。 t 自跚踵 一、在括号内用 "v" 或"×"表明下列说法是否正确。 (1)只有电路既放大电流又放大电压,才称其有放大作用; ( (2) 可以说任何放大电路都有功率放大作用; ( ) (3) 放大电路中输出的电流和电压都是由有源元件提供的; ( (4) 电路中各电量的交流成分是交流信号源提供的; ( ) (5) 放大电路必须加上合适的直流电源才能正常工作; ( (6) 由于放大的对象是变化量,所以当输入信号为直流信号时,任何放大电路的输出 都毫无变化; ( ) (7) 只要是共射放大电路,输出电压的底部失真都是饱和失真。( ) 二、试分析图 T 2.2 所示各电路是否能够放大正弦交流信号,简述理由。设图中所有 电容对交流信号均可视为短路。 三、在图T2 .3 所示电路中,已知 Vcc = 12 V ,晶体管的 ß = 1∞ , Rí. = 1∞ kO。填空: 要求先填文字表达式后填得数。 (1)当 Ui=OV 时,测得 UoEQ =0.7 V ,若要基极电流 IOQ = 20μA ,则 Rí. 和 Rw 之和 Rb 自测翘 137 U, Uj I.2 V 。 + U, (a) (b) +VC ι Rc R, + r lC, uo u (c) Uo U, (d) 卡一? l吁 。 Uo + U, (e) +VDD F UO R (f) ?斗 U, ( LH) (g) 图 η.2 = = =一-一国一一 kíl; 而若测得 UCEQ 6 V. 则 Rc = kíl 。 = (2) 若测得输入电压有效值 Uj 5 mV 时,输出电压 有效值 Uo =O.6V. 则电压放大倍数 Au = 一一-一且一一一; 若负载电阻 R L 值与 Rc 相等,则带上负载后输出电压有效 值 Uo = 一-一 Vo 四、已知图 1'2 .3 所示电路中 Vcc=12V , Re=3KG , UI 静态管压降 UcEQ =6V; 并在输出端加负载电阻 RL • 其阻一 值为 3 kíl 。选择一个合适的答案填入空内。 ( 1 )该电路的最大不失真输出电压有效值 Uom = ( 1) 图1'2 .3 138 第 2 章基本放大电路 ,. A. 2 V B. 3 V C. 6 V = (2) 当 U i 1 mV 时,若在不失真的条件下,减小凡,则输出电压的幅值将 A. 减小 B. 不变 C. 增大 = (3) 在 Ui 1 mV 时,将 Rw 调到输出电压最大且刚好不失真,若此时增大输入电压, 则输出电压波形将 A. 顶部失真 B. 底部失真 C. 为正弦波 (4) 若发现电路出现饱和失真,则为消除失真可将 。 A. Rw 减小 B. Rc 减小 C. Vcc减小 五、现有直接桐合基本放大电路如下: A. 共射电路 B. 共集电路 C: 共基电路 D. 共源电路 E. 共漏电路 它们的电路分别如图 2.2.1 、 2.5.1 (a) 、 2.5.4 (a) 、 2.7.2 和 2.7.9 (a) 所示;设图中 R. < Rb' 且 ICQ 、 IDQ均相等。选择正确答案填入空内,只需填 A 、 B 、…… (1) 输入电阻最小的电路是一一一一'最大的是一一一一; (2) 输出电阻最小的电路是一--; (3) 有电压放大作用的电路是一一一; (4) 有电流放大作用的电路是 ι (5) 高频特性最好的电路是 。 (6) 输入电压与输出电压同相的电路是一一_;反相+ 的电路是 uI 六、未画完的场效应管放大电路如图1'2 .6 所示,试将忌 。 ι 合适的场效应管接入电路,使之能够正常放大。要求给出 两种方案。 图 T 2.6 2.1 分别改正图 P 2.1 所示各电路中的错误,使它们有可能放大正弦波信号。要求保 留电路原来的共射接法。 2.2 画出图P2 .2 所示各电路的直流通路和交流通路。设图中所有电容对交流信号均 可视为短路。 2.3 分别判断图自 .2 (a) 、 (b) 所示两电路各是共射、共集、共基放大电路中的哪一 种,并写出 Q 、 Au 、 Ri 和 R。的表达式。 2.4 电路如图四.4 (a) 所示,图 (b) 是晶体管的输出特性,静态时 UBEQ =0.7 V 。利用 图解法分别求出 R L = ∞和 R L =3 kO 时的静态工作点和最大不失真输出电压 Uom ( 有效值)。 2.5 在图四 .5 所示电路中,已知晶体管的 ß =80 , rbe = 1 kO , Ui =20 mV; 静态时 UBEQ =0.7 V , Uc四 =4 V. IBQ=20 队。判断下列结论是否正确,凡对的在括号内打 "v" , u飞 (a) (b) (c) (d) 图自 .1 (a) +Vcc (b) IGf (c) (d) 图 P2 .2 140 第 2 章 基本放大电路 Rc 3kn +~二 c (+ 12 V) + ic/mA R[ uo 2 3kn 。 (a) 40μA 30μA 20μA 10μA ..J.. ..J.. ...J.... 2 4 6 8 10 12 UζEIV (b) 否则打 "x" 。 (1) Au = " -一 4 气= 20x lO-' -2∞ (3) Au=- 一 80 ïx-5 = -4∞ (5) Ri = 去 kO= 1 kO (( )) (7) R 3 i ",, kO (9) Ro=5 kO () (11) U. ",, 20 mV 图四 .4 (2) Au = -土"" 0.7 - 5.71 (4) Au = -8一0 丁 x 2一.5= - 2∞ (6) K = ~0-.'7':_kO 0.02 = 35 kO (8) Ri ",, 1 kO ( (10) Ro=2.5 kO (1 2) U , "" 60 mV +Vcc + RÞ2 82kn + Rþ[ uo + 4.3kO Uo UI 图自 .5 图自 .6 2.6 电路如图四 .6 所示,已知晶体管 ß= 120 , UsE =0.7 V ,饱和管压降 UCES = 0.5 V 。 在下列情况下,用直流电压表测晶体管的集电极电位,应分别为多少? (1)正常情况; (2) Rbl 短路; (3) Rbl 开路; (4) R b2 开路; (5)RM 短路; (6) Rc 短路。 2.7 电路如图自 .7 所示,晶体管的卢= 80 , 'w = 1∞ 0 。分别计算 R L = ∞和 R L = 3 kO 时的 Q 点、 Au 、 R‘和 Ro 。 2.8 若将图自 .7 所示电路中的 NPN 型管换成 PNP 型管,其它参数不变,则为使电路 习题 141 正常放大电源应作如何变化? Q 点、 Au 、 R; 和 R。变化吗?如变化,则如何变化?若输出 电压波形底部失真,则说明电路产生了什么失真,如何消除 9 2.9 已知图P2 .9 所示电路中晶体管的 ß=1∞, rbe = 1.4 kO o +VCC (+ 15 V) Rb 56kn + + + Rdl Uo U1 U1 RL 11 Uo 图自 .7 图凹 .9 (1)现已测得静态管压降 UCEQ = 6V ,估算 Rb 约为多少千欧? (2) 若测得。,和乱的有效值分别为 1 mV 和 1∞ mV ,则负载电阻 R L 约为多少千欧? = = 2.10 在图自 .9 所示电路中,设静态时 ICQ 2 时,晶体管饱和管压降 UCES 0.6 V 。 试问:当负载电阻 R L = ∞和 R L = 3 kO 时电路的最大不失真输出电压各为多少伏? 2.11 电路如图自 .11 所示,晶体管的卢= 1∞ , rbb' = 1∞ 0 。 (1)求电路的。点、 Au 、 R; 和 Ro; (2) 若改用卢 =2∞的晶体管,则 Q 点如何变化? (3) 若电容 Ce 开路,则将引起电路的哪些动态参数发生变化?如何变化? +VCC (+ 15 V) Rb + 200kn Uo + U1 Us Uo 图自 .11 图四 .12 2.12 电路如图四 .12 所示,晶体管的卢= 80 , rbe = 1 kO 。 (1)求出 Q 点; (2) 分别求出 R L = 曲和 R L = 3 kO 时电路的 Au 、 R; 和 Ro 。 = 2.13 电路如 i到P2 .13 所示,晶体管的 ß= ω , r bb' 1∞ Q 。 (1)求解 Q 点、 Åu 、 R; 和 Ro; 142 第 2 章基本放大电路 (2) 设 U, = 10 mV (有效值) ,问 U; =? Uo = ?若 C3 开路,则 U;=? Uo =? + 飞A口 图自 .13 2.14 改正图四 .14 所示各电路中的错误,使它们有可能放大正弦波电压。要求保留 电路的共源接法。 + U1 (a) + U1 Rg (b) + (c) 图自 .14 2.15 己知图凹 .15 (a) 所示电路中场效应管的转移特性和输出特性分别如图 (b) 、 (c) 所示。 (1)利用图解法求解。点; (2) 利用等效电路法求解 Au 、 R; 和 Roo 习题 143 VIIIA 4 3 2 (a) t旷mA ?ι-1 V -2V UGS/V (b) -3V 。 2 4 6 8 10 12 unslV (c) 2.16 点和 A. 。 图自 .15 已知图四 .16 (a) 所示电路中场效应管的转移特性如图( b) 所示。求解电路的 Q iD/mA 4 Uj 。 (a) (b) 图P2 .16 2.17 电路如图四 .17 所示。 (1)若输出电压波形底部失真,则可采取哪些措施。若输出电压波形顶部失真,则可 采取哪些措施? 144 第 2 章基本放大电路 (2) 若想增大 I Åu I '则可采取哪些措施? + Uo U1 图自 .17 2.18 图P2 .18 中的哪些接法可以构成复合管?标出它们等效管的类型(如 NPN 型、 PNP 型、 N 沟道结型……)及管脚 (b , e , c , d 、 g 、 s) 。 (a) (c) (d) (e) ( 们 叫 (g) 图凹 .18 2.19 利用 Multisim 分析图P2 .5 所示电路中 Rb 、 Rc 和晶体管参数变化对 Q 点、 Åu 、 Ri 、 R。和 U... 的影响。 出题目的: (1)学习在 Multisim 环境下搭建电路的方法; (2) 学习静态工作点与动态参数的测试方法和分析方法; (3) 进一步理解放大电路的组成原则、各元件的作用及其对动态参数的影响。 提示: (1)为便于设置和修改电路参数,以及研究参数对性能的影响,全部元件均可采用虚 拟元件。 习题 145 (2) 在研究某一电路参数变化对电路的影响时,应假设其它参数均保持不变。 (3) 测量 Q 点时,应令 Us =0 。测量 Åu 、 Ri 、 R。时. Us 应为中频小信号电压. IlP 稿合 电容容抗可忽略不计,结电容电流可忽略不计。测量 U。时. Us 应为中频大信号电压。 实际上,在单管放大电路中,若输入电压幅值较大,则即使晶体管未饱和或截止,由 于晶体管特性的非线性,输出电压波形也会产生失真,造成 Uom 的值难以确定。因而,可 采用将测量值与估算值相比较的方法来确定 Uom ; 也可设定若输出电压波形正半周峰值与 负半周峰值相差 10% .则认为产生失真,来确定 Uom 。在用常用电子仪器测量时,可用失 真度仪来判断输出电压是否失真。 2.20 电路如图凹 .17 所示。利用 Multisim 研究下列问题: (1)确定一组电路参数,使电路的 Q 点合适。 (2) 若输出电压波形底部失真,则可采取哪些措施?若输出电压波形顶部失真,则可 采取哪些措施?调整 Q 点约在交流负载线的中点。 (3) 要想提高电路的电压放大能力,可采用哪些措施? 提示:为便于设置和修改电路参数,全部元件均可采用虚拟元件。 第钮"章 多级放大电路 凉-.,.章 t寸步仓白9);:司. ·单管放大电路为什么不能满足多方面性能的要求? ·如何将多个单级放大电路连接成多级放大电路?各种连接方式有什么特点? ·多级放大电路的动态参数与组成它的各个单级放大电路有什么关系? ·直接搞合放大电路的特殊问题是什么?如何解决? ·差分放大电路与其它基本放大电路有什么区别?为什么它能抑制零点漂移? ·直接搞合放大电路输出级的特点是什么? ·如何根据要求组成多级放大电 1i? 多级跟大电路的稿台市武 在实际应用中,常对放大电路的性能提出多方面的要求。例如,要求一个 放大电路输入电阻大于 2 MO ,电压放大倍数大于 2 ∞0 ,输出电阻小于 1∞。 等。仅靠前面所讲的任何一种放大电路都不可能同时满足上述要求,这时就可 选择多个基本放大电路,将它们合理连接构成多级放大电路。 组成多级放大电路的每一个基本放大电路称为一级,级与级之间的连接称 为级间搞合。多级放大电路有四种常见的稿合方式:直接搞合、阻容藕合、变 压器藕合和光电藕合。 3.1.1 直接藕合 将前一级的输出端直接连接到后一级的输入端,称为直接搞合,如图 3. 1. 1 (a) 所示。图中所示电路省去了第二级的基极电阻,而使 Rcl 既作为第一 级的集电极电阻,又作为第二级的基极电阻,只要 Rcl 取值合适,就可以为飞 3.1 多级放大电路的搞合方式 147 管提供合适的基极电流。 一、直接藕合放大电路静态工作点的设置 从图 3. 1. 1 (a) 所示电路中不难看出,静态时, T1 管的管压降 UCEQ1 等于飞 管的 b-e 间电压 UBEQ2 。通常情况下,若 T1 为硅管 , UBEQ2 约为 0.7 V ,则 T1 管的静态工作点将靠近饱和区,在动态信号作用时容易引起饱和失真。因此, 为使第一级有合适的静态工作点,就要抬高飞管的基极电位。为此,可以在 飞管的发射极加电阻 Re2 , 如图 3. 1. 1 (b) 所示。 Rb2 + uo 241 (a) (b) + ul (c) (d) 图 3. 1. 1 直接祸合放大电路静态工作点的设置 (a) 前级的输出直接接到后级的输入 ( b) 后级加射极电阻或二极管 (c) 后级发射极加稳压管 (d) NPN 和 PNP 管混合使用 然而,增加 R e2 后,虽然在参数取值得当时,两级均可有合适的静态工作 点,但是,毫无疑问 , R e2会使第二级的电压放大倍数大大下降,从而影响整 个电路的放大能力。因此,需要选择一种器件取代 Re2' 它应对直流量和交流 量呈现出不同的特性;对直流量,它相当于一个电压源;而对交流量,它等效 成一个小电阻;这样,既可以设置合适的静态工作点,又对放大电路的放大能 力影响不大。二极管和稳压管都具有上述特性。 通过第一章对二极管正向特性的分析可知,当二极管流过直流电流时,在 148 第 3 章多级放大电路 伏安特性上可以确定它的端电压 U o ; 而在这个直流信号上叠加一个交流信号 时,二极管的动态电阻为 duo/di o ,对于小功率管,其值仅为几至几十欧。若 要求 T1 管的管压降 UCEQ 的数值小于 2 V ,则可用一只或两只二极管取代 R e2 , 如图 (b) 所示。 通过第一章对稳压管反向特性的分析可知,当稳压管工作在击穿状态时, 在一定的电流范围内,其端电压基本不变,并且动态电阻也仅为十几至几十 欧,所以可用稳压管取代 R e2 ,如图 (c) 所示。为了保证稳压管工作在稳压状 态,图 (c) 中电阻 R 的电流 IR 流经稳压管,使得稳压管中的电流大于稳定电流 (多为 5 时或 10 mA)。根据 T1 管管压降 U CEQ 所需的数值,选取稳压管的稳定 电压 Uz 。 在图 3. 1. 1 (a) 、( b) 、 (c) 所示电路中,为使各级晶体管都工作在放大区, 必然要求 T2 管的集电极电位高于其基极电位。可以设想,如果级数增多,且 仍为 NPN 管构成的共射电路,则由于集电极电位逐级升高,以至于接近电摞 电压,势必使后级的静态工作点不合适。因此,直接糯合多级放大电路常采用 NPN 型和 PNP 型管握合使用的方法解决上述问题,如图 (d) 所示。在图 (d) 所 示电路中,虽然 T1 管的集电极电位高于其基极电位;但是为使飞工作在放大 区,飞管的集电极电位应低于其基极电位(即 T1 管的集电极电位)。 二、直接藕合方式的优缺点 从以上分析可知,采用直接藕合方式使各级之间的直流通路相连,因而静 态工作点相互影响,这样就给电路的分析、设计和调试带来一定的困难。在求 解静态工作点时,应写出直流通路中各个回路的方程,然后求解多元一次方 程。实际应用时,则应采用各种计算机软件辅助分析。 直接藕合放大电路的突出优点是具有良好的低频特性,可以放大变化缓慢 的信号;并且由于电路中没有大容量电容,所以易于将全部电路集成在一片硅 片上,构成集成放大电路。由于电子工业的飞速发展,集成放大电路的性能越 来越好,种类越来越多,价格也越来越便宜,所以凡能用集成放大电路的场 合,均不再使用分立元件放大电路。 关于直接藕合放大电路的零点凛移现象以及为克服这种现象而采用的差分 放大电路,将在本章第三节中讲述。 3.1.2 阻容藕合 将放大电路的前级输出端通过电容接到后级输入端,称为阻容藕合方式, 图 3. 1. 2 所示为两级阻容藕合放大电路,第一级为共射放大电路,第二级为共 集放大电路。 由于电容对直流量的电抗为无穷大,因而阻容捐合放大电路各级之间的直 3.1 多级放大电路的精合方式 149 + U"I 图 3. 1. 2 两级阻容搞合放大电路 流通路各不相通,各级的静态工作点相互独立,在求解或实际调试 Q 点时可 按单级处理,所以电路的分析、设计和调试简单易行。而且,只要输入信号频 率较高,搞合电容容量较大,前级的输出信号就可以几乎没有衰减地传递到后 级的输入端,因此,在分立元件电路中阻容搞合方式得到非常广泛的应用。 阻容搞合放大电路的低频特性差,不能放大变化缓慢的信号。这是因为电 容对这类信号呈现出很大的容抗,信号的一部分甚至全部都衰减在藕合电容 上,而根本不向后级传递。此外,在集成电路中制造大容量电容很困难,甚至 不可能,所以这种藕合方式不便于集成化。 应当指出,通常,只有在信号频率很高、输出功率很大等特殊情况下,才 采用阻容搞合方式的分立元件放大电路。 3.1.3 变压器藕合 将放大电路前级的输出信号通过变压器接到后级的输入端或负载电阻上, 称为变压器搞合。图 3. 1. 3(a) 所示为变压器搞合共射放大电路 , R L 既可以是 实际的负载电阻,也可以代表后级放大电路,图 (b) 是它的交流等效电路。 N, 钊日Rj Rb2 + -Ib I_ -…- U, Rb,11 Rd I r be RL U, (a) (b) 图 3. 1. 3 变压器销合共射放大电路 150 第 3 章多级放大电路 由于变压器搞合电路的前后级靠磁路搞合,所以与阻容搞合电路一样,它 的各级放大电路的静态工作点相互独立,便于分析、设计和调试。而它的低频 特性差,不能放大变化缓慢的信号,且笨重,更不能集成化。与前两种鹊合方 式相比,其最大特点是可以实现阻抗变换,因而在分立元件功率放大电路中得 到广泛应用。 在实际系统中,负载电阻的数值往往很小。例如扩音系统中的扬声器,其 阻值一般为 30 、 40 、 80 和 16 0 等几种。把它们接到直接捐合或阻容搞合 的任何一种放大电路的输出端,都将使其电压放大倍数的数值变得很小,从而 使负载上无法获得大功率。采用变压器藕合时,若忽略变压器自身的损耗,则 原边损耗的功率等于副边负载电阻 所获得的功率,即 P 1 := P2 。设原边 电流为 /1 UJ , 副边电流为 /2 ,将 负载折合到原边的等效电阻为 R'L' jEl~ R~ 如图 3. 1. 4 所示,则斤 R'L:= /~RL' 即 Rh(fYRL 图 3. 1. 4 变压器铜合的阻抗变换 因为变压器副边电流与原边电流之比等于原边线圈臣数 N 1 与副边线圈臣数的 之比,所以 (Z~f R'L= RL (3. 1.1) 对于图 3. 1. 3 所示电路,可得电压放大倍数 R.l -应!: (纠 A.. = 2 rbe rl HR'.L :~= 飞 N2 J HLJ (3. 1. 2) 根据所需的电压放大倍数,可以选择合适的臣数比,使负载电阻上获得足 够大的电压。并且当匹配得当时,负载可以获得足够大的功率。在集成功率 放大电路产生之前,几乎所有的功率放大电路都采用变压器藕合的形式。 而目前,只有在集成功率放大电路无法满足需要的情况下,如需要输出特 大功率,或实现高频功率放大时,才考虑用分立元件构成变压器搞合放大 电路。 3.1 .4 光电楠合 光电糯合是以光信号为媒介来实现电信号的搞合和传递的,因其抗干扰能 力强而得到越来越广泛的应用。 一、光电藕合器 光电藕合器是实现光电藕合的基本器件,它将发光元件(发光二极管)与光 3.1 多级放大电路的偶合方式 151 敏元件(光电三极管)相互绝缘地组合在一起,如图 3. 1. 5 (a) 所示。发光元件 为输入回路,它将电能转换成光能;光敏元件为输出回路,它将光能再转换成 电能,实现了两部分电路的电气隔离,从而可有效地抑制电干扰。在输出回路 常采用复合管(也称达林顿结构)形式以增大放大倍数。 午 tι 一 c u > - D …-- c 1[刀 lD 1m I 增 大 IDI 。 U CE (a) (b) 图 3. 1. 5 光电祸合器及其传输特性 光电嘱合器的传输特性如图 3. 1. 5 (b) 所示,它描述当发光二极管的电流 为一个常量 ID 时,集电极电流 ~C 与管压降 UCE之间的函数关系,即 ic=f(UCE)|ID(31·3) 因此,与晶体管的输出特性一样,也是一族曲线。当管压降 UCE 足够大时, ~C 几乎仅决定于 ~D 。与晶体管的卢相类似,在 c-e 之间电压一定的情况下, ~C 的变化量与阳的变化量之比称为传输比 CTR 。 = i (' /::,. CTR -;-寸之 ιHD I U CE 不过 CTR 的数值比卢小得多,只有 0.1- 1. 5 0 (3. 1. 4) 二、光电藕合煎大电路 图 3. 1. 6 所示为光电搞合放大电路,信号源部分可以是真实的信号源,也 输出回路 +几 c 信号源; 光电藕合器 Rs : + uo 图 3. 1. 6 光电铜合放大电路 152 第 3 章多级放大电路 可以是前级放大电路。当动态信号为 0 时,输入回路有静态电流 IDQ , 输出回 路有静态电流 ICQ' 从而确定出静态管压降 UCEQ 。有动态信号时,随着 ~D 的变 化, ~C将产生线性变化。当然 , UCE 也将产生相应的变化。由于传输比的数值 较小,所以一般情况下,输出电压还需进「步放大。实际上,目前已有集成光 电楠合放大电路,具有较强的放大能力。 在图 3. 1. 6 所示电路中,若信号源部分与输出回路部分采用独立电源且分 别接不同的"地",则即使是远距离信号传输,也可以避免受到各种电干扰。 思考题 3. 1. 1 "直接祸合放大电路只能放大直流信号,阻容藕合放大电路只能放大交流信 号。"这种说法对吗?为什么? 3. 1.2 在组成多级放大电路时,什么情况下采用阻容藕合方式 9 什么情况下应采用变 压器棋合方式?什么情况下应采用光电藕合方式? 多级跟大电路的动态分析 一个 N 级放大电路的交流等效电路可用图 3.2.1 所示方框图表示。由图 = 可知,放大电路中前级的输出电压就是后级的输入电压,即 U 01 ::: U i2' U 02 幻、…、 U u o( N - 1) = iN , 所以,多级放大电路的电压放大倍数为 = U 01 U o? Un Å.. _____::.:_.-二…?一 =A 川 • A"2... A"N "U1fjt2UtN 一 即 Åu = IIÅuj (3.2.1) 式 (3.2.1) 表明,多级放大电路的电压放大倍数等于组成它的各级放大电 路电压放大倍数之积。对于第一级到第 (N - 1) 级,每一级的放大倍数均应该 是以后级输入电阻作为负载时的放大倍数。 + 图 3.2.1 多级放大电路方框图 根据放大电路输入电阻的定义,多级放大电路的输入电阻就是第一级的输 入电阻,即 Ri = Ril (3.2.2) 3.2 多级放大电路的动态分析 153 根据放大电路输出电阻的定义,多级放大电路的输出电阻就是最后一级的 输出电阻,即 Ro = RON (3.2.3) 应当注意,当共集放大电路作为输入级(即第一级)时,它的输入电阻与其 负载,即与第二级的输入电阻有关;而当共集放大电路作为输出级(即最后一 级)时,它的输出电阻与其信号源内阻,即与倒数第二级的输出电阻有关。 当多级放大电路的输出波形产生失真时,应首先确定是在哪一级先出现的 失真,然后再判断产生了饱和失真,还是截止失真。 【例 3.2.1] 己知图 3. 1. 2 所示电路中 , Rl = 15 kO ,几 = R3 =5 kO ,凡= 2.3 kO ,风= 1 ∞ kO , R6 = R L = 5 kO; Vcc = 12 V; 晶体管的卢均为 150 , 'bel = 4 kO , 'be2 = 2.2 kO , UBEQl :: UBEQ2 = 0.7 V 。 试估算电路的 Q 点、 Au 、 Ri 和 Ro 。 解: (1) 求解 Q 点:由于电路采用阻容精合方式,所以每一级的 Q 点都 可以按单管放大电路来求解。 第一级为典型的 Q 点稳定电路,根据参数取值可以认为 UBQzl"-'"ERlL+.Rv2w'c=c --L15x+ 15 2Vz3V _ I EQl -= UBQl - UBQ1 R4 = 主二旦:1._^ 2 . 3 1lIrl. - 1 L / BQl =部;=击队 =0 ∞67 mA =6.7μA UαQl = VCC - 1EQl ( R3 + R 4 ) = [12 - 1 x (5 + 2. 3 ) ] V = 4 .7 V 第二级为共集放大电路,根据其基极因路方程求出 /BQ2 ,便可得到 /EQ2和 U CEQ型。即 I BQ2 - - R5U V+rr(1-M +U卢R叫F2.-)0"2-R=6- -= . 1 ∞ _~1.+ 2. --.105~.1~7'x 5_.m..A.. =-O-..0-1--3-m--A- :: 13μA --r- IEQ2=(1+ 卢2 )lBQ2=(1 + 150) x 13μA = 1 963μA=2 mA UCEQ2 = Vcc - h Q2 R6 = ( 12 - 2 x 5 ) V = 2 V (2) 求解 Aμ 、 Ri 和 Ro: 画出图 3. 1. 2 所示电路的交流等效电路如图 3.2.2 所示。 为了求出第一级的电压放大倍数 A 川,首先应求出其负载电阻,即第二级 的输入电阻: 四 R i2 = R5 II [ rbe2 + (1 +品 ) R6J =88 kO Å..l == U1 - β1 (R3 11 rbel Ri2 ) =- 4川 一 154 第 3 章多级放大电路 -l-h-la'""- + 11 R,II rhcd I .队lH~ê RR110 '''. rhe2 司I,b·z- - i哩e·‘2 -- + Rón RLn u。 Rj Rjè 图 3.2.2 图 3. 1. 2 所示电路的交流等效电路 第二级的电压放大倍数应接近 1 ,根据电路 = =_ A 2 ( 1,The2 + R611 +(1卢,-+.2.)'品(~-),-(~"儿R-I-,IL~')R L ) - 2.2_1'+5-'1,1,x5~1_2-x'.5-2_ .5_=0.994 将 A 川与 Å u2 相乘,便可得出整个电路的电压放大倍数 Au = Aul' A u2 = -177 X 0.994= - 176 根据输入电阻的物理意义,可知 1. . = = II ~ II R空 R; R 1 1 " -'.." T- uhe.l. I 1 1 1 II kO= 1. 94 kO ~ 15 +言+"4 ) 电路的输出电阻 R 。与第一级的输出电阻 R3 有关, R。 =AF r e2+ +R卢 3J2 /- / - R5= 一1T一b+e一2一+卢一R2--3-- 一21'._+2:+1:5:50 kO=O.047 7 kO = 480 思考题 3.2.1 已知一个三级放大电路的负载电阻和各级电路的输入电阻、输出电阻、空载电 压放大倍数,试求解整个放大电路的电压放大倍数。 3.2.2 已知两级共射放大电路由 NPN 型管组成,其输出电压波形产生底部失真,试说 明产生失真所有可能的原因。 直接藕合放大电路 工业控制中的很多物理量均为模拟量,如温度、流量、压力、液面、长度等 等,它们通过各种不同传感器转化成的电量后也均为变化缓慢的非周期性信号,而 且比较微弱,因而这类信号一般均需通过直接捐合放大电路放大后才能驱动负载。 本节将对直搞合放大电路存在的问题、解决方法以及基本电路形式-一加以介绍。 3.3.1 直接藕合放大电路的零点漂移现象 -、零点漂移现象及其产生的原因 人们在实验中发现,在直接捐合放大电路中,即使将输入端短路,用灵敏 3.3 直接剿合放大电路 155 的直流表测量输出端,也会有变化缓慢的输出电压,如图 3.3.1 所示。这种输 入电压 (~UI) 为零而输出电压的变化 (~Uo) 不为零的现象称为零点漂移现象。 Uo 直接搞合 + 放大电路 。 (a) (b) 图 3.3.1 零点漂移现象 ( a) 测试电路 ( b) 测试结果 在放大电路中,任何元件参数的变化,如电源电压的波动、元件的老化、 半导体器件参数随温度变化而产生的变化,都将产生输出电压的漂移。在阻容 精合放大电路中,这种缓慢变化的漂移电压都将降落在藕合电容之上,而不会 传递到下一级电路进一步放大。但是,在直接藕合放大电路中,由于前后级直 接相连,前一级的漂移电压会和有用信号一起被送到下一级,而且逐级放大, 以至于有时在输出端很难区分什么是有用信号,什么是漂移电压,放大电路不 能正常工作。 采用高质量的稳压电源和使用经过老化实验的元件就可以大大减小因此而 产生的漂移。这样,由温度变化所引起的半导体器件参数的变化就成为产生零 点漂移现象的主要原因,因此,也称零点漂移为温度漂移,简称温漂。在第二 章的 2 .4节曾就温度对晶体管参数的影响进行了分析,这里不再赘述。 二、抑制温度漂移的方法 对于直接搞合放大电路,如果不采取措施抑制温度漂移,从理论分析上它 的性能再优良,也不能成为实用电路。在第二章的 2.4 节曾经讲到稳定静态工 作点的方法,这些方法也是抑制温度漂移的方法。因为从某种意义上讲,零点 漂移就是 Q 点的漂移,因此抑制温度漂移的方法如下: (1) 在电路中引入直流负反馈,例如典型的静态工作点稳定电路(图 2.4.2) 中 Re所起的作用。 (2) 采用温度补偿的方法,利用热敏元件来抵消放大管的变化。例如图 2 .4 .6 所示电路中的二极管。 (3) 采用特性相同的管子,使它们的温漂相互抵消,构成"差分放大电 路"。这个方法也可归结为温度补偿。 156 第 3 章多级放大电路 3.3.2 差分放大电路 差分放大电路是构成多级直接搞合放大电路的基本单元电路。 一、电路的组成 差分放大电路是由典型的工作点稳定电路演变而来的。在图 3.3.2 (a) 所 示电路中,若基极电阻 Rb 上的静态电压可忽略不计,则发射极的静态电流 UI~ t VBB r Vι, C Rc 卡寸 。 (a) Rb E文iT U1( I 1 V VBB i (b) UII VBB (巳) +Vcc + vcc T2 UIl Re VEE (d) ( e) 图 3.3.2 差分放大电路的组成 (a) 带有 R ,负反馈电阻 ( b) 带有温控的电压源 ( c) 对称式电路加共模信号 ( d) 加差模信号 ( e) 实用差分放大电路 3.3 直接精合放大电路 157 IEQ 臼 ( VBB - UBEQ)I 凡,因而可以认为其 Q 点基本稳定。但是,如果仔细研究 在温度变化时 Q 点的稳定过程,就不难发现,最终,集电极电流 ICQ会有微小 的变化;而且也正是这种变化在发射极电阻 Re 上产生变化的电压(即负反馈电 压) ,影响了晶体管的 b-e 间静态电压,才达到减小温漂的目的。可以想象, 只要采用直接藕合方式,这种变化就会逐级放大。 但是,如果能像图 3.2.2 (b) 所示电路那样,改变电压输出端,并寻找到 一个受温度控制的直流电压源 V , 而且当晶体管集电极静态电位 UCQ 变化时, V 始终与之保持相等,那么输出电压中就只有动态信号 UI 作用的部分了,而 与静态电位 UCQ及其温度漂移毫无关系。可以想象,如果采用与图 (b) 所示电 路参数完全相同,管子特性也完全相同的电路,那么两只管子的集电极静态电 位在温度变化时也将时时相等,电路以两只管子集电极电位差作为输出,就克 服了温度漂移,实现了上述构思,如图 (c) 所示。 显然,对于图 (c) 所示电路,当 Ull 与 U I2 所加信号为大小相等极性相同的 输入信号(称为共模信号)时,由于电路参数对称, T1 管和 T2 管所产生的电流 = = 变化相等,即 ð. iBI ð. iB2' ð. iCI ð. ic2 ;因此集电极电位的变化也相等,即 ð. UCI = ð. u α 。因为输出电压是 T1 管和飞管集电极电位差,如图 (c) 中所标注, 所以输出电压 Uo = UCI - U α= (UCQ1 + ð. uCI) - (U CQ2 + ð. u α) = 0 ,说明差分放 大电路对共模信号具有很强的抑制作用,在参数理想对称情况下,共模输出 为零。 为使信号得以放大,需将其分成大小相等的两部分,按相反极性加在电路 的两个输入端,如图 (d) 所示。称这种大小相等极性相反的信号为差模倍号。 = - 由于 ð. Ull ð. U I2' 又由于电路参数对称, T1 管和飞管所产生的电流的变化 大小相等而变化方向相反,即今 i B1 = - ð. i B2 , ð. i c1 = - ð. i ω 因此集电极电位 的变化也是大小相等变化方向相反,即 ð. u Cl = - ð. U C2' 这样得到的输出电压 ð. uo = ð. u Cl - ð. u α= 2ð. ucI ,从而实现了电压放大。但是,由于图 (c) 中 Rel 和 R e2 的存在使电路的电压放大能力变差,当它们数值较大时,甚至不能放大。 研究差模输入信号作用时 , T1 管和飞管发射极电流的变化,不难发现,它们 与基极电流一样,变化量的大小相等方向相反,即 ð. i E1 = - ð. i E2。若将 T1 管 和飞管发射极连在一起,将 Rel 和 R e2 合二而一,成为→个电阻凡,如图 (d) 所示,则在差模信号作用下 Re 中的电流变化为零,即 Re对差模信号无反馈作 用,相当于短路,因此大大提高了对差模信号的放大能力。为了简化电路,便 于调节 Q 点,也为了使电源与信号源"共地",就产生了图 (e) 所示的典型差 分放大电路。也有文献称之为差动放大电路,所谓"差动",是指只有当两个 输入端之间有差别(即变化量)时,输出电压才有变动(即变化量)的意思。 158 第 3 章多级放大电路 对于差分放大电路的分析,多是在电路参数理想对称情况下进行的。所谓 电路参数理想对称,是指在对称位置的电阻值绝对相等,两只晶体管在任何温 度下输入特性曲线与输出特性曲线都完全重合。 应当指出,由于实际电阻的阻值误差各不相同,特别是晶体管特性的分散 性,任何实际差分放大电路的参数不可能理想对称。 二、长尾式差分放大电路 图 3.3.3 所示为典型的差分放大电路,由于 Re 接负电源 - VEE • 拖一个尾 巴,故称为长尾式电路,电路参数理想 对称,即 R b1 = R b2 = Rb' R c1 = R c2 = +Vcc Rc; T1 管与 T2 管的特性相同,卢 1= 卢2 = 卢. rbe1 = rbe2 = rbe; Re 为公共的发射极 电阻。 1.静态分析 当输入信号 Un = U I2 = 0 时,电阻 Re 中的电流等于 T1 管和飞管的发射极 电流之和,即 = = IR IEQ1 + IEQ2 2lEQ 图 3.3.3 长尾式差分放大电路 根据基极回路方程 IBQRb+ UBEQ+2IEQRe= VEE (3.3.1) 可以求出基极静态电流 IBQ 或发射极电流 IEQ. 从而解出静态工作点。通常情 况下,由于 Rb 阻值很小(很多情况下几为信号源内阻) .而且 IBQ 也很小,所 - 以 Rb上的电压可忽略不计,发射极电位 UEQ = UBEQ • 因而发射极静态电流 l "fl EQ = ~ 主旦二卫旦旦 2Re (3.3.2) 可见,只要合理地选择凡的阻值,并与电源 VEE相配合,就可以设置合适的静 态工作点。由 IEQ 可得 IBQ 和 UCEQ ! , lnfl BQ = - ~ 1 +一卢 (3.3.3) UCEQ = UCQ - U EQ = Vcc - ICQRc + U OEQ (3.3.4) 由于 UCQ1 = UCQ2 ' 所以 Uo = U CQ1 = UCQ2 = 0 。 2. 对共模信号的抑制作用 从差分放大电路组成的分析可知,电路参数的对称性起了相互补偿的作 用,抑制了温度漂移。当电路输入共模信号时,如图 3.3.4 所示,基极电流和 = = 集电极电流的变化量相等,即 b. i 01 b. i 82 • b. i C1 b. i C2 ; 因此,集电极电位的 3.3 直接精合放大电路 159 变化也相等,即 ~UCl = ~UC2' 从而 使得输出电压 Uo =0 ,即对共模信号 十 Vcc 不放大。由于电路参数的理想对称 性,温度变化时管子的电流变化完 全相同,故可以将温度漂移等效成 + 共模信号。 uc 实际上,差分放大电路对共模 R 信号的抑制,不但利用了电路参数 C 对称性所起的补偿作用,使两只晶 体管的集电极电位变化相等;而且 还利用了发射极电阻 Re 对共模信号 图 3.3.4 差模放大电路输入共模信号 的负反馈作用,抑制了每只晶体管集电极电流的变化,从而抑制集电极电位的 变化。 从图 3.3 .4中可以看出,当共模信号作用于电路时,两只管子发射极电流 的变化量相等,即 ~iEl =~i E2 =~iE; 显然, Re 上电流的变化量为 2 倍的 ~iE , 因而发射极电位的变化量 ~UE = 2~iEReo ~UE 的变化方向与输入共模信号的变 化方向相同,致使 b-e 间电压的变化 (~UBE) 方向与 ~UE 相反,而基极电流必 将随 ~UBE 产生与 ~UBE 变化方向相同的变化 ~iB ,从而减小集电极电流的变化 ~ic ,也就抑制了集电极电位的变化。例如,当所加共模信号 ~Ulc 为正时,简 述晶体管各极之间电流、电压的变化方向如下: ICl • ð. Ulc • -- iBl •-- iCl •(i El •,_. UE 1-- UBEl •-- iBl • " iB2 •-- i C2 ↑ (i E2 ↑产""-. U BE2 •+iB2 • IC2 • = 因为 ~UE ~iE(2R.) ,所以对于每边晶体管而言,发射极等效电阻为 2Re 。由 于 Re 对共模信号起负反馈作用,故称之为共模负反馈电阻。 Re 阻值愈大,负 反馈作用愈强,集电极电流变化愈小,因而集电极电位的变化也就愈小。但 Re 的取值不宜过大,因为由式 (3.3.2) 可知,它受电源电压 VEE 的限制。为了 描述差分放大电路对共模信号的抑制能力,引入"共模股大倍数 Ac" 这一参 数①,定义为 ① 脚注 c 是 common 的字头。 160 第 3 章多级放大电路 A~ =--Ll-uO-c c Ll Ulc (3 .3.5) 式中 Ll Ulc 为共模输入电压, Ll uOc 是 Ll Ulc 作用下的输出电压。它们可以是 缓慢变化的信号,也可以是正弦交流信号。 = 在图 3.3.3 所示差分放大电路中,在电路参数理想对称的情况下 , Ac 0 0 3. 对差模信号的放大作用 当给差分放大电路输入一个差模信号 Ll Uld 时,由于电路参数的对称性, Ll Uld经分压后,加在 T1 管一边的为 + t:. Uld/2 , 加在飞一边的为 - t:. Uld/2 , 如 3.3.5 (a) 所示。 UIl Rhj + - ,tB••l zd2Id UIdyhb td2ld 。 U12 , 'Cl 'C2' T j E T2 I.司 ,. iE 4··Mt·E· 2 n 。 -V EE (a) Rbl 。 + R丰 ßUjd ;~ 1~J ~~A 叫 Rb2 (b) 图 3.3.5 差分放大电路加差模信号 ( a) 电路 ( b) 交流等效电路 由于 E 点电位在差模信号作用下不变,相当于接"地";又由于负载电阻 的中点电位在差模信号作用下不变,也相当于接"地"端,因而 R L被分成相 等的两部分,分别接在 T,管和飞管的 c-e 之间,所以图 3.3.5 (a) 所示电路 在差模信号作用下的交流等效电路如图 (b) 所示。 输入差模信号时的电压放大倍数称为差模放大倍数,记作 Ad ①,定义为 A d -- -AU-O-d Ll Uld (3.3.6) , 式中的 Ll UOd 是Ll Uld 作用下的输出电压。从图 (b) 中可知, = Ll Uld 2Ll i B (R b + 号) rbe) , Ll UOd = -均,( Rj/ ,所以 A 们j/号) d -- - Rb + rbe (3.3.7) ① 脚注中的 d 是 differer由aI的字头。 3.3 直接藕合放大电路 161 由此可见,虽然差分放大电路用了两只晶体管,但它的电压放大能力只相 当于单管共射放大电路。因而差分放大电路是以牺牲一只管子的放大倍数为代 价,来换取低温漂的效果。 根据输入电阻的定义,从图 (b) 可以看出 Rj =2 (R b + rbe) 它是单管共射放大电路输入电阻的两倍。 (3.3.8) 电路的输出电阻 Ro =2Rc (3.3.9) 也是单管共射放大电路输出电阻的两倍。 为了综合考察差分放大电路对差模信号的放大能力和对共模信号的抑制能 力,特引入了一个指标参数一一共模抑制比,记作 KCMR' 定义为 - K C MR h-AU (3.3.10) 其值愈大,说明电路性能愈好。对于图 3.3.3 所示电路,在电路参数理想对称 的情况下,由于 Ac=0 , KCMR= ∞。 4. 电压传输特性 放大电路输出电压与输入电压之间的关系曲线称为电压传输特性,即 Uo =f( UI) (3.3.11) 将差模输入电压 ßUld 按图 3.3.5 (a) 接 到输入端,并令其幅值由零逐渐增加,输 出端的 ßUOd 也将出现相应的变化,画出二 者的关系,如图 3.3.6 中实线①所示。可 以看出,只有在中间一段二者是线性关系, 斜率就是式 (3.3.6) 所表示的差模放大倍数。 当输入电压幅值过大时,输出电压就会产 生失真,若再加大 ßUld' 则 ßUOd 将趋于不 变,其数值取决于电摞电压 VCC 。 U Od ..... 一 _­ /' / / / / / llELd/ -/- A' f且 -- U'd •一 lLI 性 | 关 系 Il-- ι 若改变 ßUld 的极性,则可得到另一条 如图中虚线所示的曲线,它与实线完全 对称。 图 3.3.6 差动放大电路的电压 传输特性 三、差分敢大电路的四种接法 在图 3.3.3 所示电路中,输入端与输出端均没有接"地"点,称为双端输 ①图中曲线可用问d= 响h ( -刮来表示。 162 第 3 章多级放大电路 人、双端输出电路。在实际应用中,为了防止干扰和满足负载的需要,常将信 号源的一端接地,或者将负载电阻的一端接地。根据输入端和输出端接地情况 不间,除上述双端输入、双端输出电路外,还有双端输入、单端输出,单端输 入、双端输出和单端输入、单端输出,共四种接法。下面分别介绍单端输出与 单端输入电路的特点。 1.双端输入、单端输出电路 图 3.3.7 所示为双端输入、单端输出差分放大电路。与图 3.3.3 所示电路 相比,只是输出方式不同,其负载电阻矶的一端接 T1 管的集电极,另一端接 地。它的输出回路已不对称,因此影响了它的静态工作点和动态参数。 画出图 3.3.7 所示电路的直流通路如图 3.3.8 所示,图中 V'CC 和 R二是利用 戴维南定理进行变换得出的等效电摞和电阻,其表达式分别为 图 3.3.7 双端输入、单端输出 差分放大电路 图 3.3.8 图 3.3.7 所示 电路的直流通路 V'"" CC = - 一Rc一P+止一 R一L 'V衍ιι (3.3.12) R'c = Rj/ R L (3.3.13) 虽然由于输入回路参数对称,使静态电流 IBQl = 1邸,从而 1CQl = 1CQ2; 但是, 由于输出回路的不对称性,使 T1 管和 T2 管的集电极电位 UCQl 笋 UCQ2 , 从而使 管压降 UCEQl 手 UCEQ2。由图 3.3.8 可得 = UCQ1 V'cc - ICQR'c (3.3.14) = UCQ2 Vcc-IcQRc (3.3.15) 静态工作点 ICQ 、 IBQ 和 UCEQ1 、 UCEQ2 可通过式 (3.3.2) 、 (3.3.3) 、 (3.3 .4) 计算。 因为在差模信号作用时,负载电阻仅取得 T1 管集电极电位的变化量,所 以与双端输出电路相比,差模放大倍数的数值减小。画出图 3.3.7 所示电路对 3.3 直接搞合放大电路 163 差模信号的等效电路,如图 3.3.9 所泪。 在差模信号作用时,由于 Tj 管与 T2 管中 电流大小相等方向相反,所以发射极相当 于接地。输出电压 ÂUOd = - Âic ( Rc // 。 + … , .‘A…••I-B..F AAi l E H rben R L) , 输入电压 ÂUld=2Âi B (R b + fbe)' 因!1u 1d 此差模放大倍数 Auod1. Ad-- A -- U-I d--一- 2 卢 (Rj/ Rb +r RL be ) (3.3.16) r be -R b • 。+ Ren RLn !1uOd 电路的输入回路没有变,所以输入电 阻 R j仍为 2(R b +fbe) 。 电路的输出电阻 R。为尺,是双端输 图 3.3.9 图 3.3.7 所示电路对差 模信号的等效电路 出电路输出电阻的一半。 如果输入差模信号极性不变,而输出信号取自飞管的集电极,则输出与 输入同相。 当输入共模信号时,由于两边电路的输入信号大小相等极性相同。所以发 = = 射极电阻 Re上的电流变化量 Âi E 2Âi E , 发射极电位的变化量 ÂUE 2Âi ERe; 对于每只管子而言,可以认为是今日流过阻值为 2Re 所造成的,如图 3.3.10 (a) 所示。因此,与输出电压相关的 T} 管一边电路对共模信号的等效电路如图 3.3.10 (b) 所示。从图上可以求出 + Vcc Rh + t. U Oc + -凡 i (b) 共模抑制比 图 3.3.10 图 3.3.7 所示电路对共模信号的等效电路 ( 8) 将射极电阻 R ,进行等效变换 (b) 交流等效电路 F Auoe A。= ÂUlc = - (Rj/ RL) Rb + fbe + 2 (1 +卢 ) Re (3.3.17) 164 第 3 章多级放大电路 C I MR- Ad IA c|I l-- Rb +e 2rb(eR+( b2+(r13 b+e)卢 )3 R . 1 8 ) 从式 (3.3.17) 和 (3.3.18) 可以看出 , Re 愈大 , Ac 的值愈小 , KCMR 愈大,电路的 性能也就愈好。因此,增大 R 是改善共模抑制比的基本措施。 2. 单端输入、双端输出电路 图 3.3.11 (a) 所示为单端输入、双端输出电路,两个输入端中有一个接地,输 入信号加在另一端与地之间。因为电路对于差模信号是通过发射极相连的方式将 T( 管的发射极电流传递到飞管的发射极的,故称这种电路为射极搞合电路。 + V'ιι u (a) (b) 图 3.3.11 单端输入、双端输出电路 (a) 电路 ( b) 输入信号的等效变换 为了说明这种输入方式的特点,不妨将输入信号进行如下的等效变换。在 加信号一端,可将输入信号分为两个串联的信号源,它们的数值均为 6. u(/2 , 极性相同;在接地一端,也可等效为两个串联的信号源,它们的数值均为 6. u(/2 , 但极性相反,如图 (b) 所示。不难看出,同双端输入时一样,左右两边 获得的差模信号为::t 6. u(/2; 但是与此同时,两边输入了 6. u(/2 的共模信号。 可见,单端输入电路与双端输入电路的区别在于:在差模信号输入的同时,伴 随着共模信号输入。因此,在共模放大倍数 Ac 不为零时,输出端不仅有差模 信号作用而得到的差模输出电压,而且还有共模信号作用而得到的共模输出电 压,即输出电压 6. uQ = Ad6. U( + Ac' 牛 (3.3.19) 当然,若电路参数理想对称,则 Ac =0 ,即式中的第二项为 0 ,此时 KCMR 将为无穷大。 单端输入、双端输出电路与双端输入、双端输出电路的静态工作点以及动 态参数的分析完全相同,这里不再一一推导。 3.3 直接榈合放大电路 165 3. 单端输入、单端输出电路 图 3.3.12 所示为单端输入、单端输 出电路,对于单端输出电路,常将不输 + vcc 出信号一边的 Rc 省掉。该电路对 Q 点、 Ad 、 Ac 、 R j 和 R 。的分析与图 3.3.7 所示 电路相同,对输入信号作用的分析与图 3.3.11 所示电路相同。 U, 由以上分析可知,将四种接法的动 。 态参数特点归纳如下. ...1.... VEE (1) 输入电阻均为 2 ( Rb + Tbe) 。 (2) Ad 、 Ac 、 R。与输出方式有关, 图 3.3.12 单端输入、单端输出电路 双端输出时, Ad 见式 (3.3.7) , Ac=O , Ro=2 R cÖ 单端输出时, Ad 与 Ac 分别 见式 (3.3.16) 、 (3.3.17) ,而 Ro = Rc 。 (3) 单端输入时,在差模信号输入的同时总伴随着共模输入。若输入信号 为 ~l勺,则 ~Uld=~Ul' ~Ulc= +~ul/2 , 输出电压表达式是 (3.3.19) 。 四、改进型差分放大电路 在差分放大电路中,增大发射极电阻 Re 的阻值,能够有效地抑制每一边 电路的温漂,提高共模抑制比,这一点对于单端输出电路尤为重要。可以设 想,若 Re 为无穷大,则即使是单端输出电路,根据式 (3.3.17) 和 (3.3.10) , Ac 也为零 , KCMR也为元穷大。设晶体管发射极静态电流为 0.5 时,则 Re 中电流 就为 1 mA;若 Re= 10 kO ,则电源 VEE 的 '值约为 10.7 V; 若 Re = 1∞ kO ,则 VEE 自 ∞1 .7 V ,这显然是不现实的。考虑到故 障情况下这样高的电源电压会全部加在 差分管上,差分管必须选择高耐压管, 对于小信号放大电路这是不合理的。差 分电路需要既能采用较低的电源电压、 又能有很大的等效电阻 Re 的发射极电 路,电流源具备上述特点。 利用工作点稳定电路来取代凡,就 得到如图 3.3.13 所示具有恒流源的差分 放大电路。图中 Rl 、矶、矶和 T3 组成图 3.3.13 具有恒流源的差分放大电路 工作点稳定电路,电源 VEE可取几伏,电路参数应满足 /2 >> /B3 。这样, /1 臼 /2 ,所以岛上的电压为 166 第 3 章多级放大电路 R气 U俨瓦了豆2·VEE (3.3.20) 飞管的集电极电流 UD U〓- t:''l. I俨 IE3 = _"丁72 (3 .3.21) 表明若 U BE3 的变化可忽略不计,则 Iα 基本不受温度影响。而且,由图可知, 没有动态信号能够作用到飞管的基极或发射极,因此 Iα 为恒流,发射极所接 电路可以等效成一个恒流源。 Tj 管和飞管的发射极静态电流 Ir, l EOQl =- I1 BQ02 = '~)二 (3.3.22) 当飞管输出特性为理想、特性时,即当飞在放大区的输出特性曲线是横轴的平 行线时,恒流源的内阻为无穷大,即相当于 Tj 管和飞管的发射极接了一个阻值为 无穷大的电阻,对共模信号的负反馈作用无穷大,因此使电路的 Ac=O , KCMR = ∞。 恒流源的具体电路是多种多样的,若用恒流源符号取代具体电路,则可得 到图 3.3.14 所示差分放大电路。在实际电路中,由于难以做到参数理想对称, 常用一个阻值很小的电位器加在两只管子发射极之间,见图中的凡。调节电 = = = 位器滑动端的位置便可使电路在 Ull U I2 0 时 Uo 0 ,所以常称 Rw 为调零电 位器。应当指出,如果必须用大阻值的 Rw 才能调零,则说明电路参数对称性 太差,必须重新选择电路元件。 Rw 对电路的动态参数(如 Ad 、 R j 等)均产生影 响,读者可自行分析。 为了获得高输入电阻的差分放大电路,可以将前面所讲电路中的差放管用 场效应管取代晶体管,如图 3.3.15 所示。这种电路特别适于做直接糯合多级 放大电路的输入级。通常情况下,可以认为其输入电阻为无穷大。和晶体管差 分放大电路相同,场效应管差分放大电路也有四种接法,可以采用前面叙述的 方法对四种接法进行分析,这里不再赘述。 + VOO 图 3.3.14 恒流源电路的简化 画法及电路调零措施 图 3.3.15 场效应管差分 放大电路 3.3 直接藕合放大电路 167 [例 3.3.1] 电路如图 3.3.5 (a) 所示,已知 Rb=1kn , Rc=10k口 , RL = 5.1 kn , Vα= 12 V , VEE = 6 V; 晶体管的 ß = 100 , rbe = 2 kn , UBEQ = 0.7 V; T,管和飞管的发射极静态电流均为 0.5 mA 。 (1) Re 的取值应为多少? T,管和飞管的管压降 UCEQ 等于多少? (2) 计算 Au ①、 R j 和 R。的数值; (3) 若将电路改成单端输出,如图 3.3.7 所示,用直流表测得输出电压 uo=3V ,试问输入电压 UI 约为多少?设共模输出电压可忽略不计。 解: (1)根据式 (3.3.2) Re=干V主EiE一一-二U旦.B"E:Y0_6一-一0-一.7~ kn=5.3 kn 2 l EQ 2 X 0.5 = = UCQ Vα - 1CQ Rc = (1 2 - 0.5 X 10) V 7 V 根据式(3 .3 .4) UCEQ = UCQ - UEQ = (7 + 0. 7) V = 7 .7 V (2) 根据式 (3.3.7) 、 (3.3.8) 、 (3.3.9) 可计算出动态参数。 Fl A = = - (_Rc 矿,,1亏<1).\ -、←- ._~ 100 X 而 1. ~0x百 _2_..万 5-5- = - 68 b + rbe 1+2 Ri=2 (R b + rbe) =2x (1 +2)kn=6 kn Ro = 2Rc = 2 x 10 kn = 20 kn (3) 由于用直流表测得的输出电压中既含有直流(静态)量又含有变化量 (信号作用的结果) ,所以首先应计算出静态时 T,管的集电极电位,然后用所 测电压减去静态电位就可得到动态电压。根据式 (3.3.12) 、 (3.3.13) 、 (3.3.14) 可得 Rc +LR.Lvcc-Iq(RJRL)=(飞(一 510.+1~ 5.1 x~..1-_2-0~^.'5~-x" 一 1100+x一 55..111\)V=2.36V ð. uo= Uo- UcQ1 =(3-2.36)V=0.64 V 已知 A 均,且共模输出电压可忽略不计,因而若能计算出差模电压放大倍 数,就可以得出输入电压的数值。根据式 (3.3.16) _ _ A~ d = _1 卢 (Rj/ RL ) 1 . 1 - 『 - 一2 .Rb _9 +rbe- 100 x 一 10-x一5一.一1 0+5.!_ 2 1 + 2 7== _ - 56 所以输入电压 - UI= 丁八 U卫o= 几d {I飞 O一.一65641\)V= -0.0114V= -1 1.4mV ① 因为所加倍号为有用信号,也就是差模信号,故 A. 就是 A dC 168 第 3 章多级放大电路 3.3.3 直接藕合互补输出级 对于电压放大电路的输出级,一般有两个基本要求:一是输出电阻低,二 是最大不失真输出电压尽可能大。分析所学过的各种基本放大电路,共集放大 电路满足前一要求,但它带上负载后静态工作点会产生变化,且输出不失真电 压也将减小。,为了满足上述要求,并且做到输入电压为零时输出电压为零,便 产生了双向跟随的互补输出级。 一、基本电路 图 3.3.16 (a) 所示为互补输出级的基本电路。虽然 T1 管为 NPN 型管, T2 管为 PNP 型管,但是要求它们的参数相同,特性对称。 Uj UI I飞 fI αJt + Uo / / .;" 。 U SE (a) (b) ( c) 图 3.3.16 互补输出级的基本电路及其交越失真 ( a) 电路 (b) T1 管的输入特性 ( c) 交越失真 设晶体管有理想输入特性,见图( b) 中实线所示。静态时,输入电压为零 (即将输入端接地) ,输出电压为零(即输出端电位为零)。设输入电压 U j 为正 弦波,当 Uj > 0 时, T1 管导通,飞截止 , T1 管以射极输出形式将正半周信号 传递到负载 , U o = Uj 。此时正电摞 + Vcc 供电,电流通路如图中实线所标注。 与此相反,当 Uj < 0 时, T1 管截止,飞管导通 , T2 管以射极输出形式将负半 周信号传递到负载 , U o = Uj 。此时负电源 - Vcc供电,电流通路如图中虚线所标 注。这样 , T1 管与飞管以互补的方式交替工作,正、负电源交替供电,电路实 现了双向眼随。在输入电压幅值足够大时,输出电压的最大幅值可达 ::t (Vcc - I UCES I ), UCES 为饱和管压降。 如果考虑晶体管的实际输入特性如图 (b) 中虚线所示,则不难发现,当输 入电压小于 b-e 间开启电压 Uon时 , T1 管与飞管均处于截止状态。也就是说, 只有当 I I Uj > Uon 时,输出电压才跟随 Uj 变化。因此,当输入电压为正弦波 3.3 直接搞合放大电路 169 时,在 Ui 过零附近输出电压将产生失真,波形如图 3.3.16 (c) 所示,这种失真 称为交越失真。 与一般放大电路相同,消除失真的方法是设置合适的静态工作点。可以设 想,若在静态时 T1 管与飞管均处于临界导通或微导通(即有一个微小的静态 电流)状态,则当输入信号作用时,就能保证至少有一只管子导通,实现双向 跟随。 二、消除交越失真的互补输出纽 在图 3.3.17 (a) 所示电路中,静态时,从正电源 + Vcc 经 Rl 、 D 1 、 D2 、 R2 到负电源 - Vcc形成一个直流电流,必然使 T1 和飞的两个基极之间产生电压 = US1 B2 UD1 + Urn 如果晶体管与二极管采用同一种材料,如都为硅管,就可以使 T1 和飞均处于 微导通状态。由于二极管的动态电阻很小,可以认为 T1 管与飞管的基极动态 电位近似相等,且均约为屿,即 Ub1=Ub2=Ui O b1 + Rdl Uo b2 (a) (b) 图 3.3.17 消除交越失真的互补输出级 ( a) 用二极管电路 ( b) 用 U BE倍增电路 为消除交越失真,在集成电路中常采用图 3.3.17 (b) 所示电路。若 12 >> Is , 则 = =1 US1S2 U俨」R石 句+ 二 R.i . _. USE / _ 1 RτL +瓦 I USE (3.3.23) 合理选择矶和 R4 ' 可以得到 USE任意倍数的直流电压,故称为 USE倍增电路。 同时也可得到 PN 结任意倍数的温度系数,故可以用于温度补偿。 为了增大 T1 管和飞管的电流放大系数,以减小前级驱动电流,常采用复 合管结构。而要寻找特性完全对称的 NPN 型和 PNP 型管是比较困难的,所以, 170 第 3 章多级放大电路 在实用电路中常采用图 3.3.18 所示电 路。图中 T1 管和飞管复合而成 NPN 型 管,飞和飞管复合而成 PNP 型管。从 输出端看进去,飞管和飞管均采用了 同类型管,较容易做到特性相同。这种 输出管为同一类型管的电路称为准互补 电路。 本节所介绍的互补输出级(简称互 补电路)常作为功率放大电路,也称为 OCL①电路。有关输出功率及效率等问 题见第九章。 R, R, + R4 R、 图 3.3.18 采用复合管的准互补输出级 3.3.4 直接嘱合多级放大电路 实用直接藕合多级放大电路常用差分放大电路作为输入级,这样可以减小 整个电路的温漂,增大共模抑制比。如果输入信号是一个微弱的电压信号时, 则应考虑采用场效应管差分放大电路。而对于输出级,一般多采用 OCL 电路, 这样可以使输出电阻较小,带负载能力增强,而且最大不失真输出电压幅值可 接近电源电压。为了进一步增强放大能力,常用共射放大电路作为中间级,这 样就可以得到高电压放大倍数。 在直接搞合多级放大电路中,为了避免各级放大电路输出端静态电位逐级 升高或逐级降低现象的产生,都会采用图 3. 1. 1 所示 NPN 和 PNP 型混合使用 的方法,以保证输入电压为零时输出电压为零。 [例 3.3.21 电路如图 3.3.19 所示,两个恒流摞为各级电路提供静态工作 + 图 3.3.19 直接祸合多级放大电路举例 ① OCL 为英文 Output Capac山dess 的缩写。 3.3 直接搞合放大电路 171 电流,两个输入端的差值 (Un - U I2) 为输入电压。 ( 1 )说明电路是几级放大电路,各级分别是哪种基本放大电路;输出电压 Uo 与 U I1 、 U I2的极性关系。 (2) 设所有晶体管的电流放大倍数均为卢,试求出 Åu 、 Ri 、 R 。的表达式。 解: (1) 按输入信号 (Un - U I2) 传递的顺序可以看出,电路是→个三级放 大电路。 第一级是以 Tj 和飞为放大管、双端输入、单端输出的差分放大电路。 第二级是以飞和飞管组成的复合管为放大管的共射放大电路。 第三级是准互补电路,矶、矶和飞组成 UBE 倍增电路,用来消除交越 失真。 当输入的差模信号极性 Un 为正、 U I2为负时, Tj 管集电极动态电位的极性 为负,即 T3 管的基极动态电位为负,因而飞和飞管集电极动态电位为正(共 射电路输出电压与输入电压反相 ) ,所以输出电压为正 (OCL 电路是电压跟随电 路)。因此 , Un 与 Uo极性相同, U I2与 Uo极性相反。 (2) 为了分析动态参数,首先应画出图 3.3.19 所示电路的交流等效电路, 由于飞和飞管的集电极所接恒流源的动态电阻无穷大,所以飞和飞管的动 态电流全部流向输出级,且飞的集电极和发射极可视为短路。由于在输入信 号极性不同时,输出极的飞和 T7 、飞和飞中只有一对管子工作,所以交流等 效电路中可只画一半电路。 + RLII u。, 输入级 中间级 输出级 图 3.3.20 图 3.3.19 所示电路的交流等效电路 分别写出第二级和第三级电路的输入电阻 R 边= rbe3 + (1 +卢) r be4 RiJ = r be6 + (1 +卢)[ rbe7 + (1 +卢) RLJ 三级放大电路的电压放大倍数分别为 A I F (Rjll Ri2 ) ul == -τ- k rbel 172 第 3 章多级放大电路 A 、 -El02~ 卢ZJMRnp2Ra3 ,、一~二= - - - - - i2 - h3 R UL Ù i2 Ri2 Au3 = 1 所以,图 3.3.19 所示电路的电压放大倍数 Au = Aul Au2 A u3 臼 1 τ.. . 卢3(R 1 // R i2 ,D bel .l l i2 ) R i3 若 Rl>>R i2' 则 Åu 自 τ1· 一 ß3 R,i3说明流入第二•级的电流约为输入电流的 .l. rbel F 倍;若 R i3 = ß2 R L • 则 I Åu I 与卢成正比。可见放大电路的电压放大作用是 依靠晶体管的电流放大作用实现的。 图 3.3.19 所示电路是集成放大电路的雏形,第四章将进一步阐述有关集 成放大电路的组成、类型及其指标参数。 思考题 = 3.3.1 已知图 3.3.3 所示电路中 Rcl 1.01 R c2 ' 其余参数理想对称。试问:与全部参 数理想对称情况相比,电路的静态和动态参数有哪些不同? 3.3.2 在图 3.3.7 所示电路中,若从飞集电极单端输出,则对电路的静态和动态有什 么影响? 3.3.3 在图 3.3.19 所示电路的交流通路中,为什么可以认为飞管的三个极 e 、 b 、 c 相 当于短路? Multisim 应用举例 3.4.1 直接藕合多级放大电路的调试 一、题目 两级直接藕合放大电路的调试。 二、仿真电路 图 3 .4 .1 (a) 中所示电路为两级直接桶合放大电路,第一级为双端输入、 单端输出差分放大电路,第二级为共射放大电路。 由于在分立元件中很难找到在任何温度下均具有完全相同特性的两只晶体 管,因而也就很难实现共模抑制比很高的差分放大电路。在 Mltisim 环境下可 以做到两只晶体管特性基本相同。 三、仿真内容 (1)调整电路的静态工作点,使电路在输入电压为零时输出电压为零。用 ( 也 ) 琴 棋H 爷 知围 s g 民 苦 · ω 品 · - 挫 阻 碍 计 型 筒 h问 毒黯 撵 嚣 疆 民 ( 望 吟 诗 U厅 A 矿) 淋 嘱 详 N思 S 建 民 u n毒 海 军 疆 民 ( σ 气 ε -s § 叫 u f h ζ 2 … … T 喝 ) l | 益 讨 叫二 茸 L 巳 冒 叫 口 却 ,. 2 引! l l l l i l · b h R s a 雪 时 霄 ' 副 引 n ' ad·' l l I l l l - 画- 问m - A 吗 R 吁 --‘ 山 | E《 ι k ♀ 画 即 应 ' "' . ... o e 白 ' 白 布 吉 普 aX-00A于自 U-833 a , 弓、 -0 9 4, J、 ' 态…夺 133:1 ...t....__. I ~" (rwι • 民 阳 M〈 革 ' - 冒 2 ρ S M Z s ,g -斗 a窗 寸 亘「J Y 气资 '~~1 v 理主 、 3 · 8 Ha g mw 「 m B B B 弩 a .... •. D, ::1 JI ~; .x s7 ... ~; :1 1& Al em g · e 冒 H , -0- 1 。 ! pt.-L! 24.Y.83 I • J~ 曹 冒 · 营 g 2 3 hγ 叫 w由 m u m 5 4 H S : J F门f ρ , - h t k L K K V山 」A 斗 坠 H 叫 ' 巴 t中 ••• 圄 ••• 一树- ., a b 密 R v 、" L E ft · a w E H W 2 7 4 t 同- 4 a 2 誓 u, ( 臼 ) 哥i 拉4 匹 怪 可| - 可. 4 3 K2 1 · · 霄' b S E 叮t - l- t z b 羽 h h J t2 J 6 w峰 一 2 d -k r h d 恒 司 H C K巳L 州市 R "引 斗 1 1 川 叫 i s E 百章 , 「 · , . 扩 -l l -- z & {叫 ,l 5 可 胆 · J Z Z Y l l「 寸 ~ tM n v -U H丘 L 毡 、 ' ~ ω - h- Z E E S 陪 温 情 事 L 4、 , 司 M J可ω 174 第 3 章多级放大电路 直流电压表测 Q2 、 Q3 集电极静态电位,测试电路见图 (a) 所示。 (2) 测试电路的电压放大倍数,输入电压是峰-峰值为 2 mV 的正弦波, 从示波器可读出输出电压的峰值,由此得电压放大倍数。测试方法见图( a) 所示。 (3) 测试电路的共模抑制比。加共模信号,从示波器可读出输出电压的峰 值,得共模放大倍数,从而得共模抑制比。测试电路见图 (b) 所示。 四、仿真结果 (1)静态工作点的调试结果见表 3.4.1 。 表 3.4.1 静态工作点的调试 Rc2 / k O UCQ2 /V UCQ3 /mV 10 10.87 1208 9.8 9.7 9.6 10.889 10.889 10.909 854.481 667.522 5∞ .295 9.5 10.918 322.82 9 .4 9.3 9.32 10.928 10.936 10.936 145.115 - 32.809 2.794 (2) 电压放大倍数的测试见表 3 .4 .2 。 襄 3.4.2 电压放大倍数的测试 输入差模信号 第一级输出 电压峰值 /mV 电压峰值 /mV 第一级差模 放大倍数 第二级输出 电压峰值 /mV 第二级电压 放大倍数 整个电路的电 E4t放大倍数 2 34.014 17 - 672.104 - 67 -1 139 (3) 共模放大倍数的测试见表 3 .4 .3 。 襄 3.4.3 共模放大倩放的测试 输入共模信号 第一级输出 电压峰值 /mV 电压峰值 /pV 第二级输出 电压 /pV 第一级共模 放大倍数 整个电路的共 模放大倍数 1∞ 8.634 157.593 - 8.6 X 10- 9 1. 58 X 10- 7 共模抑 制比 7.21 X 109 五、结论 (1)由于直接搞合放大电路各级之间的静态工作点相互影响,一般情况 下,应通过 EDA 软件调试各级的静态工作点,基本合适后再搭建电路,进行 实际测试。 (2) 当输入级为差分放大电路时,电路的电压放大倍数是指差模放大 倍数。 (3) 具有理想对称性的差分放大电路抑制共模信号的能力很强,因此以它 作直接藕合多级放大电路的输入级可提高整个电路的共模抑制比。 3.4 Multisim 应用举例 175 3.4.2 消除互补输出级交越失真方法的研究 一、题目 互补输出级交越失真消除方法的研究。 二、仿真电路 基本互补电路和消除交越失真互补输出级如图 3 .4 .2 (a) 所示。晶体管采 用 NPN 型晶体管 2N3佣4 和 PNP 型晶体管 2N3906 。二极管采用 lN4∞9 。 在实际的实验中,几乎不可能得到具有较为理想对称特性的 NPN 型和 PNP 型管,但是在 Multisim 中却可以做到。因此,我们可以看到只受晶体管输 入特性影响(不受其它因素影响)所产生的失真和消除这种失真的方法。 三、仿真内容 (1) 利用直流电压表测量两个电路中晶体管基极和发射极电位,得到静态 工作点,如图 3 .4 .2 (a) 所示。各电压表所测量的电压如图中所标注。 (2) 用示波器分别观察两个电路输入信号被形和输出信号波形,并测试输 出电压的幅值。如图 3.4.2 (b) 所示。 Channel A 为输入电压波形, Channel B 为 输出电压波形。 四、仿真结果 仿真结果如表 3.4.4 、 3.4.5 所示。 亵 3.4.4 基本互补电路的测试数据 直流电压表 1 读数 UB1/mV 直流电压表 2 读数 UE1/nV 输入信号 Vl 峰值 IV 输出信号 峰值 IV 。 - 8.987 2 1.331 表 3.4.5 消除交越失真的互补输出级的测试数据 直流电压表 3 直流电压表 4 直流电压表 5 输入信号 也基极动 Q4 基极动 输出信号 读数 Up;/mV 读数 U斟ImV 读数 Uo/mV V2 峰值IV 态电位 IV 态电位 IV 峰值IV 721. 256 -721.324 14.705 2 1. 406 1. 406 1. 997 五、结论 1.对基本互补电路的测试可得到如下结论: (1) 静态时晶体管基极和发射极的直流电压均为 0 ,静态功耗小。 (2) 由于输入电压小于 b-e 间的开启电压时两只晶体管均截止,输出信 号波形明显产生了交越失真,且输出电压峰值小于输入电压峰值。 2. 对消除交越失真的互补输出级的测试可得到如下结论: 176 第 3 章 多级放大电路 IiJ f何缸'‘回阳 岛阳~吨,呐,协商且每陆..售商""\lð咄""tr咱P D ~g , .. P . 司马~ <.l 、 . .品 ....l1li vcc I U. 」 自 川 φ:tsas 4' 目 ;L _j_... . ,1\' ? 间田 T "V 问 + ,2.w 川剧 中各 ?2·mjA 自 1L +qlLt' • .. ‘· (a) l…川 . a.缸• y _ fIkOI s-r啤陋 T(JI'田、w 1剧,. e--咽。圃'‘四"曲,.. I!OIÞ [) Iìi~ A G4 EìEl Q 吧. • Itl .}. -1 J.目 而.c:J 二. 7 目 」二 - ~ J ?;江 t; 立 一_J φ!江 户 +罔 -e rav m< (b) 图 3 .4 .2 互 补输出级的测试 ( 8 ) 静 态测试 ( b) 动态测试 本章小结 177 = (1)晶体管基极直流电位 U83 = - UB4 721 mV ,表明两只管子在静态均 处于导通状态,发射极的直流电位 UE3 =14.7mV ,很接近 0 ,说明管子具有很 好的对称性。的3 笋 -uμ 、 UE3 ~O 的原因仍在于 NPN 型晶体管 2N3904 和 PNP 型晶体管 2N3906 的不对称性。 = (2) 输入电压的峰值为 2 V ,有效值约为1. 414 V 。在动态测试中, Ub3 = Ub4 1.406 V =矶,说明在动态的近似分析中可将岛和岛的基极与输入端可 看成为一个点。 (3) 输出电压峰值与输入电压峰值相差元儿,且输出信号波形没有产生失 真,说明合理设置静态工作点是消除交越失真的基本方法,且使电路的跟随特 性更好。 本章首先讲述了多级放大电路的搞合方式及分析方法,然后阐明直接辑合 放大电路的温漂问题,以及差分放大电路和互补输出级电路的组成与分析。 一、多级放大电路的精合方式 直接搞合放大电路存在温度漂移问题,但因其低频特性好,能够放大变化 缓慢的信号,便于集成化,而得到越来越广泛的应用。 阻容搞合放大电路利用辑合电容"隔离直流,通过交流",但低频特性差, 不便于集成化,故仅在非用分立元件电路不可的情况才采用。 变压器搞合放大电路低频特性差,但能够实现阻抗变换,常用作调谐放大 电路或输出功率很大的功率放大电路。 光电搞合方式具有电气隔离作用,使电路具有很强的抗干扰能力,适用于 信号的隔离及远距离传送。 二、多级放大电路的动态参数 多级放大电路的电压放大倍数等于组成它的各级电路电压放大倍数之积。 其输入电阻是第-级的输入电阻,输出电阻是未级的输出电阻。在求解某一级 的电压放大倍数时应将后级输入电阻做为负载。 多级放大电路输出泼形失真时,应首先判断从哪一级开始产生失真,然后 再判断失真的性质。在前级所有电路均无失真的情况下,未级的最大不失真输 出电压就是整个电路的最大不失真输出电压。 三、直接搞合多级放大电路的级成及分析 直接辑合放大电路的零点漂移主要是由晶体管的温漂造成的。 在基本差分放大电路中,利用参数的对称性进行补偿来抑制温漂。在长尾 178 第 3 章多级放大电路 电路和具有恒流源的差分放大电路中,还利用共模负反馈抑制每只放大管的温 漂。共模放大倍数 Ac 描述电路抑制共模信号的能力,差模放大倍数 Ad 描述电 路放大差模信号的能力。共模抑制比 KCMR 用于考察上述两方面的能力,等于 Ad 与 Ac 之比的绝对值。理想情况下, Ac=0 , kchfR= ∞。根据输入端与输出端 接地情况不同,差分放大电路有四种接法。差分放大电路运于做直接辑合多级 放大电路的输入级。 互补输出电路的特点是:零输入时零输出,具有很强的带负载能力,输出 正、负方向对称,双向跟随;因而适于做直接辑合多级放大电路的输出级。 直接藕合多级放大电路多以共射电路做中间级,用来增大整个电路的放大 倍数。 学完本章后希望能够达到以下要求: 一、掌握以下概念及定义:零点漂移与温度漂移,共模信号与共模放大倍 数,差模信号与差模放大倍数,共模抑制比,互补。 二、掌握各种搞合方式的优缺点,能够正确估算多级放大电路的 Åu 、 Ri 和 Ro 。 三、理解差分放大电路的组成和工作原理,掌握静态和动态参数的分析方法。 四、掌握互补输出级 (OCL 电路)的正确接法和输入输出关系。 t 自跚题 一、现有基本放大电路: A. 共射电路 B. 共集电路 C. 共基电路 D. 共源电路 E. 共漏电路 根据要求选择合适电路组成两级放大电路。 (1)要求输入电阻为 1 k!1至 2 k!1,电压放大倍数大于 3 0∞,第一级应采用一一一一' 第二级应采用 (2) 要求输入电阻大于 10 M!1,电压放大倍数大于 3∞,第一级应采用一一一'第二级 应采用 (3) 要求输入电阻为 1∞ -2∞ k!1,电压放大倍数数值大于 1∞,第一级应采用一一一' 第二级应采用 (4) 要求电压放大倍数的数值大于 10 ,输入电阻大于 10 M!1,输出电阻小于 1∞!1,第 一级应采用 ,第二级应采用 (5) 设信号源为内阻很大的电压源,要求将输入电流转换成输出电压,且 I À.i I = IU.;iil>1 棚,输出电阻 Ro < 1∞,第一级应采用一,第三级应采用一一一。 二、选择合适答案填人空内。 习题 179 (1)直接桐合放大电路存在零点漂移的原因是 A. 元件老化 B. 晶体管参数受温度影响 C. 放大倍数不够稳定 D. 电源电压不稳定 (2) 集成放大电路采用直接搞合方式的原因是 A. 便于设计 B. 放大交流信号 。 C. 不易制作大容量电容 (3) 选用差分放大电路的原因是 A. 克服温漂 B. 提高输入电阻 (4) 差分放大电路的差模信号是两个输入端信号的 C. 稳定放入倍数 ,共模信号是两个输入端信 号的 。 A. 差 B. 和 C. 平均值 (5) 用恒流源取代长尾式差分放大电路中的发射极电阻凡,将使电路的 A. 差模放大倍数数值增大 B. 抑制共模信号能力增强 C. 差模输入电阻增大 (6) 互补输出级采用共集形式是为了 A. 电压放大倍数大 B. 不失真输出电压大 C. 带负载能力强 三、电路如图 13.3 所示,所有晶体管均为硅管 , ß 均为 2∞ , rw = 2∞ n ,静态时 I Us间 l 自 0.7 V。试求: (1) 静态时 T1 管和飞管的发射极电流。 (2) 若静态时 Uo > 0 ,则应如何调节 Rc2 的值才能使 Uo = 0 V? 若静态 Uo = 0 V ,则 R c2 =?电压放大倍数为多少? + + Uo 图1'3 .3 -VEE (-6 V) 3.1 判断图自 .1 所示各两级放大电路中, T1 和飞管分别组成哪种组态(共射、共 射……接法)。设图中所有电容对于交流信号均可视为短路。 3.2 设图四 .2 所示各电路的静态工作点均合适,分别画出它们的交流等效电路,并 180 第 3 章多级放大电路 R气 20kn C. Uo ~ C4 U. (a) (c) +V, cc ←一咛 T斗Cl l U o zdI C 3 +VCC Uo i VEE (b) +Vcc uo (d) 十 Vcc u uo 们 (e) 叮 图P3 .1 写出 Au 、 R; 和 R 。的表达式。 3.3 基本放大电路如图自 .3 (a) 、 (b) 所示,图( a) 虚线框内为电路 1 ,图( b) 虚线框内 为电路 H 。由电路 I 、 E 组成的多级放大电路如图 (c) 、( d) 、 (e) 所示,它们均正常工作。 试说明图 (c) 、 (d) 、 (e) 所示电路中 (1) 哪些电路的输入电阻比较大; (2) 哪些电路的输出电阻比较小; (3) 哪个电路的 A 旧= I ú.;ú, I 最大。 习题 181 +vcc (a) ( c) 叫 U1 uo (b) 什 Uo U1 (d) 图凹 .2 i .. --- 广一 一一 一一 ~- +V-c-c-i I 1. I I h I RJ I I I I u L,I I I 叫I 1./ I T| (a) (e) 图P3 .3 (b) + UO (d) +·U 182 第 3 章多级放大电路 3.4 电路如图凹 .1 (a) 所示,晶体管的 p 均为 150. rbe 均为 2 kn. 。点合适。求解 Au 、 R; 和 Ro 。 3.5 电路如图四 .1 (e) 所示,晶体管的 p 为 2∞. rbe 为 3 kn. 场效应管的 gm 为 15 mS; Q 点合适。求解 Au 、 R; 和 Ro 。 = 3.6 图凹 .6 所示电路参数理想对称,晶体管的卢均为 1∞ . rw 1∞ n. USEQ =0.7 。 试计算 Rw滑动端在中点时 T1 管和飞管的发射极静态电流 IEQ' 以及动态参数 Adf日 R; 。 3.7 电路如图凹 .7 所示,已知 T1 管和飞管的 β 均为 140 , r6e均为 4 kn 。试问:若输 入直流信号 UII = 20 mV. U12 = 10 mV. 则电路的共模输入电压 UIc = ?差模输入电压 Uld =? 输出动态电压 ð. uo = ? + 叫 - 。 VEE (-6V) 图四 .6 图四 .7 3.8 电路如图凹 .8 所示. T1 和飞的低频跨导 gm 均为 10 mS 。试求解差模放大倍数和 输入电阻。 3.9 试写出图自 .9 所示电路 Ad 和 R; 的近似表达式。设 T1 和飞的电流放大系数分别 为 ßI 和卢2' b - e 间动态电阻分别为 rbel 和 rbe2 0 +←」 U1 图 P3 .8 图P3 .9 3.10 电路如图凹 .10 所示. T1 - 飞的电流放大系数分别为卢1 - ßs. b - e 间动态电阻 分别为 rbel - rbe5'写出 Au 、 R; 和 R。的表达式。 习题 183 + Vr: E 图P3 .10 3.11 电路如图 3.11 所示。已知电压放大倍数为- 1∞,输入电压 u , 为正弦波,飞和 飞管的饱和压降 I UCES I = 1 V0 试问: ( 1)在不失真的情况下,输入电压最大有效值 Uimax 为多少? = (2) 若 Ui 10 mV (有效值) ,则 U。=?若此时 R3 开路,则 U。=?若 R3 短路,则 U。=? + Vcc (+12V) R、 + uo u -vιc (-12 V) 图凹 .11 3.12 利用 Multisim 研究图P3 .6 所示电路在下列情况下对电路静态和动态的影响: (1)两个 Rc 阻值相差 5% ; (2) Rw 不在中点; (3) 两个差分管的电流放大倍数不相等。 提示:为便于调节晶体管参数,采用虚拟晶体管。 3.13 利用 Multisim 为图四 .10 所示电路选择电路参数,使之正常工作,并测试 Q 点、 电压放大倍数和输入电阻。 出题目的: (1)学习搭建复杂电路的方法和利用 Multisim 辅助设计电子电路的方法。 (2) 了解直接祸合多级放大电路。点的调试方法。 184 第 3 章 多级放大电路 提示: (1)晶体管采用实际晶体管,其余可采用虚拟元件。 (2) 需思考为提高输入电阻 , Rj - R7 应如何选取?为提高差模放大能力 , R j - R7 应 如何选取 q (3) 若测试过程中电路产生了自激振荡,即在输入电压为零时输出为一定频率、一定 幅值的正弦波,则在飞管基极与集电极之间加一个小容量的电容(如 10 pF) 消振。 第吁'章 集成运算放大电路 藩醋撞撞阳 习民司f" t才专仓白~)司第E ·什么是集成运算放大电路?将分立元件直接祸合放大电路做在-个硅片上就是集成 运放吗?集成运放电路结构有什么特点? ·集成运放由哪几部分组成?各部分的作用是什么? ·如何设直集成运放中各级放大电路的静态工作点? ·集成运放的电压传输特性有什么特点?为什么? ·如何评价集成运放的性能?有哪些主要指标? ·集成运放有哪些类型?如何选择?使用时应注意哪些问题? 集成运算放大电路概述 集成电路是一种将"管"和"路"紧密结合的器件,它以半导体单晶硅为 芯片,采用专门的制造工艺,把晶体管、场效应管、二极管、电阻和电容等元 件及它们之间的连线所组成的完整电路制作在一起,使之具有特定的功能。集 成放大电路最初多用于各种模拟信号的运算(如比例、求和、求差、积分、微 分……)上,故被称为运算放大电路,简称集成远尬。集成运放广泛用于模拟 信号的处理和产生电路之中,因其高性能低价位,在大多数情况下,己经取代 了分立元件放大电路。 4.1.1 集成运放的电路结构特点 由1. 6 节可知,在集成电路中,相邻元器件的参数具有良好的一致性;纵 向晶体管的卢大,横向晶体管的耐压高;电阻的阻值和电容的容量均有一定 的限制;以及便于制造互补式 MOS 电路等特点。这些特点就使得集成放大电 186 第 4 章 集成运算放大电路 路与分立元件放大电路在结构上有较大的差别。观察它们的电路图可以发现, 后者除放大管外,其余元件多为电阻、电容、电感等;而前者以晶体管和场效 应管为主要元件,电阻与电容的数量很少。归纳起来,集成运效有如下特点: 一、因为硅片上不能制作大电容,所以集成运放均采用直接藕合方式。 二、因为相邻元件具有良好的对称性,而且受环境温度和干扰等影响后的 变化也相同,所以集成运放中大量采用各种差分放大电路(作输入级)和恒流源 电路(作偏置电路或有源负载)。 三、因为制作不同形式的集成电路,只是所用掩膜不同,增加元器件并不 增加制造工序,所以集成运放允许采用复杂的电路形式,以达到提高各方面性 能的目的。 四、因为硅片上不宜制作高阻值电阻,所以在集成运放中常用有源元件 (晶体管或场效应管)取代电阻。 五、集成晶体管和场效应管因制作工艺不同,性能上有较大差异,所以在 集成运放中常采用复合形式,以得到各方面性能具佳的效果。 4.1.2 集成运煎电路的组成及其各部分的作用 集成运放电路由输入级、中间级、输出级和偏置电路等四部分组成,如图 4. 1. 1 所示。它有两个输入端,一个输出端,图中所标 Up 、 UN 、 Uo 均以"地" 为公共端。 图 4. 1. 1 集成运放电路方框图 一、输入级 输入级又称前置级,它往往是一个双端输入的高性能差分放大电路。一般 要求其输入电阻高,差模放大倍数大,抑制共模信号的能力强,静态电流小。 输入级的好坏直接影响着集成运放的大多数性能参数,因此,在几代产品的更 新过程中,输入级的变化最大。 二、中间级 中间级是整个放大电路的主放大器,其作用是使集成运放具有较强的放大 能力,多采用共射(或共摞)放大电路。而且为了提高电压放大倍数,经常采用 复合管作放大管,以恒流洒、作集电极负载。其电压放大倍数可达千倍以上。 4.1 集成运算放大电路概述 187 三、输出级 输出级应具有输出电压线性范围宽、输出电阻小(即带负载能力强)、非线 性失真小等特点。集成运放的输出级多采用互补输出电路。 四、偏置电路 偏置电路用于设置集成运放各级放大电路的静态工作点。与分立元件不 同,集成运放采用电流源电路为各级提供合适的集电极(或发射极、漏极)静态 工作电流,从而确定了合适的静态工作点。 4.1.3 集成运放的电压传输特性 集成运放有同相输入端和反相输人端,这里的"同相"和"反相"是指运 放的输入电压与输出电压之间的相位关系,其符号如图 4. 1. 2(a) 所示。从外 部看,可以认为集成运放是一个双端输入、单端输出,具有高差模放大倍数、 高输入电阻、低输出电阻、能较好地抑制温漂的差分放大电路。 Uo Up-U N (a) (b) 图 4. 1. 2 集成运放的符号和电压传输特性 ( a) 符号 ( b) 电压传输特性 集成运放的输出电压 Uo 与输入电压(即同相输入端与反相输入端之间的 电位差)( up - UN) 之间的关系曲线称为电压传输特性,即 uo=f(up- UN) (4. 1. 1) 对于正、负两路电源供电的集成运放,电压传输特性如图 4.1.2 (b) 所示。 从图示曲线可以看出,集成运放有线性放大区域(称为线性区)和饱和区域(称 为非线性区)两部分。在线性区,曲线的斜率为电压放大倍数;在非线性区, 输出电压只有两种可能的情况, +UOM 或 - UOM 。 由于集成运放放大的是差模信号,且没有通过外电路引入反馈,故称其电 压放大倍数为差模开环放大倍数,记作 A 叫,因而当集成运放工作在线性区时 uo=Aod(up-UN) (4. 1. 2) 通常 Aod~非常高,可达几十万倍,因此集成运放电压传输特性中的线性区 188 第 4 章 集成运算放大电路 非常之窄。如果输出电压的最大值土 UOM = :!::14V , A od =5xHÝ , 那么只有当 I I I up - UN < 28μV 时,电路才工作在线性区。换言之,若 I Up - UN > 28μV , 则集成运放进入非线性区,因而输出电压 u 。不是+ 14 V ,就是 -14 V 。 思考题 4. 1. 1 利用分立元件组成和集成运放内部完全相同的电路,是否会具有同样优秀的 性能?为什么? 4. 1.2 为什么集成运放内部可以采用增加电路复杂性的方法来提高其性能,而分立 元件电路不能采用同样的方法? 4. 1. 3 若集成运放的电源电压为:!: 15 V ,差模放大倍数为 105,则当其差模输入电压 为土 1μV 、土 10μV 、:!: 1∞ μV 、 1 mV ,输出电压各为多少 9 集贼运融中的电流糖电路 集成运放电路中的晶体管和场效应管,除了作为放大管外,还构成电流源 电路,为各级提供合适的静态电流;或作为有源负载取代高阻值的电阻,从而 提高放大电路的放大能力。本节将介绍常见的电流源电路及有源负载的应用。 4.2.1 基本电流源电路 一、镜像电流源 图 4.2.1 所示为镜像电流源电路,它由两只特性完全相同的管子 To 和 T1 构成,由于飞的管压降 UCEO 与其 b-e 间电压 U BEO +VCC 相等,从而保证飞工作在放大状态,而不可能进入 ·EFE2E·- 饱和状态,故其集电极电流 Iω = ßo/oo 。图中飞和 pLl •, • = T1 的 b-e 间电压相等,故它们的基极电流 100 IBl =IB ,而由于电流放大系数卢。=卢1 =卢,故集电极电 T, 流 Iω= I C1 = Ic = 卢i/ B 。可见,由于电路的这种特殊 接法,使 ICJ 和 Iω 呈镜像关系,故称此电路为镜像 电流源。 IC1 为输出电流。 电阻 R 中的电流为基准电流,其表达式为 ii IR= 」 Vrr亏 - U~R=F Ic +2_ /• B= I• c +2~' Ic 图 4.2.1 镜像电流源 所以集电极电流 Ir ~ = _p_二 ß+2 . I .R. (4.2.1) 4.2 集成运放中的电流源电路 189 当卢 >>2 时,输出电流 I Cl = I R = ~ Vrr亏 - U~,n;' (4.2.2) 集成运放中纵向晶体管的卢均在百倍以上,因而式 (4.2.2) 成立。当 VCC 和 R 的数值一定时 , I CJ 也就随之确定。 镜像电流源具有一定的温度补偿作用,简述如下: t 当温度升高时→ IC1 I C1 -t ~lcot → IR t • UR (l RR) t • ud • Id 当温度降低时,电流、电压的变化与上述过程相反,因此提高了输出电流 I C1 的稳定性。 镜像电流源电路简单,应用广泛。但是,在电源电压 VCC 一定的情况下, 若要求 IC1 较大,则根据式 (4.2.2) , IR 势必增大 , R 的功耗也就增大,这是集 成电路中应当避免的;若要求 IC1 很小,则 IR 势必也小 , R 的数值必然很大, 这在集成电路中是很难做到的。因此,派生了其它类型的电流摞电路。 二、比例电流源 比例电流摞电路改变了镜像电流源中 IC1 = IR 的关系,而使 IC1 可以大于 I R 或小于 IR ,与 IR 成比例关系,从而克服镜像电 +V CC 流源的上述缺点,其电路见图 4.2.2 所示。 从电路可知 ZE'VE J I俨 •••• 、 , UBED+IEDReo=UBEI+IEIRe1(42.3)Icot 根据晶体管发射结电压与发射极电流的近似关 ' 系①可得 由 于 中与 且 nu T的 特 叫 呗1 i 完 性­ 四 内 全 的 l呐同 l1 - zE-5 t'-U 22T E 所以 t厅P ι ' z h- h - 代入式 (4.2.3) ,整理可得 h = -- 1,E R 言 , mRd + U T n EZ四- -FE U 图 4.2.2 比例电流源 当卢 >>2 时 , Iω = I EO = I R' I C1 自 IE1 , 所以 1.1 BE ① 在忽略基区电阻 'bb' 上的电压时,晶体管发射极电流与 b-e 间电压的关系约为 IE 坦 Ise 1fT 。 190 第 4 章集成运算放大电路 RR RU / C1 "'" n .~.n. /~Rn'+一~", l~~.n/~/C"J工 e1 e1 在一定的取值范围内,若式 (4.2 .4)中的对数项可忽略,则 (4.2 .4) I ~ R一 e o· CI~ReI R (4.2.5) 可见,只要改变 R eO 和 R e1 的阻值,就可以改变 /CJ 和 /R 的比例关系。式中基准 电流 /"R"~'"R卫+立二R旦eO旦 (4.2.6) 与典型的静态工作点稳定电路一样 , R eO 和 R e1 是电流负反馈电阻,因此, 与镜像电流源比较,比例电流源的输出电流 /C1 具有更高的温度稳定性。 三、微电流露 集成运放输入级放大管的集电极(发射极)静态电流很小,往往只有几十微 安,甚至更小。为了只采用阻值较小的电阻,而又 H二c 获得较小的输出电流/CJ ,可以将比例电流源中 R eO 的阻值减小到零,便得到如图 4.2.3 所示的微电流吁 源电路。显然,当卢>> 1 时, T1 管集电极电流 /Cl=/E1= El~"m-R-e U"…..·, (4.2.7) 式中 ( UBEO - UBE1 ) 只有几十毫伏,甚至更小,因此, 只要几千欧的凡,就可得到几十微安的 /C1 0 图中 T1 与飞特性完全相同,根据式 (4.2 .4) 可得 U中/" / rl 1; 1 -=-::R:二el '"n/C~l 图 4.2.3 微电流源 (4.2.8) 在已知 Re 的情况下,上式对 /Cl 而言是超越方程,可以通过图解法或累试 法解出 /CJ 。式中基准电流 /"R=~ 丘旦二R坠里 (4.2.9) 实际上,在设计电路时,首先应确定 /R 和/CI 的数值,然后求出 R 和 Re 的 = = 数值。例如,在图 4.2.3 所示电路中,若 vCC 15 V, / R 1 时 , UBFD =0.7V , UT = 26 mV, / C1 = 20μA; 则根据式 (4.2.9) 可得 R = 14.3 kO ,根据式 (4.2.8) 可得 R.=5.09 kO 。可见求解过程并不复杂。 4.2.2 改进型电流源电路 在基本电流源电路中 , ß 足够大时式 (4.2.2) 、 (4.2.4) 、 (4.2.8) 才成立。 4.2 集成运放中的电流源电路 191 换言之,在上述电路的分析中均忽略了基极电流对 ICl 的影响。如果在基本电 流源中采用横向 PNP 管,则卢只有几倍至十几倍。例如,若镜像电流源中卢= = 10 ,则根据式( 4.2. 1), 1C1 0.8331 R' 1C1 与 I R 相差 +V(ι 很大。为了减小基极电流的影响,提高输出电流与 基准电流的传输精度,稳定输出电流,可对基本镜 c - , E, · E 巫 l 像电流源电路加以改进。 一、加射极输出器的电流露 · - c'''A ' (、 , ' ' •,,•画 '『 ' 在镜像电流摞 To 管的集电极与基极之间加一只 T, 从射极输出的晶体管飞,便构成图 4.2.4 所示电路。 利用飞管的电流放大作用,减小了基极电流 IBQ 和 IB1 对基准电流 IR 的分流。 飞、 T1 和飞特性完全相同,因而 ßo = 卢1 =品=卢, 图 4.2.4 加射极输出器的 而由于 U BE1 = U BE刀 , IBJ=IBQ=IB' 因此输出电流 电流源 I C1 = 1ω=Ir Irn Im=IR-tp=IR- 2In 司= IR - 百2才 Ir1 )ß 整理后可得 IC1 = 1R付自 IR 1 +百市)ß (4.2.10) 若卢= 10 ,则代人上式可得 IC1 =O.982IR 。说明即使卢很小,也可以认为 Ic1 自 1R' 1C1 与 IR 保持很好的镜像关系。 在实际电路中,有时在飞管和 T1 管的基极与地之间加电阻 R e2 ( 如图中虚 线所画) ,用来增大 T2 管的工作电流,从而提高飞的卢。此时,飞管发射极 电流 In =Im+IBI+IRa 。 二、威尔逊电流源 图 4.2.5 所示电路为威尔逊电流源 , 1α 为输 出电流。 T1 管 c-e 串联在 T2 管的发射极,其作 用与典型工作点稳定电路中的 Re 相同。因为 1, T, c-e 间等效电阻非常大,所以可使 Iα 高度稳定。 图中飞、 T1 和 T2 管特性完全相同,因而卢0= ß1 = 1co~ ß2 ::卢 , 1Cl :: 1ω = Ic 。 根据各管的电流可知, A 点的电流方程为 - μu = + n , vt + ZZ FU q't" nD vtru 7 所以 B …- 4 1B2 T、 BEFIE·-'' 户L 2 图 4.2.5 威尔逊电流源 192 第 4 章 集成运算放大电路 在 B点 整理可得 M lr ~ = _j乙. ß+2 1"0 μ = __f!__ 卢 +2 .旦旦1 = 旦旦. 2 卢山卢+ 1ro ~- Iα 卢+ 1 卢2+2卢 +2 + /"=1 ,,, n 且 +1俨 L =一卢 一+卢~一+一2• 1μM = 一一一一一一一一 卢,2 2 卢 1uM Iα= ( 1 -百乞三)川R (4.2.11) 当卢 =10 时, 1α 坦 O.984/R ,可见,在卢很小时也可认为 Iα=IR , 10.受基 极电流影响很小。 4.2.3 多路电流源电路 集成运放是一个多级放大电路,因而需要多路电流掘分别给各级提供合适 的静态电流。可以利用一个基准电流去获得多个不同的输出电流,以适应各级 的需要。 图 4.2.6 所示电路是在比例电流源基础上得到的多路电流源, 流, 1CI 、 I口和 Iα 为三路输出电流。根据飞- T4 的接法,可得 /R 为基准电 SEEI--'1 L户 3 TJ 图 4.2.6 基于比例电流源的多路电流源 UBEO + 1EO ReJJ = UBEI + 1EI R.I = UBE2 + 1E2 Re2 = UBE3 + 1E3 R.3 由于各管的 b-e 间电压 U BE数值大致相等,因此可得 近似关系 l EO ReJJ = l E1 Rel = l E2 R.2 = l E3 Re3 (4.2.12) 当 lEO 确定后,各级只要选择合适的电阻,就可 以得到所需的电流。 图 4.2.7 所示电路为多集电极管构成的多路电流 源, T 多为横向 PNP 型管。当基极电流一定时,集电 极电流之比等于它们的集电区面积之比。设各集电区 图 4.2.7 多集电极管 构成的多路电流源 4.2 集成运放中的电流源电路 193 面积分别为 So 、 SI 、~,则 ' ' 川 A 一 岛 一'b' · 皇 岛 (4.2.13) 见图 由 4.场 2.8效所应示管的同多样路可电以流 组源 成。 镜一句 飞 像~ 电飞 流均 源为 、 ·M 比N例沟电道流增源强等型。M在O实 S 管 际, 电它 路们 中的 ,开 常 启电压 U GS(th) 等参数相等,在 U GS1 = U GS1 = UGS2 = U GS3 时,它们的漏极电流 lD 正比于向道的宽长比。设宽长比 W/L=S , 且飞~飞的宽长比分别为 So 、 SI 、 S2 、 S3' 则 十 VDD 图 4.2.8 MOS 管多路电流源 l Dl SI I D2 S2 l D3 53 100 一句, 100 - So' 100 - So (4.2.14) 可以通过改变场效应管的几何尺寸来获得各种数值的电流。 为了获得更加稳定的输出电流,多路电流源中可以采用带有射极输出器的 电流源和威尔逊电流源等形式,这里不赘述。 [例 4.2.1] 图 4.2.9 所示电路是型号为 F∞7 的通用型集成运放的电流源 部分。其中 TlO与 Tll 为纵向管 ; T12 与 T13 是横向 PNP 型管,它们的卢均为 5 ; + vcc (+ 15V) T13 - --EE4 d C ••• , ,1 户 、 B 0E E 品 · · · · V曰: (-15V) 图 4.2.9 F007 中的电流源电路 194 第 4 章 集成运算放大电路 所有管子的 b-e 间电压值均约为 0.7 V 。试求出各管的集电极电流。 解:图中 Rs 上的电流是基准电流,根据 Rs 所在回路可以求出 = I - 2 Vcc - UEB12 - UBE1 1 (30-0.7-0.7\ . ~【A R- Ð 飞 39 J 11111 V. I J TlO与 Tll 构成微电流源,根据式 (4.2.8) ì Irα,0n== 瓦 ~Tllnn 瓦_/R了=~(2-~36~Ilnn 0王: 7J3μA 利用累试法或图解法求出 IC lO = 28μA 。 T12 与 T13 构成镜像电流源,根据式 (4.2.1) I - I - J L ß . I ~ - L x C13 - 1 C12 - + 2 5 + 2 1 R ~ ^ n V .m '.J mLA 凡o-.;:;. V. M.JiI..I 在电流源电路的分析中,首先应求出基准电流 I R , I R 常常是集成运放电 路中唯一一个通过列回路方程直接估算出的电流;然后利用与 IR 的关系,分 别求出各路输出电流。 4.2.4 以电流源为有源负载的放大电路 在共射(共源)放大电路中,为了提高电压放大倍数的数值,行之有效的方 法是增大集电极电阻 Re (或漏极电阻 R d ) 。然而,为了维持晶体管(场效应管) 的静态电流不变,在增大 Rc (R d ) 的同时必须提高电源电压。当电源电压增大 到一定程度时,电路的设计就变得不合理了。在集成运放中,常用电流源电路 取代 Rc (或 R d ) , 这样在电源电压不变的情况下,既可获得合适的静态电流, 对于交流信号,又可得到很大的等效的 Rc (或 R d ) 。由于晶体管和场效应管是 有源元件,而上述电路中又以它们作为负载,故称之为有源负载。 -、有源负载共射放大电路 图 4.2.10 (a) 所示为有源负载共射放大电路。 T1 为放大管,飞与飞构成镜 + T'cι + -AHHT| li-,-,. aR , '' ce v'ce吨, R L · ι & R (a) 图 A吨 匀' - a 。有 电 路 源负 他) 载共 交脏 射放 事效同 她 M川 路 刷 刷 4.2 集成运放中的电流源电路 195 像电流源,飞是 T1 的有源负载。设飞与 T3 管特性完全相同,因而由=品=卢, = I C2 IC3 。基准电流 I Vcc-UEm R- R 根据式 (4.2.1) ,空载时 T1 管的静态集电极电流 CY01 = 1α= 一一卢一 • 卢 +2 1R 可见,电路中并不需要很高的电源电压,只要 VCC 与 R 相配合,就可设置合适 的集电极电流 ICQl 。 应当指出,输入端的 u] 中应含有直流分量,为 T1 提供静态基极电流 I BQ1 , 1BQl 应等于 ICQ1I品,而不应与镜像电流捕、提供的 Iα 产生冲突。应当注 意,当电路带上负载电阻 R L 后,由于 R L 对 IC2 的分流作用 , 1CQl 将有所变化。 若负载电阻 R L 很大,则 T1 管和 T2 管在 h 参数等效电路中的 lI h 22 就不能 忽略不计,即应考虑 c-e 之间动态电阻中的电流,因此图( a) 所示电路的交流 等效电路如图 (b) 所示。这样,电路的电压放大倍数 = A" - -卢 1 (r cel // r ce2// R L) Rb + rbel (4.2.15) 若 R L << ( r cel // r ce2) ,则 Å..= ~ - 卢l RL U Rb + rbel (4.2.16) 说明 T1 管集电极的动态电流卢lh 全部流向负载 RL' 有源负载使 I Åu I 大大 提高。 二、有源负载差分放大电路 利用镜像电流源可以使单端输出差分放大电路的差模放大倍数提高到接近 双端输出时的情况,常见的电路形式如图 4.2.11 所示。 图中 T1 与飞为放大管,飞与飞组成 镜像电流摞作为有源负载 , I C3 =归。 静态时, T1 管和飞管的发射极电流 .~ + I El = I E2 = /12 , ICl = 1口同 /12 。若品>> U 1 2 ,则 Iα= IC1 ; 而因 Iω =1α ,所以 Iω= - ICl' io=Iω - 1α=0 。 当差模信号 t. u] 输入时,根据差分放大 电路的特点,动态集电极电流t. i C1 = - t. i α , 而 t. i C3 = t. i C1 ; 由于 Ic3 和 1 c4的镜像关系, 图 4.2.11 10 -叫…- + 有源负载差分放大电路 196 第 4 章 集成运算放大电路 b. i C3 = b. i C4 ; 所以 , b. io = b. i C4 - b. i α = b. i C1 - ( - b. i C1 ) = 2b. i c1 。由此可见,输 出电流约为单端输出时的两倍,因而电压放大倍数接近双端输出时的情况。这 时输出电流与输入电压之比 A iu Aio~2AicI -二 b. U l 一 ~2 b. iB- lrbe F- - rbe 当电路带负载电阻 R L 时,其电压放大倍数的分析与图 4.2.10 所示电路相 同,若 R L 与 ( r cel // r ce2) 可以相比,则 = ( r.p. I A.. 半旦=字旦. r 矿 r ce2 // RL) = •卢.1 R (. rC ce> 2; 反相输入端的输 入电流为 '11 ,同相输入端的输入电流为 i 12 。试问: ( 1) i C2用? (2) i B3 国? (3) Aui = C1 uo/( i n - i12 ) ,..? lil -司… 4.10 保护的。 图 P4.9 比较图 P4. 1O所示两个电路,分别说明宫是如何消除交越失真和如何实现过流 (a) (b) 图 P4. 1O 4.11 图 P4. 1l所示电路是某集成运放电路的一部分,单电源供电。试分析: 218 第 4 章 集成运算放大电路 (1) 1∞ μA 电流源的作用; (2) 飞的工作状态(截止、放大、饱和) ; (3) 50μA 电流源的作用; (4) 飞与 R 的作用。 4.12 电路如图 P4.12 所示,试说明各晶体管的作用。 图 P4. 1l 图 P4.12 4.13 图 P4.13 所示为简化的高精度运放电路原理图,试分析: 图 P4.13 (1) 两?输入端中哪个是同相输入端,哪个是反相输入端: (2) T3 与飞的作用; (3) 电流源 13 的作用; (4) D2 与 D3 的作用。 4.14 通用型运放 Fì47 的内部电路如图 P4.14 所示,试分析: ( 1)偏置电路由哪些元件组成?基准电流约为多少? (2) 哪些是放大管?组成几级放大电路?每级各是什么基本电路 9 (3) TI9 、 T20 和 Rs 组成的电路的作用是什么? 习题 219 uo R、、 图 P4.14 vζC (-15 V) 第.,章 放大电路的频率响应 本章讨论的 J司题 ·为什么要研究放大电路的频率响应? ·如何测定一个 RC 网络的频率响应?怎样画出频率特性曲线? ·晶体营与场效应营的 h 参数等效模型在高频信号下还适用吗?为什么? ·什么是放大电路的通频带?哪些因素影响通频带?如何确定放大电路的通频带? ·如果放大电路的频率响应不满足要求,应该怎么办? ·对于放大电路,是通频带愈宽愈好吗?为什么? ·为什么集成运放的通频带很窄? 频率响应概述 本节将讲述研究频率响应的必要性、有关频率响应的基本概念、放大电路 频率响应的分析方法以及频率特性曲线的画法等问题。 5.1.1 研究放大电路频率响应的必要性 在放大电路中,由于电抗元件(如电容、电感线圈等)及半导体管极间电容 的存在,当输入信号的频率过低或过高时,不但放大倍数的数值会变小,而且 还将产生超前或滞后的相移,说明放大倍数是信号频率的函数,这种函数关系 称为频率响应或频率特性。第二章中所介绍的"通频带"就是用来描述电路对 不同频率信号适应能力的动态参数,对于任何一个具体的放大电路都有一个确 定的通频带。因此,在设计电路时,必须首先了解信号的频率范围,以便使所 设计的电路具有适应于该信号频率范围的通频带;在使用电路前,应查阅手 册、资料,或实测其通频带,以便确定电路的适用范围。 5.1 频率响应概述 221 在前面的电路分析中,所用的双极型管和单极型管的等效模型均未考虑极 间电容的作用,即认为它们对信号频率呈现出的电抗值为无穷大,因而它们 只适用于对低频信号的分析。本章将引入半导体管的高频等效模型,并阐明 放大电路上限频率、下限频率和通频带的求解方法,以及频率响应的描述 方法。、 5.1.2 频率响应的基本概念 在放大电路中,由于糯合电容的存在,对信号构成了高通电路,即对于频 率足够高的信号电容相当于短路,信号几乎毫无损失地通过;而当信号频率低 到-定程度时,电容的容抗不可忽略,信号将在其上产生压降,从而导致放大 倍数的数值减小且产生相移。与搞合电容相反,由于半导体管极间电容的存 在,对信号构成了低通电路,即对于频率足够低的信号相当于开路,对电路不 产生影响;而当信号频率高到一定程度时,极间电容将分流,从而导致放大倍 数的数值减小且产生相移。为了便于理解有关频率响应的基本要领,这里将对 无摞单级 RC 电路的频率响应加以分析。 一、高通电路 在图 5. 1. 1 (a) 所示高通电路中,设输出电压古。与输入电压 U j 之比为 Åu , 则 0 , 7巧产 ?一→ + -U 。 Uj R 。 ψ1 I 90.k~ f 45 0 1---斗、 00 -一-一-一一-一 f (a) (b) 图 5. 1. 1 高通电路及其频率响应 ( a) 电路 ( b) 频率响应 A UQ R1 U二 -(_f- ;- 一 1 ­ ~- j一ω一C-=,+.R. 1~+'j一ω一R-C (5. 1. 1) 式中 ω 为输入信号的角频率 , RC 为回路的时间常数 r ,令 ωL= 豆1c =-1;'则 1 prJ - - 加- vu ω 一 VL-VL 吼 = 1-M (5. 1. 2) ' 』 222 第 5 章 放大电路的频率响应 因此 ./ A11JZ u - - 一 ωL - .- /L二 - . 二 . / + --:--'" 1 +一 j/ .1 .+ j J /一 L 将 Au 用其幅值与相角表示,得出 =甫 I Å.,I (5. 1. 3) (5. 1. 4a) ψ=9伊- arctan 子 JL (5. 1. 4b) 因式 (5. 1. 4a) 表明 Åu 的幅值与频率的函数关系,故称之为 Åu 的幅频特性;因 式 (5. 1. 4b) 表明 Åu 的相位与频率的函数关系,故称之为 Åu 的相频特性。 由式 (5. 1. 4) 可知,当/>>!L时, I Åu I = 1 ,伊 zO。;当/=!L时, I Åu I = 1 矿2=0.707 ,伊= 450 ; 当 /<>fH 时, f/fH>> 1 , I Åu I =fH/f , 表明 f 每升高 10 倍, IÅu I 降低 10 倍;当 f 趋于无穷时, I Åu I 趋于零, ψ 趋于一 90"。由此可 见,对于低通电路,频率愈高,衰减愈大,相移愈大;只有当频率远低于 fH 时 , tJo 才约为 tJ i 。称 fH 为上限截止频率,简称上限频率,在该频率下, I Åu I 降到 70.7% ,相移为- 450 。画出幅频特性曲线与相频特性曲线如图 5. 1. 2(b) 所示。 放大电路上限频率 !H 与下限频率!t之差就是其通频带 fbw' 即 fbw =fH - fL (5. 1.9) 5.1.3 波特圈 在研究放大电路的频率响应时〉输入信号(即加在放大电路输入端的测试 信号)的频率范围常常设置在几赫到上百兆赫,甚至更宽;而放大电路的放大 倍数可从几倍到上百万倍;为了在同一坐标系中表示如此宽的变化范围,在画 频率特性曲线时常采用对数坐标,称为波特圄①。 ① 由日 .W Bode 提出。 224 第 5 章放大电路的频率响应 波特图由对数幅频特性和对数相频特性两部分组成,它们的横轴采用对数 刻度 19f ,幅频特性的纵铀采用 20lglÅul 表示,单位是分贝 (dB) ;相频特性的 纵轴仍用 ψ 表示。这样不但开阔了视野,而且将放大倍数的乘除运算转换成 加减运算。 根据式 (5 .1. 4a) ,高通电路的对数幅频特性为 = J 19 I Åu I 20lg ff~L - 人 {f 2-~0'lcg'\j 1- +. I\ f;L \2 )1 ( 5 . 1. 10) 与式 (5. 1. 4b) 联立可知,当 f>>fL 时, 20lg I Åu I = 0 dB ,伊 =00 ; 当 f=fL 时, 叫 Å u I = - 20lg.j2 = - 3 dB , ({! = + 450 ;当 f<> fH 时, 20lg 1 Åu 1 = - 20μ ,表明 f 每上升 10 倍,增益下降 20 dB ,即对数幅频特性在此区间可 JH 等效成斜率为- 20 dB/ 十倍频的直线。 '在电路的近似分析中,为简单起见,常将被特图的曲线折线化,称为近似 的披特图。对于高通电路,在对数幅频特性中,以截止频率 fL 为拐点,由两 段直线近似曲线。当 f>fL 时,以 20lg I Åu I = 0 dB 的直线近似;当 f 10fL 时,用 ψ=00 的直线近似,即认 为 f= 10人时 Åu 开始产生相移(误差为 -5.71 0 ); 当 f < O.lfL 时,用 cp=+90。 的直线近似,即认为 f= O.lfL 时已产生 -900 相移(误差为 5.71 0 ); 当 O.lft > 1. 所以 228 第 5 章放大电路的频率响应 gm=卢~。 = 言I,: n (525) 在半导体器件手册中可以查得参数 C ob ' C ob 是晶体管为共基接法且发射 极开路时 c - b 间的结电容, Cμ 近似为 C obO Cπ 的数值可通过于册给出的特征 频率 fr 和放大电路的静态工作点求解,具体分析见 5.2.2 节。 K 是电路的电 压放大倍数,可通过计算得到。 5.2.2 晶体管电流般大倍数的频率响应 从混合 π 等效模型可以看出,管子工作在高频段时,若基极注入的交流电 流人的幅值不变,则随着信号频率的升高, b' - e 间的电压扎'e 的幅值将减 小,相移将增大;从而使 J 的幅值随 I Ùb' e I 线性下降,并产生与孔、相同的 相移。可见,在高频段,当信号频率变化时 ic 与人的关系也随之变化,电流 放大系数不是常量 , ß 是频率的函数。 根据电流放大系数的定义 卢 =t|um 表明卢是在 c-e 间无动态电压,即令图 5.2.2 (c) 所示电路中 c-e 间电压为零 时动态电流人与 h 之比,因此 k =0 。根据式 (5.2.2) C飞 =Cπ+(1+ Ikl)Cμ= Cπ+Cμ 由于 Ic=gmUb'e' gm= 卢。/ rb' e ,所以 t _ 俨 R= IJICL = IjJ g mUb' e 土 + jwC'π1 卢。 + jωrb'e Cπ (5.2.6) 与式 (5. 1. 5) 的形式完全一样,说明卢的频率响应与低通电路相似。 fß 为卢的 截止频率,称为共射截止频率。 β= 2一π一1r=一一一2π-r-b;'1e;;C-π ( C'" = Cπ + C/') (5.2.7) 将其代入式 (5.2.6) ,得出 卢-二Z J fß … 写出卢的对数幅频特性与对数相频特性为 一一一一一 {:O 19ßo -叫 1 + (才) 忖 (5.2.8) (5.2.9a) (5.2.9b) 5.2 晶体管的商贩等效模型 229 画出卢的折线化波特图如图 5.2.3 所示,图中 fr 是使|卢|下降到 1 (即 o dB) 时 的频率。 201g1 卢| 201g卢。 。 ψA -45. -90. fr 。 lffl .fB 10j马 f ".., f 图 5.2.3 卢的波特图 令式 (5.2.9a) 等于 O. 则 f=h. 由此可求出 fT 。 叫-叫R亏了 =0 或) 1 + (j;) 2 =卢。 因 fr>> fp. 所以 h 臼卢ofp 利用卢的表达式,可以求出 d 的截止频率 卢。 1 + jf/fp 1 +卢。 1 + jf/fp ßo 1 + ßo + 扩/fp ßo 1 +卢。 1 ,'→l一 品, J (1 + ßo)fp (5.2.10) 与 ao 1+j五 [儿:;: (1 叶。 )fpJ (5.2.11) 凡是使 I~ I 下降到 70.7%α 。的频率,称为共基截止频率。式 (5.2.11) 表明 fa:;:(I+ 卢。 )fp 坦 fT (5.2.12) 可见,共基电路的截止频率远高于共射电路的截止频率,因此共基放大电路可 作为宽频带放大电路。 在器件手册中查出 fp ( 或 fT) 和 Cob (近似为 C,J. 并估算出发射极静态电 流 hQ. 从而得到 rb'.[ 见式 (5.2 .4)],再根据式 (5.2.7) 、 (5.2.10) 就可求出 Cπ 的值。 思考题 5.2.1 为什么在研究晶体管的高频等效电路时引人参数 gm' 而且只考虑 b' - e 间等效 230 第 5 章放大电路的频率响应 电容的影响,而不考虑 c - e 间等效电容的影响? 5.2.2 在共射放大电路中,若静态工作点沿直流负载线上移,则放大管发射结等效电 容 C'π 如何变化?为什么? 场效应营的高频等效模型 由于场效应管各极之间存在极间电容,因而其高频响应与晶体管相似。根 据场放应管的结构,可得出图 5.3.1 (a) 所示的高频等效模型,大多数场效应 管的参数如表 5.3.1 所示。由于→般情况下 rgs 和 rds tt 外接电阻大得多,因而, 在近似分析时,可认为它们是开路的。而对于跨接在 g- d 之间的电容 C gd ,可 将其进行等效变换,即将其折合到输入回路和输出回路,使电路单向化。这 样, g - s 间的等效电容为 C'gs= Cgs +(1-K)Cgd (K= -gmRD d-s 间的等效电容为 (5.3.1) K -1 qs=Cds+-rcgd(kz-gmRL) (5.3.2) pd --l d %IVAILsbR( (a) (b) 图 5.3.1 场效应管的高频等效模型 (a) 高频等效模型 ( b) 简化模型 由于输出回路的时间常数通常比输入回路的小得多,故分析频率特性时可 忽略 C' ds 的影响。这样就得到场效应管的简化的单向化的高频等效模型,如图 5.3.1 (b) 所示。 表 5.3.1 场效应管的主要参数 之?!!: gm/mS 'd, lO rg,l。 Cgs/pF Cgd/pF Cd,lpF 结型 绝缘栅型 0.1 - 10 105 0.1 - 20 104 > 107 > 109 1 - 10 1 - 10 1 - 10 1 - 10 0.1 - 1 0.1 - 1 5.4 单管放大电路的频率响应 231 思考题 5.3.1 场效应管栅一源等效电容是常量吗?它决定于哪些参数 7 息毒 单管随大电路的频率响应 利用晶体管和场效应管的高频等效模型,可以分析放大电路的频率响应。 本节通过单管放大电路来讲述频率响应的一般分析方法。 5.4.1 单管共射放大电路的频率响应 考虑到榈合电容和结电容的影响,图 5 .4 .1(a) 所示电路的等放电路如图 (b) 所示台 R" + ", "、 (a) + b r 1巾' b' + 一卡 u、 Rb Uh 注 Ilr" ,c ( -hu) {飞 c• l H + 因 5.4 , I 单管共射放大电路及其等效电路 ( a) 共射放大电路 ( b) 适应于频率从零到无穷大的交流等效电路 在分析放大电路的频率响应时,为了方便起见,一般将输入信号的频率范 围分为中频、低频和高频三个频段。在中频段,极间电容因容抗很大而视为开 路,搞合电容(或旁路电容)因容抗很小而视为短路,故不考虑它们的影响;在 低频段,主要考虑稠合电容(或旁路电容)的影响,此时极间电容仍视为开路; 在高频段,主要考虑极间电容的影响,此时桐合电容(或旁路电容)仍视为短 路;根据上述原则,便可得到放大电路在各频段的等效电路,从而得到各频段 的放大倍数。 一、中频电压放大倍数 在中频电压信号 ι 作用于电路时,由于一L 》 riM , CFπ 可视为开路;又 ωC L 由于丰《矶, C 可视为短路;因此,图 5 .4 .1 (a) 所示电路的中频等效电路 232 第 5 章 放大电路的频率响应 如图 5 .4 .2 所示。输入电阻 R; = Rb// (rbb' + rb'e) = Rb 矿 rbe' 倍数 vw= b + -U + -N~ U; Rb k υ rb'e R, R L 中频电压放大 图 5 .4 .2 单管共射放大电路的中频等效电路 = sm- -UU;os -一UU=;s十二UUb一;'e .U~Ubo'一e -- 一Rs-R+L-R;· 监. rbe ( - gmR'L) (5 .4 .1) ( R'L = Rj/ R L) 电路空载时的中频电压放大倍数为 , =J 盯Us= 一 Rs」 K+ 一 R; 'r~'(-KmRJ rbe om-'c (5.4.2) 二、低频电压放大倍数 考虑到低频电压信号作用时搞合电容 C 的影响,图 5 .4 .1(a) 所示电路的 低频等效电路如图 5 .4 .3 (a) 所示。将受控电流源 gmib 与 Rc进行等效变换如图 (b) 所示,古'。是空载时的输出电压,电容 C 与负载电阻 R L 组成了如图 5. 1. 1 (a) 所示的高通电路。 Lh= + C + + U, R、 Uh 'e rb ,c R, Uo UO (a) (b) 图 5.4.3 单管共射放大电路的低频等效电路 ( a) 低频等效电路 (b) 输出回路的等效电路 低频电压放大倍数为 Uou; A Uo 旦i -←『二 usl-t/s-Us 将式 (5 .4 .2) 代入上式 5.4 单管放大电路的频率响应 233 Å...l =一旦_i__ .坠 '(-gmRc)' RL Rs + Ri rbe Rρ 1 ~ R, +. R , c^ +一j一ω :C : --L 将上式的分子与分母同除以 (Rc+R L ) 便可得到 Ausl = 一二二」 .1h2' e ·/(-z Rs+RIrbegm R....L.'.)., l- +JJjωω(R(cR+c RL ) C L + RL) C 与式 (5 .4.1)比较,得出 .f Aul=Ad-17=Ad-17 1+j f二 - ]L 1 +旦 jf 其中!L为下限频率,其表达式为 fL=EI+ 凡)C (5.4.3) (5 .4.4) 式 (5.4 .4)中的 (R c + R L ) C 正是 C 所在回路的时间常数,它等于从电容 C 两端 向外看的等效总电阻乘以 C 。 根据式 (5.4.3) ,单管共射放大电路的对数幅频特性及相频特性的表达 式为 f 20lg I Åusl I = 20lg I Åusm I + 20lg 一工生一 (5.4.5a) - ψ= - 180" + ( 900 - arc回到= 90" - arc咛 (5 .4 .5b) 式 (5 .4 .5b) 中的 -180。表示中频段时。。与乱反相。因电抗元件引起的相 移称为附加相移,因而式 (5.4.5b) 表明低频段最大附加相移为 +90"。 三、高频电压披大倍鼓 考虑到高频信号作用时 C'" 的影响,图 5 .4 .1 (a) 所示电路的高频等效电路 如图 5 .4.4 (a) 所示。 利用戴维南走理,从 C'" 两端向左看,电路可等效成图 (b) 所示电路 , R 和 C'" 构成如图 5. 1. 2 (a) 所示的低通电路。通过图 (c) 所示电路可以求出 b' - e 间的开路电压及等效内阻 R 的表达式。 U, -一rb~'e. s-rbe lU-, = 一rb一'e·一一R一a一一 rbe Rs+RI .u (5 .4 .6) R = rb'ell ( rbb' + Rs 矿 R b ) (5 .4 .7) 因为 b' - e 间电压 lh'e 与输出电压扎的关系没变, 所以高频电压放大 234 第 5 章放大电路的频率响应 U, (a) + Rc Rd I (;0 --, 十 1 u; 丰cJ (b) (c) 倍数 图 5 .4.4 单管共射放大电路的高频等效电路 ( a) 高频等效电路 ( b) 输入回路的等效变换 ( c) 输入回路 sh -U一o -U一's - Us - Us ~UULb~'e-7UUh一o'e=- 一R一 s R+一j R·j 一rrb一h'ee 01-一j,w丁一R"一C'-', -一 0 ( - gmR'L) A'jωRC 飞 将上式与式 (5 .4 .1) 比较,可得 A L=A·-l一 1 + h - "'usm jω RC 令, {J"t1 =一土-;;;-, -2π RC'" RC二是孔所在回路的时间常数,因而 ππ A时卫 =Aum·-17 l+jf JH A 川的对数幅频特性与相频特性的表达式为 「IUA| 川|均) 1 + (~)' (5 .4 .8) (5 .4 .9a) ψ= - 180' - arctan主 JH (5 .4 .9b) 式 (5 .4 .9b) 表明,在高频段,由 C'π 引起的最大附加相移为 -9伊。 四、波特固 综上所述,若考虑搞合电容及结电容的影响,对于频率从零到元穷大的输 入电压,电压放大倍数的表达式应为 5.4 单管放大电路的频率响应 235 .1 F B I Å... ==AÅ.山.o_(•'-: 1 + i 王L i l + i L L =A usm ·一一一一^ i h fLLi1+l f} 飞 J IL , \ !H J ,飞 A-jff 飞 J IH' (5 .4 .10) 当 IL<>/L , /L/I 趋于零,因而式 (5 .4 .10) 近似为 Åus 坦 Å ush ' 即 Åus 为高频电压放大倍数,其表 达式为式 (5 .4 .8) 。根据式 (5 .4 .10) ,或者式 (5 .4 .2) 、 (5 .4 .5) 、 (5 .4 .9) ,可 画出图 5 .4 .1(a) 所示单管放大电路的折线化波特图,如图 5 .4 .5 所示。 201g1A" ,l/dB 201g1A",ml l吨 。 lfHfH lOj主 f ψ f 图 5 .4 .5 单管共射放大电路的波特图 从以上分析可知,式 (5 .4 .10) 可以全面表示任何频段的电压放大倍数,而 且上限频率和下限频率均可表示为 ιr ?Hl愤极间电容c'π 和藕合电容 C L. πr 所在回路的时间常数, r 是从电容两端向外看的总等效电阻与相应的电容之 积。可见,求解上、下限截止频率的关键是正确求出回路的等效电阻。 = = [例 5.4.1] 在图 5 .4 .1 (a) 所示电路中,已知 Vcc 15 V , R. 1 kO , Rb = 20 kO , Rc = RL = 5 kO , C = 5 闷:晶体管的 U BEQ =0.7V , f bb' =1000 , 卢= 1 ∞ , Iß =0.5 MHz , = Cob 5 pF 。 试估算电路的截止频率 IH 和人,并画出 Åus 的波特图。 解: (1) 求解 Q 点 IB-kf皿-平= (坠凹-凹) b Rs -飞 20 1I mA = 0.015 mA 236 第 5 章放大电路的频率响应 I CQ = 卢~/BQ = (100 x 0.015) mA = 1.5 mA UCEQ = VCC - ICQ Rc = (15 - 1. 5 x 5 ) V = 7 . 5 V 可见,放大电路的 Q 点合适。 (2) 求解混合 π 模型中的参数 凡 e = (1 叶)U瓦甲 =石 U中 ;=26而 0= 1 7330 根据式 (5.2.7) cπ_- =瓦~1;3-μ坦 2. 川1一Jß-- C'-'oobb =-飞II 2πx 1012 1 733 x 5 X 10当5 -5-~I\JpF=178 pF gm=12Um立T z - 一12.'65:S=0.0577 S 直=去= - gm (Rj/ R 卢- 0.0577 x 2 肌- 1斜 C'" = Cπ+ (1 -直 )Cμ=(178+144x5)pF=898 pF (3) 求解中频电压放大倍数 rbe = rbb' + rb'e 臼(1 00 + 1 733) 。由1. 83 kO R; = " Rbb1/1/ •rbbee -=一2200一+x一一11..一88~33 kO= 1. 68 kO Uo R> .r~...主,.',(-gmR_L), 一1一. 一68一·1一. 7一3 '(-144) 臼- 85 Us Rs+RIrbe m L ZSl+1.681.83 (4) 求解 fH 和 fL fH =2n: 因为 Rs <<凡,所以 C'π fH=2heF(r:b+Rs)] 自 ZF733 x (1∞ +1 删~x 酬 X 盯 JZ ~n: " i 733 + (100 + 1 ∞0) 但 263000 Hz =263 kHz fL=27t (Re:RL)C=2π(5x103+5;103)x5 × ν Hz 自 3.2 Hz (5) 画 Au. 的波特图 根据式 (5.4.10) 及以上的计算结果可得 5.4 单管放大电路的频率响应 237 A=A j f = - 8 5 ' (j 出 m- (1+jiL(1+jL)il+jL)(1+j f ) IL J \ . . J IH 飞 3 . 2' \ - . J 263 X 103 画出 Åus 的波特图如图 5 .4 .6 所示。 20lglA 时 l/dB lllll-)20IdlBl/-十-倍4 频 · : i - 1 T ÷l 一旷一 r丁l-· u 40 - 一一- -二川吗 --H 」 263XIO' -AU J F ,, F HZ ν 、 一 一 一 ----一一一一一 一 一 - 一一 f 一 图 5.4.6 例 5 .4 .1 图 5.4.2 单管共源放大电路的频率晌应 对于图 5 .4 .7 (a) 所示共源放大电路,考虑到极间电容和藕合电容的影响, 其动态等效电路如图 (b) 所示。 C + + -U uo Rd 。 (a) (b) 图 5 .4 .7 单管共源放大电路及其等效电路 ( a) 共源放大电路 ( b) 适应于频率从零到无穷大的交流等效电路 在中频段, C'gs开路, C 短路,因而中频电压放大倍数 238 第 5 章 放大电路的频率响应 A um C - 百。 ;-=gu mÙ.p s(R= dl- l Rg L) mEL (5 .4 .11) 在高频段, C 短路,考虑 C'gs 的影响,它所在回路的时间常数 τ= RgC'gs , 因而上限频率为 IH =过百 (5.4.12) = 在低频段, C'gs 开路,考虑 C 的影响,它所在回路的时间常数 r (R d + RL ) C ,因而下限频率为 写出 Au 的表达式 IL =日可+ RL ) C (5 .4 .13) .1 A =A.u.mJ _' {.I.L 1 \ (. . 1 \。 ~ 1 + J IL ) ~ 1 + J IH ) (5 .4 .14) 式 (5 .4 .14) 与式 (5 .4 .10) 形式上相同,若画出 Au 的波特图, 则与图 5.4.5 相 似,此处从略。 5.4.3 放大电路频率响应的改善和增益带宽积 为了改善单管放大电路的低频特性,需加大搞合电容及其回路电阻,以增 大回路时间常数,从而降低下限频率。然而这种改善是很有限的,因此在信号 频率很低的使用场合,应考虑采用直接藕合方式。 为了改善单管放大电路的高频特性,需减小 b' - e 间等效电容 C'" 或 g-s 间等效电容 C'gs 及其回路电阻,以减小回路时间常数,从而增大上限频率。 根据式 (5.2.2) , C飞= Cπ+ ( 1 + I k I ) C" = Cπ +(1+g m RυCμ; 而根据式 (5 .4.1),中频电压放大倍数 A usm = 瓦7R j瓦.王rb';e ·(-glt); 因此,为减小 C'π 需减小 gmR'L' 而减小 gmR'L 必然使 I Åusm I 减小。可见, IH 的提高与 I Åusm I 的 增大是相互矛盾的。 对于大多数放大电路, IH>> 丘,因而通频带 Ibw =!H - IL=/Ho 也就是说, IH 与 I Åusm I 的矛盾就是带宽与增益的矛盾,即增益提高时,必使带宽变窄, 增益减小时,必使带宽变宽。为了综合考察这两方面的性能,引人一个新的参 数"带宽增益积"。 根据式 (5.4.1) 和式 (5.4.7) ,图 5 .4 .1(a) 所示单管共射放大电路的带宽增 益积 5.4 单管放大电路的频率响应 239 i AusrzJbw|-i AUSERftt|R=-sf+」Ri.r坠be'ggmmR'LL'2π[ rb,j/ (rbb' + Rs// R b) ] C'" 为使问题简单化,设电路中 Rb>> rbe' 则 R i = rbe; 设 Rb >>凡,则 Rb// Rs 坦 Rs; 设(l + gmR'L) Cμ>> Cπ ,且 gmRL>> 1 ,则巳 = gmR'LCμ 。在假设条 件均成立的条件下,上式将变换成 |A陆J = t主τ瓦三τ工i豆J王;J:汇. ;古: g川mR'L气咱川2rπr圳[川凡~J州山e川山/川/,矿、们(川川rr凡/b/υb山.)山J川gmR'L 整理可得 r~e 1 _ Rs + rbe _ rb'e' ( r bb' + Rs ) ~ -πrb'e+(rbb'+Rs)Lμ 1 Åus山|臼知 (rJRs)Cμ (5 .4 .15) 上式表明,当晶体管选定后, rbb' 和 Cμ( 约为 C ob ) 就随之确定,因而增益带宽 积也就大体确定,即增益增大多少倍,带宽几乎就变窄多少倍,这个结论具有 普遍性。 从另一角度看,为了改善电路的高频特性,展宽频带,首先应选用 r bb'和 Cob均小的高频管,与此同时还要尽量减小 C'" 所在回路的总等效电阻。另外, 还可考虑采用共基电路。 根据式 (5 , 3.1) 、 (5 .4 .11) 和 (5 .4 .12) ,图 5 .4 .7 (a) 所示场效应管共源放 大电路的增益带宽积 1 ÅunJbw 1 = 1 Åu nJH 1 = gmR'L' 2πjpJ 若 gmR'L>> 1 ,且 (1 + gmRDCgd>> C gs ' 则 J -;::;-=斗7 1 ÅunJbwl =gmR'L' ,,_ D V 4 瓦且 ggm ll. LLgd '<'llngLgd (5 .4 .16) 可见,场效应管选定后,增益带宽积也近似为常量。因此改善高频特性的根本 办法是选择 Cμ小的管子并减小凡的阻值。 应当指出,并不是在所有的应用场合都需要宽频带的放大电路,例如正弦 披振荡电路中的放大电路就应具有选频特性,它仅对某单一频率的信号进行放 大,而其余频率的信号均被衰减,而且衰减愈快,电路的选频特性愈好,振荡 的波形将愈好。应当说,在信号频率范围已知的情况下,放大电路只需具有与 信号频段相对应的通频带即可,而且这样作将有利于抵抗外部的干扰信号。盲 目追求宽频带不但无益,而且还将牺牲放大电路的增益。 思考题 5.4.1 在图 5 .4 .1 (a) 所示电路中,精合电容 C 和 b' - e 间的等效电容 C飞分别构成的 240 第 5 章 放大电路的频率响应 是低通电路还是高通电路?为什么? 5.4.2 电路如图 2.2.5 (a) 所示,已知所有电路参数及负载电阻 R LO 试分别求解上限 频率 !H、 C 1 所确定的下限频率 fu 和 C2 所确定的下限频率 fu 的表达式。 5.4.3 在图 5 .4 .1 所示电路中,若空载,则该电路的电压放大倍数和上限频率有何变 化?简述理由。 多级放大电路的频率响应 在多级放大电路中含有多个放大管,因而在高频等效电路中就含有多个 C'" (或 C'gs) ,即有多个低通电路。在阻容搞合放大电路中,如有多个藕合电 容或旁路电容,则在低频等效电路中就含有多个高通电路。对于含有多个电容 回路的电路,如何求解截止频率呢?电路的截止频率与每个电容回路的时间常 数有什么关系呢?这是本节所要讨论的问题。 5.5.1 多级放大电路频率特性的定性分析 设一个 N 级放大电路各级的电压放大倍数分别为 Å uJ , Å u2 ' … , ÅuN' 则该 电路的电压放大倍数 Åu = II Å 此 1= 1 对数幅频特性和相频特性表达式为 (5.5.1) r广 2却O创ω 川lI饨μ 山 g均时ωIωI川1川 ÅÅAu9I 心=心二:Z:=Z却2=0O1g I (5.5.2a) 伊=:z=科 (5.5.2b) 即该电路的增益为各级放大电路增益之和,相移也为各级放大电路相移之和。 设组成两级放大电路的两个单管共射放大电路具有相同的频率响应 , ÅuJ = Åu2 ; 即它们的中频电压增益 Å umJ = Å um2 ' 下限频率 fL1,= fI2' 上限频率 fHl =fH2; 故整个电路的中频电压增益 = = 201g I Åu I 20lg I ÅumJ • Åum2 1 40lg I ÅumJ I 当 f=fL1 时, I Åul1 I = I 仙 |=I ÅjumLJ I ,所以 20lg I Au I =401g I ÅumJ I - 40lg!2 说明增益下降 6 dB ,并且由于 Å uJ 和 Å u2均产生 +45。的附加相移,所以 Åu 产生 +90。附加相移。根据同样的分析可得,当 f=fH1 时,增益也下降 6 dB ,但所 产生的附加相移为 -90"。因此,两级放大电路和组成它的单级放大电路的波 5.5 多级放大电路的频率响应 241 特图如图 5.5.1 所示。根据截止频率的定义,在幅频特性中找到使增益下降 3 dB 的频率就是两级放大电路的下限频率!L和上限频率 fH' 如图中所标注。显 然 , fL > f Ll (112)' fH < f Hl (1m) , 因此两级放大电路的通频带比组成它的单级 放大电路窄。 , 40IgIA"m 1 两级 r , 20 IgIA"m,1 f →级 / 图 5.5.1 两级放大电路的波特图 上述结论具有普遍意义。对于一个 N 级放大电路,设组成宫的各级放大 电路的下限频率分别为 fLl, fl2' … , fLN' 上限频率分别为 fHl, fH2' … , fHN' 通频 带分别为fbwl , fbw2' … , fbwN; 该多级放大电路的下限频率为 fL' 上限频率为 fH' 通频带为 fbw; 则 (川 (k = 1 - N) fH< !H k (k=1-N) (5.5.3a) (5.5.3b) fbw < fbwk (k = 1 - N) (5.5.3c) 5.5.2 截止频率的估算 一、下限频率iL 将式 (5.5.1) 中的 Auk 用低频电压放大倍数 Åulk 的表达式代入并取模,得出 多级放大电路低频段的电压放大倍数为 IAÅuι川l1 问I =II 寸一IÅ一u川川时rIr÷ 句 (轩 k =l ) 1 + 根据 fL 的定义,当 f=fL 时 242 第 5 章放大电路的频率响应 11 I Åumk I IÅull = zJE 即 Ul+(T)2= 品 等式两边取平方,得 展开上式,得 生[ 1 + (轩] = 2 1+二(会) 2 +高次项 =2 由于 fu/fL 小于 1 ,可将高次项忽略,得出 h 币Lk (5.5 .4) 如加上修正系数①,则 fL = 1. 1 币u (5.5.5) 二、上限频率 fH 将式 (5.5.1) 中的 ÅUk 用高频电压放大倍数 A 刷的表达式代入并取模,得 nÅ.. h I =古… I Åum- k I 口 F时 根据 fH 的定义,当 f=fH 时 11 I Åumk I I Åuh I =ι万一一 即 等式两边取平方,得 展开等式,得 IJ1+( 去f =品 主[ 1 + (主) 2] = 2 ① 参阅 j. 米尔曼著,清华大学电子学教研组译: {微电子学:数字和模拟电路与系统》中册, 111112 页,人民教育出版社,北京. 1981 年. 5.5 多级放大电路的频率响应 243 1 +主(主 f+ 高次项= 2 由于 fH/!H k 小于 1 ,所以可以忽略高次项,得出 fH 的近似表达式 如加上修正系数,则得 lZA 主 τL JH '1 k = I J HJ. fH - ..、厅tfLfitAL(5.5.6) 根据以上分析可知,若两级放大电路是由两个具有相同频率特性的单管放 大电路组成,则其上、下限频率分别为 ( l - A f H !~H=…1.-1~fI一L毛1一 , =一1f.-lJLE z0.643fl (5.5.7a) fL= 1.1 f2 f Ll = 1.56fLl (5.5.7b) t l J … 对各级具有相同频率特性的三级放大电路,其上、下限频率分别为 f3 fH~"' ^.J fiil' A JHZ - 1.L1 0 5 2 h 1 fL= 1. h Í3 f Ll=1. 91 f Ll (5.5.8b) 可见,三级放大电路的通频带几乎是单级电路的一半。放大电路的级数愈多, 频带愈窄。 在多级放大电路中,若某级的下限频率远高于其它各极的下限频率,则可 认为整个电路的下限频率近似为该级的下限频率;同理,若某级的上限频率远 低于其它各极的上限频率,则可认为整个电路的上限频率近似为该级的上限频 率。因此式 (5.5.5) 、 (5.5.6) 多用于各级截止频率相差不多的情况。此外,对 于有多个糯合电容和旁路电容的单管放大电路,在分析下限频率时,应先求出 每个电容所确定的截止频率,然后利用式 (5.5.5) 求出电路的下限频率。 [例 5.5.1] 己知某电路的各级均为共射放大电路,其对数幅频特性如图 5.5.2 所示。试求解下限频率 fL 、上限频率 fH 和电压放大倍数 Åu 0 解:由图 5.5.2 可知 (1)频率特性曲线的低频段只有一个拐点,且低频段曲线斜率为 20 dB/ 十 倍频,说明影响低频特性的只有一个电容,故电路的下限频率为 10 Hz 。 (2) 频率特性曲线的高频段只有一个拐点,且高频段曲线斜率为- 60 dB/ 十倍频,说明影响高频特性的有三个电容,即电路为三级放大电路,且每一级 的上限频率均为 2x105 Hz ,根据式 (5.5.8a) 可得上限频率为 !H =0.52fHl = (0.52 x 2 x 105 )Hz = 1.04 x 105 Hz = 104 kHz 244 第 5 意 放大电路的频率响应 20IgIA"I/dB 20 dB/十倍频 40 20 !飞 -60 dB/十倍频 。 10 4010~ 103 10" 10'2X10' 11Hz 图 5.5.2 例 5.5.1 图 (3) 因各级均为共射电路,所以在中频段输出电压与输入电压相位相反。 因此,电压放大倍数 [例 5.5.2] 或 -AA 一 + -f-m nu3 - f , 一一 + j 一f 川 在图 2.4.2 (b) 所示 Q 点稳定电路中,已知 C j =C2 =Ce ,其 余参数选择合适,电路在中频段工作正常。试问:电路的下限频率决定于哪个 电容?为什么? 解:考虑到 C j 、 C2 、 C e 的作用,图 2 .4 .2 (b) 所示电路的低频等效电路如 图 5.5.3 (a) 所示。在考虑某一电容对频率响应的影响时,应将其它电容作理 想化处理,即将其它糯合电容或旁路电容视为短路。比较三个电容所在回路的 C, r be Rb~ Re C, + UO C, Rh~ r b咆 (a) (b) C、 r be Rb , IIRb~ (c) (d) 图 5.5.3 例 5.5.2 图 (a) Q 点稳定电路的交流等效电路 (b) C ,所在回路的等效电路 (c) C2 所在回路的等效电路 (d) C ,所在回路的等效电路 5.6 频率响应与阶跃响应 245 等效电阻,数值最小的说明该电容的时间常数最小,因而它所确定的下限频率 最高,若能判断出这个下限频率远高于其它两个,则说明整个电路的下限频率 就是该频率。 在考虑 C ,对低频特性的影响时,应将 C2 、 C e 短路。图 (b) 所示是 C ,所 在回路的等效电路,其时间常数 r , =(Rs + Rb'// Rbzl/ rbe) C, =(Rs + RJ C, (5.5.9) 在考虑 C2 对低频特性的影响时,应将 C ,、 C e 短路。图 (c) 所示是 C2 所 在国路的等效电路,其时间常数 r2=(R c +R L )C2 (5.5.10) 式 (5.5.9) 与 (5.5.10) 在本质上是相同的,因为倘若电路的负载是下一级放大 电路,则式 (5.5.10) 中的 R L 即为后级的输入电阻矶,而 Rc 正是后级电路的 信号源内阻凡。 在考虑 C e 对低频特性的影响时,应将 C ,、 C2 短路。图 (d) 所示是 C e 所 在回路的等效电路。从 C e 两端向左看的等效电阻是射极输出器的输出电阻, 因此它的时间常数 reI=_(1/Rr eJ+IRb+' //卢Rb2// R. \JCe (5.5.11) 设 C ,、 C2 、 Ce 所在回路所确定的下限频率分别为 fLl 、 fL2' fLe。比较时 间常数 r ,、 r2 、飞,不难看出,当取 C , =C2 =Ce 时, τe 将远小于 τ1 、巧,即 fLe远大于 fLl 、 fL2' 因此可以认为 fLe就约为该电路的下限频率,即 fL=fu=Efz; 二、 ( ~ 巾 +141 矿 Rb2 // R \ r _." "e 川 1 +卢/• 从另一角度考虑,为改善电路的低频特性, C e 的容量应远大于 C 1 、 C20 当 fLl 、 fL2 和 fLe的数值相差不大时,可用式 (5.5.5) 求解电路的人。 思考题 5.5.1 为什么说放大电路的级数越多、糯合电容和旁路电容越多,通频带越窄? 5.5.2 一般情况下,要想改善图 2.4.2 (b) 所示电路的低频特性,应增大哪个电容的 容量?为什么? 5.5.3 试求解图 2 .4 .2 (b) 所示电路适用于频率从零到无穷大的电压放大倍数的表 达式。 频率响应与阶跃响应 频率响应描述放大电路对不同频率正弦信号放大的能力,即在输入信号幅 246 第 5 章放大电路的频率响应 值不变的情况下改变信号频率,来考察输出信 号幅值与相位的变化,这种方法称为频域法。 实际上,还可以用阶跃函数作为放大电路的输 入,考察输出信号前沿与顶部的变化,来研究 电路的放大性能,这种方法称为时域法。所谓 阶跃函数,就是在 t < 0 时 U[ =0 V , t ;;a: O 时 = u[ u[ ( u[ 为常量)的信号,如图 5.6.1 所示。 输出对于阶跃函数的响应,应采用过挺过 程的分析方法。 u U1 。 图 5.6.1 阶跃信号 5.6.1 阶跃晌应的指标 阶跃函数是在 t=O 时刻产生单位突变的信号,由于电路中电容(如楠合电 容、极间电容等)上的电压不会跃变,造成输出信号眼不上输入信号的变化,因 而产生失真,如图 5.6.2 所示。 u U1 。 (a) 1, t - - (b) tp (c) 图 5.6.2 放大电路的阶跃响应 (a) 输入阶跃信号 (b) 输出电压波形 (c) 输出电压波形的近似分析 为了描述输出电压的失真情况,引人以下三个指标: (1) 上升时间:指输出电压从终了值的lOlJ岛上升到终了值的 90% 所需要 的时间,见图 5.6.2 (a) 中标注的 t , 。 (2) 倾斜率:指在指定的时间 t p 内,输出电压顶部的变化量与上升的终 5.6 颜率响应与阶跃响应 247 了值的百分比,即倾斜率 见图 (c) 中所标注。 % S U m - U L =一二丁-:---_v_". • 100 UOm (5.6.1) (3) 超调量:指在输出电压上升的瞬态过程中,上升值超过终了值的部 分,一般用超过终了值的百分比来表示。 5.6.2 频率响应与阶跃晌应的关系 从频谱的概念去理解,一个阶跃函数的频谱应包含从 0 到无穷大无数个频 率成分,因此只有放大电路的频带无限宽,才可能在阶跃函数作用时,在输出 端得到与输入信号成比例的输出信号,即输出信号也为阶跃信号,或仅仅反 相。下面以图 5.4.1 (a) 所示单管共射放大电路为例来说明 fH 与儿,!L与 δ 之 间的关系,从中理解频率响应与阶跃响应的关系。 从频率特性的分析已知 C'" 所在回路是低通电路,如图 5.6.3 (a) 所示。因 此,在阶跃信号作用时, C'π 上的电压 Ub'e将按指数规律上升。 Ub'e 的起始值为 o V ,终了值为 U[ , 回路时间常数为 RC' ",因而 Ub'e 的表达式为 uve=UI(1-e-t:)(5.6.2) U[与 Ub'e 随时间的变化技形如图 5.6.3 (b) 所示。根据式 (5.6.2) 可以计算出, Ub'e上升到 109毛 U[ 所需的时间为 O.lRC飞,上升到 90% U[ 所需的时间为 2.3 RC飞,因此 Ub'e 的上升时间 U 叫H ifJIllio - ι - (a) • 图 5.6.3 图 5 .4 .1 所示电路输入回路的阶跃响应 ( a) 输入回路 ( b) 阶跃响应 = tr 2.2 RC飞 (5.6.3) 248 第 5 章放大电路的频率响应 因为上限频率 fH = 苟瓦,所以与式 (5.6.3) 联立可得出 tr 与 fH 的关系式, 0.35 fH (5.6 .4) 上述分析表明,与上限频率一样,上升时间也决定于 4 所在回路的时间 常数 , fH 愈大 , tr 愈小,放大电路的高频特性愈好。 根据定义,倾斜率是研究输入信号从突变到某一固定值时引起输出电压变 化的过程,因此电路的低频参数将起主要作用。从放大电路低频特性的分析可 知,搞合电容 C 所在回路是高通电路,如图 5.6 .4 (a) 所示。 U' 。为开路时的 输出电压 , u'O=-gmub'eRc' 它随 Ub'e 而产生线性变化,并与之反相。因为回 路时间常数 (R c + R L ) C>> 儿,所以可以认为在 Ub'e 从零到町的变化阶段 , Uo 跟随哺比例变化。即认为电容 C 近似为短路, EVtEL U'。。当 Ub'e达 到稳态值 U , 时 , Uo 也达到最大值 UOm 。之后 Uo 以 UOm 为起始值,以 (R c + RL)C 为时间常数,以零为终了值,按指数规律变化 , Uo 的表达式为 Uo = UOme- 且是 (R = Rc + RL) (5.6.5) 巳 _1 m- U丰m U" u; 。 tp (a) (b) 图 5.6 .4 图 5 .4 .1 所示电路输出回路的阶跃响应 ( a) 输出回路 ( b) 阶跃响应 当 t<< RC 时 UO= Uom 飞ll- 土) RCI 在图 5.6 .4中, tr<< t p << RC , 因此倾斜率 δ 为 Jf坠 1比 Uυ om-Uhol:l1R-Cifi = 龙阳 Om (5.6.6) 因为下限频率 fL = 布,所以与式 (5.6 州立后,可得到 S 与人的关 系为 5.7 M叫tis1m应用 举例一一静态工作点稳定电路颜率响应 的研究 249 8 臼 27r.IL t p x 100% 上述分析表明,与下限频率 IL 一样,倾斜率 S 也决定于 C 所在回路的时 间 常数, IL 愈低, 8 愈小,放大电路的低频特性愈好 。 综上所述,频率响应与阶跃响应有着内在的联系,这是因为它们只是分别 从频域和时域两个角度描述同 一 个电路模型的放大性能,从而得出不同的指 标 。 这些指标的优劣都取决于电抗元件所在回路的时间常数 。 Multisim 应用举例一一静态工作点稳定电路频 率 响应的研究 一 、题 目 研究旁路电容和静态工作点分别对 Q 点稳定电路频率响应的影响 。 二、仿真电路 仿真电路如图 5.7. 1 所示 。 晶体管采用高频小信号晶体管 ZTX325 。 L自 口H 忑 _. """帽,...,咽…………………n r气南高z一…I'I>n. I . . .咱酬, 啕刷, 「τiO_且J fliO_且J F二FZJE13 … >>0 I . 1宫.. f; - .(; 0I.t r. - - . . r'fII!'III"!啊~…………………… 宽 厂1百奇百一一一旦旦_j 「旷 ~rτiO~ :F二悟:民 c_咽- RM帽 I ._ L旦~ • I . G 1ft +t: - . a 也.tf - (a) 250 第 5 翠 放大电路的频率响应 l h川 ra..... . 8tEdtlo)eor白酶"旧剧吨""曲,如*缸$lOI13 Q)On 'Ji1咀阳自由 DQ~ " " . @lE'l . Q 电.. 谷, I _1 1 且? EB圈圈i!.b • , $4崎岖 (b) 品~ mD J ,、 , ‘It ... ,饨 ………………n a'‘ 30"'ci 「丁事~一旦旦_J _ vt恍刨 rLÞÕ_且j r古9_旦J F二再:民 _ 阳- 1 • •r..... - 1 阳 1 . t:00Aj:- -.奇 -• -噎 .-.' , 忠 、 ~缸. lI)eW flø 如>tJ.ø I t..回Ir 1<啤缸串e恒甸蝠"盼咀""ti曲 D ~" I " .~ E'l . Q 部· 每忌,必耐 . !II 二? 忏 'tk曲m (c) 图 5.7. 1 典型的静态工作点稳定电路频率响应的测试 (8) 旁 路电容 C . 变化 ( b ) 桐合电窑 C . 变 化 ( c) 凡变化 -、 仿真内容 ( J )搞合电容 C) 和旁路电 容 Cc 分别对低 频特性的影 响 。 ( 2 ) R e 变 化时 , 静态 工 作点对高频特性的影响 。 本章小结 251 四、仿真结果 仿真结果如表 5.7.1 所示。 表 5.7.1 电路参鼓变化时对频率响应的影晌 稿合电容 C]/μF 精合电容 C2 /μF 旁路电容 C .JμF 射极电阻 R.Jkn 中频电压增益 /dB 下限频率 !L/Hz 10 10 10 33.499 1540 10 10 1∞ 1∞ 10 10 33 .499 33 .499 173.094 1540 10 10 10 1. 2 32.296 上限频率 fH/MHz 228.757 245.824 五、结论 (1) 实验表明,锢合电容 C 1 从 10μF 变为 1 ∞ μF 时下限频率基本不变, 而旁路电容 C e 从 10 卢变为 1∞ μF 时下限频率明显减小。这一方面说明由于 Ce 所在回路的等效电阻最小,要想改善该电路的低频特性应增大 Ce ; 另一方 面说明在分析电路的下限频率时,如果有一个电容所在回路的时间常数明显远 小于其它电容所在回路的时间常数,那么该电容所确定的下限频率就是整个电 路的下限频率,而没有必要计算其它电容所确定的下限频率,因而计算前的分 析是很重要的。 (2) 在静态工作点稳定电路中,当射极电阻 Re 从 1 kO 变为 1.2 kO 时, = 放大管的静态集电极电流减小,使跨导 gm 减小,从而使 k gmR'L 减小,导 致 C'.π 减小,上限频率 fH 增大。上述现象一方面进一步说明增益与带宽的矛 盾关系,另一方面说明发射结等效电容与 Q 点有关,即 Q 点的设置将影响上 限频率。 本章主妥讲述有关频率响应的基本概念,介绍晶体管和场效应管的高频等 效模型,并阐明放大电路频率响应的分析方法。 一、频率响应描述放大电路对不同频率信号的适应能力。藕合电容和旁路 也容所在回路为高通电路,在低频段使放大倍数的数值下降,且产生超前相 移。极间也容所在回路为低通电路,在高频段使放大倍数的数值下降,且产生 滞后相移。 二、在研究频率响应时,应采用放大管的高频等效模型。在晶体管高频等 252 第 5 掌放大电路的频率响应 效模型中,极间也容等效为 C' 川在场效应管高频等效型中,极间电容等效为 C' gsO 二、放大电路的上限频率 !H 和下限频率 fL 决定于电容所在回路的时间常 酌, fH=zJ一 , fL 气L 。通频带人w等于岛与人之差(扣人)。 ..ln: 'H - - kπ'L 四、对于单管共射放大电路,若已知 fH 、 fL 和中频放大倍数 Åum( 或 Àusm) , 便可画出波特圈,并可写出适于频率从零到元穷大情况下的放大倍数 Åu (或 Åus) 的表达式。当 f=fL 或 f=fH 时,增益下降 3 dB ,附加相移为 +45'。或- 450 。 在一定条件下,增益带宽积 I Åumfbw I (或 I Åusmfbw 1) 约为常量。妥想高频 特性好,首先应选择截止频率高的管子,然后合理选择参数,使 C'" 所在回路 的等效电阻尽可能小。要想低频特性好,应采用直接搞合方式。 五、多级放大电路的泼特图是巳考虑了前后级相互影响的各级波特圆的代 数和。若各级的上限频率(或下限频率)相近,则可根据公式 (5.5.6) [或 (5.5.5)] 方便地求解整个电路的上限频率(或下限频率)。若各级上限频率或下 限频率相差较大,则可以近似认为各上~频率中最低的主限频率为整个电路的 上限频率,各下限频率中最高的下限频率为整个电路的下限频率。 学完本章后,应掌握以下几方面: 一、掌握以下概念:上限频率,下 F民频率,通频带,波特圈,增益带 宽积。 二、能够计算放大电路中只含一个时间常数时的血和人,并会画出波 特圈。 一、了解多级放大电路频率响应与组成它的各级电路频率响应间的关系。 1 自蹦踵 一、选择正确答案填入空内。 (1)测试放大电路输出电压幅值与相位的变化,可以得到它的频率响应,条件 是一一 A. 输入电压幅值不变,改变频率 B. 输入电压频率不变,改变幅值 C. 输入电压的幅值与频率同时变化 (2) 放大电路在高频信号作用时放大倍数数值下降的原因是一一一'而低频信号作用 时放大倍数数值下降的原因是一一-一。 A. 桐合电容和旁路电容的存在 B. 半导体管极间电容和分布电容的存在 自测题 253 c. 半导体管的非线性特性 D. 放大电路的静态工作点不合适 (3) 当信号频率等于放大电路的fL或 !H 肘,放大倍数的值约下降到中频时的一一一- A.0.5 即增益下降 B.0.7 C.0.9 A. 3 dB B. 4 dB C. 5 dB (4) 对于单管共射放大电路,当!=fL时 , iJ 0 与古,相位关系是一一一一。 A.+450 B.-900 C.-135 。 当 !=fH 时 , U。与 U i 的相位关系是一一一。 A. -45。 B. - 135。 C. - 225。 二、电路如图1'5 .2 所示。已知:晶体管的 Cμ= 4 pF , h = 50 MHz , rw = 1∞ 0 , ßo = 80 。试求解: (1)中频电压放大倍数 A usm ; (2) C'.; (3) fH 和 !L; (4) 画出波特图。 Rh 500kn C + U, us +VCC (+12V) uo 图T5 .2 一、已知某放大电路的波特图如图 T5.3 所示,填空: 201g1A "IIdB -20 dB/ 十倍频 。 100 10' 102 103 10" 105 106 f! Hz 图T5 .3 (1)电路的中频电压增益 20lg I Aum I =一一一 dB. Aum= 一一一。 254 第 5 章放大电路的频率响应 (2) 电路的下限频率 fL 自一一一 Hz ,上限频率 fH 坦一一一 kHz o (3) 电路的电压放大倍数的表达式 Au= 一一一。 到 Ej 5.1 在图p5 .1 所示电路中,已知晶体管的'bb'、 Cμ 、 C. , R; 国 'be 。 填空:除要求填写表达式的之外,其余各空填入①增大、②基本不变、③减小。 (1)在空载情况下,下限频率的表达式fL =_一一一。当 Rb 减小时,fL将一一_;当带 上负载电阻后,fL将一一一。 (2) 在空载情况下,若 b-e 间等效电容为 C'1r' 则上限频率的表达式 fH= _一一;当 R , 为零时 , fH 将一一一;当 Rb 减小时, gm 将一一一, C'rr 将一一一一 , fH 将一一一。 宁 ,V(( Rh ~-寸 图P5 .1 5.2 已知某电路的波特图如图自 .2 所示,试写出儿的表达式。 20IgIA"I/dB 30 20 。 105 106 j lH z ψ 图自 .2 习题 255 5.3 已知某共射放大电路的波特图如图自 .3 所示,试写出儿的表达式。 20Ig!A I,,, /dB 40 30 20 、 们 饨 , & O B d 即十 十倍 /倍频 -频」 , l、 」 n - - -Aυ-6 ?"-3- A lJL uB / U 十 o 倍 Z ·频 J H '' - - 10 。 10-' 飞M 一 l υ - - 」 1 - 』 A υ l0 ' 1 0 h 3 0 N 4 1 25-u-× 3'' 」 一 l , f/J l 图自 3 5.4 已知某电路的幅频特性如图自.4所示,试问: 20IgIA,J /dB 60 40 20 。 10' 10- 10' flHz 图1'5 .4 (1) 该电路的精合方式; (2) 该电路由几级放大电路组成; (3) 当 f= HrHz 时,附加相移为多少?当 f= IOSHz 时,附加相移又为多少? (4) 该电路的上限频率 fH 约为多少? 5.5 已知某电路电压放大倍数 Å..=--- lOjf u (1 + j 元)( 1+ j 是) 试求解 Aum 、!L、 fH' 并画出波特图。 5.6 已知两级共射放大电路的电压放大倍数 ÅU=G 喇 1 斗 l 叶 试求解 Åum 、!L、血,并画出波特阁。 5.7 电路如图自 .7 所示。已知:晶体管的 p 、 rw 、 Cμ 均相等,所有电容的容量均相 等,静态时所有电路中晶体管的发射极电流 IEQ 均相等。定性分析各电路,将结论填入 空内。 256 第 5 章放大电路的频率响应 U,( 1 ) + tJ L U K1 H ,I .,.____._. I 0+ 、二尺 11 .....-ιe Uo ,:~ 11 1 Us 1 __/(_1-1 I Uo (a) (b) + u 、 , us (c) (d) 图自 .7 (1)低频特性最差即下限频率最高的电路是一一_; (2) 低频特性最好即下限频率最低的电路是 (3) 高频特性最差即上限频率最低的电路是 。 5.8 在图自 .7 (b) 所示电路中,若要求 C 1 与 C2 所在回路的时间常数相等,且已知 rbe=lkO ,则 C 1 :C2 =? 若 C 1 与 C2 所在回路的时间常数均为 25 ms ,则町、 C2 各为多少? 下限频率 !t国? 5.9 在图自 .7 (a) 所示电路中,若 C e 突然开路,则中频电压放大倍数 A 町、 fH 和!t 各产生什么变化(是增大、减小、还是基本不变)?为什么? 5.10 电路如图自 .10 所示,已知 Cgo = Cgd = 5 pF , l!m= 5 mV/V , C1 = C2 = Cs = 10μFo 试求 fH 、!t各约为多少,并写出 Au. 的表达式。 5.11 在图 5 .4 .7 (a) 所示电路中,已知 Rg=2 MO , Rd = RL = 10 kO , C= 10μF; 场效 应管的 Cgo=Cgd =4pF , l!m=lOmAlV 。试画出电路的波特图,并标出有关数据。 5.12 已知一个两级放大电路各级电压放大倍数分别为 - -4... = ~~1 = -25if Å __Uo _ __ _- 2if r -一 U-E1.fhi , fL'~~z ca-i , ?fU ,且: _j_ \ ~1+J4) 飞 1 + J lOS )γ+J 5画 J\ 1 T J lOS) (1)写出该放大电路的电压放大倍数的表达式: (2) 求出该电路的!t和 fH 各约为多少; C, r斗 F 10μF Rg ub IMn +VDD + Uo 习题 257 图 PS.IO (3) 画出该电路的波特图。 5.13 电路如图自 .13 所示。试定性分析下列问题,并简述理由。 (1)哪一个电容决定电路的下限频率; (2) 若 T,和飞静态时发射极电流相等,且 rw 和 C'π 相等,则哪一级的上限频率低。 UN 图自 .13 5.14 利用 Multisim 来从下列几个方面研究图P5 .7 (b) 所示电路的频率响应。 (1)设 C , =C2 =10 川,分别测试它们所确定的下限频率; (2) C, = C2 = 10 卢时电路的频率响应及 C ,、 C2 取值对低频特性的影响; (3) 放大管的集电极静态电流对上限频率的影响。 出题目的:虽然正确估算具有一个精合电容电子电路的频率特性是教学基本要求,但 实际放大电路若采用阻容精合方式,则很少只含有一个电容的。因此,了解实际电路频率 特性的测试方法和改善频率特性的方法非常必要。 提示: (1) 晶体管采用高频小信号晶体管,如 Z四325 。若函数发生器作信号源,则应在放大 电路输入端接 1 kO 电阻,等效为信号源内阻;并可用波特图仪测量幅频特性。 (2) 若测 C , (10μF) 所确定的下限频率,则应取 C2 远远大于町,如取 C2 为 5∞ μF , 使 C2 对放大电路的下限频率几乎无影响。 5.15 利用 Multisim 从下列两个方面研究图自 .10 所示电路的频率响应。 258 第 5 章 放大电路的频率响应 (1)为改善低频特性,应土曾大三个祸合电容中的哪一个最有效。 (2) 场效应管的漏极静态电流对上限频率的影响。 提示:可采用虚拟 N 沟道耗尽型 MOS 场效应管,便于设置参数。例如设置虚拟 MOS 管 的沟道长度 Channel length = 1∞ μm 、沟道宽度 Channel width = 1∞ μm ,设置模型参数 VT= UGS(削 =-2Y , KP=l 祷 10- 3 mAly 2 , CGSO = 1 祷 10- 8 F/m. CGDO= 2 祷 1O- 8 F/m。 第 V章 放大电路中的反馈 本章讨论的 J词题 ·什么是反馈?什么是直流反馈和交流反馈?什么是正反馈和负反馈?为什么要引入 反馈? ·如何判断电路中有无引入反馈?引入的是直流反馈、还是交流反馈?是正反馈、还 是负反馈? ·交流负反馈有哪四种组态?如何判断? ·交流负反馈放大电路的一般表达式是什么? ·放大电路中引入不同纽态的负反馈后,将对性能分别产生什么样的影响? ·什么是深度负反馈?在深度负反馈条件下,如何估算放大倍数? ·什么是理想运放?其指标参数有哪些特点?为什么理想运放工作在线性区时会 有"虚短"和"虚断"的特点?如何计算由理想运放组成的负反馈放大电路的放大 倍数? ·为什么放大电路以三级为最常见? ·负反馈愈深愈好吗?什么是自激振荡?什么样的负反馈放大电路容易产生自激振荡? 如何消除自激振荡? ·放大电路中只能引入负反馈吗?放大电且在引入正反馈能改善性能吗? 反馈的基本概念员判断育法 在实用放大电路中,几乎都要引入这样或那样的反馈,以改善放大电路某 些方面的性能。因此,掌握反馈的基本概念及判断方法是研究实用电路的 基础。 260 第 6 章放大电路中的反馈 6.1.1 反馈的基本概念 一、什么是反馈 反馈也称为"回授",广泛应用于各个领域。例如,在行政管理中,通过 对执行部门工作效果(输出)的调研,以便修订政策(输入) ;在商业活动中,通 过对商品销售(输出)的调研来调整进货渠道及进货数量(输入) ;在控制系统 中,通过对执行机构偏移量(输出量)的监测来修正系统的输入量;等等。上述 例子表明,反馈的目的是通过输出对输入的影响来改善系统的运行状况及控制 效果。 什么是电子电路中的反馈呢?在电子电路中,将输出量(输出电压或输出 电流)的一部分或全部通过一定的 电路形式作用到输入回路,用来影 响其输入量(披大电路的输入电压 或输入电流)的措施称为反馈。 按照反馈放大电路各部分电路 的主要功能可将其分为基本放大电 反馈网络 路和反馈网络两部分,如图 6. 1. 1 所示。前者主要功能是放大信号, 图 6. 1. 1 反馈放大电路的方块图 后者主要功能是传输反馈信号。基本放大电路的输入信号称为净输入量,它不 但决定于输入信号(输入量) ,还与反馈信号(反憧量)有关。 二、正反馈与负反馈 根据反馈的效果可以区分反馈的极性,使放大电路净输入量增大的反馈称 为正反馈,使放大电路净输入量减小的反馈称为负反馈。由于反馈的结果影响 了净输入量,因而必然影响输出量。所以,根据输出量的变化也可以区分反馈 的极性,反馈的结果使输出量的变化增大的为正反馈,使输出量的变化减小的 为负反馈。 在图 2 .4 .2 (b) 所示的典型工作点稳定电路中,温度的变化引起集电极电 流 Ic( 输出量)变化,这种变化在发射极电阻 Re 上产生变化的电压,并影响放 大管 b-e 间的电压(输入量) ,导致基极电流 IB 向相反方向变化,从而使 Ic 向相反方向变化。可见,反馈的结果使 I l:. Icl 减小,说明电路中引人的是负 反馈。 三、直流反馈与交流反馈 如果反馈量只含有直流量,则称为直流反馈,如图 2 .4 .2 (b) 所示电路中 凡,其上电压为直流电压二因而电路引入的是直流反馈;如果反馈量只含有 交流量,则为交流反馈。或者说,仅在直流通路中存在的反馈称为直流反馈; 6.1 反馈的基本概念及判断方法 261 仅在交流通路中存在的反馈称为交流反馈。在很多放大电路中,常常是交、直 流反馈兼而有之。如果在图 2 .4 .2 (b) 所示电路中去掉旁路电容 C e ,那么电阻 Re 上的电压就既有直流量又有交流量,因而电路中既引入了直流反馈又引入 了交流反馈。 直流负反馈主要用于稳定放大电路的静态工作点,本章的重点是研究交流 负反馈。 6.1.2 反馈的判断 正确判断反馈的性质是研究反馈放大电路的基础。 一、有无反馈的判断 若放大电路中存在将输出回路与输入团路相连接的通路,并由此影响放大 电路的净输入量,则表明电路引入了反馈;否则电路中便没有反馈。 在图 6.1.2 (a) 所示电路中,集成运放的输出端与同相输入端、反相输入 端均无通路,故电路中没有引入反馈。在图( b) 所示电路中,电阻 R2 将集成 运放的输出端与反相输入端相连接,因而集成运放的净输入量不仅决定于输入 信号,还与输出信号有关,所以该电路中引入了反馈。在图 (c) 所示电路中, 虽然电阻 R 跨接在集成运放的输出端与同相输入端之间,但是因为同相输入 端接地 , R 只不过是集成运放的负载,而不会使 Uo 作用于输入回路,所以电 路中没有引入反馈。 (a) (b) (c) 图 6. 1. 2 有无反馈的判断 ( a) 没引人反馈的放大电路 ( b) 引人反馈的放大电路 (c) R 的接人没有引人反馈 由以上分析可知,通过寻找电路中有无反馈通路,即可判断出电路是否引 入了反馈。 二、反馈极性的判断 瞬时极性法是判断电路中反馈极性的基本方法。具体做法是:规定电路输 入信号在某一时刻对地的极性,并以此为依据,逐级判断电路中各相关点电流的 流向和电位的极性,从而得到输出信号的极性;根据输出信号的极性判断出反馈 信号的极性;若反馈信号使基本放大电路的净输入信号增大,则说明引入了正反 262 第 6 章放大电路中的反馈 馈;若反馈信号使基本放大电路的净输入信号减小,则说明引入了负反馈。 在图 6.1.3(a) 所示电路中,设输入电压 UI 的瞬时极性对地为正,即集成 运放同相输入端电位 Up 对地为正,因而输出电压 u 。对地也为正 ; U 。在 R 2 和 RJ 回路产生电流,方向如图中虚线所示,并且该电流在 Rl 上产生极性为上 "+"下" "的反馈电压峙,使反相输入端电位对地为正;由此导致集成运 放的净输入电压 Uo (Up- UN) 的数值减小,说明电路引入了负反馈。 R、 (a) ( b) (c) 图 6. 1. 3 反馈极性的判断 ( a) 通过净输入电压的变化判断反馈的极性 ( b) 电路引入了正反馈 ( c) 通过净输入电流的变化判断反馈的极性 应当特别指出,反馈量是仅仅决定于输出量的物理量,而与输入量无关。 例如,在图 6. 1. 3 (a) 所示电路中,反馈电压 UF 不表示 Rl 上的实际电压,而 只表示输出电压 Uo 作用的结果。因此,在分析反馈极性时,可将输出量视为 作用于反馈网络的独立源。 在图 (a) 所示电路中,当集成运放的同相输入端和反相输入端互换时,就 得到图 (b) 所示电路。若设 UI 瞬时极性对地为正,则输出电压 Uo 极性对地为 负 ; UO 作用于 Rl 和 R2 回路所产生的电流的方向如中虚线所示,由此可得 Rl 上所产生的反馈电压町的极性为上" "下"+",即同相输入端电位 Up 对 地为负;所以必然导致集成运放的净输入电压 UO(Up-UN) 的数值增大,说明 电路引入了正反馈。 在图 6. 1. 3 (c) 所示电路中,设输入电流! 1 瞬时极性如图所示。集成运放 反相输入端的电流 tN 流入集成运放,电位 UN 对地为正,因而输出电压 Uo 极 性对地为负 ; Uo 作用于电阻儿,产生电流时,如图中虚线所标注 ; tF 对 tl 分 流,导致集成运放的净输入电流町的数值减小,故说明电路引入了负反馈。 以上分析说明,在集成运放组成的反馈放大电路中,可以通过分析集成运 放的净输入电压 UO' 或者净输入电流 i p (或 i N ) 因反馈的引人是增大了还是减 小了,来判断反馈的极性。凡使净输入量增大的为正反馈,凡使净输入量减小 的为负反馈。 6.1 反馈的基本概念及判断方法 263 由于集成运放输出电压的变化总是与其反相输入端电位的变化方向相反, 因而从集成运放的输出端通过电阻、电容等反馈通路寻|回到其反相输入端的电 路必然构成负反馈电路;同理,由于集成运放输出电压的变化总是与其同相输 入端电位的变化方向相同,因而从集成运放的输出端通过电阻、电容等反馈通 路引回到其同相输入端的电路必然构成正反馈电路;上述结论可用于单个集成 运放中引入反馈的极性的判断。 对于分立元件电路,可以通过判断 输入级放大管的净输入电压 (b - e 间或 e-b 间电压, g - s 间或 s-g 间电压)或者 净输入电流( i B 或 i E , is) 因反馈的引人 被增大还是被减小,来判断反馈的极性。 uo 例如,在图 6. 1. 4 所示电路中,设输入 U , 电压 UI 的瞬时极性对地为"+",因而­ C3 T1 管的基极电位对地为 "+";共射电 路输出电压与输入电压反相,故 T1 管的 集电极电位对地为"-",即 T2 管的基 极电位对地为"一";第二级仍为共射电 图 6. 1. 4 分立元件放大电路 反馈极性的判断 路,故 T2 管的集电极电位对地为"+",即输出电压 Uo 极性为上"+"下 ‘一"; Uo 作用于儿和 R3 回路,产生电流,如图中虚线所示,从而在 R3 上 得到反馈电压 UF; 根据 Uo 的极性得到时的极性为上" + "下"-",如图中 所标注 ; UF 作用的结果使 T1 管 b-e 间电压减小,故判定电路引入了负反馈。 三、直流反馈与交流反馈的判断 根据直流反馈与交流反馈的定义,可以通过反馈存在于放大电路的直流通 路之中还是交流通路之中,来判断电路引人的是直流反馈还是交流反馈。 在图 6.1.5 (a) 所示电路中,已知电容 C 对交流信号可视为短路,因而它 (a) (b) (c) 图 6. 1. 5 直流反馈与交流反馈的判断(一) ( a) 电路 ( b) 直流通路 (c) 交流通路 264 第 6 章 放大电路中的反馈 的直流通路和交流通路分别如图 (b) 和图 (c) 所示,与图 6.1.2 (b) 和 (c) 所示电 路相比较可知,图( a) 所示电路中只引入了直流反 馈,而没有引人交流反馈。 在图 6. 1. 6 所示电路中,已知电容 C 对交流信 号可视为短路。对于直流量,电容 C 相当于开路, 即在直流通路中不存在连接输出回路与输入回路的 通路,故电路中没有直流负反馈。对于交流量, c 相当于短路 , R 2 将集成运放的输出端与反相输入端 相连接,故电路中引入了交流反馈。 [例 6. 1. 1] 判断图 6. 1. 7 所示电路中是否引入 图 6. 1. 6 直流反馈与交流 反馈的判断(二) 了反馈;若引入了反馈,则判断是直流反馈还是交流反馈,是正反馈还是负 反馈。 -……- 图 6. 1. 7 例 6. 1. 1 电路图 解:观察图 6. 1. 7 所示电路,电阻 R4 将输出回路与输入回路相连接,故 电路中引入了反馈。又因为无论在直流通路还是在交流通路中,反馈通路均存 在,所以电路中既引入了直流反馈又引入了交流反馈。 利用瞬时极性法可以判断反馈的极性。设输入电压 U( 的极性对地为 "+",集成运放 A( 的输出电位 U Ol 为"-",即后级电路的输入电压对地为 气",故输出电压 Uo 对地为" + "; Uo 作用于儿和 Rl 回路,所产生的电流 (如图中虚线箭头所示)在 R( 上获得反馈电压问,如图中所注;由于即使 A( 的净输入电压 UD t咸小,故电路中引入了负反馈。 思考题 6. 1. 1 "直接锅合放大电路只能引人直流反馈,阻容祸合放大电路只能引人交流反 馈。"这种说法正确吗。举例说明。 6. 1. 2 为什么说"反馈量是仅仅决定于输出量的物理量"?在判断反馈极性时如何体 现上述概念? 6. 1.3 试分别修改图 6. 1. 7 所示电路,使之只引人直流负反馈或者只引人交流反馈。 6.2 负反馈放大电路的四种基本组态 265 负反馈放大电路的四种基本组态 通常,引入了交流负反馈的放大电路称为负反馈放大电路。本节将讲述交 流负反馈的四种基本组态及其特点。 6.2.1 负反馈放大电路分析要点 利用前面所讲的方法可以判断出图 6.2.1 (a) 所示电路中引入了交流负反 馈,输出电压 Uo 的全部作为反馈电压作用于集成运放的反相输入端。在输入 电压 UI 不变的情况下,若由于某种原因(例如负载电阻 R L 变化)引起输出电压 均增大,则集成运放反相输入端电位 UN 势必随之升高,导致集成运放的净输 入电压 Uo 减小,从而使 Uo 减小。上述过程可表示为 Uo t 一→ UN t 一→ UO(UI - UN) -t Uo -t ---lF (a) (b) 因 6.2.1 负反馈放大电路 (a) 输出电压引回后影响净输入电压 (b) 输出电流引回后影响净输入电流 若由于某种原因使 Uo 减小时,则负反馈的结果将使 Uo 增大;总之,反 馈的结果使输出电压的变化减小。当开环增益很大时,净输入电压 UD 必然很 小,因而图 6.2.1 所示电路的输出电压 Uo 近似等于输入电压 UI' 即 Uo= UIO 经判断,图 (b) 所示电路中也引入了交流负反馈,输出电流 10 的全部作为 反馈电流作用于集成运放的反相输入端。在输入电流 11 不变的情况下,若由 于某种原因(例如负载电阻 R L 变化)引起输出电流 10 增大, IF 随之增大,则 集成运放反相输入端的电流 !D 将减小,导致 UD 减小,反相输入端电位 UN 势 必降低,从而使集成运放的输出电压 ub 升高, !o 随之减小。上述过程可表 示为 266 第 6 章放大电路中的反馈 io t 一→ ~F 千一→ io t 一→ Uo t 一→ UN t 一→ Uó t 若由于某种原因使 ~o 减小时,则负反馈的结果将使 ~o 增大;总之,反馈 的结果使输出电流的变化减小。当净输入电流 ~o 很小时,图 6.2.1 (b) 所示电 路的输出电流 ~o 近似等于输入电流~ 1 ,即 !O= !IO 对上述电路的分析,可以得出如下结论: (1)交流负反馈稳定放大电路的输出量,任何因素引起的输出量的变化均 将得到抑制。由于输入量的变化所引起的输出量的变化也同样会受到抑制,所 以交流负反馈使电路的放大能力下降。 (2) 反馈量实质上是对输出量的采样,它既可能来源于输出电压,如图 (a) 所示电路;又可能来源于输出电流,如图 (b) 所示电路;其数值与输出量成 正比。 (3) 负反馈的基本作用是将引回的反馈量与输入量相减,从而调整电路的 净输入量和输出量。净输入量既可能是输入电压减反馈电压,如图 6.2.1 (a) 所示电路;也可能是输入电流减反馈电电流,如图 (b) 所示电路。 (4) 反馈量取自输出电压将使输出电压稳定,如图 6.2.1 (a) 所示电路; 反馈量取自输出电流将使输出电流稳定,如图 (b) 所示电路。 因此,对于具体的负反馈放大电路,首先应研究下列问题,进而进行定量 分析。 (1) 从输出端看,反馈量是取自于输出电压,还是取自于输出电流;即反 馈的目的是稳定输出电压,还是稳定输出电流。 (2) 从输入端看,反馈量与输入量是以电压方式相叠加,还是以电流方式 相叠加;即反馈的结果是减小净输入电压,还是减小净输入电流。 反馈量若取自输出电压,则称为电压反馈;若取自输出电流,则称为电流 反馈。反馈量与输入量若以电压方式相叠加,则称为串联负馈;若以电流方式 相叠加,则称为并联反馈。因此,交流负反馈有四种组态,即电压串联、电压 并联、电流串联和电流并联,有时也称为交流负反馈的四种方式。 6.2.2 由集成运放组成的四种组态负反馈放大电路 一、电压串联负反馈电路 图 6.2.1 (a) 所示电路将输出电压的全部作为反馈电压,而大多数电路均 采用电阻分压的方式将输出电压的一部分作为反馈电压,如图 6.2.2 所示。电 路各点电位的瞬时极性如图中所标注。由图可知,反馈量 R1 UF =瓦τ瓦 . UO (6.2.1) 6.2 负反馈放大电路的四种基本组态 267 表明反馈量取自于输出电压 Uo , 且正比于 Uo , 并将与输入电压 Uj 求差后放 大,故电路引入了电压串联负反馈。 二、电流串联负反馈电路 在图 6.2.2 所示电路中,若将负载电阻 R L 接 在 R 2 处,则 R L 中就可得到稳定的电流,如图 6.2.3 (a) 所示,习惯上常画成图 (b) 所示形式。电 路中相关电位及电流的瞬时极性和电流流向如图 中所标注。由图可知,反馈量 UF = ioR! (6.2.2) 图 6.2.2 电压串联负反馈电路 表明反馈量取自于输出电流 !o ,且转换为反馈电压时,并将与输入电压 Uj 求 差后放大,故电路引入了电流串联负反馈。 R i--. on R I , (a) (b) 图 6.2.3 电流串联负反馈电路 (a) 基本电路 ( b) 习惯画法 三、电压并联负反馈电路 在国 6.2 .4所示电路中,相关电位及电流的瞬时极性和电流流向如图中所 标注。由图可知,反馈量 = - Uo !F R (6.2.3) 表明反馈量取自输出电压 Uo , 且转换成反馈电流片,井将与输入电流 !j 求差 后放大,因此电路引入了电压并联负反馈。 τ- R 图 6.2 .4 电压并联负反馈电路 图 6.2.5 电流并联负反馈电路 268 第 6 章 放大电路中的反馈 四、电流并联负反馈电路 在图 6.2.5 所示电路中,各支路电流的瞬时极性如图中所标注。由图可 知,反馈量 = R2 lF -瓦工瓦 10 (6.2.4) 表明反馈信号取自输出电流 10' 且转换成反馈电流 lF' 并将与输入电流 1 , 求 差后放大,因而电路引入了电流并联负反馈。 由上述四个电路可知,串联负反馈电路所加信号源均为电压源,这是因为 若加恒流源,则电路的净输入电压将等于信号摞电流与集成运放输入电阻之 积,而不受反馈电压的影响;同理,并联负反馈电路所加信号源均为电流源, 这是因为若加恒压源,则电路的净输入电流将等于信号游、电压除以集成运放输 入电阻,而不受反馈电流的影响。换言之,串联负反馈适用于输入信号为恒压 游、或近似恒压源的情况,而并联负反馈适用于输入信号为恒流源或近似恒流源 的情况。 综上所述,放大电路中应引人电压负反馈还是电流负反馈,取决于负载欲 得到稳定的电压还是稳定的电流;放大电路中应引入串联负反馈还是并联负反 馈,取决于输入信号源是恒压源(或近似恒压源)还是恒流源(或近似恒流源)。 6.2.3 反馈组态的判断 一、电压负反馈与电流负反馈的判断 电压反馈与电流反馈的区别在于基本放大电路的输出回路与反馈网络的连 接方式不同。如前所述,负反馈电路中的反馈量不是取自输出电压就是取自输 出电流;因此,只要令负反馈放大电路的输出电压 u 。为零,若反馈量也随之 为零,则说明电路中引入了电压负反馈;若反馈量依然存在,则说明电路中引 入了电流负反馈。 通过判断可知,图 6.2.6 (a) 所示电路中引入了交流负反馈,输入电流 11 与反馈电流 lF 如图中所标注。令输出电压 Uo =0 ,即将集成运放的输出端接 地,便得到图( b) 所示电路。此时,虽然反馈电阻 R f 中仍有电流,但那是输入 电流 t , 作用的结果,而因为输出电压 u 。为霉,所以它在 R f 中产生的电流(即 反馈电流)也必然为零,故电路中引入的是电压反馈。 通过判断可知,图 6.2.7 (a) 所示电路中引入了交流负反馈,各支路电流 如图中所标注。令输出电压 Uo =0 ,即将负载电阻 R L 两端短路,便得到如图 (b) 所示电路。因为输出电流 10 仅受集成运放输入信号的控制,所以即使 R L 短路 , to 也并不为零;又因为反馈电流 lF 与 10 的关系不变,仍如式 (6.2 .4) 所示,说明反馈量依然存在,故电路中引人的是电流反馈。 6.2 负反馈放大电路的四种基本组态 269 (a) (b) 图 6.2.6 电压反馈与电流反馈的判断(一) ( a) 电路 ( b) 令输出电压为零 ( a) (b) 图 6.2.7 电压反馈与电流反馈的判断(二) ( a) 电路 ( b) 令输出电压为零 二、串联反馈与并联反馈的判断 串联反馈与并联反馈的区别在于基本放大电路的输入回路与反馈网络的连 接方式不同。若反馈信号为电压量,与输入电压求差而获得净输入电压,则为 串联反馈;若反馈信号为电流量,与输入电流求差获得净输入电流,则为并联 反馈。 在图 6.2.2 和围 6.2.3 所示两电路中,集成运放的净输入电压 = UO U( - UF 故它们均引入了串联反馈。 uo 在图 6.2 .4和图 6.2.5 所示两电路中,集 u 成运放的净输入电流 !O=!(-!F 故它们均引入了并联反馈。 [例 6.2.1] 试分析图 6.2.8 所示电路中有 无引入反馈;若有反馈,则说明引入的是直流 反馈还是交流反馈,是正反馈还是负反馈;若 图 6.2.8 例 6.2.1 电路图 270 第 6 章放大电路中的反馈 为交流负反馈,则说明反馈的组态。 解:观察电路,几将输出回路与输入回路相连接,因而电路引入了反馈。 无论在直流通路中,还是在交流通路中 , R2 形成的反馈通路均存在,因而电 路中既引入了直流反馈,又引入了交流反馈。 设输入电压 u叫I 对地为"+,",\,集成运放的输出端电位(即晶体管 T 的基极 电位)为" + 过 R凡3 和 R几2 所在支路分流,在 R[ 上获得反馈电压 UF' 峙的极性为上" + " 下"-",使集成运放的净输入电压 UD 减小,故电路中引入的是负反馈。 根据 U[ 、 UF 和 UD 的关系,说明电路引入的是串联反馈。令输出电压 Uo =0 , 即将 R L 短路,因 LO 仅受 LB 的控制而依然存在 , UF 和 LO 的关系不 变,故电路中引入的是电流反馈。所以,电路中引入了电流串联负反馈。 [例 6.2.2] 试分析图 6.2.9 所示电路中引入了哪种组态的交流负反馈。 + Vcc +uo 主 V(( 图 6.2.9 例 6.2.2 电路图 解:在假设输入电压 U[ 对地为" + "的情况下,电路中各点的电位如图 中所标注,在电阻 R 2 上获得反馈电压 UFO 即使差分放大电路的净输入电压 (即 T[ 管和飞管的基极电位之差)变小,故电路中引入了串联反馈。 令输出电压 UO =0 ,即将飞管的集电极接地,将使 UF 为零,故电路中引 入了电压负反馈。 可见,该电路中引人了电压串联负反馈。 思考题 6.2.1 当负载电阻变化时,电压负反馈放大电路和电流负反馈放大电路的输出电压分 别如何变化?为什么? 6.2.2 在分析分立元件放大电路和集成运放电路中反馈的性质时,净输入电压和净输 入电流分别指的是什么地方的电压和电流?电流负反馈电路的输出电流一定是负载电流吗? 举例说明。 6.3 负反馈放大电路的方块国及一般表达式 271 6.2.3 在图 6.2.9 所示电路中,当输出电压为零时,电阻 R 2 上电压不为零。为什么 认为这个电路引人的是电压负反馈,而不是电流负反馈。 负反馈阪大电路的市块图反一般表达武 因为负反馈放大电路有四种基本组态,而且对于同一种组态,具体电路也 各不相同;所以为研究负反馈放大电路的共同规律,可以利用方块图来描述所 有电路。本节将讲述负反馈放大电路的方块图及其一般表达式。 6.3.1 负反馈放大电路的方块图表示法 任何负反馈放大电路都可以用图 6.3.1 所示的方块图来表示,上面一个方 块是负反馈放大电路的基本放大电路,下面一 个方块是负反馈放大电路的反馈网络。负反馈 放大电路的基本放大电路是在断开反馈且考虑 了反馈网络的负载效应①的情况下所构成的放 大电路;反馈网络是指与反馈系数卢有关的所 有元器件构成的网络。 图中 X j 为输入量 , X f 为反馈量 , X'j 为净图 6.3.1 负反馈放大电路的方块图 输入量,立。为输出量。图中连线的箭头表示信号的流通方向,说明方块图中 的信号是单向流通的,即输入信号 X j 仅通过基本放大电路传递到输出,而输 出信号主。仅通过反馈网络传递到输入:换言之 , X j 不通过反馈网络传递到输 出,而立。也不通过基本放大电路传递到输入。输入端的圆圈@表示信号主 i 和 X f 在此叠加,"+"号和" "号表明了孔、 X f 和 X'1 之间的关系为 = X; X j - X f (6.3.1) 在信号的中频段,川、庄,和主 f 均为实数,所以可写成为 |主 ;1=lxjl-lxfl 或 X; = X j - X f (6.3.2) 在方块图中定义基本放大电路的放大倍数为 Xo A= 王 (6.3.3) 反馈系数为 Xf F= 王 (6.3 .4) ① 参阅童诗白、华成英主编的《模拟电子技术基础(第三版 )}6.3.4 节 c 272 第 6 章 放大电路中的反馈 负反馈放大电路的放大倍数(也称闭环放大倍数)为 根据式 (6.3.3) 、 (6.3.4) 可得 = X~ A, -.-~ 且 Xj 冉 AA-F= 一 川 A户称为电路的环路放大倍数。 (6.3.5) (6.3.6) 6.3.2 四种组态电路的方块图 若将负反馈放大电路的基本放大电路与反馈网络均看成为两端口网络,则 不同反馈组态表明两个网络的不同连接方式。四种反馈组态电路的方块图如图 6.3.2 所示。其中图 (a) 所示为电压串联负反馈电路,图 (b) 所示为电流串联负 反馈电路,图 (c) 所示为电压并联负反馈电路,图 (d) 所示为电流并联负反馈 电路。 ? 比 (a) (b) + UO (c) (d) 图 6.3.2 四种反馈组态电路的方块图 ( a) 电压串联负反馈电路 ( b) 电流串联负反馈电路 (c) 电压并联负反馈电路 ( d) 电流并联负反馈电路 由于电压负反馈电路中友。=乱,电流负反馈电路中 xo=io; 串联负反馈 x 电路中 , j = 乱,主;=矶 , Xf = tJ f ; 并联负反馈电路中, Xj = i j ,主 i = ii , Xf = if ; 因此,不同的反馈组态 , à 、 2 和 à f 的物理意义不同,量纲也不同, 6.3 负反馈放大电路的方块固 E是一般表达式 273 电路实现的控制关系不同,因而功能也就不同,如表 6.3.1 所示。 表 6.3.1 四种组态负反馈放大电路的比较 反馈组态 电压串联 电流串联 电压并联 电流并联 XiXrX , UiUrU; UiUrU; l ;1r1; l ;1r1; Xo 4 F Ar 功 能 U。 Uo Auu = UI F.... =-;UU-一or Auuf = 百U;o U i 控制。。 电压放大 10 10 Aiuf = U'j FUi = 了 Ur 。 10 Aiur = Ui U i 控制 io 电压转换成电流 Uo A 时 =一Uto E lr F 盹=一Uo 。 A 皿 r= 一Uf一l o li 控制 U o 电流转换成电压 10 Aiif = -1r0: 庐 lr 10 10 Auf=77 li 控制 10 电流放大 表 6.3.1 说明,负反馈放大电路的放大倍数具有广泛的含意,而且环路放 大倍数 ÅF 在四种组态中均无量纲。 6.3.3 负反馈放大电路的一般表达式 根据式 (6.3.3) 、 (6.3.4) 、 (6.3.5) 、 (6.3.6) ,可得 A ,= X - o Xo =-一. , AX j ...丁 且 X j X j + X f X j + AFX j 由此得到 Å f 的一般表达式: A A ,= 且 一1 一+ 一A一F (6.3.7) 在中频段 , Å f 、 A 和 2 均为实数,因此式 (6.3.7) 可写成为 A f,-- =1 ~+ AF (6.3.8) 当电路引入负反馈时 , AF >0 , 表明引人负反馈后电路的放大倍数等于基 本放大电路放大倍数的(1 + AF) 分之一,而且 A 、 F 和 A f 的符号均相同。 倘若在分析中发现 ÅF <0 , 即 1 + ÅF < 1 ,即 I Åf I 大于 I Å 1 ,则说明电路 中引入了正反馈;而若 ÅF = - 1 ,使 1+Å卢= 0 ,则说明电路在输入量为零时 就有输出,称电路产生了自激振荡。 若电路引入深度负反馈,即 1 + AF>> 1 ,则 •Af (6.3.9) 表明放大倍数几乎仅仅决定于反馈网络,而与基本放大电路无关。由于反馈网 274 第 6 章放大电路中的反馈 络常为无源网络,受环境温度的影响极小,因而放大倍数获得很高的稳定性。 从深度负反馈的条件可知,反馈网络的参数确定后,基本放大电路的放大能力 愈强,即 A 的数值愈大,反馈愈深 , Ar 与l/ F 的近似程度愈好。 大多数负反馈放大电路,特别是用集成运放组成的负反馈放大电路,一般 均满足 1 + AF>> 1 的条件,因而在近似分析中均可认为 Ar= l/ F , 而不必求出 A , 当然也就不必定量分析基本放大电路了。 应当指出,通常所说的负反馈放大电路是指中频段的反馈极性;当信号频 率进入低频段或高频段时,由于附加相移的产生,负反馈放大电路可能对某一 特定频率产生正反馈过程,甚至产生自激振荡, 6.7 节将重点讲述这一 问题。 思考题 6.3.1 利用图 6.3.2 所示方块图说明为什么串联负反馈适用于输入信号为恒压源或近 似恒压源的情况,而并联负反馈适用于输入信号为恒流源或近似恒流源的情况。 6.3.2 说明在负反馈放大电路的方块图中,什么是反馈网络,什么是基本放大电路; 在研究负反馈放大电路时,为什么重点研究的是反馈网络,而不是基本放大电路。 6.3.3 为什么说"无论用集成运放组成哪种组态的负反馈放大电路,通常都可以认为 引人的是深度负反馈叫 深度负反馈般大电路放大倍数的分析 实用的放大电路中多引人深度负反馈,因此分析负反馈放大电路的重点是 从电路中分离出反馈网络,并求出反馈系数户。为了便于研究和测试,人们还 常常需要求出不同组态反馈放大电路的电压放大倍数。本节将重点研究具有深 度负反馈放大电路的放大倍数的估算方法。 6.4.1 深度负反馈的实质 在负反馈放大电路的一般表达式中,若 11 + ÀF 1>> 1 ,则 A ,= --:- 且 F (6 .4.1) 根据 Ar 和庐的定义, Xo Xr 1 Xo A ,= t 一X-E. AF =-X 一, 04f1zF?=TX一f 说明 Xi=X r。可见,深度负反馈的实质是在近似分析中忽略净输入量。但不 同组态,可忽略的净输入量也将不同。当电路引人深度串联负反馈时, 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析 275 Uj = Uf 认为净输入电压 6; 可忽略不计。当电路引入深度并联负反馈时, (6 .4 .2) Ij= If (6.4.3) 认为净输入电流 I; 可忽略不计。 利用式 (6 .4 .1) 、 (6 .4 .2) 、 (6.4.3) 可以求出四种不同组态负反馈放大电路 的放大倍数。 6.4.2 反馈网络的分析 反馈网络连接放大电路的输出回路与输入回路,并且影响着反馈量。寻找 出负反馈放大电路的反馈网络,便可根据定义求出反馈系数。 图 6.2.2 所示电压串联负反馈电路的反馈网络如图 6.4.1 (a) 方框中所示。 因而反馈系数为 F.... Uf R1 = 一一-一一一一­ uu-80-R1+R2 (6 .4.4) 图 6.2.3 (b) 所示电流串联负反馈电路的反馈网络如图 6 .4 .1 (b) 方框中所 (a) (b) (c) (d) 图 6 .4 .1 反馈网络的分析 ( a) 电压串联负反馈电路 ( b) 电流串联负反馈电路 ( c) 电压并联负反馈电路 ( d) 电流并联负反馈电路 276 第 6 章放大电路中的反馈 示。其反馈系数 F-tjf-IoR ut -I一。 -一 IO - (6 .4 .5) 图 6.2 .4所示电压并联负反馈电路的反馈网络如图 6 .4 .1 (c) 方框中所示。 其反馈系数为 UO F... 二 =!!_,;, 一 _R 二 一一 l U U R O O (6 .4 .6) 图 6.2.5 所示电流并联负反馈电路的反馈网络如图 6 .4 .1 (d) 方框中所示。 其反馈系数为 庐 If-R2 二tt-J 。 -RI+R2 (6.4.7) 这里再次特别指出,由于反馈量仅决定于输出量,因此反馈系数仅决定于 反馈网络,而与放大电路的输入、输出特性及负载电阻 R L 无关。 6.4.3 基于反馈系数的放大倍数分析 一、电压串联负反馈电路 根据表 6.3.1 ,电压串联负反馈电路的放大倍数就是电压放大倍数,即 A …,= 山凰 A.. , = 山 UO U0 1 -U.j -=-U-f;一=F一u一u (6 .4 .8) 根据式 (6.4 .4) ,图 6 .4 .1(a) 所示一 电路的 A 户 1 +舌R向。 Å uf 与负载电阻 R L 元关,表明引入深度电压负反馈后,电路的输出可近似为受控恒压源。 二、电流串联负反馈电路 根据表 6.3.1 ,电流串联负反馈电路的放大倍数 10 10 1 A山,.., = 一U-=j ---U:-f一= Fui 从图 6.3.2 (b) 所示方块图可知,输出电压 (J o = ioRL' 变化成线性关系,故电压放大倍数 (6.4.9) (J。与 I。随负载的 A.. ,= UI UO IoRL ~ Ù = j 一?U一f - 1 -FUi. H. 缸1 (6 .4 .10) 根据式 (6.4.5) ,图 6.4.1 (b) 所示电路的 A俨号。 三、电压并联负反馈患路 根据表 6.3.1 ,电压并联负反馈电路的放大倍数 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析 277 A Uo Uo1 U E_f一 - I~ I ~一 I f_-- J r a­ u (6.4.11) 实际上,并联负反馈电路的输入量通常不是理想的恒流信号 i j 。在绝大多 数情况下,信号漉 i , 有内阻 R , , 如图 6 .4 .2 (a) 所示。根据诺顿定理,可将信 号源换成内阻 Rs 的电压 Z军队,如图 (b) 所示。由于 ij=i f , i; 趋于零,可以 认为队几乎全部降落在电阻 R , 上,所以 于是可得电压放大倍数 U,= IjR,= IfRs (6.4.12) AUo~Uo-1l J M- u一 s ~I一 fRs-一 F山 0-R­, (6.4.13) (a) (b) 图 6 .4 .2 并联负反馈电路的信号源 (a) 信号源为内阻是 R , 的电流源 ( b) 将电流源转换成电压源 将内阻为 R , 的信号源 U , 加在图 6 .4 .1 (c) 所示电路的输入端,根据式 (6 .4 .6) ,可得出电压放大倍数 AM--20 如前所述,并联负反馈电路适用于恒流源或内阻 R , 很大的恒压游、(即近似 恒流源) ,因而在电路测试时,若信号源内阻很小,则应外加一个相当于 R , 的 电阻。 四、电流并联负反馈电路 根据表 6.3.1 ,电流并联负反馈电路的放大倍数 10 10 1 A:;( = --;-自_← 川 Ij I f Fii 从图 6.3.2 (d) 所示方块图可知,输出电压宙。 = loRL' (6.4.14) 当以 R , 为内阻的 电压源 Ù , 为输入信号时,根据式 (6.4.10) ,电压放大倍数为 A -EE~ 旦旦-土 RL usf-tls~JfRs-JKU Rs (6 .4 .15) 将内阻为 R , 的电压源队加在图 6 .4 .1 (d) 所示电路的输入端,根据式 278 第 6 章放大电路中的反馈 (6 .4 .7) ,可得电压放大倍数 ÅusC= - 飞( 1 +旦) R2 1 .旦 Rs 。 当电路引人并联负反馈时,多数情况下可以认为 ùs=icRs; 当电路引入 电流负反馈时 , ù 0 = i 0 R ~ , R'L 是电路输出端所接总负载,可能是若干电阻的 并联,也可能就是负载电阻 R LO 综上所述,求解深度负反馈放大电路放大倍数的一般步骤是: ( 1 )正确判断反馈组态; (2) 求解反馈系数; (3) 利用户求解 Åc 、 ÅuC( 或 ÅusC) 。 从式 (6 .4 .8) 、 (6 .4 .10) 、 (6 .4 .13) 、 (6 .4 .15) 可知 , Å ue{ 或 ÅusC) 与 2 符号 相同;从式 (6.3.7) 可知 , Å 、户和 Ac 符号也相同;因而 A 、户、 ÅC 和 A 川或 ÅusC) 均同符号;它们反映了瞬时极性法判断出的队与乱的相位关系,同相 时为正号,反相时为负号。 [例 6.4.1] 在图 6.2.9 所示电路中,已知 R2 =10 kO , R4 = 1∞ kO。求解 深度负反馈条件下的电压放大倍数 ÅuCO 解:图 6.2.9 所示电路中引入了电压串联负反馈 , R2 和 R4 组成反馈网 络。所以 产 Uc R2 uu二 -tloER- 2+R4 [例 6.4.2] Uo1 A F"" - . sf,-=一Ù-; =- 一一一 10 - .+R4-·+100. =1 R • . 一一 一= =1......- 1 2 电路如图 6.4.3 所示。 ( 1 )判断电路中引入了哪种组态的交流负反馈; (2) 求出在深度负反馈条件下的 ÅC 和 Auco + u 图 6 .4 .3 例 6 .4 .2 电路图 解: (1) 图 6 .4 .3 所示电路为两级共射放大电路 , Ù 0 与古i 同相 ;Rel 和 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析 279 R f 组成反馈网络 , U 。作用于反馈网络,在 Rel 上获得的电压为反馈电压;因 而电路中引入了电压串联负反馈。 (2) 因为 U o 与 U j 同相,所以 A f 和 Å uf均为正号。 Uf Rel F uu -二- ------ U Rel + R 0 f [例 6.4.3] A E, = A.U.E,= Uo 1 -.-=-:-一= UE FUU 1 + Rr -::::-'- ReI 电路如图 6 .4.4所示,已知 Rs = R e1 = Re2 = 1 kO , Rc1 = Rc2 = R L = 10 kO 。 ( 1 )判断电路中引入了哪种组态的交流负反馈; (2) 在深度负反馈条件下,若要飞管集电极动态电流与输入电流的比值 IÅ i l=10 ,则反馈电阻 R f 的阻值约取多少?此时 Å usf = UolÙs 臼? + 图 6 .4.4 例 6 .4 .3 电路图 解: (1)设输入电压方向为上" + "下"-",各相关点的电位和反馈电 流的流向如图中所标注,说明电路引入了负反馈,且 R f 和 R e2 构成反馈网络。 输入量、反馈量和净输入量以电流的方式相叠加,且当负载电阻短路时反馈电 流依然存在,因而电路引入了电流并联负反馈。 (2) 由于 U o 与 U j 同相 , F 、 Å f 和 Å uf均为正号。输出电流人(即 ie 或 ic) 作用于反馈网络所得反馈电流为 I Re2· f -- R d一 + R· f o 因此反馈系数为 放大倍数为 ITIf Rd i R R ii 二 - -0 e2 + f 280 第 6 章 放大电路中的反馈 =;, A i i f = T1I0i ~ 1 Fii -= • 1• +. ~ RRf = 10 e2 将 R e2 =1 kO 代入,得 R f = 9 kO 。 根据式 (6 .4 .15) ,电压放大倍数为 10 x 10 A Sf,-=一UtJo一s ~~一Fl一ii·一RR一si =- iI\ 1• +,一.:R:R.ee!2_ L JI .R一c一2/R一扩s一R一L=lO x 一I百一工一一10一= 50 6.4.4 基于理想运放的放大倍数分析 一、理想运放的钱性工作区 利用集成运放作为放大电路,可以引入各种组态的负反馈。在分析由集成 运放组成的负反馈放大电路时,通常都将其性能指标理想化,即将其看成为理 想运放。尽管集成运放的应用电路多种多样,但就其工作区域却只有两个;在 电路中,它们不是工作在线性区,就是工作在非线性区。在由集成运放组成的 负反馈放大电路中集成运放工作在线性区。 1.理想运放的性能指标 集成运放的理想化参数是: (1)开环差模增益(放大倍数) AOd =∞: (2) 差模输入电阻 Tid =∞; = (3) 输出电阻 T 0 0; (4) 共模抑制比 KCMR = ∞; (5) 上限截止频率 fH = ∞; (6) 失调电压 Uos 、失调电流 Ios 和它们的温漂 dUos/dT ('C)、 dlos/d T ('C )均为零,且无任何内部噪声。 实际上,集成运放的技术指标均为有限值,理想化后必然带来分析误差。 但是,在一般的工程计算中,这些误差都是允许的。而且,随着新型运放的不 断出现,性能指标越来越接近理想,误差也就越来越小。因此,只有在进行误 差分析时,才考虑实际运放有限的增益、带宽、共模抑制比、输入电阻和失调 因素等所带来的影响。 2. 理想运放在线性区的特点 设集成运放同相输入端和反相输入端的电位分别为 Up 、 UN , 电流分别为 Lp 、 LN 。当集成运放工作在线性区时,输出电压应与输入差模电压成线性关 系,即应满足 Uo = Aod( Up -μN) 由于 Uo 为有限值, Aod= ∞,因而净输入电压 Up - UN = 0 ,即 (6 .4 .16) 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析 281 = Up UN (6 .4 .17) 称两个输入端"虚短路"。所谓"虚短路"是指理想运放的两个输入端电位无 穷接近,但又不是真正短路的特点。 因为净输入电压为零,又因为理想运放的输入电阻为无穷大,所以两个输 入端的输入电流也均为零,即 i p = iN=O (6 .4 .18) 换言之,从集成运放输入端看进去相当于断路,称两个输入端"虚断路"。所 谓"虚断路"是指理想运放两个输入端的电流趋于零,但又不是真正断路的 特点。 应当特别指出,"虚短"和"虚断"是非常重要的概念。对于运放工作在 线性区的应用电路,"虚短"和"虚断"是分析其输入信号和输出信号关系的 两个基本出发点。 3. 集成运放工作在线性区的电路特征 对于理想运放,由于 Aod = ∞,因而即使两个输入端之间加微小电压,输出 电压都将超出其线性范围,不是正向最大电压 + UOM ' 就是负向最大电压 - UOM 。因此,只有电路引人负反馈,使净输入量趋于零,才能保证集成运放工 作在线性区;从另一角度考虑,可以通过电路是否 引入了负反馈,来判断运放是否工作在线性区。 对于单个的集成运放,通过无源的反馈网络 将集成运放的输出端与反相输入端连接起来,就 表明电路引入了负反馈,如图 6 .4 .5 所示。 反之,若理想运放处于开环状态(即无反馈) 或仅引入正反馈,则工作在非线性区。此时,输 图 6.4.5 集成运放引人负反馈 出电压 UO 与输入电压 (Up - UN) 不再是线性关系, 当 Up> UN 时 UO = + UOM' Up < UN 时 UO= - UOM ①。 二、放大倍数的分析 由集成运放组成的四种组态负反馈放大电路如图 6 .4 .6 所示,它们的瞬时 极性及反馈量均分别标注于图中。由于它们均引入了深度负反馈,故集成运放 的两个输入端都有"虚短"和"虚断"的特点,以下分析中不赘述。 在图 (a) 所示电压串联负反馈电路中,由于输入电压 Ú j 等于反馈电压鸟, 凡的电流等于 R 1 的电流,所以输出电压 Uo =R, + R, ① 关于理想运放工作在非线性区的特点及其主要应用见 8.2 节。 282 第 6 章放大电路中的反馈 电压放大倍数为 = R, Auf 1 +瓦 (6 .4 .19) 在图 (b) 所示电压并联负反馈电路中,由于输入电流(即信号电流 ) i j 等于 = = 反馈电流 if , 集成运放的两个输入端电位均为零,称为"虚地",即 Up UN 0; 因此,输出电压 Ú o = -ifR f= -ijR f , 放大倍数 A.u ." =i f-U.--^ J =-- -Rf, (6 .4.20) 由于信号源电压队= ii R " 电压放大倍数 Uo Rf A.U.oSE' = -US = -R一S (6 .4 .21 ) U, Rs Uo us Uo (a) (b) us (c) ( d) 图 6.4.6 由理想运放组成的负反馈放大电路 ( a) 电压串联负反馈电路 ( b) 电压并联负反馈电路 (c) 电流串联负反馈电路 ( d) 电流并联负反馈电路 在图 (c) 所示电流串联负反馈电路中,由于输入电压 Ú j 等于反馈电压民, R 的电流等于 R L 的电流,即输出电流人,所以放大倍数 Auf Io1 ú - - 一j -- -R (6 .4 .22) 输出电压 Úo =ioRL' 电压放大倍数 6.4 深度负反馈放大电路放大倍数的分析 283 A Uo RL u f--一 8 - 1 - - R­ (6 .4 .23) 在图 (d) 所示电流并联负反馈电路中,集成运放的两个输入端为"虚地", Up= UN=O; 反馈电流 i f 等于输入电流 i j (即信号电流) ,是输出电流 I。在电 阻 Rl 支路分流,即 放大倍数 i ,=f- -~ - Rl + R2 Åiif = 二= - (1 +去) (6 .4 .24) 由于信号晴、电压队 = ii 尺,输出电压 U o = ioRL' 故电压放大倍数 = ~ = _ ( ~2 ì ~L Å...s,f- =一 Uo0- - . 1. s + 飞 L- T-R'-1-J一.R-- (6 .4 .25) 将式 (6 .4 .19) 、 (6 .4 .20) 、 (6.4.22) 、 (6 .4 .24) 与四种负反馈组态反馈系 数户表达式 (6 .4.4)、 (6 .4 .5) 、 (6 .4 .6) 、 (6 .4 .7) 分别比较,不难发现前者是 11 É'; 将式 (6 .4 .19) 、 (6 .4 .21 )、 (6 .4 .23 )、 (6.4.25) 与 (6 .4 .8) 、 (6 .4 .10) 、 (6 .4 .13) 、 (6 .4 .15) 分别比较,不难发现它们具有一致性。由此可见,理想运 放引入的负反馈是深度负反馈;而且由于参数的理想化,放大倍数表达式中的 "自"变为" "。 = [例 6.4.4] 在图 6.2.8 所示电路中,已知集成运放为理想运放 , Rl 10kO , R2 =1 ∞ kO , R3 = 2 kO , RL = 5 kO 。求解其电压放大倍数 Å usf 。 解:图 6.2.8 所示电路中引入了电流串联负反馈,具有"虚短"和"虚 断"的特点。凡的电流等于 Rl 的电流,它们是输出电流 I。在几支路的分 流,表达式为 = i" - ----3 R2 - Rl + R2 + R3 输入电压 U j 等于反馈电压。 f' 为 输出电压 Uo =ioRL' R , R兔 '/(, U:=U , =I"R ,= 1- '1 - Rl + R且=2--+-:R:3-. 1• 因此,电压放大倍数为 A UoR1 + R2 + R~. R, uf- - 一 U i_ - RIR3 " L 9 nI_ 代入已知数据,得 Å uf = 28 。 思考题 6.4.1 试从深度负反馈条件下四种组态负反馈放大电路的电压放大倍数表达式,来说 284 第 6 章放大电路中的反馈 明电压负反馈稳定输出电压,电流负反馈稳定输出电流。 6.4.2 为什么集成运放引人的负反馈通常可以认为是深度负反馈? 6.4.3 在分析集成运放组成的负反馈放大电路时,利用深度负反馈的条件和利用理想 运放"虚短"、"虚断"的特点求解出的放大倍数有区别吗?为什么 9 负反馈对放大电路性能的影响 放大电路中引人交流负反馈后,其性能会得到多方面的改善;比如,可以 稳定放大倍数,改变输入电阻和输出电阻,展宽频带,减小非线性失真等。下 面将一一加以说明。 6.5.1 稳定放大倍数 当放大电路引入深度负反馈时, Afzl , Af 几乎仅决定于反馈网络,而 F 反馈网络通常由电阻、电容组成,因而可获得很好的稳定性。那么,就一般情 况而言,是否引入交流负反馈就一定使 År 得到稳定呢? 在中频段 , År 、 A 和 2 均为实数 , Ar 的表达式可写成 Arf-- =1 +~AF (6.5.1) 对上式求微分得 dAr= (1 + AF)dA - AFdA (1 + AF? - (1 dA + AF) 2 用式 (6.5.2) 的左右式分别除以式 (6.5.1) 的左右式,可得 (6.5.2) dAr 1 dA Ar - 1 + AF A (6.5.3) 式 (6.5.3) 表明,负反馈放大电路放大倍数 Ar 的相对变化量 dA/A 仅为其 基本放大电路放大倍数 A 的相对变化量 dA/A 的 (1 + AF) 分之一,也就是说 Ar 的稳定性是 A 的(1 + AF) 倍。 例如,当 A 变化 10% 时,若 1 + AF = 100 ,则 Ar 仅变化 0.1% 。 对式 (6.5.3) 的内涵进行分析可知,引入交流负反馈,因环境温度的变化、 电源电压的波动、元件的老化、器件的更换等原因引起的放大倍数的变化都将 减小。特别是在制成产品时,因半导体器件参数的分散性所造成的放大倍数的 差别也将明显减小,从而使放大能力具有很好的一致性。 应当指出 , Ar 的稳定性是以损失放大倍数为代价的,即 Ar 减小到 A 的 6.5 负反馈对放大电路性能的影响 285 (1 + AF) 分之一,才使其稳定性提高到 A 的 (1 + AF) 倍。 6.5.2 改变输入电阻和输出电阻 在放大电路中引人不同组态的交流负反馈,将对输入电阻和输出电阻产生 不同的影响。 一、对输入电阻的影晌 输入电阻是从放大电路输入端看进去的等效电阻,因而负反馈对输入电阻 的影响,决定于基本放大电路与反馈网络在电路输入端的连接方式,即决定于 电路引人的是串联反馈还是并联反馈。 1.串联负反馈增大输入电阻 图 6.5.1 所示为串联负反馈放大电路的方 1, -二」 + 块图,根据输入电阻的定义,基本放大电路的。 输入电阻 U~ RI=77 而整个电路的输入电阻 F Rif UzU;+Uf U;+AFU; Rl f- - I I E 一 I I - I- 1 图 6.5.1 从而得出串联负反馈放大电路输入电阻 R if的表达式为 串联负反馈电路的方块图 Rif =(1 + AF) Ri (6.5 .4) 表明输入电阻增大到 Ri 的 (1 + AF) 倍。 应当指出,在某些负反馈放大电路中,有些电阻并不在反馈环内,例如, 在图 6.4.3 所示电路的交流通路中 , Rbl 并 联在输入端,反馈对它不产生影响。这类+ ÍI Îi' -~-~ T + 电路的方块图如图 6.5.2 所示,可以看出 u; R if = (1 + AF) Ri 而整个电路的输入电阻 Rif = Rbll R if 因此,更确切地说,引入串联负反 馈,使引入反馈的支路的等效电阻增大到 基本放大电路的 (1 + AF) 倍。但是,不管 哪种情况,引入串联负反馈都将增大输入 R: Rif f 图 6.5.2 Rb 在反馈环之外时串联负 反馈电路的方块图 电阻。 2. 并联负反馈减小输入电阻 286 第 6 章放大电路中的反馈 并联负反馈放大电路的方块图如图 6.5.3 所示。根据输入电阻的定义,基 本放大电路的输入电阻 U: 1; R: = 一」 1- 整个电路的输入电阻 la-- + Ùi r- I U: U: U: R :r= 一二 E 一一」一-一一一」一­ lf-II-I;+If-I;+AFI; Rif 从而得出并联负反馈放大电路输入电阻 R if 的表达式 I IIRi Å t R :r= if - R 一1 一+ ‘ A F (6.5.5) 表明引入并联负反馈后,输入电阻减小, 图 6.5.3 并联负反馈电路的方块图 仅为基本放大电路输入电阻的 (1 + AF) 分之一。 二、对输出电阻的影晌 输出电阻是从放大电路输出端看进去的等效内阻,因而负反馈对输出电阻 的影响决定于基本放大电路与反馈网络在放大电路输出端的连接方式,即决定 于电路引入的是电压反馈还是电流反馈。 1.电压负反馈减小输出电阻 电压负反馈的作用是稳定输出电压,故必然使其输出电阻减小。电压负反 馈放大电路的方块图如图 6.5.4 所示,令输入量 X i =0 ,在输出端加交流电压 乱,产生电流 10 ,则电路的输出电阻为 Un Rnof' = - 一1」0 (6.5.6) --J-_ A Uo -AFUo F 图 6.5 .4 电压负反馈电路的方块图 U。作用于反馈网络,得到反馈量 Xf = FU o ' - Xf 又作为净输入量作用于 基本放大电路,产生输出电压为 - AFUo 。基本放大电路的输出电阻为凡,因 6.5 负反馈对放大电路性能的影响 287 为在基本放大电路中巳考虑了反馈网络的负载效应①,所以可以不必重复考虑 反馈网络的影响,因而 R。中的电流为人,其表达式为 I-u。- ( - AFUo) (1 + AF) Uo 0- R_ - R 将上式代入式 (6.5.6) ,得到电压负反馈放大电路输出电阻的表达式为 R_ R_f of = - 一1一+-A-F­ (6.5.7) 表明引入负反馈后输出电阻仅为其基本放大电路输出电阻的 (1 + AF) 分之一。 当 (1 + AF) 趋于无穷大时 , R of趋于零,此时电压负反馈电路的输出具有恒压源 特性。 2. 电流负反馈增大输出电阻 电流负反馈稳定输出电流,故其必然使输出电阻增大。 = 图 6.5.5 所示为电流负反馈放大电路的方块图,令 X j 0 ,在输出端断开 负载电阻并外加交流电压孔,由此产生了电流 10 , 则电路的输出电阻为 Un Rnf of = - 一1」0 (6.5.8) U O 图 6.5.5 电流负反馈电路的方块图 I。作用于反馈网络,得到反馈量 Xf=F1o , -Xf 又作为净输入量作用于基 本放大电路,所产生的输出电流为 - AFIoo R。为基本放大电路的输出电阻, 由于在基本放大电路中已经考虑了反馈网络的负载效应,所以可以认为此时作 用于反馈网络的输入电压为零,即 R。上的电压为 UO 。因此,流入基本放大电 路的电流 I。为 Io= 支 +(-A归。) ① 可参阅童诗白、华成英主编的《模拟电子技术基础(第三版 n 6.3.4 节 c 288 第 6 章 放大电路中的反馈 即 U L=~ 1 + AF 将上式代入 (6.5.8) ,便得到电流负反馈放大电路输出电阻的表达式 Rof =(l + AF)Ro 说明 R of增大到 R。的 (1 + AF) 倍。当(l + AF) 趋于无穷大时 , 大,电路的输出等效为恒流源。 (6.5.9) R of 也趋于无穷 需要注意的是,与图 6.5.2 所示的方块图中的 Rb 相类似,在一些电路中 有的电阻并联在反馈环之外,如图 6 .4.4所示电路中的 R c2 , 反馈的引入对它 们所在支路没有影响。因此,对这类电路,电流负反馈仅仅稳定了引出反馈的 支路的电流,并使该支路的等效电阻 R' 。增大到基本放大电路的 (1 + AF) 倍。 表 6.5.1 中列出四种组态负反馈对放大电路输入电阻与输出电阻的影响。 表中括号内的 "0" 或"∞",表示在理想情况下,即当 1 + AF = ∞时,输入电 阻和输出电阻的值。可以认为由理想运放构成负反馈放大电路的 (1 + AF) 趋于 无穷大,因而它们的输入电阻和输出电阻趋于表中的理想值。 表 6.5.1 交流负反馈对输入电阻、输出电阻的影晌 反馈组态 电压串联 电流串联 电压并联 电流并联 R以或 Rif) 增大(∞) 增大(∞) 减小 (0) 减小 (0) R of ( 或 R~) 减小 (0) 增大(∞) 减小 (0) 增大(∞) 6.5.3 展宽频带 由于引入负反馈后,各种原因引起的放大倍数的变化都将减小,当然也包 括因信号频率变化而引起的放大倍数的变化,因此其效果是展宽了通频带。 为了使问题简单化,设反馈网络为纯电阻网络,且在放大电路被特图的低 频段和高频段各仅有一个拐点;基本放大电路的中频放大倍数为 Å m , 上限频 率为血,下限频率为人,因此高频段放大倍数的表达式为 A_ A h = 一一一二丁 l 叶子 JH 引人负反馈后,电路的高频段放大倍数为 6.5 负反馈对放大电路性能的影响 289 Am A, 1 ++ i _l)τ. JH 几m A ,,= 一→气一= ... l+Ah F h 1+ A_. . . . p f l+j~一 + Am F T JH l+j f一 JH 将分子分母均除以 (l+Å m F), 可得 Am l + AmF A hf = l+i J (, 1 + Å_mf"庐 )fH A mf .l+ ' JifH!f 式中 Å mf为负反馈放大电路的中频放大倍数 , fHf为其上限频率,故 !Hf= (1 + AmF)fH 表明引人负反馈后上限频率增大到基本放大电路的 (l+Am F ) 倍。 利用上述推导方法可以得到负反馈放大电路下限频率的表达式 (6.5.10) fu= 一生一 1 + AmF (6.5.11) 可见,引人负反馈后,下限频率减小到基本放大电路的 (l+Am F) 分之一。 一般情况下,由于 fH >>丘, f Hf>> fu , 因此,基本放大电路及负反馈放大 电路的通频带分别可近似表示为 fbw= !H -fL=fH fbwf = f Hf - fu=fHf (6.5.12) 即引入负反馈使频带展宽到基本放大电路的 (1 + AF) 倍。 应当指出,由于不同组态负反馈电路放大倍数的物理意义不同,因而式 (6.5.10) 、 (6.5.11) 、 (6.5.12) 所具有的含义也就不同。根据式 (6.5.12) 可知, 对于电压串联负反馈电路 , Å uuf的频带是 Auu 的 (1 + AF) 倍;对于电压并联负反 馈电路 , Å uif的频带是 ÅUi 的 (1 + AF) 倍;对于电流串联负反馈电路 , A iuf 的频 带是 A 川的 (1 + AF) 倍;对于电流并联负反馈电路, Auf 的频带是 Å ii 的 (1 + AF) 倍。 若放大电路的波特图中有多个拐点,且反馈网络不是纯电阻网络,则问题 的分析就比较复杂了,但是频带展宽的趋势不变。 6.5.4 减小非线性失真 对于理想的放大电路,其输出信号与输入信号应完全呈线性关系。但是, 由于组成放大电路的半导体器件(如晶体管和场效应管)均具有非线性特性,当 290 第 6 章放大电路中的反馈 输入信号为幅值较大的正弦波时,输出信号往往不是正弦波。经谐被分析,输 出信号中除含有与输入信号频率相同的基波外,还含有其它谐波,因而产生失 真。怎样才能消除这种失真呢?我们不妨看下面的例子。 设放大电路输入级放大管的 b-e 间得到正弦电压 Ube' 由于晶体管输入特 性的非线性 , L b 将要失真,其正半周幅值大,负半周幅值小,如图 6.5.6 (a) 所示,这样必然造成输出电压、电流的失真。可以设想,如果能使 b-e 间电 压的正半周幅值小些而负半周幅值大些,那么 Lb 将近似为正弦肢,如图 (b) 所 示。电路引入负反馈,将使净输入量产生类似上述 b-e 间电压的变化,因此 减小了非线性失真。 I un I[号 Ih 。 。 图 6.5.6 消除 'b 失真的方法 (a) "ò< 为正弦波时 h 失真 (b) Ub, 为非正弦波使 'b 近似为正弦波 图 6.5.7 所示为减小非线性失真的定性分析。设在正弦波输入量 X j 作用 下,输出量 X。与 Xj 同相,且产生正半周幅值大负半周幅值小的失真,反馈量 Xf 与 X。的失真情况相同,如图 ( a) 所示。当电路闭环后,由于净输入量 X' ,为 x。和 Xf 之差,因而其正半周幅值小而负半周幅值大,如图 ( b) 所示。结果将 使输出披形正、负半周的幅值趋于一致,从而使非线性失真减小。 设图 (a) 中的输出量(即电路开环时的输出量)为 Xo = AX\ + X'o 式中 , AX; 为 X。中的基波部分 , X~ 为由半导体器件的非线性所产生的谐波 部分。 为了使非线性失真情况在电路闭环前后具有可比性,当电路闭环后(如图 6.3.1 所示) ,应增大输入量丸,使 x; 中的基波成分与开环时相同,以保证输 出量的基波成分与开环时相同。设此时 X。中的谐设部分为只,则可将 r; 分 为两部分,一部分是因 X; (与开环时相同)而产生的孔,另一部分是输出量中 ~ ~ 6.5 负反馈对放大电路性能的影响 291 乓V\ í \ ~ 几V\ í \ )(: (a) (b) 图 6.5.7 引人负反馈使非线性失真减小 ( a) 开环时各点的波形 ( b) 闭环后的波形分析 的谐波 X飞经反馈网络和基本放大电路而产生的输出- AFX" o' 写成表达式为 X飞 = X'o - AFX': 因此 X': X', = 一一一一 1 + AF (6.5.13) 表明在输出基波幅值不变的情况下,引人负反馈后,输出的谐波部分被减小到 基本放大电路的 (1 + AF) 分之一。 综上所述,可以得到如下结论: (1)只有信号源有足够的潜力,能使电路闭环后基本放大电路的净输入电 压与开环时相等,即输出量在闭环前、后保持基波成分不变,非线性失真才能 减小到基本放大电路的 (1 + AF) 分之一。 (2) 非线性失真产生于电路内部,引入负反馈后才被抑制。换言之,当非 线性信号、混入输入量或干扰来源于外界时,引人负反馈将无济于事,必须采用 信号处理(如有摞滤波)或屏蔽等方法才能解决。 6.5.5 放大电路中引入负反馈的一般原则 通过以上分析可知,负反馈对放大电路性能方面的影响,均与反馈深度 (1 + AF) 有关。应当说明的是,以上的定量分析是为了更好地理解反馈深度与 电路各性能指标的定性关系。从某种意义上讲,对负反馈放大电路的定性分析 比定量计算更重要。这一方面是因为在分析实用电路时,几乎均可认为它们引 入的是深度负反馈,如当基本放大电路为集成运放时,便可认为 (1 + AF) 趋于 无穷大;另一方面,即使需要精确分析电路的性能指标,也不需要利用方块图 292 第 6 章 放大电路中的反馈 进行手工计算,而应借助于如 PSpice 、 Multisim 等电子电路计算机辅助分析和 设计软件。 引人负反馈可以改善放大电路多方面的性能,而且反馈组态不同,所产生 的影响也各不相同。因此,在设计放大电路时,应根据需要和目的,引入合适 的反馈,这里提供部分一般原则。 (1) 为了稳定静态工作点,应引入直流负反馈;为了改善电路的动态性 能,应引入交流负反馈。 (2) 根据信号源的性质决定引入串联负反馈或并联负反馈。当信号游、为恒 压源或内阻较小的电压游、时,为增大放大电路的输入电阻,以减小信号源的输 出电流和内阻上的压降,应引入串联负反馈。当信号源为恒流捕、或内阻很大的 电压源时,为减小放大电路的输入电阻,使电路获得更大的输入电流,应引人 并联负反馈。 (3) 根据负载对放大电路输出量的要求,即负载对其信号源的要求,决定 引人电压负反馈或电流负反馈。当负载需要稳定的电压信号时,应引入电压负 反馈;当负载需要稳定的电流信号时,应引入电流负反馈。 (4) 根据表 6.3.1 所示的四种组态反馈电路的功能,在需要进行信号变换 时,选择合适的组态。例如,若将电流信号转换成电压信号,则应引人电压并 联负反馈;若将电压信号转换成电流信号,则应引入电流串联负反馈,等等。 [例 6.5.11 电路如图 6.5.8 所示,为了达到下列目的,分别说明应引人 哪种组态的负反馈以及电路如何连接。 U1 i Vcc ⑨ ⑩ Rf 图 6.5.8 例 6.5.1 电路图 ( 1 )减小放大电路从信号源索取的电流并增强带负载能力; (2) 将输入电流~[转换成与之成稳定线性关系的输出电流 io; (3) 将输入电流 t[ 转换成稳定的输出电压 Uo 。 解:若叫瞬时极性对地为"+",则 T1 管集电极电位为"-",飞管集电 6.6 负反馈放大电路的稳定性 293 极电位为"+",如图中所标注;而若要 T3 管的发射极电位为"+",集电极 电位为"-",则需将其基极接飞管集电极,否则需将其基极接 T,管集 电极。 (1)电路需要增大输入电阻并减小输出电阻,故应引人电压串联负 反馈。 反馈信号从输出电压采样,故将③与⑩相连接;反馈量应为电压量,故将 ③与⑨相连接;这样 , Uo 作用于 R f 和 R b2 回路,在 R b2 上得到反馈电压 UF 。 为了保证电路引人的为负反馈,当 U , 对地为"+"时 , UF 应为上" + "下 \",即③的电位为"+",因此应将④与⑤连接起来。 结论:电路中应将④与⑥、③与⑨、⑧与⑩分别连接起来。 (2) 电路应引入电流并联负反馈。 将⑦与⑩、②与⑨分别相连 , R f 与 R e3 对 LO 分流 , R f 中的电流为反馈电 流 LFO 为保证电路引入的是负反馈,当 UI 对地为"+"时 , LF 应自输入流向 输出,即应使⑦端的电位为"-",因此应将④与⑤连接起来。 结论:电路中应将④与⑤、⑦与⑩、②与⑨分别连接起来。 (3) 电路应引入电压并联负反馈。 电路中应将②与⑨、③与⑩、⑤与⑥分别连接起来。 应当指出,对于一个确定的放大电路,输出量与输入量的相位关系唯一地 被确定,因此所引入的负反馈的组态将受它们相位关系的约束。例如,当⑤与 ⑤相连接时 , UO 与 UI 将反相,该电路将不可能引入电压串联负反馈,而只能 引入电压并联负反馈。读者可自行总结这方面的规律。 思考题 6.5.1 列表总结交流负反馈对放大电路各方面性能的影响。 6.5.2 只要放大电路中引人交流负反馈,都可使电压放大倍数的稳定性增强、频带展 宽吗?为什么? 6.5.3 试利用集成运放分别构成四种组态的负反馈放大电路,并求出它们在深度负反 馈条件下的放大倍数和电压放大倍数。要求所设计的电路与图 6.4.6 所示各电路有所不同。 6.5.4 在图 6.5.8 所示电路中,为什么不能通过将反馈电阻 R f 接到 T1 和飞发射极来 引入串联负反馈? 负反馈政大电路的稳定性 从 6.5 节的分析可知,交流负反馈可以改善放大电路多方面的性能,而且 反馈愈深,性能改善得愈好。但是,有时会事与愿违,如果电路的组成不合 294 第 6 章 放大电路中的反馈 理,反馈过深,那么在输入量为零时,输出却产生了一定频率和一定幅值的信 号,称电路产生了自激振荡。此时,电路不能正常工作,不具有稳定性。 自激振荡现象产生的原因和条件是什么?深度负反馈电路是否一定会产生 自激振荡呢?如何消除自激振荡呢?本节将对这些问题进行深入的分析。 6.6.1 负反馈放大电路自激振荡产生的原因和条件 一、自激振荡产生的原因 由图 6.3.1 所示方块图可知,负反馈放大电路的一般表达式为 A A ,= 一. . ‘ 1 + AF = 在中频段,由于 A户 >0 , A. 和户的相角机+伊F 2n π (n 为整数) ,因此 净输入量矶、输入量 X i 和反馈量 X r 之间的关系为 = |主 ; 1 1 主 i 1 - 1 xrl 在低频段,因为搞合电容、旁路电容的存在 , A.t 将产生超前相移;在高 频段,因为半导体元件极间电容的存在 , A.t 将产生滞后相移;在中频段相位 关系的基础所产生的这些相移称为附加相移,用(叭+听)来表示。当某一频 率 10 的信号使附加相移的+竹= nrc (n 为奇数)时,反馈量主 f 与中频段相比 产生超前或滞后 180。的附加相移,因而使净输入量 = X X |主: 1 + 1 i I 1 r1 (6.6. 1) 于是输出量 I Xo 1 也随之增大,反馈的结果 使放大倍数增大。 若在输入信号为零时(如图 6.6.1 所 示) ,因为某种电扰动(如合闸通电) ,其中 含有频率为 10 的信号,使引+听= :t π , 由此产生了输出信号 Xo ; 则根据式图 6.6.1 负反馈放大电路的自激振荡 (6.6. 1), 1 庄。|将不断增大。其过程如下: 1 Xo I t 一→ i 主 rl 干一-1 X; 1 t I Xo 1 t t 由于半导体器件的非线性特性,若电路最终达到动态平衡,即反馈信号(也就 是净输入信号)维持着输出信号,而输出信号又维持着反馈信号,它们互相依 存,则称电路产生了自激振荡。 可见,电路产生自激振荡时,输出信号有其特定的频率 10 和一定的幅值, 且振荡频率 10 必在电路的低频段或高频段。而电路一旦产生自激振荡将无法 正常放大,称电路处于不稳定状态。 6.6 负反馈放大电路的稳定性 295 二、自激振荡的平衡条件 从图 6.6.1 可以看出,在电路产生自激振蔼时,由于 X 。与 X f 相互维持, 所以立。 = ÅX'i = - ÅFX o ' 即 AF::: - 1 (6.6.2) 可写成模及相角形式 (|M|=l(663a) 归+伊F::: (2n + 1) n: (n 为整数) (6.6.3b) 上式称为自激振荡的平衡条件,式 (6.6.3a) 为幅值平衡条件,式 (6.6.3b) 为相 位平衡条件,简称幅值条件和相位条件。只有同时满足上述两个条件,电路才 会产生自激振荡。在起振过程中, \豆。\有一个从小到大的过程,故起振条件为 \Å卢\ > 1 (6.6.4) 6.6.2 负反馈放大电路稳定性的定性分析 设放大电路采用直接搞合方式,且反馈网络为纯电阻网络,则附加相移仅 产生于放大电路,且为捕后相移,电路只可能产生高频振荡。 在上述条件下,在单管放大电路中引入负反馈,因其产生的最大附加相移 为- 900 , 不存在满足相位条件的频率,故不可能产生自激振荡。在两级放大 电路中引入负反馈,当频率从零变化到无穷大时,附加相移从 0。变化到 - 1800 ,虽然从理论上存在满足相位条件的频率 10' 但 β 趋于无穷大,且当 f =/0 时 A 的值为零,不满足幅值条件,故不可能产生自激振荡。在三级放大 电路中引人负反馈,当频率从零变化到无穷大时,附加相移从零变化到 - 2700 , 因而存在使引= -180。的频率 10' 且当 1=/0 时 \ Å \ > 0 ,有可能满足 幅值条件,故可能产生自激振蔼。可以推论,四级、五级放大电路更易产生自 激振荡,因为它们一定存在血,且更易满足幅值条件。因此,实用电路中以三 级放大电路最常见。 由以上分析可知,放大电路级数愈多,引人负反馈后愈容易产生高频振 荡。与上述分析相类似,放大电路中搞合电容、旁路电容等愈多,引人负反馈 后,愈容易产生低频振荡。而且 (1 + AF) 愈大,即反馈愈深,满足幅值条件的 可能性愈大,产生自激振葫的可能性就愈大。 应当指出,电路的自激振荡是由其自身条件决定的,不因其输入信号的改 变而消除。要消除自激振荡,就必须破坏产生振荡的条件;而只有消除了自激 振荡,放大电路才能稳定地工作。 6.6.3 负反馈放大电路稳定性的判断 利用负反馈放大电路环路增益的频率特性可以判断电路闭环后是否产生自 296 第 6 章放大电路中的反馈 激振荡,即电路是否稳定。 一、判断方法 图 6.6.2 所示为两个电路环路增益的频率特性,从图中可以看出它们均为 直接捐合放大电路。 设满足自激振荡相位条件[如式 (6.6.3b) 所示]的频率为 10' 满足幅值条件 [如式 (6.6.3a) 所示]的频率为 Ic o = - = 在图 ( a) 所示曲线中,使伊 A+ 伊 F 180。的频率为 10 , 使 20lg 1 ÀF 1 0 dB 的频率为 Ic o 因为当 1=/0 时, 20lg 1 ÀF 1 > 0 dB ,即 1 ÀF 1 > 1 ,说明满足式 (6.6 .4)所示的起振条件,所以,具有图 (a) 所示环路增益频率特性的放大电路 闭环后必然产生自激振荡,振荡频率为 10 0 201glAFI 201glAFI / 。。 / 的m r (a) (b) 图 6.6.2 两个负反馈电路环路增益的频率特性 ( a) 元 < f, 的情况 ( b) 元〉儿的情况 在图 (b) 所示曲线中,使 C{J A + 伊 F = - 1800 的频率为 10 , 使 201g 1 ÀF 1 = 0 dB 的频率为 Ic 。因为当 1=/0 时, 20lg 1 Å卢 1 < 0 dB ,即 1 ÅF 1 < 1 ,说明不满足式 (6.6 .4)所示的起振条件,所以具有图 (b) 所示环路增益频率特性的放大电路闭 环后不可能产生自激振荡。 综上所述,在己知环路增益频率特性的条件下,判断负反馈放大电路是否 稳定的方法如下: (1) 若不存在 10' 则电路稳定。 (2) 若存在 10' 13. 10 < Ic , 则电路不稳定,必然产生自激振荡;若存在 6.6 负反馈放大电路的稳定性 297 10' 但 10 >儿,则电路稳定,不会产生自激振荡。 二、稳定幅度 虽然根据负反馈放大电路稳定性的判断方法,只要 10> Ic 电路就稳定, 但是为了使电路具有足够的可靠性,还规定电路应具有一定的稳定裕度。 定义 1=10 时所对应的 20lg I ÃF I 的值为幅值裕度 G m , 如图 6.6.2 (b) 所示 幅频特性曲线中所标注 , G m 的表达式为 Grn=2OK|AFU=fo(665) 稳定的负反馈放大电路的 G m < 0 ,而且 I Gm I 愈大,电路愈稳定。通常认 为 Gm~-10dB ,电路就具有足够的幅值稳定裕度。 定义 1= 儿时的 1 çoA +伊 FI 与 1800 的差值为相位裕度仇,如图 6.6.2 (b) 所 示相频特性曲线中所标注,其表达式为 伊 m = 1800 - I 伊 A+ 伊 Flf=~ (6.6.6) 稳定的负反馈放大电路的仇> 0 ,而且 h 愈大,电路愈稳定。通常认为 çom > 450 ,电路就具有足够的相位稳定裕度。 综上所述,只有当 Gm~ - 10 dB 且 çom > 45。时,才认为负反馈放大电路具 有可靠的稳定性。 6.6 .4 负反馈放大电路自激振荡的消除方法 通过对负反馈放大电路稳定性的分析可知,当电路产生了自激振荡时,如 果采用某种方法能够改变 A户的频率特性,使之根本不存在 10' 或者即使存在 10' 但 10> Ic' 那么自激振荡必然被消除。下面对常用消振方法加以介绍。为 简单起见,设反馈网络为纯电阻网络。 一、滞后补偿 1.简单滞后补偿 设某负反馈放大电路环路增益的幅频特性如图 6.6.3 中虚线所示,在电路 中找出产生 IHJ 的那级电路,加补偿电路,如图 6.6.4 (a) 所示,其高频等效电 路如图 6.6 .4 (b) 所示。 ROl 为前级输出电阻 , R i2 为后级输入电阻 , Ci2 为后级 输入电容,因此加补偿电容前的上限频率 fm=EEj/ 叫 Ci2 (6.6.7) 加补偿电容 C 后的上限频率 Ifll = :2π(RJL)(CE+C)(668) 如果补偿后,使 1=1H2时, 20lg I ÃF I = 0 dB ,且 1H2 ;:. 101 IHJ ,如图 6.6.3 298 第 6 章 放大电路中的反馈 20lglAF I!dB 一-一一-一_.a ,-20dBI十倍频 、 / 1'- : , , / ! ~20dB 十倍频飞 ! 甲、 -40 dBI十倍频 i\i1V i \ i l vod叫音频 。 };;l 1忠、\h f -40 dBI十倍频 图 6.6.3 简单滞后补偿前后环路增益的幅频特性 + R i2 C'2 U2 ( a) (b) 图 6.6 .4 放大电路中的简单滞后补偿 ( a) 简单滞后补偿电路 ( b) 高频等效电路 中实线所示,则表明 f=fc 时, (仙+伊 F) 趋于- 1350 ,即 fo> 儿,并具有 45。的 相位裕度,所以电路一定不会产生自激振荡。 2. RC 滞后补偿 简单滞后补偿方法虽然可以消除自激振荡,但以频带变窄为代价,如图 6.6.3 中所示,上限频率由 fHl变为 f'Hl 。采用 RC 滞后补偿不仅可以消除自激 振荡,而且可以使带宽的损失有所改善。具体方法如图 6.6.5 (a) 所示,其高 频等效电路如图 (b) 所示;通常应选择 R << (R o1 // Ri2 ), C>> C泣,因而简化电 路如图 (c) 所示,其中 = R i2 … U'h。'l=-一R一o一l一+一R-2 . UUhO'I , R' ROl// R丑 因此, 1+JωRC - 1 + jω(R+R')C 1+j 羔 1 H2 , .JL Jfifl (6.6.9) 6.6 负反馈放大电路的稳定性 299 + + -U 。 11 Ri2 Ci2 U'2 (b) • 。 + (a) U~I ~~ Ui2 。 工。 (ι) 图 6.6.5 负反馈放大电路中的 RC 滞后补偿 (a) RC 滞后补偿电路 ( b) 高频等效电路 (c) 简化的高频等效电路 式中lí'll =…, l D 飞户 , f~ = 击。若补偿前放大电路的环路增益表达式为 A mF AF = (l+jL)i1+j LL il+j i IHl飞 IH2 1 飞 IH3 (6.6.10) 并且 RC 的取值使 1'H2 =IH2' 则将式 (6.6.9) 代人式 (6.6.10) 可得补偿后放大电 路的环路增益表达式,为 AF = Am F (1+jLLil+jL I'Hl I 飞 IH3 (6.6.11) 上式表明,补偿后环路增益幅频特性曲线中只有两个拐点,因而电路不可能产 生自激振荡。 图 6.6.6 所示为放大电路补偿前后的幅频特性,右边虚线为未加补偿的幅 20lglAFI --一一... 1 j ", ,-20 dB/+倍频 j "1 l' , ? \ \ l lI , 、 7叫十倍频 "'\..I 1\/ \ \ ! \-M/十倍频 1 ' l "'\..、/ I 1' ,、飞飞 1 I 1 1 ' .、 I"'\.. 1 、 ! J \ ‘ 0 1 J;;', J;;, .!,Il J;忐\,!,,~ f -40 dB/十倍频 图 6.6.6 RC 滞后补偿前后环路增益的幅频特性 300 第 6 章放大电路中的反馈 频特性,左边虚线是加简单电容补偿后的幅频特性,实线是加 RC 补偿后的幅 频特性。三者相比,显然 RC 补偿比简单电容补偿的带宽有所改善。实际上, 当/=/H3时,即使 20lg I ÂF I > 0 dB ,电路也不可能产生自激振荡,因此 RC 补 偿后的幅频特性曲线还可右移,即频带还可更宽些。 3. 密勒效应补偿 为减小补偿电容的容量,可以利用密勒效应,将补偿电容、或补偿电阻和 电容跨接在放大电路的输入端和输出端,如图 6.6.7 所示。 设图 6.6.7 (a) 所示电路中 A 2 = 100 , C = 20 pF ,则相当于在图 6.6 .4 (a) 电 路中补偿电容 C =(20 x 100)pF =2000 pF 。 C (a) (b) 图 6.6.7 密勒效应补偿电路 ( a) 电容补偿 ( b) 电容-电阻补偿 二、超前补偿 若改变负反馈放大电路在环路增益为 o dB 点的相位,使之超前,则 /0 > 儿,也能破坏其自激振荡条件,这种补偿方 法称为超前补偿方法。通常,将超前补偿电 Ui U。 容加在反馈回路,如图 6.6.8 所示。 未加补偿电路时的反馈系数 ipRl 。 - - R 1一 + R2 加了补偿电容后的反馈系数 i > Rl =刀 1 R , +R?//-:-一二 Rll+JωR2 C - - R1 +一 R2 1 + jω J (R 1 //R2 )C JωL 图 6.6.8 超前补偿电路 l 手 +J 了 J1 = Fo. 一一-7 l+ j 12 式中 /1 =苟丑,元=坷 J/ 口、户,显然元〈元。画出户的技特图,近似为 6.6 负反馈放大电路的稳定性 301 图 6.6.9 所示。从相频特性曲线可知,在 11 与元之间,相位超前,最大超前 相移为 90"。可以想象,如果补偿前 11 儿,从而使电 路消除自激振荡。 201glFI 。 2 0 1 g 1 F,, 1 i/i 1 ψE 90 0 45 。 。0 1- f 图 6.6.9 加补偿电容后反馈系数的频率特性 综上所述,无论是滞后补偿还是超前补偿,都可以用很简单的电路来实 现。补偿后对带宽的影响由小到大依次为超前补偿、 RC 滞后补偿、电容滞后 补偿。应当指出,理解消除自激振荡的基本思路以及不同方法的特点,要比具 体计算补偿元件的参数重要得多;这是因为在很多情况下,需要在正确思路的 指导下,通过实验来获得理想的补偿效果。 [例 6.6.1] 某负反馈放大电路产生了自激振荡,现用 40 pF 电容分别按 图 6.6 .4 (a) 和图 6.6.7 (a) 所示方法均可消除振荡,试问:一般情况下应选择 哪种方法为好?简述理由。 解:一般情况下应采用图 6.6 .4 (a) 所示的简单滞后方法。 因为采用密勒效应补偿方法将使等效到 A2 输入端与地之间的电容为 40 pF 的 A 2 倍,从而使上限频率是简单滞后补偿后电路上限频率的 11 岛,所以频带 大大变窄。因此,为了消振后对带宽影响小些,一般采用简单滞后补偿方法。 [例 6.6.2] 已知放大电路幅频特性近似如图 6.6.10 所示。引人负反馈时, 反馈网络为纯电阻网络,且其参数的变化对基本放大电路的影响可忽略不计。 回答下列问题: ( 1)当 1=103 Hz 时, 201g I Å I =?伊 A=? (2) 若引人反馈后反馈系数 F =1 ,则电路是否会产生自激振荡? (3) 若想引入负反馈后电路稳定,则 i 圳的上限值约为多少? 解: (1)从图 6.6.10 所示曲线可知,当 1= 103 Hz 时, 20lg I Å I = 60 dB 。 302 第 6 章放大电路中的反馈 201g1AI/dB | | | ! 寸 | F |h | | -40 --民 -J 正U OUA BU 十 4 倍比 A '频! E U I | l 。 一 。 - - M F - 6 图 6.6.10 例 6.6.2 放大电路的幅频特性 在 1= 103 Hz 前后幅频特性曲线下降斜率由- 20 dB/ 十倍频变为 -ωdB/十 倍频,说明在 1=103 Hz 处有两个截止频率,它们产生的相移约为- 900 ; 而由 于 IH2 =1∞I/H1' 确定 IHl的 RC 环节产生的相移约为- 900 ,故当 1=/H2 =103 Hz 时,伊 A=-1800 。 (2) 根据上述分析可知 , 10 = 103 Hz ,且当 1=10 时,因 F = 1 ,使得 20lg I A 庐 I = 60 dB > 0 dB ,所以电路必定会产生自激振荡。 (3) 为使 1=103 Hz 时, 20lg I A I < 0 dB ,即 20lg I A I + 20lg I F I 目 60 dB + 20lg I F I < 0 dB ,因而要求 20lg I 户 I < - 60 拙,所以|川< 0.001 。 6.6.5 集成运放的频率响应和频率补偿 集成运放是直接藕合多级放大电路,具有很好的低频特性,它的各级半导 体管的极间电容将影响它的高频特性。由于输入级和中间级均有很高的电压增 益(高达几百倍,甚至上千倍) ,所以尽管结电容的数值很小,但晶体管发射结 等效电容 C~ 或场效应管 g-s 间等效电容 C~S 却很大,致使上限频率很低,通 用型运放的- 3 dB 带宽只有十几赫到几十赫。 为了防止集成运放引入负反馈后产生自激振荡,通常在电路内部加频率补 偿。图 6.6.11 所示为某通用性集成运放未加频率补偿时的频率响应,其开环 差模增益为 100 dB (即 Aod = 10勺,三个上限频率分别为 30 Hz 、 100 Hz 和 1000 Hz 。当反馈系数为 1 时 , 10 和 Ic 如图中所标注。这个频率响应具有典型性。 集成远放中的频率补偿 通常,集成运放内部的频率补偿多为简单滞后补偿(密勒补偿)或超前补 偿,用以改变其频率响应,使之在开环差分增益降至 o dB 时最大附加相移为 _ 1350 。这样,在引入负反馈且反馈网络为纯电阻网络时电路一定不会产生自 激振荡,并具有足够的稳定性。 6.6 负反馈放大电路的稳定性 303 20lglA od l/dB 100 |||IF------hot l• ·l Ill-- / 图 6.6.11 未加补偿电容的集成运放的频率响应 图 6.6.12 (a) 所示电路中 C 为补偿电容,为密勒补偿; 图 (b) 所示电路中 R 和 C 组成补偿电路,为超前补偿。 Us T3 Us (a) B - vcc (b) 图 6.6.12 集成运放的频率补偿 ( a) 密勒补偿 (b) 超前补偿 集成运放加滞后补偿后的幅频特性如图 6.6.13 (a) 中实线所示,加超前补 偿后的幅频特性如图 (b) 中实线所示,虚线是未加补偿电容时的幅频特性。由 图可知,加滞后补偿使通频带变窄;加超前补偿环节时,若 RC 取值得当,则 304 第 6 章放大电路中的反馈 通频带变宽①。 201g1A"l/dB 201g1A"l/dB -20 dBI十倍频 1"'"二----卜、/ 、飞 -40 dBI十倍频 \k | \ V -20 dBIi十棚 i ydB/十倍频 。 λ{ 儿 !λ,:\.兀 -:;J CJ f (a) (b) 思考题 图 6.6.13 加频率补偿的集成运放的频率响应 ( a) 加滞后补偿 ( b) 加超前补偿 6.6.1 为什么在集成运放内部常加相位补偿电容? 6.6.2 在负反馈放大电路产生自激振荡时,若用 50 pF 和 5∞ pF 的电容作滞后补偿均 可消振,应当用哪个电容?为什么? 6.6.3 若负反馈放大电路产生自激振荡,为什么总是在上限频率最低的那一级电路加 补偿电容(或电容、电阻)? 股大电路申真它形式的反馈 在实用放大电路中,除了引入四种基本组态的交流负反馈外,还常引入合 适的正反馈,以改善电路的性能;在高速宽频带电路中,还常选用"电流反馈 型"运算放大电路。本节将对上述内容加以简单介绍。 6.7.1 放大电路中的正反馈 一、电压-电流转换电路 在放大电路中引入电流串联负反馈,可以实现电压-电流的转换。实际 上,若信号源能够输出足够的电流,则在电路中引入电流并联负反馈也可实现 电压-电流转换,如图 6.7.1 (a) 所示。设集成运放为理想运放,因而引入负 = = = 反馈后具有"虚短"和"虚断"的特点,图中 UN Up 0 , 10 IR' 即 = =RU( 10 IR (6.7.1) ① 见童诗白、华成英主编《模拟电子技术基础(第三版 )}5.6.2 节。 lO 与 U , 成线性关系。 6.7 放大电路中其它形式的反馈 305 U, (a) (b) 图 6.7.1 电压-电流转换电路 ( a) 一般电路 ( b) 豪兰德电流源电路 在实用电路中,常需要负载电阻 R L 有接地端,为此产生了如图 6.7.1 (b) 所示的豪兰德( Howland) 电流摞电路。设集成运放为理想运放,由于电路通过 几引入负反馈,使之具有"虚短"和"虚断"的特点,故图中 UN=Up , RI 和凡的电流相等,结点 N 的电流方程为 因而 N 点电位 UN=(tf)RN (R N = RI// R2 ) (6.7.2) 结点 P 的电流方程 因而 P 点电位 Up UO - Up 7ζ + 10吨=一 D一一- II L‘ 3 叫去- io) .(R 11 R3 ) (6.7.3) 利用式 (6.7.2) 和式 (6.7.3) 相等的关系,并将它们展开、整理,可得 Ro R, R RR3 = 瓦了E UI+ 瓦τ瓦 . UO R + 瓦 . Uo - 10' R + 瓦 若 R2 R3 则 R2 R3 RI 一 =-E一,淌去上式中的公因 RI - R' RI + R2 - R + R3' RI + R2 R + R3 子,得到 U, R 10::: - (6.7 .4) 与式 (6.7.1) 仅差符号,说明图 6.7.1 所示两电路均具有电压-电流转换功能。 从物理概念上看,在图 (b) 所示电路中既引入了负反馈,又引入了正反馈。 306 第 6 章放大电路中的反馈 若负载电阻 R L 减小,因电路内阻的存在,则一方面 LO 将增大,另一方面 Up 将下降,从而导致 UO 下降 , LO 将随之减小,其过程简述如下: _, _io t io ~←「 RL t一一→ Up ↓一一→Uo ~ = 当满足 R2 1 Rl R 3 /R 时,因 R L 减小引起的 LO 的增大等于因正反馈作用 引起的 LO 的减小,即正好抵消,因而在电路参数确定后 , L0 仅受控于 U(O L 。 不受负载电阻的影响,说明电路的输出电阻为无穷大。 为了求解电路的输出电阻,可令 U( = 0 ,且断开 RL' 在 R L 处加交流电压 矶,由此产生电流 10 , 则只 II。即为输出电阻。此时运放同相输入端电位 Up = U'o 对于理想运放,输出端电位 I R, \ Uo = ! 1 +瓦 1. U (6.7.5) 因而输出电流 I Uo-u;u: 一二 。 -R3R 将式 (6.7.5) 代人上式 I R2u, u;R2U;R3U; Rl R3 。 --一 . I/' _ u 0- R -=R一 l · R3一- R一一 R3 因为 R21 Rl = R31 R , 所以 10 =0 ,因此 U~ R。= 一1-0 午=∞ (6.7.6) 可见,只有严格保证矶、 R2 、矶和 R 之间的匹配关系,输出电阻才趋于 无穷大,输出电流也才具有恒流特性。 二、自举电踞 在阻容楠合放大电路中,常在引人负反馈的同时,引入合适的正反馈,以 提高输入电阻,见图 6.7.2 (a) 所示电路。 为使集成运放静态时能正常工作,必须在同相输入端与地之间加电阻。若 不加电容 C2 ,则电路中虽然引入了电压串联负反馈,但输入电阻的值却不大。 在理想运放情况下 = R j Rl + R2 (6.7.7) 当加 C2 时,电路的交流通路如图 (b) 所示 , R2 和 R3 并联 , R( 跨接在运 放的两个输入端。利用瞬时极性法可以判断出电路中除了通过 ι 接反相输入 端引入负反馈外,还通过 R( 接同相输入端而引入了正反馈;当信号源为有内 6.7 放大电路中其它形式的反馈 307 ←斗 U R, R、 U l 巾iR1 R. (a) (b) 图 6.7.2 自举电路举例 ( a) 电路 ( b) 交流通路 阻的电压源时,正反馈的结果使输入端的动态电位升高。这种通过引入正反馈 使输入端动态电位升高的电路,称为自举电路。 由于引入交流正反馈 , R 1 中的交流电流 IR1 大大减小,其表达式为 . Up - UN lRl - R 1 式中的 = Ui 。若将 R 1 等效到输入端与地之间,如图中虚线所示,则等效电阻 R , I UI Up -二 IRl-U 一 p -U- N I1 在理想运放情况下,的=屿,故 R'l 趋于无穷大。因而电路的输入电阻 Ri=Rí/IR:= ∞ (6.7.8) 与式 (6.7.7) 比较可知,引人正反馈使输入电阻大大提高。 6.7.2 电流反馈运算放大电路 一、什么是电流反馈集成运算放大电路 传统的集成运放均为电压放大电路,以电压作为输入信号和输出信号。当 同相输入端和反相输入端有差值电压(即差模输入电压)时,电路产生响应,逐 级放大,从而获得相应的输出电压。因此,用开环差模增益来描述输入量和输 出量的传递关系。它们的性能指标除了追求尽可能大的电压增益外,还应具有 尽可能大的输入电阻,以便获得尽可能大的输入电压。在使用时,无论引入什 么形式的反馈,最终必然产生差模输入电压经集成运放放大,故称这类电路为 电压反馈运算放大电路,简称为 VFA①。 VFA 电路因受其信号传递方式的限 制,在工作速度和频率等性能方面不能满足目前迅猛发展的高速系统的要求。 ① VFA 为英文 Voltage Feedback Operational Amplifi凹的缩写。 308 第 6 尊重 放大电路中的反馈 采用电流模技术设计和制造的模拟集成电路,在工作速度、精度、带宽和 线性度等方面均获得很高的性能,电流反馈运算放大电路(简称 CFA①)就是其 中一种。 CFA 电路以电流为输入信号,以电压为输出信号。当其同相输入端与 反相输入端产生差值电流时,电路产生响应,逐级放大,最终转换成电压输 出。因此,开环增益为输出电压与输入电流之比,其量纲为欧姆,故也称为互 阻放大电路。为获得更大的输入电流, CFA 均有低输入电阻的输入端。在使用 时,无论引人什么形式的反馈,最终必须产生差值输入电流,经运放放大,故 称之为电流反馈运算放大电路。 由以上分析可知, VFA 和 CFA 的"电压反馈"和"电流反馈"与反馈组 态中的"电压反馈"和"电流反馈"是不同的概念。 二、电流模电路 以电压作为参量进行处理的电路称为电压模电路,而以电流作为参量进行 处理的电路为电流模电路;即电压模电路的处理对象是电压,而电流模电路的 处理对象是电流。由于电流与电压具有相关性,因此难于给电流模电路以一个 严格的定义。一般称信号传递过程中除与晶体管 b-e 间电压有关外,其余各 参量均为电流量的电路,即为电流模电路。因此,利用电流模技术设计的电流 放大电路最具有典型性。由于电流模电路的种种优点, VFA 电路也在局部采用 此技术,以获得性能的改善 c 由于电流掘电路能够按比例传输电流,因而作 为基本单元电路广泛用于各种电流模电路之中。图 IB E E 也 。 · · 6.7.3 所示为最简单的电流游、电路,即镜像电流源。 · 1 T[ 管一边注入输入电流 l[ , 产生 b-e 间电压 UBE[ , T、 并作为 T2 管的基极偏压,若 T[ 与 T2 理想对称,且 卢 >> 2 ,则输出电流 LO=L[o 虽然镜像电流源电路简 单,但可以看出电流模电路的如下优点: (1) 只要飞管的管压降 UCE2 足够大,保证其工 作在放大状态,输出电流的幅值就仅受管子最大集 图 6.7.3 镜像电流源 电极电流IcM 的限制,因此电路可在低电源电压下工作,并且输出电流可以有 很大的变化范围。 而电压模电路的输出电压幅值受电捕、电压的限制。 (2) 只要 T[ 与 T2 管理想对称 , 10 与 l[ 就具有良好的线性关系,而不受晶 体管输入特性非线性的影响,因此电路的非线性失真很小。 而在电压模电路中,输入电压作用于 b-e 之间,产生t. UBE' 由于输入特 ① CFA 为英文 Current Feedback Operational Amplifier 的缩写。 6.7 放大电路中其它形式的反馈 309 性的指数规律 , f:J. i B 与 f:J. UBE 成非线性关系,最终导致输出电压产生非线性 失真。 (3) 在信号传递过程中,由于 b-e 间电压随 t) 的变化仅有微小的变化, 而且晶体管的极间电容 Cb'e( 即 C,.) 和 Cb'c (即 Cμ) 所在回路均为低阻回路,故 电路的截止频率很高,可以接近管子的特征频率 h 。 而在电压模电路中,各级电压放大倍数很大,使得管子发射结等效电容较 大,且回路电阻大,因而截止频率很低。 虽然实际的电流模电路要比图 6.7.3 所示电路复杂得多,但它们所具有的 频带宽、速度高、失真小、输出动态范围大等优点是共同的。 三、电流反馈运算放大电路工作原理 电流反馈运算放大电路的简化原理图如图 6.7 .4所示, T1 管的基极为同相 输入端 , T3 管和飞管的发射极为反相输入端 , R 为外接电阻。 输入级是由 T1 -飞管组成的射极输出互补电路。反相输入端电位的跟随 同相输入端电位的的变化,即 U N = U p ; 且若同相输入端电流 1p = li' 则反 相输入端电流 IN=-li; 所以,称输入级为单位增益缓冲器。图中虚线箭头为 电流的假设正方向。 -…1 1 同「相-- m ""'" T I 输入端 图 6.7 .4 电流反馈运算放大电路的简化原理图 T5 -飞管构成的两个镜像电流源将输入电流传递到输出级,飞管和 Tg 管 的集电极为输出端,输出电阻很大,理想情况下可以认为是无穷大,因而输出 呈恒流源特性,且输出电流等于 li 。因此, T1 - Tg 管所组成的电路实现了电流 控制电流源的功能。 - T 飞 12管组成互补输出级,仅对电流具有放大作用,其电压放大倍数等 于 1 ,在电路空载情况时的输入电阻趋于无穷大。因为前级电路均为电流模电 310 第 6 章放大电路中的反馈 路,所以管子极间电容所在回路均为低阻回路,因而电路中唯一的高阻结点为 图中所示的 Z 点。设 Z 点到地的等效电容为 C ,等效电阻是前级的输出电阻与 输出级的输入电阻的并联值 R , Q C 的数值主要决定于电路中所接频率补偿电 容的大小,一般为 3 - 5 pF 。因此,图 6.7.5 所示电路的截止频率主要取决于 RzC 。 图 6.7.5 所示为图 6.7 .4电路输入级和输出级的等效电路图。图中,凡是 输入级从反相输入端看进去的输入电阻,也是输入级的输出电阻。 图 6.7.5 电流反馈运算放大电路的等效电路 设飞- T12 具有理想特'性 , c - e 间动态电阻为无穷大时,则 Rz= ∞,因而 放大倍数为 . A UoaIj.-ω-C- 1 ii - ii - 二二- - - - i- jωC 201g1A , ) 画出 ÀUi 的幅频特性,如图 6.7.6 所示。信 号频率 f 愈低, I ÀUi I 愈大;当 f 趋近零 时, I ÀUi I 趋于无穷大。 四、由电流反馈运算股大电路组成的 负反馈放大电路的频率特性 1 10 1 10' 103 104 10; 106 f 下面以图 6.7.7 (a) 所示电压并联负反 馈放大电路为例,说明电流反馈运放构成 的电路的幅频特性的特点。图( b) 为图( a) 图 6.7.6 电流反馈运算放大 电路的幅频特性 的等效电路,根据对图 6.7.5 所示电路的分析可知 = Uo li' γτ jω 1.- ii 为同相输入端的输入电流,因而在图 6.7.7 (b) 所示电路中 , i n = - ii' 且 人=扎/ r0' 故 μ一 -u 1 = ,, 。 an = u-M n-o -pu 6.7 放大电路中其它形式的反馈 311 【ln=-jωroCU o (6.7.9) Uj Uj (a) R2 ι (b) 图 6.7.7 由电流反馈运放构成的电压并联负反馈放大电路 ( a) 电路 ( b) 等效电路 运放反相输入端的结点电流方程为 Uj - Un Un Un- U。 一一一一一一一=一一+一一一一一一- Rj ro R2 整理后,得出 一RUjj= -一UR2o+ UR-::nn (Rn=RI//R2//rJ ..具副 W (6.7.10) 若 Rj// R2 >> ro ,则 Rn= ro 。将 Rn= ro 和式 (6.7.9) 代入 (6.7.10) ,可得 tz-80( 主 + jwC) 因此,电压放大倍数为 A Uo R 2 1 R u 二 - Ù j - 一 j 1 +­ jωR 2 C (6.7.11) 令 ( ω""HH--R-LC ,则上限频率 2 IH =一」一 2π R2 C (6.7.12) !H与 Rl 无关。将式 (6.7.12 )代入式 (6.7.11) ,得出 叫苦| R21R; R,IR , hl \ \ \ \ Auz-2 斗T (6.7 川元 7 1 + J 丁- JH 因此 , Åu 的幅频特性如图 6.7.8 所示。 图 6.7.8 图 6.7.7 (a)所示电路的幅频特性 当 R j 取值减小为矶时,电路的低频放大倍数的数值增大,但其带宽不变, 如图中虚线所示。 312 第 6 章 放大电路中的反馈 综上所述,在由电流反馈运放组成的负反馈放大电路中,当参数选择合适 时,即使改变电压放大倍数,带宽也基本不变 。 这 一 点与传统的增益带宽积为 常莹的概念,全然不同 。 思考题 6 .7.1 放大电路中有可能引人直流正反馈吗?只能引人交流负反馈吗?如能引人交流 正反馈,则应依据什么原则? 6 . 7.2 电流反馈集成运放与第四章所述集成运放有什么明显的区别? 6.8 M峭 稳{ 创· 性 I μ而 阳 用 举 · 的 斟 回· 比 例ν 汪 川 W酌 响 交 凉侃 但 只 后 以 地 顷 甜 川 捕 以 + 入 位 阳 精 职 , 一、题 目 负反馈对电压串联负反馈放大电路电压放大倍数稳定性的影响 。 二、仿真电路 仿真电路如图 6 . 8 .1 所示 。 采用虚拟集成运放,运放 U l 、 U2 分别引入了 局部电压并联负反馈 , 其闭环电压放大倍数分别为 A I.lf1 = - R fJ/ R , AI.l f2 = - R f2 / R , 可以认为该负反馈放大电路中基本放大电路的放大倍数 工ly 工卫γ士-士γ生…土阳豆阳L即一.. !l一I>I一IM'一叫树 一一一一一一一-一」二千二E~ O QÒg ·飞 - 唱E .. 1-: ‘h :> .. ~ c. g吨 f" ð <1H~ -侃 a. 旬 . ~国 品 -f JI. J协'I!I I 阳吁吁 》 户》 m mE. ' 7 o ., •• '、 ‘.口 \\ v 一阳 罩, .e. -z T 2·;主 ! £JJJ 、 ‘ ‘ U W \.~) ! 民h 申 t... 11 ~ ' 2114 )"" tl .. . " nn TIM. a..... … F元ro.. ‘ Çho刷刷刷 tI90~,)画" c.崎份内'1_8 … ‘回 币y (, ,, .tlM唱 .. $C I1' 百日0. C h拙,唰 8 叩 门~ ðι … -二二...二斗 ø... I O~ . ffl-GO" - 问. r宁主L二L .....翩 。一 YØOI刷刷 旷一一 VIIO帽"、 τ- I..r唰 。 I• [7if' "00 1, ""'1 崎.钝j ~ 霄 旦旦_!j宵_:j" 时阳~ r7 图 6.8.1 本章小结 313 A = A"oA"f2 整个电路引入了级间电压串联负反馈,闭环电压放大倍数 (6.8.1) 三、仿真内容 A AufIAufZF R "f- ~ 1 +- A"o A二 "f2 F' + R R '唱一­ l' - f (6.8.2) 分别测量 R f2 =1 ∞ kD.和 10 kD.时的 A"f 。从示波器可读出输出电压的幅 值,得到电压放大倍数的变化。 四、仿真结果 仿真结果如表 6.8.1 所示。 表 6.8.1 仿真结果敢据 信号源峰值 反馈电阻 运放 U2 输出 闭环电压放 Ui冉110 mV R12/kO 电压峰值 Uopp 大倍数 A uf 电压放大 倍数 Aun 电压放大 倍数 Aul2 开环电压放 大倍数 A 10 mV 1∞ 979.053 98 10 mV 10 899.46 90 - 1∞ - 1∞ 104 - 1∞ -10 103 五、结论 (1)由表 6.8.1 可知,当 R f2从 1 ∞ kD.变为 10 kD.时,电路的开环电压放 大倍数变化量 b. A/A = (103 - 104 )/104 = - 0.9 ,闭环电压放大倍数变化量 b. A"f/A"f:;: (89.9-97.9)/97.9= -0.082 , I b.Auf/Aufl << I b. A/A 1 。由此说明负 反馈提高了放大倍数的稳定性。 (2) 根据式 (6.8.1) ,可知 R f2 从 100 kD.变为 10 kD.时,开环电压放大倍数 A 从 104 变为 103 ,闭环电压放大倍数 A"f分别为 99 和 90.9 ,与仿真结果近似。 (3) 当开环电压放大倍数 A 由 l(f 变为 loJ时,闭环电压放大倍数变化量的 计算结果为一八一AA旦"uff--一1+一ll一ooJJ一'-F一-l一+一l1-~~:'F./I/l一+一l1~~一'一F=~ -0. 悦,与仿真结果相同。 本章主要讲述了反馈的基本概念、负反馈放大电路的方块圈及一般表达 式、负反馈对放大电路性能的影响和放大电路的稳定性等问题,阐明了反馈的 判断方法、深度负反馈条件下放大倍数的估算方法、根据需要正确引入负反馈 的方法、负反馈放大电路稳定性的判断方法和自激振荡的消除方法等。主要内 容为: 314 第 6 章放大电路中的反馈 一、在电子电路中,将输出量(输出电压或输出电流)的一部分或全部通过 一定的电路形式作用到输入回路,用来影响其输入量(放大电路的输入电压或输 入电流)的措施称为反馈。若反馈的结果使输出量的变化(或净输入量)减小,则 称之为负反馈;反之,则称之为正反馈。若反馈存在于直流通路,则称为直流反 馈;若反馈存在于交流通路,则称为交流反馈。本章重点研究交流负反馈。 交流负反馈有四种组态:电压串联负反馈,也压并联负反馈,电流串联负 反馈,电流并联负反馈。反馈量取自输出电压的称为电压反馈;反馈量取自输 出电流的称为电流反馈;若输入量 X; 、反馈量 X f 和净输入量庄 'i 以电压形式 相叠加,即 éJ;=éJ;+ 儿,则称为串联反馈;以电流形式相叠加, Jlp Ì; = Ì; + Ìf , 则称为并联反馈。反馈组态不同, X; 、 X f 、主;、 X 。的量钢也就不同。 二、在分析反馈放大电路时,"有无反馈"决定于输出回路和输入回路是 否存在反馈通路;"直流反馈或交流反馈"决定于反馈通路存在于直流通珞还 是交流通路;"正、负反馈"用瞬时极性法来判断,反馈的结果使净输入量减 小的为负反馈,使净输入量增大的为正反馈。电压负反馈和电流负反馈的判断 方法是令放大电路输出电压等于零,若反馈量随之为零,则为电压反馈;若反 馈量依然存在,则为电流反馈;串联反馈和并联反馈决定于 X; 、 X f 、 Jrz 叠加 时的量纲。 三、负反馈放大电路放大倍数的一般表达式为 Af=IfE' 若 (1 + ÅF) >> 1 ,即在深度负反馈条件下, Åf = 11 庐,即主i 自 X f 。若电路引入深度串联负反馈, 则 éJ;=éJf ; 若电路引入深度并联负反馈,则 Ì; = Ìf , 通常可以认为信号源也压 éJ. 坦人凡。引入电流负反馈时, éJo=ÌoR~ 。利用 Å f = 1I F 可以求出四种反馈纽 态放大电路的电压放大倍数 A uf或 A usfO 开环差模增益、共模抑制比、输入电阻为无穷大,输出电阻、所有失调参 数及其温漂、噪声均为零的运放为理想运放。对于用理想运放组成的负反馈放 大电路,可利用其"虚短"和"虚断"的特点求解放大倍数。 四、引入交流负反馈后可以提高放大倍数的稳定性、改变输入电阻和输出 电阻、展宽频带、减小非线性失真等。引入不同组态负反馈对放大电路性能的 影响不尽相同,在实用电路中应根据需求引入合适纽态的负反馈。 五、负反馈放大电路的级数愈多,反馈愈深,产生自激振荡的可能性愈 大,因此,实用的负反馈放大电路以三级最常见。在已知环路增益的波特圈的情 况下,可以根据 10 和 Ic 的关系判断电路的稳定性,若 10< 儿,则电路不稳定, 会产生自激振荡;若 10> Ic , 则电路稳定,不会产生自激振荡。为使电路具有 足够的稳定性,幅值裕度应小于- 10 dB ,相位裕度应大于 450 。若负反馈放大 电路产生了自激振荡,则应在电路中合适的位直加小容量也容或电阻和电容来 自测题 315 i肖振。 在放大电路中除了引入负反馈外,有时还可能引入正反馈。此外,利用电 流反馈型集成运放构成的负反馈放大电路还可在改变增益的情况下使上限截止 频率基本不变。 学完本章后,应在理解反馈基本概念的基础上,达到下列要求: 一、能够正确判断电路中是否引入了反馈及反馈的性质,例如是直流反馈 还是交流反馈,是正反馈还是负反馈;如为交流负反馈,是哪种组态的反 馈等。 二、理解负反馈放大电路放大倍数 A f 在不同反馈纽态下的物理意义,并 能够估算深度负反馈条件下的放大倍数。 三、掌握负反馈四种纽态对放大电路性能的影响,并能够根据需要在放大 电路中引入合适的交流负反馈。 四、理解负反馈放大电路产生自激振荡的原因,能够利用环路增益的波特 图判断电路的稳定性,并了解消除自激振荡的方法。 t 自翻题 一、已知交流负反馈有四种组态: A. 电压串联负反馈 B. 电压并联负反馈 C. 电流串联负反馈 D. 电流并联负反馈 选择合适的答案填入下列空格内,只填入 A 、 B 、 C 或 D 。 (1)欲得到电流-电压转换电路,应在放大电路中引人一 (2) 欲将电压信号转换成与之成比例的电流信号,应在放大电路中引人一一一一; (3) 欲减小电路从信号源索取的电流,增强带负载能力,应在放大电路中引人- (4) 欲从信号源获得更大的电流,并稳定输出电流,应在放大电路中引人一一 o 二、判断图 T6.2 所示各电路中是否引入了反馈;若引入了反馈,则判断是正反馈还是 负反馈;若引入了交流负反馈,则判断是哪种组态的负反馈,并求出反馈系数和深度负反 馈条件下的电压放大倍数 Á.r或 A usfO 设图中所有电容对交流信号均可视为短路。 三、电路如图 T6 .3 所示。 (1)正确接入信号源和反馈,使电路的输入电阻增大、输出电阻减小; (2) 若 |Au|zE=20 ,则 Rr 应取多少千欧? 四、已知一个负反馈放大电路中基本放大电路的对数幅频特性如图 T6 .4所示,反馈网 络由纯电阻组成。试问:若要求电路稳定工作,即不产生自激振荡,则反馈系数的上限值 为多少分贝?简述理由。 316 第 6 章 放大电路中的反馈 + uo U1 (a) (b) + rl U1 + uo U 1 (c) (d) 图四 .2 v么 l + uo 201g1AI/dB R, o-c:::←-。 图 T6.3 60 |、-20 dB/十倍频 一______j__ | lL60dB/十倍频 。 图 T6 .4 刃 些J 习题 317 6.1 选择合适的答案填入空内。 (1)对于放大电路,所谓开环是指 A. 元信号源 B. 无反馈通路 C. 无电源 D. 无负载 而所谓闭环是指 。 A. 考虑信号源内阻 B. 存在反馈通路 C. 接入电源 D. 接人负载 (2) 在输入量不变的情况下,若引人反馈后 ,则说明引人的反馈是负反馈。 A. 输入电阻增大 B. 输出量增大 C. 净输入量培大 D. 净输入量减小 (3) 直流负反馈是指 A. 直接祸合放大电路中所引人的负反馈 B. 只有放大直流信号时才有的负反馈 C. 在直流通路中的负反馈 (4) 交流负反馈是指 。 A. 阻容精合放大电路中所引人的负反馈 B. 只有放大交流信号时才有的负反馈 C. 在交流通路中的负反馈 (5) 为了实现下列目的,应引人 A. 直流负反馈 B. 交流负反馈 ①为了稳定静态工作点,应引人 ②为了稳定放大倍数,应引人 ③为了改变输入电阻和输出电阻,应引入 ④为了抑制温漂,应引人 ⑤为了展宽频带,应引人 。 6.2 选择合适答案填入空内。 A. 电压 B. 电流 C. 串联 (1)为了稳定放大电路的输出电压,应引人 负反馈; D 并联 (2) 为了稳定放大电路的输出电流,应引人 (3) 为了增大放大电路的输入电阻,应引人 (4) 为了减小放大电路的输入电阻,应引人 (5) 为了增大放大电路的输出电阻,应引人 (6) 为了减小放大电路的输出电阻,应引人 负反馈; 负反馈; 负反馈; 负反馈; 负反馈。 6.3 分别简述下列说法中的问题。 (1)为了改善放大电路的性能,电路中只能引人负反馈。 (2) 放大电路中引人的负反馈越强,电路的放大倍数就一定越稳定。 318 第 6 章放大电路中的反馈 (3) 在图下'6.2 (a) 所示电路中 , R , 上的电压就是反馈电压。 (4) 既然电流负反馈稳定输出电流,那么必然稳定输出电压;既然电压负反馈稳定输 出电压,那么也必然稳定输出电流;因此电流负反馈与电压负反馈没有本质的区别。 6.4 判断图P6.4所示各电路中是否引入了反馈,是直流反馈还是交流反馈,是正反 馈还是负反馈。设图中所有电容对交流信号均可视为短路。 (a) (b) + (c) 们 (e) 叮 (g) 川 一 - ( hu) 图因.4 6.5 电路如图P6 .5 所示,要求同题 6 .4。 6.6 分别判断图P6.4 (d) - (h) 所示各电路中引入了哪种组态的交流负反馈。 6.7 分别判断图而 .5 (a) 、 (b) 、( e) 、(f)所示各电路中引入了哪种组态的交流负反馈。 I ) Us ( U1 (a) Us (c) + + Uo γ U1 + uo us |¥ u 习题 319 jJ + VC( ,R + Uo 工J -vcc (b) (d) +VCC + Uo (e) (t) 图而 .5 6.8 分别估算图因.4 (d)-(h) 所示各电路在理想运放条件下的电压放大倍数。 6.9 分别估算图而 .5 (a) 、 (b) 、 (e) 、(f)所示各电路在深度负反馈条件下的电压放大 倍数。 6.10 电路如图阳 .10 所示,已知集成运放为理想 运放,最大输出电压幅值为士 14V 。填空: 电路引入了 (填入反馈组态)交流负反馈, 电路的输入电阻趋近于 ,电压放大倍数 A.f = /::;.uo//::;.u[ = 。设 U[ = 1 V. 则 Uo = V; 若 R , 开路,则 Uo 变为一一 V; 若 R , 短路,则 Uo 变为 盯着几开路,则 Uo 变为 V; 若 R2 短 图阿 .10 320 第 6 章 放大电路中的反馈 路,则 Uo 变为 V。 6.11 已知一个负反馈放大电路的 A = 1cf , F = 2 x 10 - 3 0 (1) Af=? (2) 若 A 的相对变化率为 20% ,则 A f 的相对变化率为多少? 6.12 已知一个电压串联负反馈放大电路的电压放大倍数 Auf = 20 ,其基本放大电路的 电压放大倍数 Au 的相对变化率为 10% , A uf 的相对变化率小于 0.1% ,试问 F 和 Au 各为 多少? 6.13 已知负反馈放大电路的 A= jd (1+iL){I+i __L,) 飞. 10' I 飞 • WI 试分析:为了使放大电路能够稳定工作(即不产生自激振荡) ,反馈系数的上限值为 多少? 6.14 以集成运放作为放大电路,引人合适的负反馈,分别达到下列目的,要求画出 电路图来。 (1)实现电流-电压转换电路; (2) 实现电压-电流转换电路; (3) 实现输入电阻高、输出电压稳定的电压放大电路; (4) 实现输入电阻低、输出电流稳定的电流放大电路。 6.15 电路如图而 .15 所示。 (1)试通过电阻引人合适的交流负反馈,使输入电压 Ur 转换成稳定的输出电流 "L; = = (2) 若 Ur 0 - 5 V 时, i L 0 - 10 时,则反馈电阻 R f 应取多少? +Y -Et LL--'' CFL 图内 .15 6.16 阁P6 .16 (a) 所示放大电路 A户的波特图如图 (b) 所示。 (1)判断该电路是否会产生自激振荡。简述理由。 (2) 若电路产生了自激振荡,则应采取什么措施消振?要求在图 (a) 中画出来。 (3) 若仅有一个 50 pF 电容,分别接在三个三极管的基极和地之间均未能消振,则将 其接在何处有可能消振。为什么? (a) 201g1AFI/dB 习题 321 + uo 。亏 10. -60 dB/十倍频 106 f/ Hz (b) 图而 .16 6.17 试分析如图阳 .17 所示各电路中是否引入了正反馈(即构成自举电路),如有, 则在电路中标出,并简述正反馈起什么作用。设电路中所有电容对交流信号均可视为短路。 +VCC 3HU u T Z C4 • --Q + T1 Rdl uo (a) (b) 图P6 .17 6. 蹲在图阳 .18 所示电路中,已知 A 为电流反馈型集成运放,试求: 322 第 6 章 放大电路中的反馈 (1)中频电压放大倍数; (2) 上限截止频率。 R 图P6 .18 图P6 .19 6.19 测试 NPN 型晶体管穿透电流的电路如图 F阶 19 所示。 (1)电路中引入了哪种反馈?测试晶体管穿透电流的原理是什么? (2) 选择合适的 R , 在 Multisim 环境下测试四种型号晶体管的穿透电流。 提示:首先应了解穿透电流的定义、小功率管和大功率晶体管穿透电流的数量级,然 后根据所加 Vcc 的数值和所希望输出电压的数值选择 R 的取值。由于穿透电流数值较小, 为了测量比较精确 , R 的取值不可太小。 6.20 测试 N 沟道场效应管夹断电压(或开启电压)的电路如图P6 .20 所示。 (1) 分析电路的测试原理,并在 Multisim 环境下测试五种不同型号场效应管的夹断电 压(或开启电压)。所选场效应管应具有典型性。 (2) 修改电路,使之能够测试 P 沟道场效应管的夹断电压(或开启电压) ,并进行仿真。 出题目的: (1)联系实际,研究负反馈放大电路的应用。 R4 Q1 R3 10.0kOh皿 1% V2 U工A LF347M 100kOhm_1% DlMl 图P6 .20 习题 323 (2) 熟悉场效应管的种类及夹断电压(开启电压)的物理意义。 提示:手册中给出的夹断电压或开启电压,通常是漏极电流 ID 为一很小数值(如 5μA) 下的栅-源电压 UG50 6.21 图时 .21 所示为简易测试集成运放开环差模增益的电路。因集成运放的上限频 率很低,开环差模增益很高,故输入为低频正弦波小信号(如频率为 10 日z 、峰值 Uip 为 10 mV) ,测得输出电压峰值为 Uop ' 即可得开环差模放大倍数。 C 为精合电容,故应取值足够大。 图阳 .21 (1) 分析电路中的反馈,说明测量原理,求出开环差模放大倍数的表达式。 (2) 在 Multisim 环境下仿真,测试不同型号集成运放的开环差模增益。 第,章 信号的运算和处理 ' 喃喃师叫~脚?峭销时蛐瞅瞅翰融制耀翻黯赣 本章讨论的 J司题 ·如何实现模拟信号的数学运算?运算电路"定引入负反馈吗? ·为什么在运算电路中集成运放必须工作在线性区?不是理想运放就不能构成运算电 路吗? ·如何判断电路是否是运算电路?怎样分析运算电路的运算关系? ·为了获得信号中的直流分量,或者为了获得信号中的高频分量,或者为了传送某­ 频段的信号,或者为了去掉信号中电源所带来的 50 Hz 干扰,应采用什么电路? ·滤波电路的功能是什么?什么是有源滤波和无源滤波?为什么说有源滤波电路是信 号处理电路?有几种滤波电且在?它们分别有什么特点?有源撼波电路有哪些主要性能指标? ·由集成运放组成的有源滤波电路中-定引入负反馈吗?能否引入正反馈?为什么? 基本运算电路 集成运放的应用首先表现在它能构成各种运算电路上,并因此而得名。在 运算电路中,以输入电压作为自变量,以输出电压作为函数;当输入电压变化 时,输出电压将按一定的数学规律变化,即输出电压反映输入电压某种运算的 结果。本节将介绍比例、加减、积分、微分、对数、指数等基本运算电路。 7.1.1 概述 一、电路的组成 为了实现输出电压与输入电压的某种运算关系,运算电路中的集成运放应 当工作在线性区,因而电路中必须引入负反馈,且为了稳定输出电压,均引入 电压负反馈。由此可见,运算电路的特征是从集成运放的输出端到其反相输出 7.1 基本运算电路 325 端存在反馈通路。 由于集成运放优良的指标参数,不管引人电压串联负反馈,还是引入电压 井联负反馈,均为深度负反馈。因此电路是利用反馈网络和输入网络来实现各 种数学运算的。 二、"虚短"和"虚断"是分析运算电路的基本出发点 通常,在分析运算电路时均设集成运放为理想运放,因而其两个输入端的 净输入电压和净输入电流均为零,即具有"虚短路"和"虚断路"两个特点, 这是分析运算电路输出电压与输入电压运算关系的基本出发点。 在运算电路中,无论输入电压,还是输出电压,均对"地"而言。 在求解运算关系式时,多采用节点电流法:对于多输入的电路,还可利用 叠加原理。 7.1.2 比例运算电路 -、反相比例运算电路 1.基本电路 反相比例运算电路如图 7. 1. 1 所示,与图 6.4.5 (b) 电路相比可知,这是 典型的电压并联负反馈电路。输入电压 U[ 通 过电阻 R 作用于集成运放的反相输入端,故 输出电压 Uo 与 U[ 反相。同相输入端通过电 阻 R' 接地 , R' 为补偿电阻,以保证集成运放 = 输入级差分放大电路的对称性;其值为 U[ 0 (即将输入端接地)时反相输入端总等效电阻, 即各支路电阻的并联,因此 R' = R// Rfo 电 路中通过 R f 引人负反馈,故 UN = Up = 0 图 7. 1. 1 反相比例运算电路 (7. 1.1) 为"虚地"。 节点 N 的电流方程为 i p = i N =0 (7. 1. 2) LR = LF 由于 N 点为虚地,整理得出 U[ - UN R UN - Uo Rf Rf uo=-EUI (7. 1. 3) Uo 与 U[ 成比例关系,比例系数为 - Rf/ R , 负号表示 Uo 与 U[ 反相。比例系数 326 第 7 章信号的运算和处理 的数值可以是大于、等于和小于 1 的任何值。 = 因为电路引入了深度电压负反馈,且 1 + AF = ∞,所以输出电阻 Ro 0 , 电路带负载后运算关系不变。 因为从电路输入端和地之间看进去的等效电阻等于输入端和虚地之间看进 去的等效电阻,所以电路的输入电阻 Rj=R (7. 1. 4) 可见,尽管理想运放的输入电阻为元穷大,但是由于电路引人的是并联负反 馈,反相比例运算电路的输入电阻却不大。 式 (7. 1. 4) 表明,为了增大输入电阻,必须增大 R 。例如,在比例系数为 - 50 的情况下,若要求R; =10kO ,则 R 应取 10 kO , R f 应取 500 kO; 若要求 R j = 100 kO ,则 R 应取 100 kO , Rf 应取 5 MO 。实际上,当电路中电阻取值过 大时,一方面由于工艺的原因,电阻的稳定性差且噪声大;另一方面,当阻值 与集成运放的输入电阻等数量级时,式 (7. 1. 3) 所示比例系数会发生较大变化, 其值将不仅决定于反馈网络。使用阻值较小的电阻,达到数值较大的比例系 数,并且具有较大的输入电阻,是实际应用的需要。 在基本电路中,由于反馈电流与输入电流相等,所以使比例系数为 - Rf/R 。 可以想象,若 IF 远大于 1 ( ,则利用阻值不大的电阻就可以得到较大的输出电 压,从而获得同样的比例系数。利用 T 型网络取代图 7. 1. 1 所示电路中的凡, 可以达到上述目的。 2.T 形网络反相比例运算电路 在图 7. 1. 2 所示电路中,电阻矶、矶和 R4 构成英文字母 T ,故称为 T 形 网络电路。 节点 N 的电流方程为 U( - UM Rj R2 因而节点 M 的电位 = R2 UM -瓦 . U( 矶和 R4 的电流分别为 UM R2 13 = -瓦= -瓦瓦 . U( = 14 12 + 13 输出电压 Uo= - i 2 R2 - i4 R4 将各电流表达式代入,整理可得 图 7. 1. 2 T 形网络反相 比例运算电路 7.1 基本运算电路 327 , = Uo R2 + R4 (. -丁7 飞 1 +R一2 τ // R4 \ ) U (7. 1. 5) 表明当 R3 = ∞时 , Uo 与 U , 的关系如式 (7. 1. 3) 所示。 T 形网络电路的输入电 阻 Ri = RI 0 = 若要求比例系数为- 50 且 Rì 100 kO ,则 RI 应取 100 kO; 如果 矶和儿也取 100 kO ,那么只要 R3 取 2.08 kO ,即可得到 -50 的比例系数。 因为矶的引入使反馈系数减小,所以为保证足够的反馈深度,应选用开 环增益更大的集成运放。 二、同相比例运算电路 将图 7. 1. 1 所示电路中的输入端和接地端互换,就得到同相比例运算电 路,如图 7. 1. 3 所示。电路引入了电压串联 Rr 负反馈,故可以认为输入电阻为无穷大,输 θ 出电阻为零。即使考虑集成运放参数的影 响,输入电阻也可达 109 0 以上。 根据"虚短"和"虚断"的概念,集成 2 运放的净输入电压为零,即 = = , Up UN U (7. 1. 6) 图 7. 1. 3 同相比例运算电路 说明集成运放有共模输入电压。 = 净输入电流为零,因而 i R 片,即 R Rf Uo =(1 +号) uN =(1 斗)Up (7. 1. 7) 将式 (7. 1. 6) 代入,得 , +号 ) Uo = ( 1 U (7. 1. 8) 上式表明 Uo 与 U , 同相且 Uo 大于 U , 。 应当指出,虽然同相比例运算电路具有高输入电阻、低输出电阻的优点, 但因为集成运放有共模输入,所以为了提高运算精度,应当选用高共模抑制比 的集成运放。从另一角度看,在对电路进行误差分析时,应特别注意共模信号 的影响。 三、电压跟随器 在同相比例运算电路中,若将输出电压的全部反馈到反相输入端,就构成 图 7. 1. 4 所示的电压跟随器。电路引入了电压串联负反馈,且反馈系数为 1 。 由于 Uo = UN = Up , 故输出电压与输入电压的关系为 , = Uo U (7. 1. 9) 328 第 7 掌信号的运算和处理 R U, 图 7. 1. 4 电压跟随器 理想运放的开环差模增益为无穷大,因而电压跟随器具有比射极输出器好 得多的跟随特性。 集成电压跟随器具有多方面的优良性能,例如型号为 AD9620 的芯片,电 压增益为 0.994 ,输入电阻为 0.8 MO ,输出电阻为 40 0 ,带宽为 6∞ MHz ,转 换速率为 20∞ V/μ50 综上所述,对于单→信号作用的运算电路,在分析运算关系时,应首先列 出关键节点的电流方程,所谓关键节点是指那些与输入电压和输出电压产生关 系的节点,如 N 和 P 点;然后根据"虚短"和"虚断"的原则,进行整理, 即可得输出电压和输入电压的运算关系。 [例 7. 1. 1] 电路如图 7. 1. 5 所示,已知 R2 >>儿 , (1) Uo 与 U] 的比例系数为多少? (2) 若 ι 开路,则 Uo 与 U] 的比例系 RJ = R2 。试问: 数为多少? 解:比较图 7.1.5 和 7. 1. 2 所示电路, 不难发现,它们是完全相同的运算电路,即 T 型网络反相比例运算电路。 ---Z、 岛4 R, (1)由于 UN = Up = 0 = U] L2 L 1 =瓦 图宁.1. 5 例 7. 1. 1 电路图 M 点的电位 R2 UM=-L2 f( 2=- 瓦 U] 由于 R2 >>儿,可以认为 时( 1 + ~:) UM u nv ~~ -p鸟叫 , , s a l 飞 生 +几 、 、 . . . . .. ,.,,,u, 7.1 基本运算电路 329 在上式中,由于 Rl = 凡,故 UO 与 Ul 的关系式为 I R, \ uo=- I1+瓦! UI 所以,比例系数约为- (1 + R31R4) 。 (2) 若凡开路,则电路变为典型的反相比例运算电路,根据式 (7. 1. 3) , Uo 与 UI 的运算关系式为 R 2 + R3 uo=--E「 -uI 由于 R 1 = 儿,故比例系数为- (1 + R3 IR\) 。 {例 7. 1. 2] 电路如图 7. 1. 6 所示,己知 UO = - 55u" 其余参数如图中所 标注。试求出凡的值;并说明若 UI 与地接反,则输出电压与输入电压的关系 将产生什么变化。 图 7. 1. 6 例 7. 1. 2 电路图 解:在图 7. 1. 6 所示电路中, Al 构成同相比例运算电路, A 2 构成反相比 例运算电路。因此, {. R2 \ (. 100 kO \ ,, =\1+ 瓦 ) UI = \ 1 +"1百 kO J UI = 11 UI …- Uo = 飞 -瓦 UOI = - 1∞R5kO x 11 55u = f导出 R5 500 kO 。 若 UI 与地接反,则第一级变为反相比例运算电路。因此, R? 100 kO .~ UOI = -瓦 -uI=-EE-uI=- 川 I 由于第二级电路的比例系数仍为- 5 ,所以输出电压与输入电压的比例系数变 为 50 。 在多级运算电路的分析中,因为各级电路的输出电阻均为零,具有恒压特 性,所以后级电路虽然是前级电路的负载,但是不影响前级电路的运算关系, 故而对每级电路的分析和单级电路完全相同。 330 第 7 章信号的运算和处理 7.1.3 加减运算电路 实现多个输入信号按各自不同的比例求和或求差的电路统称为加减运算电 路。若所有输入信号均作用于集成运放的同-个输入端,则实现加法运算;若 一部分输入信号作用于同相输入端,而另一部分输入信号作用于反相输入端, 则实现加减法运算。 -、求和运算电路 1.反相求和运算电路 反相求和运算电路的多个输入信号均作用于集成运放的反相输入端,如图 7. 1. 7 所示。根据"虚短"和"虚断"的原则 , UN = Up = 0 ,节点 N 的电流方 程为 ~l + ~2 + ~3 = ~F 所以 UO 的表达式为 - - - Un U12 U I3 UO 一R一1 +' -R:2一+ ' R一一3 = Rf _ {u l1 U12 U I3 \ UO = - Kf~ 瓦+瓦+瓦! (7. 1. 10) 对于多输入的电路除了用上述节点电流法求解运算关系外,还可利用叠加 原理,首先分别求出各输入电压单独作用时的输出电压,然后将它们相加,便 得到所有信号共同作用时输出电压与输入电压的运算关系。 RJ UII~ ·飞 R、 Rf RJ U II ~ 叫 R、 Rr 图 7. 1. 7 反相求和运算电路 图 7. 1. 8 利用叠加原理求解运算关系 设 h 单独作用,此时应将 U12 和 U I3接地,如图 7. 1. 8 所示。由于电阻矶 和矶的→端是"地",一端是"虚地",故它们的电流为零。因此,电路实现 的是反相比例运算, = - Rf UOl R, U l1 7.1 基本运算电路 331 利用同样方法,分别求出 U12 和 UI3 单独作用时的输出 uω 和 U03' Rf Rf U02 = -瓦 U 口 , U03 = -瓦 UI3 当 Ull 、 UI2 和 U I3 同时作用时 = = R R UO U01 + U02 + U03 Rf f f -瓦 UIl-Eun- 瓦 U (3 与式 (7. 1. 10) 相同。 若 R 1 = 5 kD , R2 = 20 kD , R3 = 50 kD , Rf = 100 kD ,则 = - UO 20Ull - 5u 口 - 2u I3 。 从反相求和运算电路的分析中可知,各信号源为运算电路提供的输入电流 各不相同,表明从不同的输入端看进去的等效电阻不同,即输入电阻不同。 2. 同相求和运算电路 当多个输入信号同时作用于集成运放 的同相输入端时,就构成同相求和运算电 路,如图 7. 1. 9 所示。 U Il 在同相比例运算电路的分析中,曾得 到式 (7. 1. 7) 所示结论。因此求出图 71.9h 所示电路的句,即可得到输出电压与输入 Uu 电压的运算关系。 节点 P 的电流方程为 -'3-- 图 7. 1. 9 同相求和运算电路 = L1 + 12 + L3 14 Uu - Up U12 - Up U (3 - Up Up RI+R2+R3-R4 • (瓦1 +1 瓦+1 瓦1 +瓦) U Up =I瓦l +u瓦n+U瓦 I3 所以同相输入端电位为 _ I Uu UI2 U I3 \ Up == J( p 飞瓦+瓦+瓦! 式中 R p = R 1 矿 RzII R311 R4 。 将式 (7. 1. 11) 代入式 (7. 1. 7) ,得出 I == I 飞 H ,\ 1 +二R,) .I 飞 .RHpP.1 URn"T1二 1 ,+. 一UR=nz +T 一UR二3"|J\ _ R + Rf Rf I Ull UIZ U I3 \ - R .Rf. f( p.\ 瓦+瓦+瓦 f _ Rp I Un U12 U (3 \ = J( f. 瓦飞瓦+瓦+瓦! (7. 1. 11) (7. 1. 12) 332 第 7 章信号的运算和处理 式中 RN = R// R fo 若 RN = R p , 则 U n. = κ( 旦R j+. 旦R+2 .旦R)3 (7. 1. 13) 与式 (7. 1. 10) 相比,仅差符号。应当说明,只有在 RN =冉的条件下,式 = (7. 1. 13) 才成立,否则应利用式 (7. 1. 12) 求解。若 R// Rf Rj// R2 矿 匙,则可 省去队。 与反相求和运算电路相同,也可用叠加原理求解同相求和运算电路的 Up , 可得 R2 // R3// R4 Rj// R3// R4 Rj// R2 // R4 up=R1+Rz//EE3//Etf11+Rz+RI//EtJ Rfn+R3+R1H Rz//EUUB 输出电压 Uo = {. 飞1 + Rr\ R' J { 飞 Rj R2 // R3// R4 + R2 // R3// R4 un Rj// R3// R4 + R2 + Rj// R3// R4 u12 2 矿 R + RJ R3 + // R2 // Rj// R4 R4u 叶 \ 飞'只1.山γ 虽然式中每一项的物理意义非常明确,但计算过程繁琐。 由以上分析可知,对于不同的运算电路,应选用不同的分析方法,以简化 求解过程,并获得简洁的表达式。 二、加减运算电路 从对比例运算电路和求和运算电路的分析可知,输出电压与同相输入端信 号电压极性相同,与反相输入端信号电压极性相反,因而如果多个信号同时作 用于两个输入端时,那么必然可以实现加减运算。 图 7. 1. 10 所示为四个输入的加减运算 电路,表示反相输入端各信号作用和同相 UI1 输入端各信号作用的电路分别如图 7.1.11u (a) 和 (b) 所示。 图( a) 所示电路为反相求和运算电路, u 故输出电压为 U r• UOl = - Rf ( 去+去) 图 (b) 所示电路为同相求和运算电路, 若 Rl// R2 // Rf = R3// R4// Rs , 则输出电 压为 图 7. 1. 10 \ ~ {μ 臼 UI4 U02 = 1([\瓦+瓦) 加减运算电路 7.1 基本运算电路 333 RJ (a) (b) 图 7. 1. 11 利用叠加原理求解加减运算电路 ( a) 反相输入端各信号作用时的等效电路 ( b) 同相输入端各信号作用时的等效电路 因此,所有输入信号同时作用时的输出电压为 = = ~ {u13 u l4 ull u I2 I Uo uOl + U02 l( f\ 瓦+瓦-瓦-瓦! (7.1.15) 若电路只有两个输入,且参数对称, 如图 7. 1. 12 所示,则 = 生( Uo U I2 - Ull) (7. 1. 16) UIJ 电路实现了对输入差模信号的比例运算。 U I2 在使用单个集成运放构成加减运算电 路时存在两个缺点,一是电阻的选取和调 整不方便,二是对于每个信号源的输入电 阻均较小。因此,必要时可采用两级电路。 图 7. 1. 12 差分比例运算电路 例如,可用图 7. 1. 13 所示电路实现差分比例运算。第一级电路为同相比例运 算电路,因而 +去) U Q1 = ( 1 U l1 利用叠加原理,第二级电路的输出 图 7. 1. 13 高输入电阻的差分比例运算电路 334 第 7 章信号的运算和处理 R ", I R",\ = - UO R'; UOJ + ~ 1 +瓦 } UI2 若 RJ = R口 , R3 = Rfl , 则 ( +去) Uo = ( 1 U I2 - U Il) (7. 1. 17) 从电路的组成可以看出,元论对于 Uu '还是对于句,均可认为输入电阻 为无穷大。 [例 7. 1. 3J 设计一个运算电路,要求输出电压和输入电压的运算关系式 为 Uo = 10Ull - 5 U I2 - 4u13o 解:根据已知的运算关系式可知,当采用单个集成运放构成电路时, Ull 应作用于同相输入端,而 U I2 和 U I3应作用于反相输入端,如图 7. 1. 14 所示。 选取 R f =100 kO ,若 RJ // R2 // Rf = R3 矿儿,则 = R; ~{U Il U I2 u l3\ Uo l{ f~ - 瓦-瓦! 因为 R f/R J =10 ,故 RJ = 10 kO; 因为 R f/ R2 = 5 ,故 R2 = 20 kO; 因为 Rf / R3 = 4 ,故 R3 = 25 kO 。 一 R14- - 一 R12+ ~ 一 R13+~ 一 R1f-一 R1J =-1飞(1一20+=' -215=+.一1:010_ _ 1:1_0\J1''k-'O'_-11 = 0",,k-O.. --11 故可省去 R40 所设计电路如图 7. 1. 15 所示。 u 3- U12 u3 UIl u ,. U Il 图 7. 1. 14 例 7. 1. 3 电路(一) 图 7. 1. 15 例 7. 1. 3 电路(二) 7.1.4 积分运算电路和微分运算电路 积分运算和微分运算互为逆运算。在自控系统中,常用积分电路和微分电 路作为调节环节;此外,它们还广泛应用于波形的产生和变换,以及仪器仪表 之中。以集成运放作为放大电路,利用电阻和电容作为反馈网络,可以实现这 两种运算电路。 一、积分运算电踢 在图 7. 1. 16 所示积分运算电路中,由于集成运放的同相输入端通过 R' 接 7.1 基本运算电路 335 = = 地, Up UN 0 ,为"虚地"。 电路中,电容 C 中电流等于电阻 R 中 电流 rb E- - DA -问 P H 输出电压与电容上电压的关系为 Uo = - Uc 而电容上电压等于其电流的积分,故 Rr r- 一-c::::J一一-, I C I uo=-÷jicdt=- 主 fu]dt 图 7. 1. 16 积分运算电路 (7. 1. 18) 在求解 t] 到 t2 时间段的积分值时 -U AV l一 配 pill--J t + t 2UiEG U, AU E , 飞 、 、 , , , (7. 1. 19) 式中 Uo (t]) 为积分起始时刻的输出电压,即积分运算的起始值,积分的终值 是 t2 时刻的输出电压。 当 U] 为常量时,输出电压 -u nu 1-M u t,J ‘ 、 q 句 eb 、1 / + uo , , . 6 ι 、 ‘ , 、 / 、 (7. 1. 20) 当输入为阶跃信号时,若 to 时刻电容上的电压为零,则输出电压被形如 图 7. 1. 17 (a) 所示。当输入为方波和正弦破时,输出电压波形分别如图 (b) 和 (c) 所示。可见,利用积分运算电路可以实现方波-三角波的波形变换和正 弦-余弦的移相功能。 U] UI ~ Uo uo uo (a) (b) (c) 图 7. 1. 17 积分运算电路在不同输入情况下的波形 ( a) 输入为阶跃信号 ( b) 输入为方波 (c) 输入为正弦波 336 第 7 章信号的运算和处理 在实用电路中,为了防止低频信号增益过大,常在电容上并联一个电阻加 以限制,如图 7. 1. 16 中虚线所示。 二、微分运算电路 l.基本微分运算电路 若将图 7. l. 16 所示电路中电阻 R 和电容 R C 的位置互换,则得到基本微分运算电路, 如图 7. 1. 18 所示。 根据"虚短"和"虚断"的原则, Up = lC = = UN 0 ,为"虚地",电容两端电压 Uc U(O 因而 输出电压 - pn -ρ L 何 一fu 山 -unu -R R 图 7. 1. 18 何 一 PAC 山 输出电压与输入电压的变化率成比例。 基本微分运算电路 (7. 1. 21) 2. 实用微分运算电路 在图 7. 1. 18 所示电路中,无论是输入电压产生阶跃变化,还是脉冲式大 幅值干扰,都会使得集成运放内部的放大管进入饱和或截止状态,以至于即使 信号消失,管子还不能脱离原状态回到放大区,出现阻塞现象,电路不能正常 工作;同时,由于反馈网络为滞后环节,它与集成运放内部的滞后环节相叠 加,易于满足自激振蔼的条件,从而使电路不稳定。 为了解决上述问题,可在输入端串联一个小阻值的电阻 R( , 以限制输入 电流,也就限制了 R 中电流;在反馈电阻 R 上并联稳压二极管,以限制输出 U, Dz, D12 图 7. 1. 19 实用微分运算电路 图 7. 1. 20 微分电路输入输出波形分析 7.1 基本运算电路 337 电压幅值,保证集成运放中的放大管始终工作在放大区,不至于出现阻塞现 象;在 R 上井联小容量电容 C j ,起相位补偿作用,提高电路的稳定性;如图 7. 1. 19 所示。该电路的输出电压与输入电压成近似微分关系。若输入电压为方 波,且 RC 《 ;(T 为方波的周期) ,则输出为尖顶波, 如图 7. 1. 20 所示。 3. 逆函数型微分运算电路 若将积分运算电路作为反馈回路, C 则可得到微分运算电路,如图 7. 1. 21 所 示。为了保证电路引人的是负反馈,使 岛的输出电压 U02 与输入电压 U( 极性相 反 , U( 应加在 A j 的同相输入端一边。 在图 7. 1. 21 所示电路中 , Lj =句, UI+ 即 UI U02 Rj R2 = R2 U02 -瓦 . UI 图 7. 1. 21 逆函数型微分运算电路 根据积分运算电路的运算关系可知 U02 = -古 fuodt 因此 -fuI=- 中 I uodt 从而得到输出电压的表达式为 R2R3 C dUI Uo=17EJ (7. 1. 22) 利用积分运算电路来实现微分运算的方法具有普遍意义。例如,采用乘法 运算电路作为集成运放的反馈通路,便可以实现除法运算;采用乘方运算电路 作为集成运放的反馈通路,便可以实现开方运算;等等。与一般运算电路一 样,利用逆运算的方法组成运算电路时,引入的必须是负反馈。 [例 7. 1. 41 电路如图 7. 1. 22 所示, C j =C2 =Co 试求出 Uo 与 UI 的运算 关系式。 解:根据"虚短"和"虚断"的原则,在结点 N 上,电流方程为 = !l LCl 町 _d(UN-UO) ~dUN ~duo -芋= c 气~= C 一「 -C-7 R- dt dt dt 338 第 7 章 信号的运算和处理 C 一 ddu~ t"=- C- 一 ddut」 ", + . 」 uR'" 在结点 p 上,电流方程为 12 = IC2 u[-up ~dup R - 二二 ~ dt --u飞 E、 u[ ~dup Up R=Mdt+E 因为 up = UN , 所以 C 二 dd~to-=- ­ ~R Uo = 走 fu,dt 图 7. 1. 22 例 7. 1.4 电路图 在 t 1 - t2 时间段中 , Uo 的表达式为 Uo = 在 j:UIdt+ 问( t 1) 电路实现了同相积分运算。 [例 7. 1. 51 在自动控制系统中,常采用如图 7. 1. 23 所示的 PID①调节器, 试分析输出电压与输入电压的运算关系式。 C, C、 解:根据"虚短"和"虚断"的原则, up = UN = 0 ,为虚地。 N 点的电流方程为 IF=IC1+ l l _ du, u, IC1 =ι1 dt' 11 =瓦 = - Uo (UR2 + uα) ,而 R句 du , UR2 = iFR2 = 言:UI+R2CI 正 图 7. 1. 23 调节器电路图 uα= 去 fiFdt =去f( C1 书去 ) dt =CC~, U[+ 1 瓦石; Jru[ . dt 所以 r ._I. • = - C dt - 1C J Uo {R ~户 du , . -_. .. ... 2 1\ 1. R \瓦宁 c J u 广且 2.....1 ....,..一一一. "l~V 2 12 ① PID 是 Proportional Inlegtal Differential 的缩写。 7.1 基本运算电路 339 因电路中含有比例、积分和微分运算,故称之为 PID 调节器。 = 当 R2 =0 时,电路只有比例和积分运算部分,称为 PI 调节器;当 C2 0 时,电路只有比例和微分运算部分,称为 PD 调节器;根据控制中的不同需 要,采用不同的调节器。 7.1.5 对数运算电路和指数运算电路 利用 PN 结伏安特性所具有的指数规律,将二极管或者三极管分别接入集 成运放的反馈回路和输入回路,可以实现对数运算和指数运算,而利用对数运 算、指数运算和加减运算电路相组合,便可实现乘方、除法、乘方和开方等 运算。 一、对数运算电路 1.采用二极管的对数运算电路 图 7. 1. 24 所示为采用二极管的对数运 D 算电路,为使二极管导通,输入电压 UI 应 大于零。根据半导体基础知识可知,二极管 Uj R 的正向电流与其端电压的近似关系为 (Uj>O) τ- U D iD=lseuT 因而 U 俨 UTln 毛 由于 Up= UN=O , 为虚地, 图 7. 1. 24 采用二极管的 对数运算电路 = UI lD lR = 王 根据以上分析可得输出电压 = - = - Uu " - U-"U~ U. U~ll'' l.n' 一Is-R- (7. 1. 23) 上式表明,运算关系与的和 ls 有关,因而运算精度受温度的影响;而且,二 极管在电流较小时内部载流子的复合运动不可忽略,在电流较大时内阻不可忽 略;所以,仅在一定的电流范围才满足指数特性。为了扩大输入电压的动态范 围,实用电路中常用三极管取代二极管。 2. 利用晶体三极管的对数运算电路 利用晶体三极管的对数运算电路如图 7. 1. 25 所示,由于集成运放的反相 输入端为虚地,结点方程为 R = = UI lC lR 340 第 7 章信号的运算和处理 在忽略晶体管基区体电阻压降且认为晶 体管的共基电路放大系数 α=1 的情况下, 若 UBE >>屿,则 UBE , 1/ !c =α!E=lse"T -U QUE Ul TA n ZpEJ u - 向S 输出电压 -u o -unbpι U TE n UL-5R 7I 斗主- T 图 7. 1. 25 利用晶体管的 对数运算电路 与式 (7. 1. 23) 相同。和二极管构成的对数运算电路一样,运算关系仍受温度的 影响,而且在输入电压较小和较大情况下,运算精度变差。 在设计实用的对数运算电路时,人们总要采用一定的措施,用来减小 ls 对运算关系的影响。 3. 集成对数运算电路 在集成对数运算电路中,根据差分电路的基本原理,利用特性相同的两只 晶体管进行补偿,消去 ls 对运算关系的影响。型号为 ICL8048 的对数运算电 路如图 7. 1. 26 所示,点划线框内为集成电路,框外为外接电阻。 电路分析的思路是:欲知 Uo 需知 U P2' 而根据图中所标注的电压方向, = UP2 UBE2 - UBEl ;因为 UBE2 与 IR 成对数关系, UBEl 与! j 成对数关系,而! j 与 Uj 成线性关系,故可求出 Uo 与 Uj 的运算关系。 结点 N[ 的电流方程为 /0 R-ι -l uo 图 7. 1. 26 集成对数运算电路 7.1 基本运算电路 341 因而 结点 P2 的电流方程为 因而 U__. UI r →手i = 1Cl 11 =石-""'lsevT 问 a‘ 3 ~~ U U RUEL 中n & - 帆 UBE2 iα =IR""'lseuT ~~ u nun U TEA n ERt-2-2S P2 点的电位为 = RRU. UDl' - U~"ll霄U, - U~ l"l"t..l "~ '" - U~T1l••n• 一1 3 Up = 圳,因此输白电压 (. R2 \ ,,' UI Uo 臼 -\1+ 豆~) UTln 石瓦 (7. 1. 24) 若外接电阻 R5 为热敏电阻,则可补偿 UT 的温度特性。 R5 应具有正温度 系数,当环境温度升高时 , R5 阻值增大,使得放大倍数 (1 + R2/ R 5 ) 减小,以 补偿 UT 的增大,使 u 。在 UI 不变时基本不变。 二、指数运算电路 1.基本电路 将图 7. 1. 25 所示对数运算电路中的电 阻和晶体管互换,便可得到指数运算电路, 如图 7. 1. 27 所示。 因为集成运放反相输入端为虚地, 所以 UBE = UI U1 = iR i E"", IsevT 输出电压 图 7. 1. 27 指数运算电路 μo=-iRR=-IJ:R(7125) 为使晶体管导通 , UI 应大于零,且只能在发射结导通电压范围内,故其 变化范围很小。同时,从式 (7. 1. 25) 可以看出,由于运算结果与受温度影响较 大的 Is 有关,因而指数运算的精度也与温度有关。 2. 集成指数运算电路 在集成指数运算电路中,采用了类似集成对数运算电路的方法,利用两只 双极型晶体管特性的对称性,消除 Is 对运算关系的影响;并且,采用热敏电 342 第 7 章信号的运算和处理 阻补偿 UT 的变化;电路如图 7. 1. 28 所示。 Rf Uo 图 7. 1. 28 集成指数运算电路 分析如下: 在忽略 T1 管基极电流的情况下 , p 点的电位 R3 Up= 瓦工瓦 . U( T1 管的集电极电流 E 点电位 一u 旦g i C1 = I REF = Ise u T 输出电压 UE = Up - uBEl = - UBE2 = - UBE2 Up + μBEl U BE2 丛且 -EL-11 Uo = i C2 R f = Ise uT Rf = IseU十七 R , +R, uTR f --EL.Zi UO=IR1 EF_e~ "R,. +T"R_'~UT_ lR\ (7. 1. 26) 7.1.6 利用对数和指数运算电路实现的乘法运算电路和除法运算 电路 利用对数和指数运算电路实现的乘法运算电路的方框图如图 7. 1. 29 所示, 具体电路如图 7. 1. 30 所示。 在图 7. 1. 30 所示电路中 U T1 01 臼 - UTln 一Is-R­ 7.1 基本运算电路 343 对数运算电路 I 对数运算电路1I 求和运算电路卢~指数运算电路 图 7. 1. 29 利用对数和指数运算电路实现的乘法运算电路的方框图 图 7. 1. 30 uω Z 乘法运算电路 U 中 n UE-K-R A 为了满足指数运算电路输入电压的幅值要求,求和运算电路的系数为 1 ,故 U03 = - ( uOl + U02) 臼 UTln 旦旦旦旦 UsR? u Is τ辛r!. u l1 u I2 uo=-IsReuT 臼 - R (7. 1. 27) 若将图 7. 1. 29 和图 7. 1. 30 所示电路中的求和运算电路换为求差(差分)运 算电路,则可实现除法运算电路。 7.1.7 集成运放性能指标对运算误差的影晌 在上述各电路运算关系的分析中,均认为集成运放为理想运放。而实际 上,当利用运放构成运算电路时,由于开环差模增益 Aod 、差模输入电阻 rid 和 共模抑制比 KCMR 为有限值,且输入失调电压 UIO 、失调电流 110 以及它们的温 漂 -dU2J(l 」 dI旦 Ill 均不为零,必然造成误差。 dT ' dT 344 第 7 章信号的运算和处理 对于任何运算电路,若元器件参数理想情况下输出电压为吨,电路的实 际输出电压为 Uo , 则输出电压的绝对误差 ðuo = I Uo I - I u'o I ,而相对误差为 ðu C\ δ- ,工 x 100% Uo (7. 1. 28) 本节仅对几种情况作一简要分析。 一、 Aod 和 rld 为有限值肘,对反相比例运算电路运算误差的影晌 考虑 Aod 和 rid 为有限值时,反相比例运算电路的等效电路如图 7. 1. 31 所 京。由于 rid >> R' , 可以认为 = UN = - Uld Uo -丁一 几 od (7. 1. 29) Rf --I-F- U, 240 图 7. 1. 31 A 叶和 rid 为有限值时反相比例运算电路的等效电路 = 结点 N 的电流方程为 i R i F + i I , 即 UI - uN uN - Uo uN R - R f 'rid + R' 将式 (7. 1. 29) 代入上式,并令 RN = R// RrI/ (r>d + R') , 整理可得 R f AodRN uoz-E-E工IE瓦 o UI (7. 1. 30) 理想运放时的输出电压 Rf uo=-E-UI (7. 1. 31) 故相对误差 δ= 一 R[ x 1∞% Rf + AodRN (7. 1. 32) 若 R = 10 kO , R f = 100 kO , R' = R // R[ , Aod = 2 X 105 , rid = 2 MO ,则 δ 臼- 0.0055% 。式 (7. 1. 32) 表明, Aod 和 rid愈大,相对误差的数值愈小。 二、 AOd和 KCMR为有限值时,对同相比例运算电路运算误差的影晌 因为同相比例运算电路在输入差模信号的同时伴随着共模信号输入,因此 7.1 基本运算电路 345 Rf 4 …- 'F Uo R' P u 图 7. 1. 32 考虑 Aod 和 K CMR 为有限值时同相 比例运算电路的等效电路 共模抑制比成为影响运算误差的重要因素。图 7. 1. 32 所示为 Aod 和 KCMR 为有 限值时同相比例运算电路的等效电路。由于 rid 为无穷大, iI=0 ,故 R' 上电压 = 为零 , Up U , 。输出电压是差模信号和共模信号两部分作用的结果,其中 输出电压的表达式为 Uld = Up - UN U + = U I C 一 Dza- 一 衔 , U阳 一 " ­ & 川 od(Up- UN) + Ac' 乓旦 (7. 1. 33) = 因为 Up U" R ~ f UN = R 工 R ' Uo = l' Uo , Ac= 乒ι ,所以 ""CMR = ,- , Aodu Aod U Aod Fuo Ao。ddFuOO + Kv CUU M.R一2+K一C一M ·一R一2一 整理可得 I R八 l+KlMR =I I Uo 1 + -;; .一一一千二 • U 瓦F 且, 1+ 理想运放情况下的输出电压 +号) U'o = ( 1 U, 所以相对误差 11+τL一| _ δ| 且 CMR I = 一-1 I -一-一-一一一一一- 1 I X 11+~ I 飞 Aod F ) 唱… lUVUIO (7. 1. 34) (7. 1. 35) (7. 1. 36) 346 第 7 章信号的运算和处理 若 R = 10 kD , Rf = 1∞ kD , R' = R// Rf' Aod = 2 x IOS , KCMR = Hr',则 δ= O. ∞45% 。式 (7.1.36) 表明 , Aod 和 KCMR 愈大,相对误差的数值愈小。 三、失调电压 IO U 、失调电流 I10及~其- 湿1JJ漂Ø.1f一fl d-一UdT一IO 、 一ddI一T 旦对比例运算电路运 算误差的影晌 考虑 U IO 和 110 的影响,比例运算电路的等效电路如图 7. 1. 33 所示。图中 I B1 = IlB +乞 ιIm=Ir÷ι 差模输入电压为零。因电路的两个输入 端接地,故仅由失调因素产生输出电压 Uo 。 Rf -…F ' 图 7. 1. 33 考虑 Uos 和 105影响时,比例运算电路的等效电路 集成运放同相输入端电位 p = - ( I lB - ;叫 R' 反相输入端电位 UN = U川 IIB-÷ 叫 R' N 点的电流方程 R_'N _ 1_ Uo - UN + IIB +言 110 = 丁7 整理得出 UN=tuo-(IIB+ 杠。) RN 式中 R N = R// Rf。根据式 (7. 1. 38) 和 (7. 1. 39) ,可得输出电压 [ UO = ( 1 +号) UIO + /1川N-R')+÷I以 RN + R')] 当外接电阻 R 矿 R f = R' 时, +号) ( UO = ( 1 UIO + 川, ) (7. 1. 37) (7. 1. 38) (7. 1. 39) (7. 1. 40) 7.1 基本运算电路 347 = 当 RN R' 且只考虑失调温漂所产生的输出电压的变化时,有 Aωu0=(1+引2) (ðω. U川110 ð. UIO =ddU';.V" •ð. Tmax = 旦旦 ð./.1"0- dT ~'-"max 式中ð. Tmax 为温度变化的最大范围。 因为理想运放条件下,间相比例运算电路的输出电压 1 R,\ U'o = ~ 1 + R') U( 所以失调温漂引起的相对误差的数值为 1 1- - 1 |δ1 = |1 一 八 u~ol=l ð. UIO lU + ð. /IOR . -- O) (Ux>O ,Uy>O) 。 ux III (UxO ,Uy> UBE3' 则 Rc , Uo 臼 -E币;-uxuy=KUXUY + (7.2.7) " "Y 式中 Ux 可正可负,但 Uy 必须大于零,故图- 7.2.4 所示为两象限模拟乘法器。电路有如下明 显的缺点: 图 7.2 .4 两象限模拟乘法器 (1) 式 (7.2.6) 表明 , Uy 的值越小,运算误差越大; (2) 式 (7.2.7) 表明 , Uo 与 UT 有关,即 k 与温度有关; (3) 电路只能工作在两象限。 三、四象限变跨导型模拟乘法器 图 7.2.5 所示为双平衡四象限变跨导型模拟乘法器。通过对图 7.2.3 所示 电路的分析,得到的式 (7.2 .4)适用于图 7.2.5 所示电路,因而 2ÜUv i 1 _ i 2 叫 th T (7.2.8) i4 _ i3= i 6th 2UÜv T (7.2.9) 352 第 7 章信号的运算和处理 R C - o t- · · 冒7 十V CC EE--'' 10 饨 , - R C ---t、 + Uo + + 飞A 飞 图 7.2.5 双平衡四象限变跨导型模拟乘法器 Uv i.) - .i0~-= •It••h• 2一U. T i 01 - i 02 = (i j + i 3 ) - (i 4 + i 2 ) = (i j - i 2 ) - (i 4 - i 3 ) 将式 (7.2.8) 、 (7.2.9) 、 (7.2.10) 代入上式,得 (7.2.10) =/1 r; Il v =(以5- .i661)t 1 时,电路实现乘方运算。若 N = 2 , 则电路为平方运算电路;若 N = 10 ,则电路为 10 次幕运算电路。 二、除法运算电路 利用反函数型运算电路的基本原理,将模拟乘法器放在集成运放的反馈通 路中,便可构成除法运算电路,如图 7.2.10 所示。与只用集成运放组成的运 算电路一样,在用模拟乘法器和集成运放共同构成运算电路时,也必须引人负 反馈,据此可确定二者的连接方法。 对于图 7.2.10 所示电路,必须保证 i 1 = ! 2 ,电路引入的才是负反馈。即当 Un > 0 V 时 , U'O < 0 V; 而 Un < 0 V 时 , U'O > 0 V 。由于 Uo 与 Un 反相,故要求 ub 与 Uo 同符号。因此, 当模拟乘法器的 k 小于零时, U I2应小于零;而 k 大于零时, U I2应大于零;即 u 口与 k 同符号。 同理,若模拟乘法器的输出端通过电阻接集成 运放的同相输入端,则为保证电路引人的是负 图 7.2.10 除法运算电路 7.2 模拟乘法器及其在运算电路中的应用 355 反馈 , U 口与 k 的符号应当相反。 在图 7.2.10 所示电路中。设集成运放为理想运放,则 UN=Up=O , 为虚 地 , i l = 句,即 整理上式,得出输出电压 , Ull 问 kU I2 Uo RI 一 R2 比 " R2 Ull Uo = -瓦 -EL (7.2.15) 由于阳的极性受 k 的限制,故图 7.2.10 所示电路为两象限除法运算电 路。对于一个确定的除法运算电路,模拟乘法器 k 的极性是唯一的,故 u 口的 极性是唯一的,其运算关系式也是唯一的;换言之,若 k 或 U I2的极性变化, 则电路的接法应遵循引入负反馈的原则产生相应的变化。 三、开方运算电路 利用乘方运算电路作为集成运放的负反馈通路,就可构成开方运算电路。 = 在除法运算电路中,令 U'2 uo , 就构成平方根运算电路,如图 7.2.11 所示。 若电路引入的是负反馈,则 UN = Up = 0 , 为虚地 , LI=L2' 即 , - U Uo Rl R2 R 节气 u'。 =-E-uIUUO (7.2.16) 故 Iuol =F吾 (7.2.17) 图 7.2.11 叫运算电路 为了使根号下为正数 , u , 与 k 必须符号相反。因此,由于 Uo 与 U , 极性相反, 故当 U , > 0 、 kO 时运算关系式应为 Uo =俨吾 (7.2.19) 与除法运算电路相同,因为当模拟乘法器选定后 k 的极性就唯一地被确定, 因此实际电路的运算关系式只可能是 (7.2.18) 和 (7.2.19) 中的一个。 在图 7.2.11 中,若 U , < 0 、 k > 0 ,则图中所标注的电流方向是在上述条件 下电阻中电流的实际方向。如果因某种原因使 U , 大于零,则必然导致 u'。大 356 第 7 章信号的运算和处理 于零,从而使反馈极性变正,最终使集成运 放电路内部的晶体管工作到截止区或饱和 区,输出电压接近电源电压,以至于即使 UI 变得小于零,集成运放也不能回到线性区, 电路不能恢复正常工作,运放出现闭锁或称 u R, 锁定现象。为了防止闭锁现象的出现,实用 电路中常在输出回路串联一个二极管,如图 7.2.12 所示。 按照平方根运算电路的组成思路,将 3 次方电路作为集成运放的反馈通路,就可实 现立方根运算电路,如图 7.2.13 所示。图中 图 7.2.12 防止闭锁现象的 平方根电路 ,孔 2 _ 3 Uo= κ Uo 由于 k 2 大于零,且 uL 与 UI 反相,所以不管 k 值为正还是为负,电路均引入 了负反馈。电路中 UN = Up =0 ,为虚地 , i 1 = i 2 , 即 Ul Uo R1 R2 , Uo = Rz -瓦 UI = , 23 K Uo 整理,可得 Uo =俨王三1 (7.2.20) Uo 图 7.2.13 立方根运算电路 与乘方运算电路相类似,当多个模拟乘法器串联实现高次根的运算时,将 产生较大的误差。因此,为了提高精度,也可采用如图 7.2.9 所示电路。从式 (7.2.14) 可以看出,若 k 1 = 10 , k2 =0.1 V- 1 ,则 k = 1; 故 N < 1 时,电路为 开方运算电路。当 N =0.1 时, uo=h YEI; 当 N =0.5 时 , Uo = k3 ruI 。 7.3 有源滤波电路 357 {例 7.2.1] 运算电路如图 7.2.14 所 示。已知模拟乘法器的运算关系式为 u'。= kux Uy = - 0.1 V - j Ux Uy 。 (1)电路对 U I3的极性是否有要求,简 述理由; U 11 (2) 求解电路的运算关系式。 u p情 m 解: (1) 只有电路中引人负反馈,才能 实现运算。而只有 Un 与 u'。符号相反,电路 引人的才是负反馈;已知 Uo 与 Un 反相,故 U' 。应与 u。同符号。因为 k <0 , 所以 U J3 应小 图 7.2.14 例 7.2.1 电路图 于零。 (2) P 点电位 R2 Up = 瓦工瓦. u12 = uN N 点的电流方程为 Iιn - UN Rj 将 UN 的表达式代入上式,整理得出 UN - U 0 R2 山=去( u12 - un) = ku川 所以输出电压 Uo = 丽 R2;·U u一12一B-一一Un一=一0一.11一0x0一IO一‘·一U1一2 U -一一U一nB = •1U ~00~' 一UI1一23 一- 一U-n 思考题 7.2.1 为了得到正弦波电压的二倍频纯交流信号应采用什么电路?画出图来。 7.2.2 试说明利用逆运算方法组成运算电路的原则。 7.2.3 试利用模拟乘法器和集成运放实现除法运算电路,画出模拟乘法器的乘积系数 不同极性和输入信号不同极性各种组合情况下电路的构成。 有漉滤波电路 对于信号的频率具有选择性的电路称为滤波电路,它的功能是使特定频率 范围内的信号通过,而阻止其它频率信号通过。有游、搜、波电路是应用广泛的信 号处理电路。 358 第 7 章信号的运算和处理 7.3.1 滤波电路的基础知识 一、洁、波电路的种类 通常,按照滤波电路的工作频带为其命名,分为低通滤波器 (LPF①)、高 通滤披器 (HPF②)、带通洁、波器 (BPF③)、带阻捷、波器 (BEF(Î) )和全通捷、披器 (APF⑤)。 设截止频率为人,频率低于 !p 的信号能够通过,高于人的信号被衰减的 滤波电路称为低通滤披器;反之,频率高于儿的信号能够通过,而频率低于 !p 的信号被衰减的滤波电路称为高通滤波器。前者可以作为直流电源整流后 的滤波电路,以便得到平滑的直流电压;后者可以作为交流放大电路的搞合电 路,隔离直流成分,只放大频率高于人的信号。 设低频段的截止频率为 !pl' 高频段的截止频率为 !p2 ,频率为 !pl 到 !p2 之 间的信号能够通过,低于 !pl 和高于 !p2 的信号被衰减的洁、波电路称为带通滤波 器;反之,频率低于 !pl 和高于 !p2 的信号能够通过,而频率是 !pl 到 !p2 之间的信 号被衰减的滤波电路称为带阻滤波器。前者常用于载技通讯或弱信号提取等场 合,以提高信噪比;后者用于在已知干扰或噪声频率的情况下,阻止其通过。 全通滤波器对于频率从零到元穷大的信号具有同样的比例系数,但对于不 同频率的信号将产生不同的相移。 理想捷波电路的幅频特性如图 7.3.1 所示。允许通过的频段称为通带,将 IA "I IA "I IA"pl~ 一-一- 阻带 阻带 通带 (a) U-A UP f0 fp f (b) IÁ"I 。 f ( c) f ( d) 图 7.3.1 理想滤波电路的幅频特性 (a) LPF 的幅频特性 (b) HPF 的幅频特性 (c) BPF 的幅频特性 (d) BEF 的幅频特性 ① m ⑤分别为LowP幽s Filter 、 High Pass Filter 、 Band Pass Filter 、 Band Elirnination Fiher 、 All Pass Filter 的缩写。 7.3 有源滤波电路 359 信号衰减到零的频段称为阻带。 二、滤波器的幅频特性 实际上,任何滤波器均不可能具备图 7.3.1 所示的幅频特性,在通带和阻 带之间存在着过搜带。称通带中输出电压与输入电压之比 Å up 为通带放大倍 数。图 7.3.2 所示为低通滤波器的实际幅频特性 , Å up 是频率等于零时输出电 压与输入电压之比,使 1 Åu 1=0.7071 Åup 1 的频率为通带截止频率儿,从 fp 到 1 Å uI 接近零的频段称为过渡带,使 1 Åu I 趋近于零的频段称为阻带。过渡带愈 窄,电路的选择性愈好,捷披特性愈理想。 \A ,,\ \A"p\ O.707\A"p\ r---一一一一一一I过渡带l ! '\. I 通带 ( \|阻带 。 fp f 图 7.3.2 低通滤波器的实际幅频特性 分析洁、波电路,就是求解电路的频率特性。对于 L町、 HPF 、 BPF 和 BEF , 就是求解出 Å up 、 fp 和过渡带的斜率。 三、无源滤波电路和有源露波电路 若撞披电路仅由无泪、元件(电阻、电容、电感)组成,则称为元源滤波电路。 若滤波电路由无源元件和有源元件(双极型管、单极型管、集成运放)共同组成, 则称为有源捕波电路。 1.无源低通捷波器 图 7.3.3 (a) 所示为 RC 低通滤波器,当信号频率趋于零时,电容的容抗趋 于无穷大,故通带放大倍数 r u R 叫先|户: 1L ot--二?二XUd叫 (a) (b) 图 7.3.3 RC 低通滤波器及其幅频特性 (a) 电路 ( b) 幅频特性 360 第 7 章 信号的运算相处理 = Uo A.u.op ~U二= 1 j 频率从零到无穷大时的电压放大倍数 A UUo iωC 1 二二二 u- - j D _1一- 1 + jωRC u·jωC f=1 2一π一 r 1 =2一π ← RC一,则上式变换为 Au-F '二 +il - 王 -1」+旦iLf fJ p fJ p 其模为 I Åu I =一一 I Åu~ n I (7.3.1) (7.3.2) (7.3.3) 当 f=fp 时,有 I Å"- 1= I n I Åτ 一 UDE...!_ = 0.707 I ÅUD I 当 f>> 儿时 , IÅul=Jf;Ip Åupl , 频率每升高 10 倍, I Åu I 下降 10 倍,即过 渡带的斜率为- 20 dB/ 十倍频。电路的幅频特性如图 7.3.3 (b) 中实线所示。 当图 7.3.3 (a) 所示电路带上负载后(如图中虚线所示) ,通带放大倍数 变为 Uo Au RL 二二 p-UI-R+RL 电压放大倍数 A-iLRIF 」­ jω? - u ,… R+- RL一 //~三 - RL R + RL 1 + jω (R// RL ) C 1ωL A.u. Uo , -=-;一=一 U A,,^ . fr (f'p = 2π(R 〉川) (7.3 .4) f' 1 + J p 式 (7.3.4) 表明,带负载后,通带放大倍数的数值减小,通带截止频率升 高。可见,无源滤波电路的通带放大倍数及其截止频率都随负载而变化,这一 缺点常常不符合信号处理的要求,因而产生有源晴、波电路。 2. 有帽、滤波电路 7.3 有源撞波电路 361 为了使负载不影响滤波特性,可在无源 捷、波电路和负载之间加一个高输入电阻、低 输出电阻的隔离电路,最简单的方法是加一 个电压跟随器,如图 7.3.4 所示,这样就构 U, 成了有源滤波电路。 在理想运放的条件下,由于电压跟随器 的输入电阻为无穷大,输出电阻为零,因而 = Ù p 仅决定于 RC 的取值。输出电压 Ù o 图 7.3 .4 有源滤波电路 扎,所以电压放大倍数与式 (7.3.2) 相同。在集成运放功耗允许的情况下,负· 载变化时放大倍数的表达式不变,因此频率特性不变。 有洒、臆波电路一般由 RC 网络和集成运放组成,因而必须在合适的直流电 源供电的情况下才能起滤波作用,与此同时还可以进行放大。组成电路时应选 用带宽合适的集成运放。有源滤披电路不适于高电压大电流的负载,只适用于 信号处理。通常,直流电源中整流后的滤被电路均采用无源电路;且在大电流 负载时,应采用 LC (电感、电容)电路,详见第九章。 四、有源滤波电路的传递函数 在分析有源滤波电路时,一般都通过"拉氏变换",将电压与电流变换成 "象函数 " U(s) 和 I( s) , 因而电阻的 R(s)=R , 电容的 Zc ( s) = 1/sC , 电感 的 ZL(s)=sL , 输出量与输入量之比称为传递函数,即 UJs) Au(s) =- U;T"j;(一s一) 图 7.3 .4所示电路的传递函数 uC nC A s) =- 一 Un一( 一 s )-二Uιι s )Uj(s) - UJs) - 一 D s一 .C工 一--1一+一1sR一C .. . sC (7.3.5) 将 s 换成问,便可得到放大倍数,如式 (7.3.2) 所示。令 s = 0 ,即 ω= 0 , 就可得到通带放大倍数。传递函数分母中 s 的最高指数称为滤波器的阶数。式 (7.3.5) 表明,图 7.3.5 所示电路为一阶低通滤波器。根据频率特性的基本知 识可知,电路中 RC 环节愈多,阶数愈高,过搜带将愈窄。 7.3.2 低通滤波器 本节以低通滤波器为例,阐明有源掠波电路的组成、特点及分析方法。 一、罔相输入低通滤波器 1.一阶电路 图 7.3.5 所示为一阶低通滤波电路,其传递函数 362 第 7 章信号的运算和处理 - UJ Au{ s) = U 二 (s) ;ro ; 一 s)=- 1I飞 .1 + R-R~l~句'LI UJ s) (. R2 \ 1 =\ 1 +引 了工豆E 用 jω 取代 s , 且令 10 =击, 压放大倍数 川 1+Ei 」7(736) 1+j主 R、 图 7.3.5 一阶低通滤波电路 式中 10 称为特征频率。令 1=0 ,可得通带放大倍数 R、 Au = 1 +正 (7.3.7) 当叫时 , Åu = 去,故通带截止频率儿 =/0 。幅频特性如图 7.3.6 所 示,当 1>>/p 时,曲线按 - 20 dB/十倍频下降。 IA..I , 20lg1τlμB 。I 1 10 f /f" 图 7.3.6 一阶低通滤波电路的幅频特性 2. 简单二阶电路 一阶电路的过渡带较宽,幅频特性的最大衰减斜率仅为- 20 dB/十倍频。 增加 RC 环节,可加大衰减斜率。 图 7.3.7 所示为简单二阶低通滤披电路。其通带放大倍数与一阶电路相 同,传递函数 t R:) I R,\ uJs) I R,\ Uo(s) UM(S) Au (s) = 1 + . 正币= ~ 1 +瓦) .瓦石7· 苟叮 (7.3.8) 当 C 1 =C2 = C 时, UpC 5') 1 UM ( s) - 1 + sRC UMC s) 扣 (R+ 去) ] Ui(s)-R+[ 扣 (R+ 去) 7.3 有源滤波电路 363 R、 C'1 图 7.3.7 简单二阶低通滤波电路 代人式 (7.3.8) ,整理可得 Au (s) =1飞 1 +纠一一」 R [ I 1 + 3 sRC + ( 主 sRC )Z 用 jω 取代 s , 且令 10 = 古E' 得出电压放大倍数表达式为 (7.3.9) R。 1 +τZ Å.. = 产l "1-(fy+j f 1-"0:- II +. i3 J- 1-=0- (7.3.10) 令式 (7.3.10) 分母的模等于品,可解出通带截止频率 I p = 0.3710 (7 .3. 11) 幅频特性如固 7.3.8 所示。虽然衰减斜率达- 40 dB/十倍频,但是 Ip 远离 A 。 若使 1=/0 附近的电压放大倍数数值增大,则可使人接近 10' 滤波特性趋于理 想。从反馈一章所学知识可知,引入正反馈,可以增大放大倍数。 叫先l/dB 。 0.37 1 f !fr‘ -40 dB/ 十倍频 图 7.3.8 简单二阶低通滤波电路的幅频特性 3. 压控电压源二阶低通滤波电路 将图 7.3.7 所示电路中 C[ 的接地端改接到集成运放的输出端,便可得到 压控电压源二阶低通滤波电路,如图 7.3.9 所示。电路中既引入了负反馈,又 364 第 7 章信号的运算和处理 R、 Uj(S) 图 7.3.9 压控电压源二阶低通滤波电路 引入了正反馈。当信号频率趋于零时,由于 C 1 的电抗趋于无穷大,因而正反 馈很弱;当信号频率趋于无穷大时,由于 C2 的电抗趋于零,因而 Up(S) 趋于 零。可以想象,只要正反馈引人得当,就既可能在 1=/0 时使电压放大倍数数 值增大,又不会因正反馈过强而产生自激振荡。因为同相输入端电位控制由集 成运放和 R 1 、 R2 组成的电压源,故称之为压控电压源滤波电路。 = = 设 C 1 C2 C0 M 点的电流方程为 Uj(S) - UM(S) UM(S) - Uo(S) UM(S) - Up(S) R = 1 + R (7.3.12) sC P 点的电流方程为 EJM(S) - Up(S) R 式 (7.3.12) 和 (7.3.13) 联立,解出传递函数 Up ( S) sC (7.3.13) =. Au(s) r~ 1 + [3 - ,~, \p~(uS:")' f> Au/ S) ] sRC + n I f> \2 (sRC) (7.3.14) 在式 (7.3.14) 中,只有当 Au/ s ) 小于 3 时,即分母中 s 的一次项系数大于 零,电路才能稳定工作,而不产生自激振荡。 若令 S =Jω , 10 =古E' 则电压放大倍数 AU A.. = 吨 w u 1 _ (扩 +j(3-Å up )才 (7.3.15) 若令 Q = 13 -1\uJI '则_. 1=/0 时_. ,有~,I .Åu,I II 叫=市忱开un;I ;T=Q|Aupl ,即 IÅu I I(人 Q= 丁:r (7.3.16) 可见, Q 是 1=/0 时的电压放大倍数与通带放大倍数数值之比。 7.3 有源滤波电路 365 当 2 < 1Å 川 <3 时, 1Åu 1 I 叫> IÅ 川。图 7.3.10 所示为 Q 值不同时的 幅频特性,当 f>> fp 时,曲线按- 40 dB/ 十倍频下降。 却 19l去l/dB f!fr 图 7.3.10 压控电压源二阶低通滤波电路的幅频特性 二、反相输入低通滤波器 1.一阶电路 积分运算电路具有低通特性,但是当频率趋于零时电压放大倍数的数值趋 于元穷大,其幅频特性如图 7.3.11 (b) 虚线所示。由前面的分析可知,通带放 大倍数决定于由电阻组成的负反馈网络,故在积分运算电路中电容上并联一个 电阻,可得到图 7.3.11 (a) 所示的反相输入一阶低通滤波电路;令信号频率等 于零,可得通带放大倍数 R。 Aup = -豆: (7.3.17) 电路的传递函数 R2他 R2 1 Ads)=--E「=-瓦 -z函2 C (7.3.18) IA"I .A.A nrnV h 叮 AU句 υ f / 。 f (a) (b) 图 7.3.11 反相输入一阶低通滤波电路 ( a) 电路 ( b) 幅频特性 366 第 7 章信号的运算和处理 用 jω 取代 S , 令 h=-i一,得出电压放大倍数 2π R2 C Å.. = 一主旦- 1+j 豆 (7.3.19) 通带截止频率 Ip =/0' 幅频特性如图 (b) 中实线所示。 2. 二阶电路 与同相输入电路类似,增加 RC 环节,可以使滤波器的过渡带变窄,衰减 斜率的值加大,电路如图 7.3.12 所示。为了改善 10 附近的频率特性,也可采 用压控电压源二阶滤波器相似的方法,即多路反馈的方法,如图 7.3.13 所示。 Rf U,(s) 图 7.3.12 简单二阶低通滤波电路图 Rf -…,1f (s) 叫 (s) 点了| ι(S)tî c , 图 7.3.13 无限增益多路反馈二阶低通滤波电路 在图 7.3.13 所示电路中,当 1=0 时, C1 和 C 2 均开路,故通带放大倍数 R, = Aup -瓦 (7.3.20) M 点的电流方程 u 11(s) = Ir(s) + 12(s) + Ic(s) Uj ( s) 二卫亚三izUM(S) - Uo(S Rr h但 R2 + UM(S)SC 1 (7.3.21) 7.3 有源滤波电路 367 其中 Uo(s) = 一 1 一 'UM(S) SR2 C2 ~ M 解式 (7.3.21) 和 (7.3.22) 组成的联立方程,得到传递函数 Au (s) = 1+ II sCoRoRfl L"L"t\ AU j) ( S 一R1一l +. 一R1一2 +. )R;1..fJ、\ I +'、 0s~~Cl, C~?LR"L ?" RI f 与式 (7.3.14) 对比,可得 (7.3.22) (7.3.23) 力。- JU 21C斤币灵2 R f (7.3.24a) •Q = (R忧l 矿川R / C1 从式 (σ7.3.刀23) 自的甘分母可以看出,滤波器不会因通带放大倍数数值过大而产 生自激振荡。因为图 7.3.13 所示电路中的运放可看成理想运放,即可认为其 增益无穷大,故称该电路为元限增益多路反馈滤波电路。 当多个低通谑波器串联起来时,就可得到高阶低通滤波器,图 7.3.14 所 示为四阶低通滤波器的方框图。 二阶低通滤波电路 -阶低通滤波电路 图 7.3.14 四阶低通滤波器方框图 三、三种类型的有源低通滤波器 滤波器的品质因数 Q , 也称为谑波器的截止特性系数。其值决定于 1=/0 却 !gl先|μB 2 0.5 1 2 。 巴特沃思 滤波器 图 7.3.15 三种类型二阶 LPF 的幅频特性 368 第 7 章信号的运算和处理 附近的频率特性。按照 1=/0 附近频率特性的特点,可将滤波器分为巴特沃斯 ( Butterworth) 、切比雪夫( Chebyshev) 和贝塞尔( Bessel) 三种类型。图 7.3.15 是这 三种类型二阶 LPF 的幅频特性,它们的 Q 值分别为 0.707 、 1 、 0.56 0 巴特沃 斯滤波器的幅频特性无峰值,在 1=/0 附近的幅频特性曲线为单调减。切比雪 夫滤波器在 1=/0 附近的截止特性最好,曲线的衰减斜率最陡。贝塞尔滤波器 的过搜特性最好,相频特性无峰值。 7.3.3 其它滤波电路 一、高通滤波电路 高通洁、被电路与低通滤波电路具有对偶性,如果将图 7.3.5 , 7.3.7 和 7.3.9 所示电路中的电容替换成电阻,电阻替换成电容,就可得各种高通滤波 器。图 7.3.16 (a) 所示为压控电压源二阶高通捷波电路,图( b) 所示为无限增 益多路反馈高通滤波电路。 C飞 Rr ( a) (b) 图 7.3.16 二阶高通滤波电路 ( a) 压控电压源二阶高通滤波电路 ( b) 无限增益多路反馈高通滤波电路 图 7.3.16 (a) 所示电路的传递函数、通带放大倍数、截止频率和品质因数 分别为 ( SRC)2 A" (s) = Au/ s). 1 + (3 _ Ä::)';RC + (sRC? (7.3.25) Äup = 1 +去 (7.3.26) I p = 磊玩 (7.3.27) Q=I 古二| (7.3.28) 图 7.3.16(b) 所示电路的传递函数、通带放大倍数、截止频率和品质因数 7.3 有源滤波电路 369 分别为 Au( s) = A ( S). 一一-n J R, Ro Co C, l L43 UD 1 + s 击;(CI+cz+ω+ 叫2 川 (7.329) 「丁, Aup = -瓦 (7.3.30) !p=~ ~工一一 2π J R1 R2 C2 C) (7.3.31) Q= (C 1 + C2+ C3 )、/ 币; R1瓦 (7.3 旦) 二、带通滤波电路 将低通滤波器和高通滤波器串联,如图 7.3.17 所示,就可得到带通滤波 器。设前者的截止频率为血,后者的截止频率为 !p2' !p2 应小于血,则通频 带为(fP1 - !p2) 。实用电路中也常采用单个集成运放构成压控电压源、二阶带通 擂波电路,如图 7.3.18 所示。 ß_扛 图 7.3.17 由低通滤波器和高通滤波器串联组成的带通滤波器 图 7.3.18 压控电压源二阶带通滤波电路 U p 为同相比例运算电路的输入,比例系数 EI Å"dr = 旦旦 -Up -h -且 R1 当 C 1 =C2 =C , R1 =R , R2 =2R 时,电路的传递函数 sRC Au (s) =Auf( S)'1 + [3 _ Auf( ;)-]sRC + (sRC)2 (7.3.33) (7.3.34) 370 第 7 章 信号的运算和处理 令中心频率 fo=-i一,电压放大倍数 2π RC _ A A u ! . l u _ 3 - Auf • 1 (/ /0 \ 1 + J 王五~~/O -7) (7.3.35) 当 /=/0 时,得出通带放大倍数 Aup = 世主J = QÅ uf (7.3.36) 令式 (7.3.35) 分母的模为品,即式 (7.3.35 )分母虚部的绝对值为 1 ,即 |斗 iU)|=1 3 - A uf 飞 /0 /p I I 解方程,取正根,就可得到下限截止频率 /p1 和上限截止频率 fρ 分别为 (人1= 扣 Åuf)2 + 4- (3 - Åuf )] (7.3.37a) /p2 =生 [J (3 - Åu户 4 + (3 - Åuf )] (7.3.37b) 因此,通频带 /bw =/1川I=134fht (7.3.38) 电路的幅频特性如图 7.3.19 所示。 Q 值愈大, 通带放大倍数数值愈大,频带愈窄,选频特性愈 201g1A "I 好。调整电路的 Å up ' 能够改变频带宽度。 三、带阻滤波电路 将输入电压同时作用于低通撞波器和高通洁、波 Q'j、 器,再将两个电路的输出电压求和,就可以得到带 阻滤波器,如图 7.3.20 所示。其中低通滤波器的 截止频率 /p1 应小于高通滤波器的截止频率 /p2 ,因 /0 f 此,电路的阻带为 (fp2 - /p1) 。 实用电路常利用无摞 LPF 和 HPF 并联构成无 源带阻滤波电路,然后接同相比例运算电路,从而 图 7.3.19 压控电压源二阶 带通滤波电路幅频特性 得到有源带阻滤波电路,如图 7.3.21 所示。由于两个无源滤波电路均由三个 元件构成英文字母 T ,故称之为双 T 网络。 常用的带阻滤波电路如图 7.3.22 所示,其通带放大倍数 Aup =1 R, +瓦 (7.3.39) 传递函数 ß_ 7.3 有源滤波电路 371 图 7.3.20 带阻滤波器的方框图 Rf 图 7.3.21 有源带阻滤波电路 Rf 2C 工 图 7.3.22 常用有源带阻滤波电路 + ( sRC)2 u( s) = Aup ( S) • 1 + 2[2 - Aup( S) ] sRC + (sRC)2 令中心频率 10 =布,则电压放大倍数 A l- (才)2Au u =A.u.~p. l-( 护 j2(24Jil+ 川 - Aup 恃 (7.3 .40) (7.3 .41) 372 第 7 章 信号的运算和处理 通带截止频率 阻带宽度 (MJ(2-A 川 -(2-A up )]/o !p2 = [/(王王p)2+1+(2-A up )]/o 协 f川l=2|2-AA=t (7.3 .42a) (7.3 .42b) (7.3 .43 ) 其中 Q=dzu ,不同 Q 值时的幅频特性如图 7.3 叫示。 。 。 -10 -20 -30 -40 0.1 0.2 0.5 2 5 10 f~凡 图 7.3.23 图 7.3.22 所示带阻滤波器的幅频特性 四、全通琼波电路 图 7.3.24 所示为两个一阶全通滤波电路。 R R U, 。 (a) (b) 图 7.3.24 全通滤波电路 ( a) 电路~ (b) 电路二 在图( a) 所示电路中, N 点和 P 点的电位分别为 =R iωRC Un Up = 一一一1 二-.-一D • U: > I = 一ι一一一 .u 1 + jwRC jωC … 7.3 布源滤波电路 373 因而,输出电压 (‘ R\ t人 -_-J.i'1 . -;1'-+1 … - I jωRC ..;.11 R Q -,.飞.. RJl+j ωRC V 式中第一项是 U i 对集成运放反相输入端作用的结果,第二项是 U i 对同相输入 端作用的结果,所以电压放大倍数 写成模和相角的形式 AH 『 -l-jωRC -二 她 1 + jωRC (7.3.44) (|A|=1 q; :::: 1800 - 2arctan 汇 子。飞(1】0:::-: 2", '_Ir1Rn C> 凡, Ri 愈大,因信 号摞内阻变化而引起的放大误差就愈小。 此外,从传感器所获得的信号常为差模小信号,并含有较大共模部分,其 数值有时远大于差模信号。因此,要求放大器具有较强的抑制共模信号的能力。 综上所述,仪表放大器除了具有足够大的放大倍数外,还应具有高输入电 阻和高共模抑制比。 二、基本电路 集成仪表放大器的具体电路多种多样,但是很多电路都是在图 7 .4 .1 所示 380 第 7 章信号的运算和处理 B R, R U 02 图 7 .4 .1 三运放构成的精密放大器 电路的基础上演变而来。根据运算电路的基本分析方法,在图 7 .4 .1 所示电路 = = 中 , UA U 日 , UB U 口,因而 I I - u n =2-Rf L1 +- U R 2 O1- ' ;-Ul u m ) 即 +引 (U Il =( UOl - U02 1 - U I2) 所以输出电压 Uo = -去R, (uol-M)=j(R1r+l EJ2ER),(\ UIl-M) (7 .4.1) 设 Uld = Un - 1怡,则 • R C(. 2R 1 \ UO= -li\l+ R J 2 (7 .4 .2) 当 Uu = U I2 = Ulc 时,由于 UA = UB = Ulc' R2 中电流为零 , U01 = U ω= Ulc' 输出电压 Uo =0 。可见,电路放大差模信号,抑制共模信号。差模放大倍数数 值愈大,共模抑制比愈高。当输入信号中含有共模噪声时,也将被抑制。 三、集成仪表放大器 图 7.4.2 所示为型号是 INA102 的集成仪表放大器,图中各电容均为相位 补偿电容。第一级电路由 Al 和 A2 组成,与图 7.4.1 所示电路中的 A1 和 A2 对 应,电阻 R 1 、 R2 和 R3 与图 7.4.1 中的 R2 对应 , R4 和 Rs 与图 7.4.1 中的 R 1 对应:第二级电路的电压放大倍数为 1 。 INA102 的电源和输入级失调调整管脚接法如图 7.4.3 所示,两个 1μF 电 容为去藕电容。改变其它管脚的外部接线可以改变第一级电路的增益,分为 1 、 10 、 1 ∞和 1 ∞o 四种情况,接法如表 7 .4 .1 所示。 7.4 电子信息系统预处理中所用放大电路 381 反相@「 输入;二 l (2) ; x 10 0-寸 。) I x 100 Õ--I η飞 l XIOOO~ 1000倍⑦ i 崎设走走1 设定立自 增益 i 增益 ω! 测定至 I l 同栩@! 输入 E i • I ,飞 I 飞........._ E E + f | A2/> J "---JJp_r r;;-:-T--"!-@w J几 因 7 .4 .2 型号为 INA I02 的集成仪表放大器 输入级失调调整 表 7.4.1 剧A102 集成仪表放大器 U" 增益的设定 uo U(2 增益 引脚连接 6和7 10 2和6和7 1∞ 3和6和7 图 7 .4 .3 INA I02 的外接电源和 1 仪)() 4 和 7. 5 和 6 输入级失调调整 INA102 的输入电阻可达 104 MO ,共模抑制比为 1 ∞ dB ,输出电阻为 0.1 0 ,小信号带宽为 3∞ kHz; 当电源电压主 15 V 时,最大共模输入电压为 土 12.5 V 。 四、应用举例 图 7 .4.4所示为采用 PN 结温度传感器的数字式温度计电路,测量范围为 - 50 "c - + 150 "C,分辨率为 0.1 "c。电路由三部分组成,如图中所标注。 Rl 、 R2 、 D 和 RWl 构成测量电桥, D 为温度测试元件,即温度传感器。电桥的 输出信号接到集成仪表放大器 INA102 的输入端进行放大。 A2 构成的电压跟随 器,起隔离作用。电压眼随器驱动电压表,实现数字化显示。 382 第 7 章信号的运算相处理 In 门 n -IJJ.J D 测量电桥 仪表放大电路及电压跟随器 数字电压表 图 7 .4.4 数字式温度汁电路 设放大后电路的灵敏度为 10 mV/ 't:,则在温度从- 50 't:变化到+ 150 't: 时,输出电压的变化范围为 2 V ,即从- 0.5 - + 1. 5 V 。当 INA102 的电源电压 为士 18 V 时,可将 INA102 的寻|脚②、⑤和⑦连接在一起,设定仪表放大器的 电压放大倍数为 10 ,因而仪表放大器的输出电压范围为- 5 - + 15 V 。根据运 算电路的分析方法,可以求出 Al 和 A2 输出电压的表达式为 (均 =-l;:-UR) 均- -1一0」 R. (uD-UR) (7.4.3a) (7 .4 .3b) 改变 R w2 滑动端的位置可以改变放大电路的电压放大倍数,从而调整数字电压 表的显示数据。 7.4.2 电荷放大器 某些传感器属于电容性传感器,如压电式加速度传感器、压力传感器等。 这类传感器的阻抗非常高,呈容性,输出电压很微弱;它们工作时,将产生正 比于被测物理量的电荷量,且具有较好的线性度。 积分运算电路可以将电荷量转换成电压量,电路如图 7 .4 .5 所示。电容性 传感器可等效为因存储电荷而产生的电动势 U t 与一个输出电容 Ct 串联,如图 中虚线框内所示。 U t 、 C t 和电容上的 电量 q 之间的关系为 Ut = 去 (7 .4.4) 在理想运放条件下,根据"虚短" 和"虚断"的概念 , Up=UN=O , 为虚 地。将传感器对地的杂散电容 C 短路, 图 7 .4 .5 电荷放大器 7.4 电子信息系统预处理中所用放大电路 383 消除因 C 而产生的误差。集成运放 A 的输出电压 将式 (7 .4.4)代入,可得 = - = - JωCf Ct Uo 1 Ut C Ut f jωC t Uo = - Cr 为了防止因 C f 长时间充电导致集成运 放饱和,常在 C f 上并联电阻 Rf' 如图 7 .4 .6 所示。并联 R f 后,为了使-Ld , ωLf 传感器输出信号频率不能过低 , J 应大于 (7.4.5) 'R f 2rrR f Cf 。 在实用电路中,为了减少传感器输出 电缆的电容对放大电路的影响,一般常将 C f 上并联电阻矶的 电荷放大器 电荷放大器装在传感器内;而为了防止传感器在过载时有较大的输出,则在集 成运放输入端加保护二极管;如图 7 .4 .6 所示。 7.4.3 隔离放大器 在远距离信号传输的过程中,常因强干扰的引入使放大电路的输出有着很 强的干扰背景,甚至将有用信号淹没,造成系统无法正常工作。将电路的输入 侧和输出侧在电气上完全隔离的放大电路称为隔离放大器。它既可切断输入侧和 输出侧电路间的直接联系,避免干扰混入输出信号,又可使有用信号畅通无阻。 目前集成隔离放大器有变压器藕合式、光电藕合式和电容锢合式三种。这 里仅就前两种电路简单加以介绍。 一、变压器藕合式 变压器搞合放大电路不能放大变化缓慢的直流信号和频率很低的交流信 号。在隔离放大器中,变压器输入侧将输入电压与一个具有较高固定频率的信 号混合(称为调制) ;经变压器藕合,在输出侧,再将调制信号还原成原信号 (称为解调) ,然后输出;从而达到传递直流信号和低频信号的目的。可见,变 压器搞合隔离放大器通过调制和解调的方法传递信号。调制和解调技术广泛用 于无线电广播、电视发送和接收以及其它通讯系统中。 图 7 .4 .7 所示为型号是 AD210 的变压器搞合隔离放大器,其引脚及其功能 如表 7.4.2 所示,为了阅读方便,表中引脚号与图 7 .4 .7 所示对应。 384 第 7 章信号的运算和处理 「一一-一一一一一一一一一一一一一一一一--一一一一一一--, AD2 10 |♀200 UT i阜OOUTCOM 躁。+几川 瑞 户。 -v J是;;M 引脚号 16 17 19 18 14 15 图 7.4.7 AD210 变压器稿合隔离放大器 表 7.4.2 AD210 变压器藕合隔离放大器的引脚及其功能 功 能 输入放大电路的输出端用 于接入反馈 反相输入端 同相输入端 输入侧公共端 输入侧正电源 输入侧负电源 引脚号 l 2 3 4 29 30 功 能 电路输出端 输出侧公共端 输出侧正电源 输出侧负电源 外接的电源电压 外接电源的公共端 图中 A1 为输入放大电路,可以同相输入,也可以反相输入,分别构成同 相比例运算电路或反相比例运算电路,从而设定整个电路的增益,增益数值为 1 - 100 0 A1 的输出信号经调制电路与振荡器的输出电压波形混合,然后通过 变压器捐合到输出侧,再经解调电路还原,最后通过 A2 构成的电压跟随器输 出,以增强带负载能力。振荡器的输出通过变压器搞合到输入侧,经电源电路 变换为直流电,为 A1 和调制电路供电;振荡器的输出通过变压器藕合到输出侧, 经电源电路变换为直流电,为 A2 和解调电路供电;而振荡器则由外部供电。 由此可见,输入侧、输出侧和振荡器的供电电源相互隔离,并各自有公共 端。这类隔离放大器称为三端口隔离电路,其额定隔离电压高达 2 5∞ v 。此 外,还有二端口电路,这类电路的输出侧电源和振荡器电源之间有直流通路, 而它们与输入侧电辉、相互隔离。 在变压器隔离放大器中,变压器的制作,应采用尽量降低匣间电容、使绕 组严格对称、在原、副边之间加屏蔽等工艺手段来减小外界磁场的影响,增强 7.4 电子信息系统预处理中所用放大电路 385 隔离效果。 二、光电辑合式 图 7.4.8 所示为型号是 1501 ∞的光电稿合放大器,由两个运放 Al 和 A2 、 两个恒流源 IREF1 和 IREF2以及一个光电藕合器组成。光电搞合器由一个发光二 极管皿D 和两个光电二极管 Dl 、 D2 组成,起隔离作用,使输入侧和输出侧没 有电通路。两侧电路的电源与地也相互独立。 OUT 一一一副一一一 -@1一句攻 叫:OM OUTmM-VGLVccz A 、的电源 图 7 .4 .8 1501 ∞光电搞合放大器 150100 的基本接法如图 7 .4 .9 所示 , R 和 R f 为外接电阻,调整它们可以 改变增益。若 Dl 和 D2 所受光照相同,则可以证明 Uo = Rf 五. UI (7 .4 .6) 图 7 .4 .9 1501∞的基本接法 7.4.4 放大电路中的干扰和噪声及其抑制措施 在微弱信号放大时,干扰和噪声的影响不容忽视。因此,常用抗干扰能力 和信号噪声比作为性能指标来衡量放大电路这方面的能力。 386 第 7 章信号的运算和处理 一、干扰的来源及抑制措施 较强的干扰常常来源于高压电网、电焊机、无线电发射装置(如电台、电视 台等)以及雷电等,它们所产生的电磁波或尖峰脉冲通过电源线、磁藕合或传 输线间的电容进入放大电路。 因此,为了减小干扰对电路的影响,在可能的情况应远离干扰源,必要时 加金属屏蔽罩;并且在电源接入电路之处加滤波环节,通常将一个 10 - 30 川 的钮电容和一个 0.01 - 0.1 IlF 独石电容并联接在电源接入处;同时,在已知 干扰的频率范围的情况下,还可在电路中加一个合适的有源滤波电路。 二、噪声的来源及抑制措施 在电子电路中,因电子无序的热运动而产生的噪声,称为热噪声;因单位 时间内通过 PN 结的载流子数目的随机变化而产生的噪声,称为散弹噪声:上 述两种噪声的功率频谱均为均匀的。此外,还有一种频谱集中在低频段且与频 率成反比的噪声,称为闪烁噪声或 1/f 噪声。晶体三极管和场效应管中存在上 述三种噪声,而电阻中仅存在热噪声和 1/f 噪声。 若设放大器的输入和输出信号的功率分别为 P.JIl p.o ' 输入和输出的噪声 功率为 P nj 和 P no ' 则噪声系数定义为 pjp lVf=JL」1 或 p.o/ Pno Nf (dB) = 1001gNf (7 .4 .7) = 因为 P U2/ R , 故可以将式 (7.4.7) 改写为 ::1' NrC dB) = 1001g ( l' U . /,U~, J2 nm~2 ( U./ Uno)2 (7 .4 .8) 在放大电路中,为了减小电阻产生的噪声,可选用金属膜电阻,且避免使 用大阻值电阻;为了减小放大电路的噪声,可选用低噪声集成运放;当巳知信 号频率范围时,可加有源滤波电路;此外,在数据采集系统中,可提高放大电 路输出量的采样频率,剔除异常数据取平均值的方法,减小噪声影响。 Multisim 应用举例 7.5.1 利用运算电路解万程 一、题目 研究利用运算电路解方程。己知一元二次方程为 2X2 + X - 6 = 0 ,试求 其解。 二、仿真电路 按方程式搭建电路,如图 7.5.1 所示。 7.5 Multisim 应 用 举例 387 … --E 1 . " r一元二次脱帧 .37I ~ file 因此Y_6'h flace 如响te Transter 1(硝岳阳ts 曲回骂 WI吻W 挝曲 口画 画 a \3 」付y-­ S"lcOh:- Y @ 1 。咱 I 品 '专 .>1.3 -士-ê V 平7sakcb l O'kOh:r. 37 ~ • •圄温凰姐JIIj国- 二Jrv ~主j "-' 11 乒一旦:.....J 丘 图 7.5 . 1 利用运算电路解 一元二 次方程 三、仿真内容 给图 7 . 5 . 1 中电路加直流信号 , 调整信号源、电压使输出电 压 为 零 ,此时的 输入电压即为方程的解 。 四 、仿真结果 从 图 7 . 5 . 1 可以得出 2X2 + X - 6 = 0 的解为 1. 5 和 2. 0 ,此时输出电压约为 1 mV① ,这是由于集成运放的非理想参数引起的 。 五、结论 利 用 Multisim 可以构建描述数学方程的运算电路,并可通过实验的方法求 解 。 由于元器件参数的设置很精确 , 故可得到较为准确的解 。 对于一些利用数 学方法难解的方程,如超越方程,这样求解不失为一种有效的方法 。 ① 在图 7 . 5 . 1 的数字万用 表中. 由于中文操作系统和 Multisim 的原 因, "μv" 的 "μ" 显 示 为 与 之 无关的 一个字 , 如圈 中所示 。 在 Mullisim 的 示 波器 、 函数 发生 辑……中 , μV 、 μs…… 的 "μ" 也有类似 现象 。 388 第 7 章 f言号 的 运算 和处 理 7.5.2 压控电压源二阶 LPF 幅频特性的研究 一、题目 研究压控电压源 二 阶低通滤波电路品质因素 Q 对频率特性的影响 。 二、仿真电路 电路如图 7. 5.2 所示 。 集成运放采用 LM324 ,其电源电压为主 1 5 V, Multi- Slffi 软件默认为电源端 4 、 1 1 已接电源 。 V l'J!IIIm::'I!阳 Qo e-悼 '{þ eÞCO ~ Tl箩..t.< 1""" ß~ 伽w‘回曲" Ii绩p O ~ 1ïI ta ð 0、m 阳"如 咽气M俨卧 ._,...,.‘、、 ,。‘怖"、陌 ï >-一 .~呐,--ï""1_:'.'- I 1 耻阳、 .. l""112A 叩 牛 二n. • T".' 一 ;C:A-:~ T' 呻 1I | ___ _J + ‘阳‘刷二"回翩蛐 i 囱 7.5.2 压 控电 压 源 二 阶低通滤波器幅频特性的测试 三 、 仿真内容 分别测量 R f = 10 kn 、 15 kO 时的幅频特性,测量通带电压增益以及 1=/0 处的电压增益 。 四、仿真结果 仿真结果如表 7 . 5 .1 所示 。 (说明 : 将波特图仪显示屏上的指针移至曲线平 坦的位置就可测量到通带电压增益) 本章小结 389 表 7.5.1 压控电压源二阶低通滤波器幅频特性的测试结果 反馈 电阻 特征 频率 通带电压 增益 通带电压 放大倍数 1=/0 处的 电压增益 1=/0 处的电 压放大倍数 品质 因数 Rf/kü 101Hz 20lglA 叩 I/dB A.p 叫 A. I 叫 I/dB Q= Aup 10 1000 6.02 2 5.719 1. 93 0.965 15 1α)() 7.959 2.5 13 .61 4.79 1. 92 五、结论 反馈电阻 R f 增大,通带电压放大倍数 Å up 增大,使品质因素 Q 增大,从 而使 /=/0 处的电压放大倍数增大。适当调节 A 叩增大品质因素 Q , 可以改善 滤波电路的频率特性。当通带电压放大倍数 Aup 分别为 2 和 2.5 时,计算得到 的 Q 值分别为 1 和 2 ,与实验结果近似。 本章主妥讲述了基本运算电路和有源滤波电路,内容如下: 一、基本运算电路 集成运放引入电压负反馈后,可以实现模拟信号的比例、加 J咸、乘除、积 分、微分、对数和指数等各种基本运算。通常,求解运算电路输出电压与输入 电压运算关系时认为集成运放为理想运放,基本方法有两种: 1.结点也流法 列出集成运放同相输入端和反相输入端及其它关键结点的电流方程,利用 虚短和虚断的概念,求出运算关系。 2. 叠加原理 对于多信号输入的电路,可以首先分别求出每个输入电压单独作用时的输 出电压,然后将它们相加,就是所有信号同时输入时的输出电压,也就得到输 出电压与输入电压的运算关系。 对于多级电路,一般均可将前级电路看成为恒压源,故可分别求出各级电 路的运算关系式,然后以前级的输出作为后级的输入,逐级代入后级的运算关 系式,从而得出整个电路的运算关系式。 二、有源滤波电路 390 第 7 '1善信号的运算和处理 1.有源滤泼电路一般由 RC 网络和集成运放组成,主要用于小信号处理。 按其幅频特性可分为低远、高通、带通和带阻滤波器四种电路。应用时应根据 有用信号、无用信号和干扰等所占频段来选择合理的类型。 2. 有源滤波电路一般均引入电压负反馈,因而集成运放工作在线性区, 故分析方法与运算电路基本相同,常用传递函数表示输出与输入的函数关系。 有源滤泼电路的主要性能指标有通带放大倍数 Äup 、通带截止频率 fp 、特征频 率 fo 、带宽 fbw 和品质因数 Q 等,用幅频特性描述。 3. 在有源滤波电路中也常常引入正反馈,以实现压控电压源滤波电路, 当参数选择不合适时,电路会产生自激振荡。 除了上述内容外,本章还介绍了全通滤泼器、状态变量型滤泼器、开关电 容滤波器以及用于小信号放大的仪表用放大器、电荷放大器和隔离放大器等, 并简述了放大电路的千扰和噪声及其抑制措施。 学完本章后,希望能够达到下列基本要求: 一、掌握由集成运放组成的基本运算电路的工作原理、分析方法。 二、理解模拟乘法器在运算电路中的应用。 三、理解 LPF 、 HPF , BPF 和 BEF 的组成及特点,并能够根据需要合理选 择电路。 四、了解干扰和噪声的来源及抑制方法 Q t 自册题 一、现有电路: A. 反相比例运算电路 D. 微分运算电路 B 向相比例运算电路 E. 加法运算电路 C. 积分运算电路 F. 乘方运算电路 选择-个合适的答案填入空内。 ( 1)欲将正弦波电压移相+ 900 • 应选用一一一一。 (2) 欲将正弦波电压转换成二倍频电压,应选用一一-。 (3) 欲将正弦波电压叠加上一个直流量,应选用一一→一。 (4) 欲实现 Au = - 1∞的放大电路,应选用一一一。 (5) 欲将方波电压转换成三角波电压,应选用一一 o (6) 欲将方波电压转换成尖顶波电压,应选用一一一。 二、填空: (1)为了避免 50 Hz 电网电压的干扰进入放大器,应选用一-一一滤波电路。 (2) 已知输入信号的频率为 10 - 12 kHz. 为了防止干扰信号的混入,应选用一-一一滤 波电路。 习题 391 (3) 为了获得输入电压中的低频信号,应选用 滤波电路。 (4) 为了使滤波电路的输出电阻足够小,保证负载电阻变化时滤波特性不变,应选 用 滤波电路。 三、已知图 T7.3 所示各电路中的集成运放均为理想运放,模拟乘法器的乘积系数 k 大于零。试分别求解各电路的运算关系。 U Il u 、 " UIl RJ UJ (UJ>O) ( a) X Y u。 ( ku) 图 T7.3 本章习题中的集成运放均为理想运放。 7.1 填空: (1) 运算电路可实现 Au> 1 的放大器。 (2) 运算电路可实现 Au < 0 的放大器。 (3) 运算电路可将三角波电压转换成方波电压。 (4) 运算电路可实现函数 y= αX 1 + bX2 + cX3 , α 、 b 和 c 均大于零。 (5) 运算电路可实现函数 y= aX 1 + bX2 + cX3 , α 、 b 和 c 均小于零。 (6) 运算电路可实现函数 y= aX2 。 7.2 电路如图 P7.2 所示,集成运放输出电压的最大幅值为主 14 V ,填表。 392 第 7 章信号的运算相处理 Rf U1 U[/V UOl /V uω/V (a) 图 P7.2 0.1 0.5 (b) 1. 0 1. 5 7.3 设计一个比例运算电路,要求输入电阻 R;=20kO , 比例系数为- 1∞。 7.4 电路如图 P7 .4所示,试求其输入电阻和比例系数。 RJ U 1 50 kO 图 P7 .4 7.S 电路如图 P7 .4所示,集成运放输出电压的最大幅值为土 14 V, U[ 为 2V 的直流 信号。分别求出下列各种情况下的输出电压。 (1) R2 短路 ; (2) 儿短路; (3) R4 短路; (4) R4 断路。 7.6 试求图 P7.6 所示各电路输出电压与输入电压的运算关系式。 7.7 在图 P7.6 所示各电路中,集成运放的共模信号分别为多少?要求写出表达式。 7.8 图 P 7.8 所示为恒流源电路,已知稳压管工作在稳压状态,试求负载电阻中的 电流。 7.9 电路如图 P7.9 所示。 (1)写出 Uo 与 h 、 U12 的运算关系式; (2) 当凡的滑动端在最上端时,若 Un = 10 mV , U12 = 20 mV ,则 Uo =? 习题 393 UffO U I2。 U[ J 0 一 A ‘ 3..:::..:::!_....... |:、\、 |+~ (a) Rf Rf 25 kn Uff R1 25 kn U 12 (c) Uff Uf2 Uo UI3 R r_l_Q_k n R、 IOkn (b) Rrl.Q_kn Uff U 12 Uo Uf3 U I4 (d) + Vcc R 图 P7.6 图 P7.8 Uff u2 uo 图 P7.9 = = (3) 若 Uo 的最大幅值为:1: 14 V. 输入电压最大值 Uffmax 10 mV. U I2max 20 mV. 它们 的最小值均为 O. 则为了保证集成运放工作在线性区,儿的最大值为多少? 394 第 7 章信号的运算和处理 7.10 分别求解图 P7. 1O所示各电路的运算关系。 U II R3 U12 (a) (b) 330kn (c) 图 P7. 1O 7.11 在图 P7.11 (a) 所示电路中,已知输入电压 U( 的波形如图 (b) 所示,当 t=O 时 Uo =0 。试画出输出电压圳的波形。 U/V 3S t/ms (a) (b) 图 P7.11 7.12 已知图 P 7.12 所示电路输入电压 U( 的波形如图 P7.11(b) 所示,且当 t=O 时 Uo = 0 。试画出输出电压 Uo 的波形。 7.13 试分别求解图 P7.13 所示各电路的运算关系。 C Ur 图 P7.12 习题 395 C、 (a) (b) C u C Ur (c) (d) 图 P7.13 7.14 在图 P7.14 所示电路中,已知 Rr = R = R' = R2 = R f = 1∞ k!1, C = 1μF。 (1)试求出 Uo 与 Uf 的运算关系。 (2) 设 t = 0 时 Uo = 0 ,且 UI 由零跃变为 -1 V ,试求输出电压由零上升到 +6V 所需要 的时间。 R Ur 图 P7.14 396 第 7 章信号的运算和处理 7.15 试求出图 P 7 .15 所示电路的运算关系。 图 P7.15 7.16 在图 P7.16 所示电路中,已知 Uu = 4 V, UI2 = 1 V 。回答下列问题: (1)当开关 S 闭合时,分别求解 A 、 B 、 C 、 D 和 Uo 的电位; (2) 设 t=O 时 5 打开,问经过多长时间 Uo = O? 图 P7.16 7.17 为了使图 P7.17 所示电路实现除法运算, (1) 标出集成运放的同相输入端和反相输入端; u Uo u ó=-O.1 UXu y 图 P7.17 (2) 求出 Uo 和 Un 、 U I2的运算关系式 O 7.18 求出图 P 7 .18 所示各电路的运算关系。 uó=O.1u X u y u u <7· u> (a) kuXu y u1 习题 397 (b) 图 P 7 .18 7.19 在下列各种情况下,应分别采用哪种类型(低通、高通、带通、带阻)的滤波电路。 (1)抑制 50 Hz 交流电源的干扰; (2) 处理具有 1 Hz 固定频率的有用信号; (3) 从输入信号中取出低于 2 kHz 的信号: (4) 抑制频率为 1 ∞ kHz 以上的高频干扰。 7.20 试说明图 P7.20 所示各电路属于哪种类型的滤波电路,是几阶滤波电路。 7.21 设一阶四F 和二阶 HPF 的通带放大倍数均为 2 ,通带截止频率分别为 2 Hz 和 1∞ kHz o 试用它们构成一个带通滤波电路,并画出幅频特性。 7.22 在图 7.3.9 所示电路中,已知通带放大倍数为 2 ,截止频率为 1 kHz , C 取值为 1μFo 试选取电路中各电阻的阻值。 7.23 试分析图 P 7.23 所示电路的输出 U Qi、 U02 和 uω 分别具有哪种滤波特性(四F 、 HPF 、 BPF 、 BEF)? 7.24 利用 Multisim 分析图 P7.13 (a) 、( b) 、 (c) 所示电路的输入电压为 2∞ Hz 、幅值 为:1: 1 V 的方波时输出电压的波形。 出题目的:具有积分或微分环节的运算电路的波形分析是学习的一个难点,本题借助 于 Multisim 来了解输出电压与输入电压的波形关系。 提示: 398 第 7 章信号的运算和处理 C飞 (a) (b) R,C,>R,C, (c) ( d) 因 P7.20 U, 图 P7.23 习题 399 (1) 为防止图示电路的直流增益过大,可在电容上并联阻值为 1 Mn 的电阻。 (2) 在什么情况下输出电压有直流分量。 7.25 在图 P7.25 所示电路中,已知 R=51 kn , R3=5∞印元= 1 kHz。利用 Multisim 分析下列问题: ( 1)选取合适的矶、 R 2 、 C] 、 C2 的值,使 10 = 1 kHz; (2) 测试幅频特性,求出通带放大倍数和通带截止频率。 Rr 图 P7.25 提示: (1) 集成运放选用通用型器件,其余采用虚拟元件,以便调试。 (2) 波特图仪的频率扫描范围和增益的设定范围均不宜太宽,否则一方面不利于观察, 另一方面影响测试精度。 7.26 在图 P7.26 所示电容测量电路中,已知输入电压是频率为 1∞ Hz 、幅值为:!: 5 V 的锯齿波, Cx 为被测电容,通过测量输出电压的直流电压得到 Cx 的容量 ; C] 为消振电 容。利用 Multisim 研究下列问题: 图 P7.26 (1) 设 C x = 0.05μF 时 Uo = -10 V ,选取 R 的阻值。 (2) 设 Cx =0.05 间,进行仿真,观察 UOI 、 Uo 的波形,测试 Uo 的直流值。 (3) 改变幻的值,测试电路的测量范围及线性度。 提示: 400 第 7 章信号的运算和处理 (1) 分析两个集成运放各组成什么基本运算电路,弄清电路的工作原理。 (2) 集成运放可用通用型元件,其余可用虚拟元件。从函数发生器获得锯齿波电压 信号。 (3) 所谓线性度是指输出电压与 C x 的比例系数是否为常量,在 C x 变化时比例系数的 变化情况。 第O 章 波形的发生和信号的转换 楼鳞橄榄糊糊邂酣蠢黯罐罐黯榻蹦攘攘醒醒精髓罐黯黯蹦蹦酣蛐黯黯黯疆醋 本章讨论的 J旨HIIIL ·在模拟电子电路中需要哪些波形的信号作为测试信号和控制信号? ·什么是自激振荡?波形发生电路中必须在输入信号作用下才产生振荡吗?泼形发生 电路中必须有放大电路吗? ·正弦波振荡电路所产生的自激振荡和负反馈放大电路中所产生的自激振荡有区别吗? 为什么正弦泼振荡电路中必须有选频网络?选频网络可由哪些元件组成? ·产生正弦波振荡的条件是什么?怎样组成正弦泼振荡电路,它必须包含哪些部分? 如何判断电路是否是正弦波振荡电路? ·为什么说矩形泼发生电路是产生其它非正弦泼信号的基础?为什么非正弦泼发生电 路中几乎都含有电压比较器? ·电压比较器与放大电路有什么区别?集成运放在电压比较器电路和运算电路中的工 作状态一样吗?为什么?如何判断电路中集成运放的工作状态? ·如何组成矩形泼、三角波和锯齿泼皮生电路? ·为什么需要将输入信号进行转换?有哪些基本的转换? 在模拟电子电路中,常常需要各种波形的信号,如正弦波、矩形股、三角 波和锯齿波等,作为测试信号或控制信号等。为了使所采集的信号能够用于测 量、控制、驱动负载或送入计算机,常常需要将信号进行变换,如将电压变换 成电流、将电流变换成电压、将电压变换成频率与之成正比的脉冲,等等。本 章将讲述有关波形发生和信号变换电路的组成原则、工作原理以及主要参数。 E 弦波振蒲电路 正弦波振荡电路是在没有外加输入信号的情况下,依靠电路自激振荡而产 402 第 8 章 波形的发生和信号的转换 生正弦波输出电压的电路。它广泛地应用于量测、遥控、通讯、自动控制、热 处理和超声波电焊等加工设备之中,也作为模拟电子电路的测试信号。本节将 就正弦波振荡电路的种类、组成和工作原理一一加以介绍。 8.1.1 概述 一、产生正弦波振荡的条件 在负反馈放大电路的稳定性一节,曾经讲到,倘若在低频段或高频段中存 在频率 10' 使电路产生的附加相移为土 π ,而且当 1=/0 时 I Å.FI > 1 ,则电路 将产生自激振荡。振荡频率除了决定于电路中的电阻和电容外,还决定于晶体 管的极间电容、电路的分布电容等人们不能确定的因素。 根据 7.3.3 节的分析,图 8. 1. 1 (a) 所示带通滤疲器中同相比例运算电路的 比例系数 À uf 、电路的品质因数 Q 、中心频率 10 、 1=/0 时的放大倍数(即通带 放大倍数 )A up 、截止频率 Ipl 与 Ip2 分别为 A r E - -t一 Ulop- -. 4-+R. R-4-f Q=I 古~ I 10 =古E A..r A 叩=汇 À uf = QA uf ' E E E ' t 、 s z B E E E , ‘ 儿 儿 Fh-2ph-2 -+ ll l2 FE-- , , . 、 、 --q3一-ATA -1-du -、‘,,,- F句'--句,& -一+一+ u -A斗 J, , 、 、 , , A斗 , , ‘ d 飞 , , . 、 句3 、 、 , kA飞 -AA , u ,, u 、 1 ' ' IA"pl .U 'ilt- R飞 =R (a) 11ft (b) 图 8. 1. 1 带通滤波器变换成正弦波振荡电路 8.1 正强波振荡电路 403 从以上表达式可以看出,当 R4 减小时 , Å uf增大 , Q 值增大 , Å up 必将随 之增大;而且 Ipl 与 Ip2 之差减小,即频带变窄。从图 (b) 所示的幅频特性可以 看出 , Q 值愈大,选频特性愈好。可以想象,当 Å uf趋近于 3 时 , Å up趋近于无 穷大,表明电路即使在元输入的情况下,也会有频率为 10 的输出电压,即电 路产生了自激振荡。因为电路仅对频率为 10 的信号放大,而对其它频率的信 号均迅速衰减为零,所以输出电压为 1=/0 的正弦波。输出电压是靠电阻 R3 反馈回来的信号取代输入信号来维持的。可见,带通滤披器在参数取值合适时 可以变换成正弦披振荡电路,而且振蔼频率为 100 与负反馈放大电路中的自激 振荡不同,正弦波振荡电路的振荡频率是人为确定的。 综上所述,在正弦披振荡电路中,一要反馈信号能够取代输入信号,而若要 如此,电路中必须引入正反馈;二要有外加的选频网络,用以确定振荡频率。 通常,可将正弦波振荡电路分解为图 8.1.2(a) 所示方框图,上一个方框 为放大电路,下一个方框为反馈网络,反馈极性为正。当输入量为零时,反馈 量等于净输入量,如图 (b) 所示。由于电扰动(如合闸通电) ,电路产生一个幅 值很小的输出量,它含有丰富的频率,而如果电路只对频率为 10 的正弦波产 生正反馈过程,则输出信号 几千一-- Xf t (X'j t )一-- Xo t t (a) (b) 因 8. 1. 2 正弦波振荡电路的方框图 ( a) 电路引人正反馈 ( b) 反馈量作为净输入量 在正反馈过程中 , X。越来越大。由于晶体管的非线性特性,当 X。的幅值 增大到一定程度时,放大倍数的数值将减小。因此 , X。不会无限制地增大, 当 Xo 增大到一定数值时,电路达到动态平衡。这时,输出量通过反馈网络产 生反馈量作为放大电路的输入量,而输入量又通过放大电路维持着输出量,写 成表达式为 = X o = AX f AFX 。 也就是说正弦波振荡的平衡条件为 AF =1 写成模与相角的形式为 (8. 1.1) 404 第 8 章 波形的发生和信号的转换 (|M|=l(812a) Cf! A + 阶 = 2n π (n 为整数) (8. 1. 2b) 式 (8. 1. 2a) 称为幅值平衡条件,式 (8. 1. 2b) 称为相位平衡条件,分别简称 为幅值条件和相位条件。为了使输出量在合闸后能够有一个从小到大直至平衡 在一定幅值的过程,电路的起振条件为 IÂ卢 1> 1 (8. 1. 3) 电路把除频率 1=/0 以外的输出量均逐渐衰减为零,因此输出量为 1=/0 的正弦波。 二、正弦波振荡电路的组成及分类 从以上分析可知,正弦波振荡电路必须由以下四个部分组成: ( 1 )放大电路:保证电路能够有从起振到动态平衡的过程,使电路获得一 定幅值的输出量,实现能量的控制。 (2) 选频网络:确定电路的振荡频率,使电路产生单一频率的振荡,即保 证电路产生正弦波振荡。 (3) 正反馈网络:引人正反馈,使放大电路的输入信号等于反馈信号。 (4) 稳幅环节:也就是非线性环节,作用是使输出信号幅值稳定。 在不少实用电路中,常将选频网络和正反馈网络"合二而一";而且,对 于分立元件放大电路,也不再另加稳幅环节,而依靠晶体管特性的非线性来起 到稳幅作用。 正弦波振荡电路常用选频网络所用元件来命名,分为 RC 正弦波振荡电 路、 LC 正弦披振荡电路和石英晶体正弦波振荡电路三种类型。 RC 正弦波振 荡电路的振荡频率较低,一般在 lMHz 以下 ; LC 正弦波振荡电路的振荡频率 多在 lMHz 以上;石英晶体正弦波振荡电路也可等效为 LC 正弦波振荡电路, 其特点是振荡频率非常稳定。 三、判断电路是否可能产生正弦波振荡的方法和步骤 (1)观察电路是否包含了放大电路、选频网络、正反馈网络和稳幅环节四 个组成部分。 (2) 判断放大电路是否能够正常工作,即是否有合适的静态工作点且动态 信号是否能够输入、输出和放大。 + l_-~ (3) 利用瞬时极性法判断电路是否满。i (l J 足正弦披振荡的相位条件。具体做法是: 工ι 断开反馈,在断开处给放大电路加频率为 10 的输入电压乱,并给定其瞬时极性,如 图 8. 1. 3 所示:然后以 U j 极性为依据判断 输出电压 (j 。的极性,从而得到反馈电压图 8.1.3 利用瞬时极性法判断相位条件 8.1 正弦波振荡电路 405 冉的极性;若 Ú f 与 Ú j 极性相同,则说明满足相位条件,电路有可能产生正 弦波振荡,否则表明不满足相位条件,电路不可能产生正弦波振荡。 (4) 判断电路是否满足正弦波振荡的幅值条件,即是否满足起振条件。具 体方法是:分别求解电路的 A 和庐,然后判断 IÄPI 是否大于 1 。只有在电路 满足相位条件的情况下,判断是否满足幅值条件才有意义。换言之,若电路不 满足相位条件,则电路不可能振荡,也就无需判断幅值条件了。 8.1.2 月C 正弦波振荡电路 实用的 RC 正弦披振荡电路多种多样,但最具典型性的是 RC 桥式正弦波 振荡电路,在文献中也称之为文氏桥振荡电路。本节介绍它的电路组成、工作 原理和振荡频率。 一、 RC 串并联选频网络 将电阻 Rl 与电容 C 1 串联、电阻 Rz 与电容 Cz 并联所组成的网络称为 RC = = = = 串并联选频网络,如图 8. 1. 4(a) 所示。通常,选取 Rl Rz R , C1 Cz C 。 因为 RC 串并联选频网络在正弦、波振荡电路中既为选频网络,又为正反馈网 络,所以其输入电压为孔,输出电压为 U f 。 泛二u (b) l ~h + Uo 。ζ---U (a) 丁 。 (c) 图 8. 1. 4 RC 串并联选频网络及其在低频段和高频段的等效电路 (a) RC 串并联选频网络 ( b) 低频段等效电路及其相量图 (c) 高频段等效电路及其相量图 当信号频率足够低时,土>> R , 因而网络的简化电路及其电压和电流的 ωC 相量图如图 (b) 所示。 Ú f 超前孔,当频率趋近于零时,相位超前趋近于 + 900 , 且 I Ú f I 趋近于零。 406 第 8 章 被形的发生和信号的转换 当信号频率足够高时,土<< R , 因而网络的简化电路及其电压和电流的 ωC 相量图如图 (c) 所示。 U f 滞后孔,当频率趋近于无穷大时,相位滞后趋近于 -90",且|儿|趋近于零。 可以想象,当信号频率从零逐渐变化到无穷大时,冉的相位将从+ 90。逐 渐变化到 -90"。因此,对于 RC 串并联选频网络,必定存在一个频率 10' 当 1=/0 时,岛与古。同相。通过以下计算,可以求出 RC 串并联选频网络的频 率特性和 10 。 RXY 」- È' =- -~f--= .., jωC U 0 -~ . --1- . _~ ./,/ --1- Jω C." 川 jωC 整理,可得 F= 二{二 令 ω。=土,则 二 υ RC 代入上式,得出 幅频特性为 10 = 古c hi È'= 一一 1 、 -3i f + J\/o - 1) EF 1 - 二 - + 句 、 二f - d A f川 一f (8.1 .4) (8. 1. 5) (8.1.6) 相频特性为 10 - 1 I = -- 3 \ φF= a阳 ' 1 1 ' - ' l <1 11 (8. 1. 7) 根据式 (8. 1. 6) 、 (8. 1. 7) 画出户的频率特性,如图 8. 1. 5 所示。当 1=/0 时, hj 即 l i.rfl=~I i.rol , > 1 时, ωo 臼右,所以谐振频率 . .0= 一一一声三 2πγ LC (8. 1. 13) 将上式代入式 (8. 1. 12) ,得出 Q~i 在 - R'Y C (8. 1. 14) 式 (8.1.14) 表明,选频网络的损耗愈小;谐振频率相同时,电容容量愈 小,电感数值愈大,品质因数愈大,将使得选频特性愈好。 当 1=/0 时,电抗 -b- (ωOL)2 2 + Zn = = R -一一_ II T \<.U U ,",/ Y R 0- - =- .RT.>+.. 0f l2 R x O 8.1 正弦波振荡电路 411 当 Q>> 1 时 , Zo"'" Q2R , 将式 (8. 1. 14) 代人,整理可得 Zo 臼 QX L 臼 QXc (8. 1. 15) XL 和 X c 分别是电感和电容的电抗。因此,当网络的输入电流为 ι 时, 电容和电感的电流约为 Q10 。 根据式 (8. 1. 11) ,可得适用于频率从零到无穷大时 LC 并联网络电抗的表 达式, Z=÷ Z 是频率的函数,其频率特性如图 8. 1. 11 所示。 Q 值愈大,曲线愈陡,选频 特性愈好。 'p IZI Q值小 f 10 f 图 8. 1. 11 LC 并联网络电抗的频率特性 若以 LC 并联网络作为共射放大电路的集电极负载,如图 8. 1. 12 所示,则 电路的电压放大倍数 AJ-RJ手 , be 根据 LC 并联网络的频率特性,当 1=10 时,电压放大倍数的数值最大, 且无附加相移。对于其余频率的信号,电压放大 倍数不但数值减小,而且有附加相移。电路具有 选频特性,故称之为选频放大电路。若在电路中 引入正反馈,并能用反馈电压取代输入电压,则 , 电路就成为正弦波振荡电路。根据引入反馈的方手 t 式不同 , LC 正弦波振荡电路分为变压器反馈式、。1 C, 电感反馈式和电容反馈式三种电路;所用放大电­ 路视振荡频率而定,可以是共射电路,也可以是 共基电路。 图 8. 1. 12 选频放大电路 412 第 8 章 波形的发生和信号的转换 二、变压器反馈式振荡电路 1.工作原理 引人正反馈最简单的方法是采用变压器反馈方式,如图 8. 1. 13 所示;为 使反馈电压与输入电压同相,同名端如图中所标注。当反馈电压取代输入电压 时,就得到变压器反馈式振荡电路,如图 8. 1. 14 所示。 P + Uf uj 图 8. 1. 13 在选频放大电路中引正反馈 图 8. 1. 14 变压器反馈式振荡电路 对于图 8. 1. 14 所示电路,可以用前面所叙述的方法判断电路产生正弦波 振荡的可能性。首先,观察电路,存在放大电路、选频网络、正反馈网络以及 用晶体管的非线性特性所实现的稳幅环 节四个部分。然后,判断放大电路能否 正常工作,图中放大电路是典型的工作 p 点稳定电路,可以设置合适的静态工作 + 点;电路的交流通路如图 8. 1. 15 所示, 。 交流信号传递过程中无开路或短路现 一 象,电路可以正常放大。最后,采用瞬 时极性法判断电路是否满足相位平衡条 图 8. 1. 15 变压器反馈式振荡电路的 件。在图 8. 1. 15 中,断开 P 点,加 1= 交流通路 10 的输入电压,规定其极性,得到变压器原边线圈 Nj 电压的极性,进而得到 副边线圈 Nz 电压的极性,如图中所标注,故电路满足相位条件,有可能产生 正弦波振荡。 而在多数情况下,不必画出交流通路就可判断电路是否满足相位条件。具 体做法是:在图 8. 1. 14 所示电路中,断开 P 点,在断开处给放大电路加 1=/0 的输入电压乱,给定其极性对"地"为正,因而晶体管基极动态电位对"地" 为正,由于放大电路为共射接法,故集电极动态电位对"地"为负;对于交流 信号,电源相当于"地",所以线圈 Nj 上电压为上"正"下"负";根据同名 8.1 正强波振荡电路 413 端 , N2 上电压也为上"正"下"负",即反馈电压对"地"为正,与输入电压 假设极性相同,满足正弦波振荡的相位条件。 图 8. 1. 14 所示电路表明 变压器反馈式振荡电路中放大电路的输入电阻 是放大电路负载的一部分,因此 A 与 F 相互关联。→般情况下,只要合理选 择变压器原、副边线圈的臣数比以及其它电路参数,电路很容易满足幅值 条件。 2. 振荡频率及起振条件 图 8. 1. 14 所示变压器反馈式振荡电路的交流等效电路如图 8. 1. 16 所示 o R 是 LC 谐振回路、负载等的总损耗, Ll 为考虑到问团路参数折合到原边的 等效电感 , L2 为副边电感 , M 为矶和 N2 间的等效互感 j R j 为放大电路的输 入电阻,其值几 = Rbl// Rb2 // rbe O A _],_._ _]、. _ A ].,..:_ + ll 11 U, Rh , RÞ2 r Þe R, B (a) (b) 图 8. 1. 16 变压器反馈式振荡电路的交流等效电路 ( a) 交流等效电路 ( b) 变压器部分的等效电路 为了分析振荡频率和起振条件,首先求解图( a) 中从 A 和 B 两点向右看进 去的等效电路及其参数。在变压器原边 古。= (R + jωL1 )I j-jωMI 2 (8. 1. 16) 在副边,电流 Ìo2 =-- _JωMl j R j + JωL2 将式 (8. 1. 17) 代入式 (8. 1. 16) ,整理可得 宙。= (R' + jωL'j) 1j (8. 1. 17) (8. 1. 18) 其中 (R=R2T112 R (8. 1. 19a) L'•, = -L,, …手1λ Rf +ω.. Lí . L-2 (8. 1. 19b) 414 第 8 章 波形的发生和信号的转换 因此,从变压器原边向副边看进去的等效电路如图 8. 1. 16 (b) 所示,为典 型的 LC 谐振回路。但与之相比,带负载后,电感量变小,损耗变大,因而品 质因数变小,选频特性变差。其品质因数 Q= 去fZJ (8. 1. 20) 当 Q>> 1 时,振荡频率 /0= →主~ Zπ 、 Lí C (8. 1. 21) 根据前面的分析可知,在谐振频率下 , L! 中电流的数值约为晶体管集电 极电流的 Q 倍,即 ! I Ì 1 I = Q I Ì c I = Qß I Ì b I =仰 τÙJj ! 根据式 (8. 1. 17) ,反馈电压 jrooMII n U , =I , R;= '-""1 ←R一j一+j一ω一。一L一2 .… R l 通常,的 L2 <<凡,所以 |古f I =ωoM IÌ!I = 叫冉 电路的起振条件 冉 N 一 叫 > 'EA 即 ß> 在百 (8. 1. 22) 式 (8. 1. 22) 表明选频网络的品质因数愈大,对晶体管电流放大系数的要求 愈低。 若将式 (8. 1. 20) 、 (8. 1. 21) 代入,则得出起振条件为 卢 TbeR' C M 〉一一一一­ (8. 1. 23) 3. 优缺点 变压器反馈式振蔼电路易于产生振荡,波形较好,应用范围广泛。但是由 于输出电压与反馈电压靠磁路藕合,因而锢合不紧密,损耗较大。并且振荡频 率的稳定性不高。 三、电感反馈式振荡电路 1.电路组成 8.1 正弦波振蔼电路 415 为了克服变压器反馈式振荡电路中变压器原边线圈和副边线圈搞合不紧密 的缺点,可将 N 1 和 N2 合并为一个线圈,把图 8. 1. 14 所示电路中线圈 N 1 接电 源的一端和 N2 接地的一端相连作为中间抽头;为了加强谐振效果,将电容 C 跨接在整个线圈两端,如图 8. 1. 17 所示。 2. 工作原理 利用判断电路能否产生正弦波振荡的方法来分析图 8. 1. 17 所示电路。首 先观察电路,它包含了放大电路、选频网络、反馈网络和非线性元件一一晶体 管四个部分,而且放大电路能够正常工作。然后用瞬时极性法判断电路是否满 足正弦破振荡的相位条件:断开反馈,加频率为 10 的输入电压,给定其极性, 判断出从 N2 上获得的反馈电压极性与输入电压相同,故电路满足正弦波振荡 的相位条件,各点瞬时极性如图中所标注。只要电路参数选择得当,电路就可 满足幅值条件,而产生正弦波振荡。 十 3l 曰 Uj J(hlll 占 Lc c 图 8. 1. 17 电感反馈式振荡电路 图 8. 1. 18 电感反馈式振荡电路的交流通路 图 8. 1. 18 所示为电感反馈式振荡电路的交流通路,原边线圈的三个端分 别接在晶体管的三个极,故称电感反馈式振荡电路为电感三点式电路。 3. 振荡频率和起振条件 断开反馈且空载情况下的交流等效电路如图 8. 1. 19 所示与 ~ F + Uj Rh1U Rh2 U rhe A C + 图 8. 1. 19 电感反馈式振荡电路的交流等效电路 416 第 8 章 波形的发生和信号的转换 设 N J 的电感量为 L J , 叭的电感量为 L2' N J 与 N2 间的互感为 M , 且品 质因数远大于 1 ,则振荡频率 反馈系数的数值 fo=1 2π.; (L J + L 2 + 2M) C (8.1.24) 1- 12|=|2f I1~j一 j川ωL旦aJ牛 +iJ山ω一MM=一LL 2J一++一 MM (8. 1. 25) 因而,从 A 和 B 两端向右看的等效电阻为 R R' , F i = - 一一一­2 1 1 设 R[ 是 R L 折合到 A 、 B 两点间的等效负载,则集电极总负载 R'\=R'L//R'i (8. 1. 26) (8. 1. 27) 当 1=10 且 Q>> 1 时 , LC 回路产生谐振,等效电阻非常大,所取电流可 忽略不计,因此放大电路的电压放大倍数 --aA PH"L-r-h Dua u (8. 1. 28) 根据 1 ÅF 1 > 1 ,利用式 (8.1.25) 和 (8. 1. 28) ,可得起振条件为 L β μ a > 一 乌 +-+M-M-m'切 (8. 1. 29) 从式 (8. 1. 25) 、 (8. 1. 28) 、 (8. 1. 29) 可以u 看出,若增大 L2 与 LJ 的比值, 则一方面|户|随之增大,有利于电路起振;另一方面,它又使 R飞减小,从而 使 I Åu I 减小,不利于电路起振。所以 , L2/ LJ 既不能太大,也不能太小。在大 批量生产时,应通过实验确定 N2 与 NJ 的比值,一般在 117 - 114 之间。 4. 优缺点 电感反馈式振荡电路中 N2 与 NJ 之间搞合紧密,振幅大;当 C 采用可变 电容时,可以获得调节范围较宽的振荡频率,最高振荡频率可达几十兆赫。由 于反馈电压取自电感,对高频信号具有较大的电抗,输出电压波形中常含有高 次谐波。因此,电感反馈式振荡电路常用在对波形要求不高的设备之中,如高 频加热器、接收机的本机振荡器等。 四、电容反馈式振荡电路 1.电路组成 为了获得较好的输出电压波形,若将电感反馈式振荡电路中的电容换成电 感,电感换成电容,并在置换后将两个电容的公共端接地,且增加集电极电阻 凡,就可得到电容反馈式振荡电路,如图 8. 1. 20 所示。因为两个电容的三个 端分别接晶体管的三个极,故也称之为电容三点式电路。 8.1 正弦波振荡电路 417 2. 工作原理 根据正弦波振荡电路的判断方法,观察图 8. 1. 20 所示电路,包含了放大 电路、选频网络、反馈网络和非线性元 件一一晶体管四个部分,而且放大电路能够 正常工作。断开反馈,加频率为 10 的输入 电压,给定其极性,判断出从 C2 上所获得 的反馈电压的极性与输入电压相同,故电路 满足正弦波振荡的相位条件,各点瞬时极性 如图中所标注。只要电路参数选择得当,电 I - I .... 1+-' h 路就可满足幅值条件,而产生正弦波振荡。 3. 振荡频率和起振条件 当由 L 、 C 1 和 C2 所构成的选频网络的 品质因数 Q 远大于 1 时,振荡频率 图 8. 1. 20 电容反馈式振荡电路 10= ,--L一一 (8. 1. 30) 2π 设 C 1 和 C2 的电流分别为 Icl 和气,则反馈系数 g: \ F 1 1 = =时羽毛 \ (8. 1. 31 ) 电压放大倍数 I I Au = Uo I Ui I ~ RL rrbe 在空载情况下,类比式 (8. 1. 26) 可知,式 (8. 1. 32) 中集电极等效负载 (8. 1. 32) Ri=RcFFIL2 1 1 根据 IA户 1 > 1,利用式 (8. 1. 3 1)和 (8. 1. 32) ,可得起振条件为 卢〉至~.旦旦 C1 R'L (8. 1. 33) 与电感反馈式振荡电路相类似,若增大 C 1 /C2 ,则一方面反馈系数数值随 之增大,有利于电路起振;另一方面,它又使 R L 减小,从而造成电压放大倍 数数值减小,不利于电路起振。因此 , C 1 /C2 既不能太大,又不能太小,具体 数值应通过实验来确定。 电容反馈式振荡电路的输出电压披形好,但若用改变电容的方法来调节振 荡频率,则会影响电路的起振条件;而若用改变电感的方法来调节振荡频率, 则比较困难。所以常常用在固定振荡频率的场合。在振荡频率可调范围不大的 418 第 8 章 波形的发生和信号的转换 情况下,可采用图 8. 1. 21 所示电路取代图 8. 1. 20 所示电路中的选频网络。 4. 稳定振荡频率的措施 若要提高电容反馈式振荡电路的振荡频率,则势必 要减小 C 1 、 C2 的电容量和 L 的电感量。实际上,当 C 1 和 C2 减小到一定程度时,晶体管的极间电容和电路 L 中的杂散电容将影响振荡频率。这些电容等效为放大电 ' 路的输入电容 CB 和输出电容 C o 它们分别与 C 1 和 C2 并联,如图 8. 1. 22 所标注。由于极间电容受温度的影 响,杂散电容又难于确定,为了稳定振荡频率,在设计图 8. 1. 21 频率可调的 电路时,必须能够使 C j 和 C。对选频特性的影响忽略不 选频网络 计。试想,如果 C 1 和 Cz 远大于极间电容和杂散电容,只起分压作用,以便 获得合适的反馈电压,而几乎对振荡频率无影响,那么电路的振荡频率就可能 很稳定。具体方法是在电感所在支路串联一个小容量电容 C ,而且 C<< C1 , C<< C2 , 这样 --1 1 1 1 C1 ~' C一2-' 一C-- C 总电容约为 C ,因而电路的振荡频率 /0=-_-七 Zπ 、 LC (8. 1. 34) 几乎与 C 1 和 Cz 无关,当然,也就几乎与极间电容和杂散电容无关了。 C 图 8. 1. 22 电容反馈式振荡电路的改进 若要求电容反馈式振荡电路的振蔼频率高达 1 ∞ MHz 以上,则要考虑采用 共基放大电路,如图 8. 1. 23 所示。图中 C b 为旁路电容,对交流信号可视为短 路;放大电路为共基放大电路。断开反馈,给放大电路加频率为 /0 的输入电 压,极性为上"+"下"-";因共基放大电路输出电压与输入电压同相,故 集电极动态电位为"+";选频网络的电压方向为上" "下"+",因此从 8.1 正弦波振荡电路 419 C ,上获得的反馈电压也为上" n 下"+",与输入电压同相,所以电路满足 正弦波振荡的相位平衡条件。如果参数选择合适,使电路满足起振条件,那么 电路就一定会产生正弦波振荡。 由以上分析可知,在判断电路是否可能产生正弦波振荡,即判断电路是否 满足正弦波振荡的相位条件时,必须弄清反馈电压取自哪个线圈或电容,而通 常这个线圈或电容总有一端为交流通路的"地"。 [例 8. 1. 2] 电路如图 8. 1. 24 所示,图中 C b 为旁路电容 , C ,为藕合电容, 对交流信号均可视为短路。为使电路可能产生正弦波振荡,试说明变压器原边 线圈和副边线圈的同名端。 L Rb2 C♂~ Rbl Cb 图 8. 1. 23 采用共基放大电路的 图 8. 1. 24 例 8. 1. 2 电路图 电容反馈式振荡电路 解:图 8. 1. 24 所示电路中的放大电路为共基放大电路。断开反馈,给放 大电路加频率为 10 的输入电压,极性为上"+"下"-";集电极动态电位为 "+",选频网络的电压极性为上" "下"+";从变压器副边获得的反馈电 压应为上"+"下"-",才满足正弦波振荡的相位平衡条件。因此,变压器 原边线圈的下端和副边线圈的上端为同名端;或者说原边线圈的上端和副边线 圈的下端为同名端。 [例 8. 1. 3] 改正图 8. 1. 25 所示电路中的错误,使之有可能产生正弦波振 荡。要求不能改变放大电路的基本接法。 解:观察电路, C e容量远大于 C ,和 C2 ,故为旁路电容,对交流信号可视 为短路。町、 C2 和 L 构成 LC 并联谐振网络, C2 上的电压为输出电压 , C ,上 的电压为反馈电压,因而电路为电容反馈式振荡电路。 电感 L 连接晶体管的基极和集电极,在直流通路中使两个极近似短路, 造成放大电路的静态工作点不合适,故应在选频网络与放大电路输入端之间加 藕合电容。 420 第 8 章 波形的发生和信号的转换 晶体管的集电极直接接电掘,在交流通路中使集电极与发射极短路,因而 输出电压恒等于零,所以必须在集电极加电阻 Rc o 改正电路如图 8. 1. 26 所示,与图 8.1.20 所示电路相比,同为电容反馈式 振荡电路,只是画法不同而已。 C、 C, 图 8. 1. 25 例 8. 1. 3 电路图 图 8. 1. 26 图 8. 1. 25 所示电路的改正电路 8.1.4 石英晶体正弦波振荡电路 石英晶体谐振器,简称石英晶体,具有非常稳定的固有频率。对于振荡频 率的稳定性要求高的电路,应选用石英晶体作选频网络。 一、石英晶体的特点 将二氧化硅 (Sí02 )结晶体按一定的方向切割成很薄的晶片,再将晶片两个 对应的表面抛光和涂敷银层,并作为两个极引出管脚,加以封装,就构成石英 晶体谐振器。其结构示意图和符号如图 8. 1. 27 所示 c 敷银层 J i 晶片 口T (a) (b) 图 8.1.27 石英晶体谐振器的结构示意图及符号 ( a) 结构示意图 ( b) 符号 1. 压电效应和压电振荡 在石英晶体两个管脚加交变电场时,它将会产生一定频率的机械变形,而 这种机械振动又会产生交变电场,上述物理现象称为压电效应。一般情况下, 无论是机械振动的振幅,还是交变电场的振幅都非常小。但是,当交变电场的 8.1 正弦波振荡电路 421 频率为某一特定值时,振幅骤然增大,产生共振,称之为压电振荡。这一特定 频率就是石英晶体的固有频率,也称谐振频率。 2. 石英晶体的等效电路和振荡频率 石英晶体的等效电路如图 8.1.28 (a) 所示。当石英晶体不振动时,可等效 为一个平板电容 Co ,称为静态电容;其值决定于晶片的几何尺寸和电极面积, 一般约为几到几十皮法。当晶片产生振动时,机械振动的惯性等效为电感 L , 其值为几毫亨到几十毫亨。晶片的弹性等效为电容 C ,其值仅为 0.01 到 0.1 pF ,因此 C<< Co 。晶片的摩擦损耗等效为电阻 R , 其值约为 1 ∞.n,理想情况 下 R=O 。 X 。 r /111 λY!fp (a) 图 8.1.28 石英晶体的等效电路及其频率特性 (a) 等效电路 ( b) 频率特性 当等效电路中的 L 、 c 、 R 支路产生串联谐振时,该支路呈纯阻性,等效 电阻为 R , 谐振频率 (8. 1. 35) 谐振频率下整个网络的电抗等于 R 并联 Co 的容抗,因 R <<ωo Co ' 故可以近 似认为石英晶体也呈纯阻性,等效电阻为 R 。 当 1<1. 时, Co 和 C 电抗较大,起主导作用,石英晶体呈容性。 当 1>/s 时 , L 、 c 、 R 支路呈感性,将与 Co 产生并联谐振,石英晶体又 呈纯阻性,谐振频率 1 (8. 1. 36) 由于 C<< Co ,所以 Ip = λ 。 当 1>/p 时,电抗主要决定于 Co ,石英晶体又呈容性。因此 , R = 0 时石 英晶体电抗的频率特性如图 8. 1. 28 (b) 所示,只有在 Is <1

    UN 时 UO= + U OM ' 当 UN> Up 时 Uo = - UOM 。并且由于理 想运放的差模输入电阻无穷大,故净输入电流为零,即 ip=iN=O 。 (a) uO UOM UO (b) 。 Up-UN UOM (c) 图 8.2.1 集成运放工作在非线性区的电路特点及其电压传输特性 ( a) 集成运放的开环状态 ( b) 集成运放引人正反馈 ( c) 集成运放的电压传输特性 一、电压比较器的种类 1.单限比较器 电路只有一个阑值电压,输入电压 U[逐渐增大或减小过程中,当通过的 时,输出电压 Uo 产生跃变,从高电平 UOH跃变为低电平的L' 或者从 UOL跃 变为 UOH 。图 8.2.2 (a) 是某单限比较器的电压传输特性。 UO UOH -- --UO . - UOH UO 。 U1 -----」--4UOL (a) UTl 。 Un U1 -- UOL -…… -…- (b) U1 (c) 图 8.2.2 电压比较器电压传输特性举例 ( a) 单限比较器 ( b) 滞回比较器 ( c) 窗口比较器 8.2 电压比校器 425 2. 滞回比较器 电路有两个阔值电压,输入电压 UI从小变大过程中使输出电压 U O'产生跃 变的闹值电压的1 ,不等于从大变小过程中使输出电压 Uo 产生跃变的阔值电 压 Uη ,电路具有滞回特性。它与单限比较器的相同之处在于:当输入电压向 单一方向变化时,输出电压只跃变一次。图 8.2.2 (b) 是某滞回比较器的电压 传输特性。 3. 窗口比较器 电路有两个阔值电压,输入电压 UI 从小变大或从大变小过程中使输出电 压 U O'产生两次跃变。例如,某窗口比较器的两个阔值电压 UTI 小于 U12 , 且 均大于零;输入电压 Uj 从零开始增大,当经过的1 时 , U 。从高电平 UO'H 跃变 为低电平 UO'L; UI 继续增大,当经过 Uη 时, U O'又从 UO'L 跃变为 UO'H ; 电压 传输特性如图 8.2.2 (c) 所示,中间如开了个窗口,故此得名。窗口比较器 与前两种比较器的区别在于:输入电压向单一方向变化过程中,输出电压跃 变两次。 上述为常见的三种电压比较器,在实际应用中还有其它种类,如三态电压 比较器。 8.2.2 单限比较器 一、过零比较器 过零比较器,顾名思义,其阔值电压的 =0 V 。电路如图 8.2.3 (a) 所示, 集成运放工作在开环状态"其输出电压为+ UOM或 - UO'M 。当输入电压 Ul <0 V 时, UO' = + UO'M ; 当 UI > 0 V 时,的= - UO'M 。因此,电压传输特性如图 (b) 所示。若想获得 U O'跃变方向相反的电压传输特性,则应在图 (a) 所示电路中将 反相输入端接地,而在同相输入端接输入电压。 UO 。I u, UOM (a) (b) 图 8.2.3 过零比较器及其电压传输特性 (a) 电路 (b) 电压传输特性 426 第 8 章 波形的发生和信号的转换 为了限制集成运放的差模输入电压,保护其输入级,可加二极管限幅电 路,如图 8.2 .4所示。 在实用电路中为了满足负载的需要 • U, 常在集成运放的输出端加稳压管限幅电 路,从而获得合适的 U OL 和 U OH • 如图 8.2.5 (a) 所示。图中 R 为限流电阻,两 图 8.2 .4 电压比较器输入级的保护电路 只稳压管的稳定电压均应小于集成运放的最大输出电压 UOM 。设稳压管 DZ1 的 稳定电压为 UZ1 ' DZ2的稳定电压为 UZ2 ; DZ1 和 DZ2的正向导通电压均为 U o 。当 ,u 0 V 时,由于集成运放的输出电压 u'O = - UOM ' 使 DZ2工作在稳压状态 • DZ1 工作在 正向导通状态,所以输出电压 u 0 = UOL = - ( Uz2 + U0 )。若要求 UZ1 = UZ2 , 则 可以采用两只特性相同而又制作在一起的稳压管,其符号如图 8.2.5 (b) 所示, 导通时的端电压标为土 Uz 。当 u , < 0 V 时 • = = uo UOH + Uz ; 当 u , > 0 V 时, uO= UOL = - Uz 。 R Uo Dz 非 t.uz (a) (b) 图 8.2.5 电压比较器的输出限幅电路 ( a) 两只稳压管稳压值不同 ( b) 两只稳压管的稳压值相同 限幅电路的稳压管还可跨接在集成运放的输出端和反相输入端之间,如图 8.2.6 所示。假设稳压管截止,则集成运放必然工作在开环状态,输出电压不 是 + UOM • 就是 - UOM ; 这样,必将导致稳压管击穿而工作在稳压状态. Dz 构 成负反馈通路,使反相输入端为"虚地", 限流电阻上的电流 tR 等于稳压管的电流 tz. 输出电压 uo = 士的。可见,虽然图示电路 中引入了负反馈,但它仍具有电压比较器的 基本特征。 图 8.2.6 电路具有如下两个优点:一是 由于集成运放的净输入电压和净输入电流均 近似为零,从而保护了输入级;二是由于集图 8.2.6 将稳压管接在反馈通路中 8.2 电压比校嚣 427 成运放并没有工作到非线性区,因而在输入电压过零时,其内部的晶体管不需 要从截止区逐渐进入饱和区,或从饱和区逐渐进入截止区,所以提高了输出电 压的变化速度。 二、一般单限比较器 图 8.2.7 (a) 所示为一般单限比较器, U REF 为外加参考电压。根据叠加原 理,集成运放反相输入端的电位 Rl R2 •• UN :::瓦工EYI+ 瓦工瓦 UREF 令 UN::: Up::: 0 , 则求出阔值电压 Ro Ur ::: - R~ UREF (8.2.1) Uo +Uz Uo 。I IVT -U 1 Uzl一一 (a) 图 8.2.7 一般单限比较器及其电压传输特性 ( a) 电路 ( b) 电压传输特性 当 UI< Ur 时 , UN< Up , 所以 U'O:::+UOM ' UO=UOH:::+UZ ; 当 UI> U r 时 , UN > Up , 所以 U'O=-UOM ' UO=UOL=-UZ 。若 UREF < 0 ,则图 (a) 所示 电路的电压传输特性如图 (b) 所示。 根据式 (8.2.1) 可知,只要改变参考电压的大小和极性,以及电阻矶和 凡的阻值,就可以改变阐值电压的大小和极性。若要改变 UI过 Ur 时 Uo 的跃 变方向,则应将集成运放的同相输入端和反相输入端所接外电路互换。 综上所述,分析电压传输特性三个要素的方法是: (1)通过研究集成运放输出端所接的限幅电路来确定电压比较器的输出低 电平 UOL和输出高电平 UOH ; (2) 写出集成运放同相输入端、反相输入端电位 Up 和 UN 的表达式,令 = Up UN' 解得的输入电压就是阑值电压的; (3) U。在 UI过的时的跃变方向决定于 UI作用于集成运放的哪个输入端。 = 当 UI从反相输入端(或通过电阻)输入时 , UI < 屿 , Uo U OH; UI > 屿, UO::: 428 第 8 章 放形的发生和信号的转换 UOL 。当 U)从同相输入端(或通过电阻)输入时 , U) < 抖 , UO = UOL; U) > 屿, Uo = UOH 。 【例 8.2.1] 在图 8.2.6 所示电路中,稳压管的稳定电压的=土 6 V; 在 图 8.2.7 (a) 所示电路中 , RI = R2 = 5 kO , 基准电压 UREF = 2 V ,稳压管的稳定电压 Uz = 土 5 V; 它们的输入电压均为图 8.2.8 (a) 所示的三角波。试分别画出两电路输出 电压的波形。 解:根据图 8.2.6 所示电路可知,当 U) <0 V 时 , UOl = + Uz = + 6 V; 当 Ul> OV , u01=-Uz =-6V; 所以画出其输出 电压 UOl 的被形如图 8.2.8 (b) 所示。 根据式 (8.2.1) 的 =-EUR叶 -72)v=-2V 因此,当 U) < - 2 V 时, U01 = + Uz = +5 V; 当 U)>-2V , U01 =-Uz =-5V; 所以画出其输出电压 U02 的波形如图 8.2.8 (c) 所示。 (c) 8.2.3 滞回比较器 图 8.2.8 例 8.2.1 波形图 在单限比较器中,输入电压在阔值电 压附近的任何微小变化,都将引起输出电 压的跃变,不管这种微小变化是来源于输 (a) 输入电压波形 ( b) 过零比较器输出电压波形 (c) 单限比较器输出电压波形 入信号还是外部干扰。因此,虽然单限比较器很灵敏,但是抗干扰能力差。滞 回比较器具有滞回特性,即具有惯性,因而也就具有一定的抗干扰能力。从反 相输入端输入的滞回比较器电路如图 8.2.9 (a) 所示,滞回比较器电路中引入 了正反馈。 从集成运放输出端的限幅电路可以看出 , Uo = 士的。集成运放反相输入 端电位 UN = U) , 同相输入端电位 R1 们 2 Up =瓦工 R ' Uz 令 UN = 峙,求出的 U[就是周值电压,因此得出 = 土 U.r,. = ~ R1 土 :!:: 瓦τ瓦 Z (8.2.2) 8.2 电压比较器 429 --Uo 司……-- +Uz u <、F - U1 。 +Ur U1 士 Uz --- -Uz -…… ( a) (b) 图 8.2.9 滞回比较器及其电压传输特性 ( a) 电路 ( b) 电压传输特性 输出电压在输入电压 U , 等于阔值电压时是如何变化的呢?假设 U , < - UT , = = 那么 UN 一定小于 Up ,因而 Uo +屿,所以 Up + UT 。只有当输入电压 U , 增 大到+屿,再增大一个无穷小量时,输出电压 Uo 才会从 + Uz 跃变为 - Uz 。 同理,假设 UI > +屿,那么 UN 一定大于 Up ,因而 Uo = -屿,所以 Up = - UT 。只有当输入电压 U ,减小到 - UT , 再减小一个无穷小量时,输出电压 Uo 才会从 - Uz 跃变为 + Uz 。可见 , U 。从 + Uz 跃变为 - Uz 和 u 。从 - Uz 跃变为 + Uz 的阔值电压是不同的,电压传输特性如图 8.2.9 (b) 所示。 从电压传输特性曲线上可以看出,当 - UT < UI < + UT 时 , U 。可能是+ 屿,也可能是 - Uz 。如果 UI 是从小于- UT 的值逐渐增大到 - UT < UI < +屿, 那么 Uo 应为 + Uz ; 如果 UI 是从大于+ UT 的值逐渐减小到 - UT < UI < +屿, 那么 Uo 应为 - Uz ; 曲线具有方向性,如图 (b) 中所标注。 实际上,由于集成运放的开环差模增益不是无穷大,只有当它的差模输入 电压足够大时,输出电压 Uo 才为士的。 u。在从 + Uz 变为 - Uz 或从 - Uz 变 为 + Uz 的过程中,随着 UI 的变化,将经过线性区,并需要一定的时间。滞回 比较器中引入了正反馈,加快了 Uo 的转换速度。例如,当 Uo = + Uz 、 Up = + UT 时,只要 UI 略大于+ UT 足以引起 Uo 的下降,就会产生如下的正反馈 过程: Uo + 一→ Up + Uo + +←」 即 Uo 的下降导致 Up 下降,而 Up 的下降又使得 Uo 进一步下降,反馈的结果 使 Uo 迅速变为-屿,从而获得较为理想的电压传输特性。 为使滞回比较器的电压传输特性曲线向左或向右平移,需将两个阔值电压 叠加相同的正电压或负电压。把电阻凡的接地端接参考电压 UREr ,可达到此 430 第 8 章 被形的发生和信号的转换 目的,如图 8.2.10 (a) 所示。图中同相输入端的电位 R2 .. RJ .. Up =瓦工 R 2 UREF:!:: 瓦7瓦 h - - Uo -1- 一 UREF 。 UTl , UT2 U Dz 味,士Uz - --…… (a) (b) 图 8.2.10 加了参考电压的滞回比较器 ( a) 电路 (b) 电压传输特性 令 UN = Up , 求出的 U(就是|萌值电压,因此得出 - . U Tl - - 一R一 J一R 一+- 一R-- :2:2 -V U- KUR一R1 J一一+ 一R~2U~7,,.2l... (8.2.3a) R, R, UTI = 一R一J -+-一R-2 U民TU l"" +' 一R-J一+-一R:2-~ U (8.2.3b) 两式中第一项是曲线在横轴左移或右移的距离,当 UREF>OV 时,图( a) 所示 电路的电压传输特性如图 (b) 所示,改变 U REF 的极性即可改变曲线平移的 方向。 为使电压传输特性曲线上、下平移,则应改变稳压管的稳定电压。 [例 8.2.2] 现测得某电路输入电压 U( 和输出电压 UO 的波形如图 8.2.11 (a) 、 (b) 所示。 (1)判断该电路是哪种电压比较器,并求解电压传输特性; (2) 若要使 UTl = 2 V 、 Uη= - 4 V ,则应在电路中采取什么措施? 解: (1)从图 8.2.11 (b) 所示 UO 的波形可知,输出高、低电平分别为 士的= :!:: 9 V; 从 UO 与 U( 的夜形关系可知,阐值电压 :!::UT =:!::3V; 因为当 U(< ' ' -3 V 时 Uo = UOH 当 U( > + 3 V 时 Uo = UOL 说明输入信号从反相输入端输 入;因为当- 3 V < U( < + 3 V 时 U( 变化 Uo 保持不变,说明电路有滞回特性; 故该电路是从反相输入端输入的滞回比较器,如图 8.2.9 (a) 所示。根据上述 分析,其电压传输特性如图 8.2.11 (c) 所示。 (2) 将 UTl = 2 V, Uη= -4 V 与原阔值电压 UTl = 3 V 、 Uη= - 3 V 相比 可知,它们均在原数值上减 1 V ,说明电压传输特性向左平移 1 V ,故电路如 8.2 电压比钱器 431 u/V | γ -。 u-9~- (b) u ,/V T 9 l l l -3 。 3 u,/V |』 l l 9 (c) 、. 图 8.2.11 例 8.2.2 波形图 (a) 输入电压波形 ( b) 输出电压波形 ( c) 电压传输特性 图 8.2.10 (a) 所示,且 U REF < 0 。 根据式( 8 .2 . 3), U REF数值应满足 -R E+ 1 RL 2 - tl= n<.r - l (8.2 .4) 原电路阔值电压表达式为士 UT=±FRL, EYι 将土的=士 3V 、士的= 土 9V 代入,可得 R 1 : R2 = 1 :2 ,代入式 (8.2 .4)解得 UREF = -1.5 V 。 [倒 8.2.3) 设计一个电压比较器,使其电压传输特性如图 8.2.12 (a) 所 示,要求所用电阻阻值在 20 -1∞ kO 之间。 uo/V 6 -3 。 3 u,!V -6 (a) (b) 图 8.2.12 例 8.2.3 图 (a) 电压传输特性 (b) 所设计电路 Oz 非 i:.Uz 432 第 8 章 波形的发生和信号的转换 = = 解:根据电压传输特性可知,输入电压作用于同相输入端,而且 Uo :t Uz 土 6 V ,的'1 = - Uη= 3 V ,电路没有外加基准电压,故电路如图 8.2.12 (b) 所示。 求解阔值电压的表达式: = R2 Rl ~ Up =瓦7瓦 U(+ 五工瓦 Uo UN = υ 土的=士导 . Uz = (士号 .6) V= :t 3 V Z飞 2 ·‘2 = 解得 R2 2Rl 0 若取 Rl 为 25 kO ,则 R2 应取为 50 kO; 若取 Rl 为 50 kO ,则 R2 应取为 1 ∞ kO o 8.2.4 窗口比较器 图 8.2.13 (a) 所示为一种窗口比较器,外加参考电压 URH > URL , 电阻矶、 矶和稳压管 Dz 构成限幅电路。 . uo UOL O URL URH U1 (a) (b) 图 8.2.13 双限比较器及其电压传输特性 ( a) 电路 ( b) 电压传输特性 = 当输入电压 U( 大于 URH时,必然大于 URL , 所以集成运放 Al 的输出 UOl + UOM ' 岛的输出 U02 = - UOM 。使得二极管 Dl 导通, D2 截止,电流通路如 图中实线所标注,稳压管 Dz 工作在稳压状态,输出电压 Uo = + Uz 。 当 UI 小于 URL时,必然小于 URH , 所以 Al 的输出 UOI = - UOM ' A2 的输 出 uω = + UOM 。因此 D2 导通 , DI 截止,电流通路如图中虚线所标注, Dz 工 作在稳压状态 , Uo 仍为+的。 当 URL < UI < URH 时 , UOl = U ω= - UOM ' 所以 Dj 和 D2 均截止,稳压管截 = 止 , Uo 0 V 。 URH 和 URL分别为比较器的两个阔值电压,设 URH 和 URL均大于零,则图 8.2.13 (a) 所示电路的电压传输特性如图 (b) 所示。 8.2 电压阵较器 433 通过以上三种电压比较器的分析,可得出如下结论: (1) 在电压比较器中,集成运放多工作在非线性区,输出电压只有高电平 和低电平两种可能的情况。 (2) 通常用电压传输特性来描述输出电压与输入电压的函数关系。 (3)电压传输特性的三个要素是输出电压的高、低电平,阑值电压和输出 = 电压的跃变方向。输出电压的高、低电平决定于限幅电路;令 Up UN 所求出 的 U)就是阐值电压 ; U) 等于阔值电压时输出电压的跃变方向决定于输入电压 作用于同相输入端还是反相输入端。 8.2.5 集成电压比较器 一、集成电压比较器的主要特点和分类 电压比较器可将模拟信号转换成二值信号,即只有高电平和低电平两种状 态的离散信号。因此,可用电压比较器作为模拟电路和数字电路的接口电路。 集成电压比较器虽然比集成运放的开环增益低,失调电压大,共模抑制比小; 但其响应速度快,传输延迟时间短,而且一般不需要外加限幅电路就可直接驱 动 TIL 、 CMOS 和 ECL 等集成数字电路;有些芯片带负载能力很强,还可直接 驱动继电器和指示灯。 按一个器件上所含有电压比较器的个数,可分为单、双和四电压比较器; 按功能,可分为通用型、高速型、低功耗型、低电压型和高精度型电压比较 器;按输出方式,可分为普通、集电极(或漏极)开路输出或互补输出三种情 况。集电极(或漏极)开路输出电路必须在输出端接一个电阻至电源。互补输出 电路有两个输出端,若一个为高电平,则另一个必为低电平。 此外,还有的集成电压比较器带有选通端,用来控制电路是处于工作状 态,还是处于禁止状态。所谓工作状态,是指电路按电压传输特性工作;所谓 禁止状态,是指电路不再按电压传输特性工作,从输出端看进去相当于开路, 即处于高阻状态。 表 8.2.1 所示为几种集成电压比较器的主要参数。 表 8.2.1 几种集成电压比较器的主要参数 型号 工作电源 /V 正电源 电流 /mA 负电源 电流 /mA AD7佣(单) +5 V 或:t 15 V 10 5 响应时 间 /ns 45 LM 1l 9( 双) +5 V 或:t 15 V 8 3 80 输出方式 'ITνCMOS 集电极开路 发射极浮动 类型 通用 通用 434 第 8 章 被形的发生和信号的转换 型号 工作电源 /V 正电源 电流 /mA 负电源 电流/mA 响应时 问 /ns 续表 输出方式 类型 2 - 36 V 或 LM193( 双) 2.5 :1: 1 -士 18 V 300 集电极开路 通用 MC1414( 双) + 12 V 和 -6 V 18 14 MXA:锁泊(四) + 5 V 或:1: 5 V 25 20 AD9696 (单) + 5 V 或:1: 5 V 32 4 TA8504( 单) -5V 37 IC口 74( 四) 2 - 18 V 0.75 40 TTL 、带选通 通用 15 TTL 高速 7 互补 π1 高速 2.6 互补 ECL 高速 650 漏极开路 低功挺 二、集成电压比较器的基本接法 1.通用型集成电压比较器 AD790 图 8.2.14 (a) 所示为双列直插式 AD790 单集成电压比较器的管脚图(顶视 图) ,与集成运放相同,它有同相和反相两个输入端,分别是管脚 2 和 3; 正、 负两个外接电源土飞,分别为管脚 1 和 4; 当单电源供电时, - Vs 应接地。此 外,管脚 8 接逻辑电源,其取值决定于负载所需高电平。为了驱动 TIL 电路, 应接+ 5 V ,此时比较器输出高电平为 4.3 V 。管脚 5 为锁存控制端,当它为低 电平时,锁存输出信号。 图 8.2.14 (b) 、 (c) 、 (d) 所示为 AD790 外接电源的基本接法。图中电容 均为去藕电容,用于滤去比较器输出产生变化时电源电压的波动,这种做 法也常见于其它电子电路。图 (b) 所示电路中的 510 n 是输出高电平时的上 拉电阻。 用 AD790 替换前面所讲各种比较器电路中的集成运放,就可组成单限比 较器、滞回比较器和双限比较器。 2. 集电极开路集成电压比较器 LM119 图 8.2.15 所示为金属封装的 LM119 双集成电压比较器管脚图(顶视图) , 可双电源供电,也可单电源供电。 LMl19 为集电极开路输出,两个比较器的输出可直接并联,共用外接电 阻,实现"线与",如图 8.2.16 (a) 所示。所谓"线与",是指只有在比较器 I 和 E 的输出均为高电平时 , Uo 才为高电平,否则 Uo 就为低电平的逻辑关系。 对于一般输出方式的集成电压比较器或集成运放,两个电路的输出端不得并联 8.2 电压比较稳 435 正电源 I 1 同相输入 I 2 反相输入 I 3 负电源 14 81 逻辑电源 7 1 输出 Up UN 5 I 锁存控制 (a) +5V +V,=12V -f飞端接地 FiogBC=+5V (b) Up Up UN UN 士 V、=:t 5 V :t V、=:t 15V VLOgic=+5 V VLOgiC=+5 V (c) ( a) 引脚图 图 8.2.14 AD790 及其基本接法 ( b) 单电源供电 (c) :t 5V 双电源供电,且正电源与逻辑电源相等 ( d) 士 15 V 双电源供电,逻辑电源为 5V 正电源 8 )同相输入2 同相输入 1 ( 3 5)时 图 8.2.15 LM119 管脚图 使用;否则,当两个电路输出电压产生冲突时,会因输出回路电流过大造成器 件损坏。分析图( a) 所示电路,可以得出其电压传输特性如图 (b) 所示,因此, 电路为窗口比较器。 436 第 8 章 波形的发生和信号的转换 +5 V uo UTH>Un>O ( a) U1 (b) 图 8.2.16 由 LM119 构成的窗口比较器及其电压传输特性 ( a) 电路的接法 ( b) 电压传输特性 思考题 8.2.1 如何识别电路是否为电压比较器?滞回比较器与其它比较器电路的区别是什么? 8.2.2 电压比较器的电压传输特性有哪几个基本要素?如何求解它们? 8.2.3 已知矩形波在一个周期内高电平的时间与周期之比称为占空比。试利用电压比 较器将正弦波电压分别变换成与之同频率的方波(占空比为 50% )和矩形波(占空比不为 50'1毛) ,以及二倍频的矩形波,画出原理电路图,不必计算电路参数。 非正弦波发生电路 在实用电路中除了常见的正弦波外,还有矩形波、三角波、锯齿波、尖顶 波和阶梯波,如图 8.3.1 所示。 _j[__Jl_ 户/\/ν~ (a) (b) (c) (d) (e) 图 8.3.1 几种常见的非正弦波 ( a) 矩形波 ( b) 三角波 ( c) 锯齿波 ( d) 尖顶波 ( e) 阶梯波 8.3 ~非正我波发生电路 437 本节主要讲述模拟电子电路中常用的短形波、三角搅和锯齿波三种非正弦 波波形发生电路的组成、工作原理、披形分析和主要参数,以及肢形变换电路 的原理。 8.3.1 矩形波发生电路 矩形波发生电路是其它非正弦波发生电路的基础,例如,若方波电压加在 积分运算电路的输入端,则输出就获得三角波电压;若改变积分电路正向积分 和反向积分时间常数,使某一方向的积分常数趋于零,则可获得锯齿波。 一、电路组成及工作原理 因为矩形波电压只有两种状态,不是高电平,就是低电平,所以电压比较 器是它的重要组成部分;因为产生振荡,就是要求输出的两种状态自动地相互 转换,所以电路中必须引人反馈;因为输出状态应按一定的时间间隔交替变 化,即产生周期性变化,所以电路中要有延迟环节来确定每种状态维持的时 间。图 8.3.2 所示为矩形波发生电路,它由反相输入的滞回比较器和 RC 电路 组成。 RC 回路既作为延迟环节,又作为反馈网络,通过 RC 充放电实现输出 状态的自动转换。 图中滞囚比较器的输出电压 Uo= :t Uz , 阔值电压 = R :t U" 1 , -:tR一一l 一+」一R一2. U-"z (8.3.1) 因而电压传输特性如图 8.3.3 所示。 ---Uo +Uz uo -Ur 。 +UT U, Dz 嗤, iUz -U,吧 -…- 图 8.3.2 矩形波发生电路 图 8.3.3 电压传输特性 设某一时刻输出电压 Uo = +屿,则同相输入端电位 Up = + Uro Uo 通过 几对电容 C 正向充电,如图中实线箭头所示。反相输入端电位 UN 随时间 t 增 长而逐渐升高,当 t 趋近于无穷时 , UN 趋于 + Uz ; 但是,一旦 UN = +屿,再 稍增大 , Uo 就从 + Uz 跃变为-屿,与此同时 Up 从+ Ur 跃变为 - Uro 随后, Uo 又通过几对电容 C 反向充电,或者说放电,如图中虚线箭头所示。反相 438 第 8 章 波形的发生和信号的转换 输入端电位 UN 随时间 t 增长而逐渐降低,当 t 趋近于无穷时 , UN 趋于 - U1':"; 但是,一旦 UN=-UT , 再稍减小 , Uo 就从 - U z 跃变为+屿,与此同时 Up 从 - UT 跃变为+屿,电容叉开始正向充电。上述过程周而复始,电路产生了 自激振荡。 二、波形分析及主要参数 由于国 8.3.2 所示电路中电容正向充电与反向充电的时间常数均为 RC , 而且充电的总幅值也相等,因而在一个周期 U c 内 Uo = + Uz 的时间与 Uo = - Uz 的时间相 等 , U 。为对称的方波,所以也称该电路为方 波发生电路。电容上电压 UC ( 即集成运放反 相输入端电位 UN) 和电路输出电压 Uo 波形如 图 8.3 .4所示。矩形波的宽度 TK 与周期 T 之 比称为占空比,因此 Uo 是占空比为 112 的矩 形波。 根据电容上电压波形可知,在二分之一 周期内,电容充电的起始值为 - UT , 终了值 为+屿,时间常数为 R 3 C; 时间 t 趋于无穷 时, μc 趋于 + Uz , 利用一阶 RC 电路的三要 图 8.3 .4 方波发生电路的波形图 素法可列出方程 + UT=(Uz + UT)(l-e 气 C)+(-UT ) 将式 (8.3.1) 代入上式,即可求出振荡周期 T=mJln(1+22) (8.3.2) 振荡频率 f= 1I T 。 通过以上分析可知,调整电压比较器的电路参数矶和几可以改变峙的 幅值,调整电阻 Rl 、 R2 、 R3 和电容 C 的数值可以改变电路的振荡频率。而要 调整输出电压 Uo 的振幅,则要换稳压管以改变屿,此时时的幅值也将随之 变化。 三、占空比可调电路 通过对方波发生电路的分析,可以想象,欲改变输出电压的占空比,就必 须使电容正向和反向充电的时间常数不同,即两个充电回路的参数不同。利用 二极管的单向导电性可以引导电流流经不同的通路,占空比可调的矩形波发生 电路如图 8.3.5 (a) 所示,电容上电压和输出电压波形如图 (b) 所示。 当 Uo = + Uz 时 , Uo 通过 Rwl 、 Dl 和几对电容 C 正向充电,若忽略二极 8.3 非正弦波发生电路 439 u < uo -lUz (a) (b) 图 8.3.5 占空比可调的矩形波发生电路 ( a) 电路 ( b) 波形分析 管导通时的等效电阻,则时间常数 , , r =(Rw +R3 )C 当 Uo = - Uz 时 , Uo 通过 R w2 、民和 R3 对电容 C 反向充电,若忽略二极 管导通时的等效电阻,则时间常数 = ( τ2 Rw2 + R3 ) C 利用一阶 RC 电路的三要素法可以解出 T, 坦 h中 且 , r Ta 9& ~~ 句 , t, na - ' ' ' 且 + 几 & 飞 ••、 、 且 ‘•••••••••• ,,, (8.3.3a) (8.3.3b) , ) I 2R , \ T = T + T2 = (R w + 2R 3 ) 叫 1 + -R~' (8.3 .4) 式 (8.3 .4)表明改变电位器的滑动端可以改变占空比,但周期不变。占空比为 OA 贝 一T ~~ R-R+ 一一一 +句 ' E P叫 (8.3.5) ­ [例 8.3.11 在图 8.3.5 (a) 所示电路中,已知 R , =R 2 =25kO , 几= 5 kO , Rw = 1 ∞ kO , C = 0.1 闷,土 U z = :1: 8 V o 试求: (1) 输出电压的幅值和振荡频率约为多少; (2) 占空比的调节范围约为多少: (3) 去 D,断路,则产生什么现象。 解: (l)输出电压 Uo = :1: 8 V 。振荡周期 I 2R 飞\ 2 T =(R w +2R 3 ) 叫 1 + R 二) 440 第 8 章 波形的发生和信号的转换 = Ir /~__ (100 + 1._0") x ._1.乐 10j x 0.1 x 10 - ó lnl(1.+2一x一2一5-x-170|3 \|1 L 飞 25x lO' IJ = 12.1 x 10 - 3 S =12.1ms 振荡频率 f= lI T=83 Hz (2) 根据式 (8.3.5) ,将 Rwl 的最小值。代人,可得 q 的最小值 qmin =于T1 = RRwwl++五R;3 =而百5 百 =0.045 将 Rwl 的最大值 1 ∞ kD 代入,可得 q 的最大值 qmax max =--TT;:1 p-=- 一RRw一wl一++一2一RR一33=一1一100一00.++-1~50 =0.95 占空比 T1 /T=0.045 - 0.95 。 (3)若 Dl 断路,则电路不振荡,输出电压 Uo 恒为 + Uzo 因为在 Dl 断路 的瞬间,若 Uo = +屿,电容电压将不变,则 Uo 保持+的不变;若 Uo = - Uz , 则电容仅有反向充电回路,必将使 UN <坷,导致 Uo= + Uzo 8.3.2 三角波发生电路 一、电路的组成 在方波发生电路中,当滞回比较器的阔值电压数值较小时,可将电容两端 的电压看成为近似三角波。但是,一方面这个三角攘的线性度较差,另一方面 带负载后将使电路的性能产生变化。实际上,只要将方波电压作为积分运算电 路的输入,在其输出就得到三角波电压,如图 8.3.6 (a) 所示。当方波发生电 路的输出电压 U Ol = + Uz 时,积分运算电路的输出电压 Uo 将线性下降;而当 UOl = - Uz 时 , Uo 将线性上升;波形如图 (b) 所示。 24( >j 。 u飞i人i j OjW'- V (a) (b) 图 8.3.6 采用波形变换的方法得到三角波 ( a) 电路 ( b) 波形分析 8.3 非正弦波发生电路 441 由于图 8.3.6 (a) 所示电路中存在 RC 电路和积分电路两个延迟环节,在实 用电路中,将它们"合二而一",即去掉方波发生电路中的 RC 回路,使积分 运算电路即作为延迟环节,又作为方波变三角搜电路,滞回比较器和积分运算 电路的输出互为另一个电路的输入,如图 8.3.7 所示。由图 8.3 .4和图 8.3.6 (b) 所示波形可知,前者 RC 回路充电方向与后者积分电路的积分方向相反, 故为了满足极性的需要,滞回比较器改为同相输入。 二、工作原理 在图 8.3.7 所示三角披发生电路中,虚线左边为同相输入滞回比较器,右 边为积分运算电路。对于由多个集成运放组成的应用电路,一般应首先分析每 个集成运放所组成电路输出与输入的函数关系,然后分析各电路间的相互联 系,在此基础上得出电路的功能。 图中滞回比较器的输出电压 UOI =土 Uz , 它的输入电压是积分电路的输出 电压 Uo , 根据叠加原理,集成运放 Al 同相输入端的电位 R2 Rl R2 Rl 们 UPl = 瓦工瓦 Uo + 瓦工瓦 U Ol = 瓦币;uo± 瓦工瓦 U 令 u问Pl卢= UNl卢= 0 ,则阔值电压 R, :t UT :: 土豆;Uz (8.3.6) 因此,滞回比较器的电压传输特性如图 8.3.8 所示。 -UOl +Uz -UT 。 +UT Uo ---Uz 图 8.3.7 士气角波发生电路 图 8.3.8 三角波发生电路中滞囚 比较器的电压传输特性 积分电路的输入电压是滞回比较器的输出电压 UOI' 而且 UOI 不是 + UZ' 就是 - UZ ' 所以输出电压的表达式为 u o = -R-3 L C- UO V1 "1 1. v(' t 1..V t o N h ( t o ) ( 8 . 3 . 7 ) 式中 Uo(t o ) 为初态时的输出电压。设初态时 μ01 正好从 - Uz 跃变为+屿,则 式 (8 ‘ 3 ‘ 7) 应写成 442 第 8 章 波形的发生和信号的转换 u o = -R-3CL~LI'l". z ( t"1U-"t-ov ) + t t o ( t o ) ( 8 . 3 . 8 ) 积分电路反向积分 , Uo 随时间的增长线性下降,根据图 8.3.8 所示电压传输 特性,一旦 Uo = - UT , 再稍减小 , U01 将从 + Uz 跃变为 - Uz 。使得式 (8.3.7) 变成为 Uo = 古ι( 川 )+Uo(t 1 ) (8.3.9) uo( t 1 ) 为 U01 产生跃变时的输出电压。积分电路正向积分, 性增大,根据图 8.3.8 所示电压传输特性 , U 01 = 一旦 uo +屿,再稍增大 , U01 将从 - Uz +Uz 跃变为+屿,回到初态,积分电路叉开始 反向积分。电路重复上述过程,因此产生自 。 Uo 随时间的增长线 激振荡。 -Uz 由以上分析可知 , Uo 是三角波,幅值 为士 UT ; U01 是方波,幅值为土的,如图 8.3.9 所示,因此也可称图 8.3.7 所示电路 为三角波-方波发生电路。由于积分电路引 入了深度电压负反馈,所以在负载电阻相当 大的变化范围里,三角波电压几乎不变。 三、振荡频率 根据图 8.3.9 所示波形可知,正向积分 的起始值为-屿,终了值为+屿,积分时 图 8.3.9 三角波-方波发生 电路的波形图 间为二分之一周期,将它们代入式 (8.3.9) ,得出 + UT1 = - 一R31~CU~_7.L. 一2T+. ,( - U- T• ) 式中的=去 ι 经整理可得出振荡周期 T 『 4RI R3C -R一 2 (8.3.10) 振荡频率 f-EL一 - 4R 1 R3 C (8.3.11) 调节电路中 R 1 、 R2 、屯的阻值和 C 的容量,可以改变振荡频率;而调节 矶和凡的阻值,可以改变三角波的幅值。 8.3 非正弦波发生电路 443 8.3.3 锯齿波发生电路 如果图 8.3.7 所示积分电路正向积分的时间常数远大于反向积分的时间常 数,或者反向积分的时间常数远大于正向积分的时间常数,那么输出电压 Uo 上升和下降的斜率相差很多,就可以获得锯齿波。利用二极管的单向导电性使 积分电路两个方向的积分通路不同,就可得到锯齿波发生电路,如图 8.3.10 (a) 所示。图中屯的阻值远小于 Rw 。 R,_ uo ,_E!_飞 iUz uo, 斗 Uz , 10111 (a) 12 T、 Uz (b) 图 8.3.10 锯齿波发生电路及其波形 ( a) 电路 ( b) 波形分析 设二极管导通时的等效电阻可忽略不计,电位器的滑动端移到最上端。当 U Ol = + U z 时 , D} 导通, D2 截止,输出电压的表达式为 。 =--LUR(t1-to)+ELo(to)(8.3.12) R3 C-"'-' -v Uo 随时间线性下降。当 U Ol = - Uz 时 , D2 导通 , D} 截止,输出电压的表达 式为 Uo = 7n l n 、 -;;Uz ( t2 - tl) + uo( tl) (8.3.13) 444 第 8 章 波形的发生和信号的转换 UO 随时间线性上升。由于 Rw>> 儿 , UOl 和 UO 的波形如图( b) 所示。 根据三角波发生电路振荡周期的计算方法,可得出下降时间和上升时间, 分别为 = R, T1 tl - to=2' 瓦 . R3 C T2=h-tlz22(R34)C 所以振荡周期 T-2Rl (2R 3 + Rw) C - Rz (8.3.14) 因为屯的阻值远小于 Rw , 所以可以认为 T= Tzo 根据 T1 和 T 的表达式,可得 UOl 的占空比 T1 R3 T 2R3 + Rw (8.3.15) 调整 Rl 和岛的阻值可以改变锯齿波的幅值;调整 Rl 、 Rz 和 Rw 的阻值 以及 C 的容量,可以改变振荡周期;调整电位器滑动端的位置,可以改变 U Ol 的占空比,以及锯齿波上升和下降的斜率。 8.3.4 波形变换电路 从三角波和锯齿波发生电路的分析可知,这些电路构成的基本思路是将一 种形状的波形变换成另一种形状的波形,即实现波形变换。只是由于电路中两 个组成部分的输出互为另一部分的输入,因此产生了自激振荡。实际上,可以 利用基本电路来实现披形的变换。例如, 利用积分电路将方波变为三角波,利用微 分电路将三角波变为方披,利用电压比较 器将正弦波变为矩形波,利用模拟乘法器 将正弦波变为二倍频,等等。 这里介绍采用特殊方法来实现三角技 uo 变锯齿波电路和三角波变正弦披电路。 一 三角波变锯齿波电路 三角波电压如图 8.3.11 (a) ,经波形变 换电路所获得的二倍频锯齿波电压如图 (b) 所示。分析两个波形的关系可知,当三角 斗 Au=lhf-l(b) 波上升时,锯齿波与之相等,即 uO:ul=1:1 (8.3.16) 图 8.3.11 三角波变锯齿波的波形 8.3 非正强被发生电路 445 当三角波下降时,锯齿搜与之相反,即 Uo:U[= -1:1 (8.3.17) 因此,披形变换电路应为比例运算电路,当三角波上升时,比例系数为 1 ;当 三角榄下降时,比例系数为- 1; 利用可控的电子开关,可以实现比例系数的 变化。 三角波变锯齿波电路如图 8.3.12 所示,其中电子开关为示意图 , Uc 是电 子开关的控制电压,它与输入三角波电压的对应关系如图中所示。当 Uc 为低 电平时,开关断开;当 Uc 为高电平时,开关闭合。分析含有电子开关的电路 时,应分别求出开关断开和闭合两种情况下输出和输入间的函数关系,而且为 了简单起见,常常忽略开关断开时的漏电流和问合时的压降。 R 、 =R/2 Rf=R 图 8.3.12 三角波变锯齿波电路 设开关断开,则 UI 同时作用于集成运放的反相输入端和同相输入端,根 据虚短和虚断的概念 Rs U[ UN = Up = R3 + 儿 +R5·UI=E (8.3.18) 列 N 点电流方程 将 Rl = R 、 R2 = R/2 、 U[ - UN UN Rl - R2 UN - Uo Rf R f = R 及式 (8.3.18) 代人,解得 = Uo U[ 设开关闭合,则集成运放的同相输入端和反相 = = 输入端为虚地 , UN Up 0 V ,电阻 R2 中电流为 零,等效电路是反相比例运算电路,因此 (8.3.19) (8.3.20) Uo= - Ul (8.3.21) 式 (8.3.20) 和 (8.3.21) 正好符合式 (8.3.16) 和 (8.3.17) 的要求,从而实现了将三角波转换成锯齿 波。在实际电路中,可以利用图 8.3.13 所示电路取 图 8.3.13 电子开关电路 446 第 8 章 波形的发生和信号的转换 代图 8.3.12 所示电路中的开关,在电路参数一定的情况下,控制电压的幅值 应足够大,以保证管子工作在开关状态;可以利用微分运算电路将输入的三角 波转换为方波,用来作为电子开关的控制信号,读者可自行设计这部分电路。 二、三角波变正弦波电路 1.滤波法 在三角波电压为固定频率或频率变化范围很小的情况下,可以考虑采用低 通捷、披(或带通滤液)的方法将三角波变换为正弦波,电路框图如图 8.3.14 (a) 所示。输入电压和输出电压的波形如图 (b) 所示 , Uo 的频率等于 U( 基波的 频率。 Uj 低通滤波电路 (a) (b) 因 8.3.14 利用低通滤波器将三角波变换成正弦波 (a) 电路框图 ( b) 波形分析 将三角波按傅立叶级数展开 u((wt) = 轩巾叫 -tm3ωt + 会in5wt - ...) π 飞./ ~v 其中 Um是三角波的幅值。根据上式可知,低通滤波器的通带截止频率应大于 三角波的基波频率且小于三角波的三次谐波频率。例如,若三角波的频率范围 ∞ 为 1 -2∞ Hz ,则低通滤波器的通带截止频率可取 250 Hz ,带通滤波器的通 频带可取 50 - 250 日z 。但是,如果三角波的最高频率超过其最低频率的三倍, 就要考虑采用折线法来实现变换了。 2. 折线法 比较三角波和正弦波的波形,可以发现,在正弦波从零逐渐增大到峰值的 过程中,与三角波的差别越来越大;即零附近的差别最小,峰值附近的差别最 大。因此,根据正弦波与三角波的差别,将三角波分成若干段,按不同的比例 衰减,就可以得到近似于正弦波的折线化波形,如图 8.3.15 所示。 根据上述思路,应采用比例系数可以自动调节的运算电路。利用二极管和 电阻构成的反馈通路,可以随着输入电压的数值不同而改变电路的比例系数, 8.3 非正弦波发生电路 447 90。 ωt 图 8.3.15 用折线近似正弦波的示意图 如图 8.3.16 所示。由于反馈通路中有电阻酌,即使电路中所有二极管均截止, 负反馈仍然存在,故集成运放的反相输入端和同相输入端为虚地 , UN=Up= OV 。当 U , = 0 V 时 , Uo = 0 V; 由于 + VCC 和 - VCC 的作用,所有二极管均截 止;电阻阻值的选择应保证 Ul< 的〈句, u'l 〉的〉的。 DJ Vcc (-15 V) D、 D3 D; 十 Vcc (+ 15 V) U] u <) 图 8.3.16 三角波变正弦波电路 当 U ,从零逐渐降低且 IU , IO) 图 8.3.17 三角波变正弦波电路的分析 根据图 8.3.15 所示曲线, I Uo I =0.89uIo 合理选择凡,使 Vcc Uo R4 Rf 从而比例系数 I k I = ~1 = 0 . 89 选择 R 1 =0.89R , 就可得到 I Uo I =0.89uI 。 随着 UI逐渐降低 , Uo 逐渐升高, D2 、 D3 依次导通,等效反馈电阻逐渐减 小,比例系数的数值依次约为 0.77 、 0.63 。当 UI 从负的峰值逐渐增大时, D3 、 D2 、 D I 依次截止,比例系数的数值依次约为 0.63 、 0.77 、 0.89 、 1 。 同理,当 UI 逐渐升高 , Uo 逐渐降低, D\ 、矶、 D与依次导通,等效反馈 电阻逐渐减小,比例系数的数值依次约为 1 、 0.89 、 0.77 、 0.63; 当 UI 从正的 峰值逐渐减小时, D'I 、民、 D'3 依次截止,比例系数的数值依次约为 0.63 、 0.77 、 0.89 、 1 ;使输出电压接近正弦波的变化规律,波形如图所示,与输入 三角波反相。 应当指出,为了使输出电压波形更接近于正弦波,应当将三角波的四分之 一区域分成更多的线段,尤其是在三角波和正弦波差别明显的部分,然后再按 正弦波的规律控制比例系数,逐段衰减。 折线法的优点是不受输入电压频率范围的限制,便于集成化,缺点是反馈 网络中电阻的匹配比较困难。 8.3 非正弦波发生电路 449 8.3.5 函数发生器 函数发生器是一种可以同时产生方波、三角波和正弦波的专用集成电路。 当调节外部电路参数时,还可以获得占空比可调的矩形波和锯齿破。因此,广 泛用于仪器仪表之中。下面以型号是 ICL8038 的函数发生器为例,介绍电路结 构、工作原理、参数特点和使用方法。 一、电路结构 函数发生器 ICL8038 的电路结构如图 8.3.18 虚线框内所示,共有五个组成 = = 部分。两个电流源的电流分别为 1SI 和缸,且 1SI 1 , 1S2 21; 两个电压比较 器 I 和 E 的阔值电压分别为 23 .V.cc 和..,.~ 王1 Vcc , 它们的输入电压等于电容两端的 电压时,输出电压分别控制 RS 触发器的 S 端和 R 端 ; .RS 触发器的状态输出 端 Q 和百用来控制开关 S ,实现对电容 C 的充放电;两个缓冲放大器用于隔 离波形发生电路和负载,使三角波和矩形波输出端的输出电阻足够低,以增强 带负载能力;三角波变正弦波电路用于获得正弦波电压。 C -, 'lEL晶由•'.•'、,牛 .aa 缓冲电路 缓冲电路 图 8.3.18 IC 1.8038 函数发生器原理框图 除了 RS 触发器外,其余部分均可由前面所介绍的电路实现。 RS 触发器 是数字电路中具有存储功能的一种基本单元电路。 Q 和号是一对互补的状态 输出端,当 Q 为高电平时 , Q 为低电平:当 Q 为低电平时 , Q 为高电平。 s 和豆是两个输入端,当 S 和 R 均为低电平时 , Q 为低电平,百为高电平;反 之,当 S 和豆均为高电平时 , Q 为高电平,否为低电平;当 S 为低电平且 R 为高电平时 , Q 和百保持原状态不变,即储存 S 和豆变化前的状态。 450 第 8 章 波形的发生和信号的转换 两个电压比较器的电压传输特性如图 8.3.19 所示。 24 0 4 u0 -3 UOIi 1-一-一 。 2 ,. Uc 3 'ιι U 。 (a) 。 Uc :3 V(( UOL (b) 图 8.3.19 IC L8038 函数发生器中电压比较器的电压传输特性 ( a) 电压比较器 I 的电压传输特性 ( b) 电压比较器 E 的电压传输特性 二、工作原理 当给函数发生器 ICL8038 合闸通电时,电容 C 的电压为 o V ,根据图 8.3.19 所示电压传输特性,电压比较器 I 和 H 的输出电压均为低电平;因而 RS 触发器的输出。为低电平 , Q 为高电平;使开关 S 断开,电流源 151 对电容 充电,充电电流为 (8.3.22) 因充电电流是恒流,所以,电容上电压 Uc 随时间的增长而线性上升。当时 上升到 ÷vcc 时,虽然 RS 触发器的 R 端从低电平跃变为高电平,但其输出不 变。一直到时上升到 ÷vcc ,使电压比较器 I 的输出电压跃变为高电平 , Q 才变为高电平(同时亨变为低电平) ,导致开关 S 闭合,电容 C 开始放电,放 电电流为 (8.3.23) 因放电电流是恒流,所以,电容上电压 Uc 随时间的增长而线性下降。起初, Uc 的下降虽然使用触发器的 S 端从高电平跃变为低电平,但其输出不变。一 直到 Uc 下降到 ÷hc ,使电压比较器 E 的输出电压跃变为低电平 , Q 才变为 低电平(同时 Q 为高电平) ,使得开关 S 断开,电容 C 叉开始充电,重复上述 过程,周而复始,电路产生了自激振荡。由于充电电流与放电电流数值相等, 因而电容上电压为三角波 , Q ( 和百)为方技,经缓冲放大器输出。三角波电 压通过三角波变正弦波电路输出正弦波电压。 通过以上分析可知,改变电容充放电电流,可以输出占空比可调的矩形波 和锯齿波。但是,当输出不是方波时,输出也得不到正弦波了。 8.3 ~~正强波发生电路 451 三、性能特点 ICL8038 是性能优良的集成函数发生器。可用单电源供电,即将管脚 11 接 地,管脚 6 接+ Vee , Vee 为 10-30V; 也可用双电源供电,即将管脚 11 接 - VEE , 管脚 6 接 + Vee , 它们的值为:i: 5 V - :i: 15 V 。频率的可调范围为 O. ∞l Hz- 3∞ kHz。 输出矩形波的占空比可调范围为 2% - 989毛,上升时间为 180 ns ,下降时 间为 40 nso 输出三角被(斜坡波)的非线性小于 0.05% 。 输出正弦波的失真度小于 1% 。 四、常用接法 图 8.3.20 所示为 IC L8038 的管脚图,其中管脚 8 为频率调节(简称调频)电 压输入端,电路的振荡频率与调频电压成正比。管脚 7 输出调频偏置电压,数 值是管脚 7 与电源 + Vee 之差,它可作为管脚 8 的输入电压。 正弦波 失真度调整 正弦披输出 1 2 兰角波输出 1 3 占空比及 f~ 频率调整 i 调频偏置 电压 1CL8038 正弦波 121 失真度调整 91 矩形波输出 81 调频电压 输入端 图 8.3.20 IC L8038 的管脚图 图 8.3.21 所示为 ICL8038 最常见的两种基本接法,矩形波输出端为集电 极开路形式,需外接电阻 R L至 + Vee 。在图 ( a) 所示电路中 , R A 和 R B 可分别 独立调整。在图 (b) 所示电路中,通过改变电位器 Rw 滑动端的位置来调整 R A 和 R B 的数值。当 R A = R B 时,各输出端的波形如图 8.3.22 (a) 所示,矩形 波的占空比为 50% ,因而为方波。当 R A 笋 R B 时,矩形波不再是方波,管脚 2 也就不再是正弦波了,图 8.3.22 (b) 所示为矩形波占空比是 159毛时各输出 端的波形图。根据 ICL8038 内部电路和外接电阻可以推导出占空比的表达 式为 Tj 2R A - R B T 2R A - VEE 1.地 ( a) (b) 图 8.3.21 IC L8038 的两种基本接法 ( a) 接法之- (b) 接法之二 143 u3 VE[ I地 U9 U9 ( a) (b) 图 8.3.22 IC L8038 的输出波形 ( a) 矩形波占空比为 50% 时的输出波形 ( b) 矩形波占空比为 15% 时的输出波形 在图 8.3.21 (b) 所示电路中用 100 kD.的电位器取代了图( a) 所示电路中的 82 kD.电阻,调节电位器可减小正弦波的失真度。如果要进-步减小正弦波的 失真度,可采用图 8.3.23 所示电路中两个 100 kD.的电位器和两个 10 kD.电阻 所组成的电路,调整它们可使正弦波的失真度减小到 0.5% 。在 R A 和 R B 不变 的情况下,调整 R w2 可使电路振荡频率最大值与最小值之比达到 100: 1 。也可 在管脚 8 与管脚 6 (即调频电压输入端和正电源)之间直接加输入电压调节振荡 频率,最高频率与最低频率之差可达 1 ∞0: 10 十 Vcc 8.4 利用集成运放实现的信号转换电路 453 R、u _ Jl , EE ICL8038 IOOkO IOkO IOOkO 图 8.3.23 失真度减小和频率可调电路 思考题 8.3.1 如何判断电路是否会产生非正弦波振荡?与判断电路是否产生正弦波振荡的方 法有何区别?如果已知电路为振荡电路,则如何区分它是非正弦波振荡电路还是正弦波振 荡电路? 8.3.2 8.3.3 怎样通过波形分析来求解非正弦波振荡的振幅和周期? 试利用基本运算电路、有源滤波电路、电压比较器等实现尽可能多的波形 转换。 利用集成运服实现的信号转换电路 在控制、遥控、遥测、近代生物物理和医学等领域,常常需要将模拟信号 进行转换,如将信号电压转换成电流,将信号电流转换成电压,将直流信号转 换成交流信号,将模拟信号转换成数字信号,等等。本节将对用集成运放实现 的几种信号转换电路加以简单介绍。 8.4.1 电压-电流转换电路 在控制系统中,为了驱动执行机构,如记录仪、继电器等,常需要将电压 转换成电流;而在监测系统中,为了数字化显示,又常将电流转换成电压,再 接数字电压表。在放大电路中引入合适的反馈,就可实现上述转换。 一、电压-电流转换电踞 在 6.7.1 节中曾介绍过电压-电流转换电路,图 6.7.1 (a) 所示为基本原理 电路,图 (b) 所示为负载接地的豪兰德电流源电路。图 8.4.1 所示电路为另一 454 第 8 章 波形的发生和信号的转换 种负载接地点的实用电压-电流转换电路。 A1 、 A2 均引入了负反馈,前者构 成同相求和运算电路,后者构成电压跟随器。图中 R 1 = R2 = R3 = R4 = R , 因此 = U02 U P2 Upl = 瓦工 R4瓦 . Ul + 瓦工R3瓦. U P2 =0.5Ul +0.5u P2 (8 .4 .1 ) ~~) UOl = ( 1 + UPl = 2 Upl 将式 (8 .4.1)代入上式 , UOl = U P2 + Ul' R。上的电压 UR = U01 - U P2 = Ul 。 所以 io = 瓦 Ul (8 .4 .2) 与豪兰德电流掠电路的表达式[式 (6.7 .4 )J 相比,仅差符号。 二、电流-电压转换电路 集成运放引入电压并联负反馈即可实现电流-电压转换,如图 8 .4 .2 所 爪,在理想运放条件下,输入电阻 R if =0 ,因而 !F = !S ,故输出电压 Uo = - isRf (8 .4 .3) R、 -…/,、 U F --nHM R L _._ 图 8 .4 .1 实用的电压/电流转换电路 图 8 .4 .2 电流/电压转换电路 应当指出,因为实际电路的几不可能为零,所以 Rs 比 R if大得愈多,转换 精度愈高。 8.4.2 精密整流电路 将交流电转换为直流电,称为整流。精密整流电路的功能是将微弱的交流 电压转换成直流电压。整流电路的输出保留输入电压的形状,而仅仅改变输入 电压的相位。当输入电压为正弦波时,半波整流电路和全波整流电路的输出电 8.4 利用集成运放实现的信号转换电路 455 压被形如图 8.4.3 中 U01 和 U02 所示。 u飞 图 8 .4 .3 整流电路的波形 在图 8 .4.4 (a) 所示的一般半波整流电路中,由于二极管的伏安特性如图 ( b) 所示,当输入电压 UI 幅值小于二极管的开启电压 U ON 时,二极管在信号的 整个周期均处于截止状态,输出电压始终为零。即使 UI 幅值足够大,输出电 压也只反映问大于 U ON 的那部分电压的大小。因此,该电路不能对微弱信号 整流。 。 + + 书v R uo u (a) (b) 图 8.4 .4 一般半波整流电路 ( a) 半波整流电路 ( b) 二极管的伏安特性 图 8 .4 .5 (a) 所示为半波精密整流电路。当 UI > 0 时,必然使集成运放的 输出 u'。〈 0 ,从而导致二极管 O2 导通 , 0 1 截止,电路实现反相比例运算,输 出电压 uo=-2UI(844) 当 UI < 0 时,必然使集成运放的输出 u'。〉 0 ,从而导致二极管 0 1 导通, 456 第 8 章 波形的发生和信号的转换 D2 截止 , R f 中电流为零,因此输出电压 UO = 0 0 Uj 和 UO 的波形如图 (b) 所示。 U, 图 8 .4 .5 半波精密整流电路及其波形 ( a) 电路 ( b) 波形分析 如果设二极管的导通电压为 0.7 V ,集成运放的开环差模放大倍数为 50 万 倍,那么为使二极管 DI 导通,集成运放的净输入电压 Up - UN = (去争) V =0 川 同理可估算出为使 D乌2 导通集成运放所需的净输入电压,也是同数量级。 可见,只要输入电压 Uj 使集成运放的净输入电压产生非常微小的变化,就可 以改变 Dl 和 D2 工作状态,从而达到精密整流的目的。 图 8 .4 .5 (b) 所示波形说明当 Uj > 0 时 UO = - KUj( K > 0) ,当 Uj < 0 时, UO = 0 。可以想象,若利用反相求和电路将 - KUj 与 Uj 负半周波形相加,就可 实现全波整流,电路如图 8 .4 .6 (a) 所示。 分析由 A2 所组成的反相求和运算电路可知,输出电压 Uo = - UOI -μI 当 Uj > 0 时 , U Ol = - 21勺, uo=2uj-uj=Uj; 当 Uj < 0 时 , UOl = 0 , Uo = - Uj; 所以 Uo = I Uj I (8 .4 .5) 故图 8 .4 .6 (a) 所示电路也称为绝对值电路。当输入电压为正弦搅和三角 波时,电路输出被形分别如图 (b) 和 (c) 所示。 [例 8.4.1] 分析图 8 .4 .7 所示电路输出电压与输入电压间的关系,并说 明电路功能。己知 R 1 = 儿。 解:当 Uj >0 时 , U ω<0 ,二极管 D 截止,故 UPl = UN2 = Uj' 使 i I = i2 = 0 , = 因而 Uo Uj 。 当 Uj < 0 时 , U ω>0 , D 导通, UPI = UN2 = UP2 = 0 ,为虚地,故 U1 U1 8.4 利用集成运放实现的信号转换电路 457 2R (a) U1 1 1 1 1 U ,,1 1 1 1 1 T~I_I_I_I 1/ \1/ \1/ \1/ \1 /飞/飞/飞 11 \1 0 (b) 111 1 U"I 111 干 A 1A 1A 1A 1 1 /\ 1 /\ 1 /\ 1 /\ 1 |/ \1/ \1/ \1/ \1 o ---- - -/ (c) 图 8 .4 .6 全波精密整流电路及其波形 ( a) 电路 ( b) 输入正弦波时的输出波形 (c) 输入三角波时的输出波形 =- =- R2 Uo Rl • Ul U( 因此 = Uo I U( I 电路的功能是实现精密全波整流,或 者说构成绝对值电路。 通过精密整流电路的分析可知,当分 析含有二极管(或三极管、场效应管)的电路 时,一般应首先判断管子的工作状态,然 后求解输出与输入信号间的函数关系。而 管子的工作状态通常决定于输入电压(如整 流电路)或输出电压(如压控振荡电路)的 极性。 U1 R3 图 8 .4 .7 例 8 .4 .1 电路图 8.4.3 电压-频率转换电路 电压-频率转换电路 (VFC①)的功能是将输入直流电压转换成频率与其数 ① 英文 Volta吕e Frequency Converter 的缩写 c 458 第 8 章 波形的发生和信号的转换 值成正比的输出电压,故也称为电压控制振荡电路 (VCO①) ,简称压控振荡电 路。通常,它的输出是矩形波。可以想象,如果任何物理量通过传感器转换成 电信号后,经预处理变换为合适的电压信号,然后去控制压控振荡电路,再用 压控振荡电路的输出驱动计数器,使之在一定时间间隔内记录矩形波个数,并 用数码显示,那么都可以得到该物理量的数字式测量仪表,如图 8 .4 .8 所示。 因此,可以认为电压-频率转换电路是一种模拟量到数字量的转换电路,即 模/数转换电路。电压-频率转换电路广泛应用于模拟/数字信号的转换、调频、 遥控遥测等各种设备之中。其电路形式很多,这里仅对基本电路加以介绍。 图 8 .4 .8 数字式测量仪表 、由集成运放构成的电压-频率转换电路 1.电荷平衡式电路 电荷平衡式电压-频率转换电路由积分器和滞回比较器组成,它的一般原, 理框图如图 8 .4 .9 所示。图中 S 为电子开关,受输出电压 UO 的控制。 U OI ut UQL (a) (b) 图 8 .4 .9 电荷平衡式电压-频率转换电路的原理框图及波形分析 ( a) 原理图 ( b) 波形分析 设 UI < 0 , 111>> I ill; Uo 的高电平为 UOH' Uo 的低电平为 UOL ; 当 Uo = UOH 时 S 闭合,当 Uo = UOL时 S 断开。若初态 Uo = UOL ' S 断开,积分器 对输入电流 ~I积分,且 i l = UI/ R , u Ol随时间逐渐上升;当增大到一定数值时, u 。从 UOL跃变为 UOH ' 使 S 闭合,积分器对恒流游、电流 I 与~ 1 的差值积分,且 ① 英文 Voltage Controlled Oscillator 的缩写 c 8.4 利用集成运放实现的信号转换电路 459 I 与 LI 的差值近似为 1 , U Ol随时间下降;因为 I 1 I >> I i I I '所以 U Ol下降速度 远大于其上升速度;当 UOl 减小到一定数值时 , U 。从 U OH跃变为 UOL ' 回到初 态,电路重复上述过程,产生自激振荡,波形如图 (b) 所示。由于 T1 >>凡, 可以认为振荡周期 T= T10 而且 , U 1 数值愈大 , T1 愈小,振荡频率 f 愈高, 因此实现了电压-频率转换,或者说实现了压控振荡。由于电流源 I 对电容 C 在很短时间内放电(或称反向充电)的电荷量等于 LI 在较长时间内充电(或称正 向充电)的电荷量,故称这类电路为电荷平衡式电路。 在图 8.3.9 (a) 所示锯齿波发生电路中,若将电位器滑动端置于最上端, 且积分电路正向积分决定于输入电压,则构成压控振荡电路,如图 8.4.10 (a) 所示,这是电荷平衡式电压-频率转换电路的一种。在实际电路中,将图( a) 中的川省略,将 Rw换为固定电阻,并习惯画成为如图 (b) 所示电路,两个集 成运放输出电压的波形如图 (c) 所示。根据 8.3.3 节对锯齿波发生电路的定量 分析可知,图( b) 所示电路中滞回比较器的阔值电压为 在图 (c) 波形中的 T2 时间段 , 值+屿,因而 T2 应满足 R, :t UT = 土石土 • Uz a‘ 2 UOl 是对 UI 的线性积分,其起始值为-屿,终了 UI T=-R-WLC -uZ T,L -UE T 解得 "'_ 2Rl RwC Uz 门 - - R一 2 一 I ull 当 Rw>> R3 时,振荡周期 T= 凡,故振荡频率 fzi=R2·|UI| T2 2RI R wCUz (8.4.6) 振荡频率受控于输入电压。 2. 复位式电路 复位式电压-频率转换电路的原理框图如图 8 .4 .11 所示,电路由积分器 和单限比较器组成, s 为模拟电子开关,可由晶体管或场效应管组成。设输出 电压 Uo 为高电平 UOH 时 S 断开 , Uo 为低电平 UOL 时 S 闭合。当电糖、接通后, 由于电容 C 上电压为零,即 UOl =0 ,使 UO= UOl 逐渐减小;一旦 UOl 过基准电压- UREF , UOH S Uo 将' 从 断开,积分器对 UOH 跃变为 UOL ' UI 积分, 导致 S 闭合,使 C 迅速放电至零,即 U Ol = 0 ,从而 UO 从 UOL跃变为 UOH ; S 又断开, 重复上述过程,电路产生自激振荡,被形如图 (b) 所示。 UI 愈大, U Ol从零变化 到 UREF所需时间愈短,振荡频率也就愈高。 460 第 8 章 波形的发生和信号的转换 C (a) uo -lU1 积分器 (b) uo +Uz t、 T、 U1 U OI 滞回比较器 (c) 图 8.4.10 由锯齿波发生电路演变为电压-频率转换电路 ( a) 原理电路图 ( b) 习惯画法 ( c) 波形分析 图 8.4.12 所示为复位式电压-频率转换电路,读者可比照图 8 .4 .11 所示 原理框图分析该电路,其振荡周期 T 和频率 f 为 TzR, c-E旦f u( tfu, f 自- 一一 VREF (8.4.7) (8 .4 .8) 8.4 利用集成运放实现的信号转换电路 461 uo , -------------1 (a) (b) 图 8 .4 .11 复位式电压-频率转换电路的原理框图 ( a) 原理因 ( b) 波形分析 R" Uo Dz 呀。 iUz 图 8 .4 .12 复位式电压-频率转换电路 -、 集成电压-频率转换电路 集成电压-频率转换电路分为电荷平衡式(如 AD650 、 VFC101 )和多谐振荡 器式(如 AD654) 两类,它们的性能比较见表 8 .4 .1 。 表 8.4.1 集成电压 E 频率转换电路的主要性能指标 指标参数 满刻度频率 非线性 电压输入范围 输入阻抗 电源电压范围 电源电流最大值 单位 MHz 9串 V kn V mA AD650 O. ∞5 - 10 - 0 250 士 9- 士 18 8 AD654 0.5 0.06 0-(Vs -4)( 单电源供电) -Vs -(Vs -4)( 双电源供电) 250 X 103 单电源供电 : 4.5-3.6 双电源供电: :!: 5 - :!: 18 3 462 第 8 章 波形的发生和信号的转换 表中参数表明,电荷平衡式电路的满刻度输出频率高,线性误差小,但其 输入阻抗低,必须正、负双电掠供电,且功耗大。多谐振荡器式电路功耗低, 输入阻抗高,而且内部电路结构简单,输出为方波,价格便宜,但不如前者精 度高。 很多集成电压-频率转换电路均可方便地实现频率-电压转换,如型号为 AD650 和 AD654 的集成电路,这里不再详细介绍。 思考题 8.4.1 在信号转换电路中往往有二极管、晶体管和场效应管等作为电子开关,如何分 析这类电路的工作原理。 Multisim 应用举例 8.5.1 RC 桥式正弦波振荡电路的调试 一、题目 RC 桥式正弦波振荡电路的调试。 二、仿真电路 仿真电路如图 8.5.1 所示。集成运放采用 LM324 ,其电摞电压为土 15 V, 圈中 Multisim 默认为电源端 4 、 11 已接电源。 三、仿真内容 ( 1)调节反馈电阻 Rf 使电路产生正弦波振荡。 (2) 测量稳定振荡时输出电压峰值、运放同相端电压峰值、二极管两端电 压最大值,分析它们之间的关系。 四、仿真结果 仿真结果如表 8.5.1 所示。 表 8.5.1 RC 桥式正弦波振荡电路的测试擞据 反馈电阻 输出电压峰值 Rf/kO Uopp/V R f 右端电压 峰值 Uf,旷V 运放同相端电压 峰值 U + pp/V 二极管两端最大值电 压 UDmax = Uopp - Ufpp/V 1. 8 12.24 11. 558 4.13 0.682 五、结论 (1) 在实际实验中很难观察到振荡电路起振的过技过程,通过 Multisim 可 以方便地看到。 8.5 Mω6到m 应用是在例 463 f' . QJ fl' e<:tt ..,... fIICO ~且a 飞nIer r - a'每阳吧,售商:rcY/l唱"*þ串 。~g . I ~<:t cl 四. . 电E 品 1M 晶 .e .:... ? _ 6'‘ a:;D '--- ~ E!1m!四üfJ.l tii4 ……………………·坦事 禽 ~ "..... 问 -t了「 I -唱._ 1 1" ,.咆F A 喃‘·、也‘'‘ →市』咀W 叫价- -t• ~111t但"" 001" 主 IÐ ..1..口 ~~I 啊 ~ OOl.., + I~ n 旦旦JI ft~. ζ~ I 0 饵)0, 11 '! η.T. " JII ~.~叫..)r. ...~酬V (h.唰.8 0000 \1 _. 1 ~士士E 、- -二」 G_M. G1..o r. 霄,陪'"… ! C-I'tt,.-咽.A ì C"_"晒· 可峙0- U....;o k圃 [I IllL1 (b) 因四 .3 。 U o FR-l·咽-一 1, .../" U, i:.U; '1<, 一 Uo 普, Dz (a) (b) 图1'8 .4 0.01μF 图1'8 .5 刃题: 习题 471 8.1 判断下列说法是否正确,用"、j" 、"×"表示判断结果。 (1)在图陀 .1 所示方框图中,只要 A 和 F 同符号,就有可能产生正弦波振荡。( (2) 因为 RC 串并联选频网络作为反馈网络时的轩= 0" , 单管共集放大电路的机= .0",满足正弦波振荡的相位条件 xo 'P A+ 'P F=2nrr(n 为整数) ,故合理连接它们可以构成正弦波 振荡电路。( ) AF (3) 电路只要满足 I I = 1 ,就一定会产生正弦波振 荡。( ) (4) 负反馈放大电路不可能产生自激振荡。( (5) 在 LC 正弦波振荡电路中,不用通用型集成运放作放 图P8 .1 大电路的原因是其上限截止频率太低。( ) (6) 只要集成运放引人正反馈,就一定工作在非线性区。( 8.2 判断下列说法是否正确,用" --.) "、"×"表示判断结果。 (1)为使电压比较器的输出电压不是高电平就是低电平,就应在其电路中使集成运放 不是工作在开环状态,就是仅仅引人正反馈。( (2) 如果一个滞回比较器的两个阔值电压和一个窗口比较器的相同,那么当它们的输 入电压相同时,它们的输出电压波形也相同。( ) (3) 输入电压在单调变化的过程中,单限比较器和滞回比较器的输出电压均只可能跃 变一次。( ) (4 )单限比较器比滞回比较器抗干扰能力强,而滞回比较器比单限比较器灵敏度 高。( 8.3 选择下面一个答案填入空内, 只需填入 A 、 B 或 C 。 A. 容性 B. 阻性 (1) LC 并联网络在谐振时呈 C. 感性 ,在信号频率大于谐振频率时皇 ,在信号频 率小于谐振频率时呈 (2) 当信号频率等于石英晶体的串联谐振频率或并联谐振频率时,石英晶体呈一一一; 当信号频率在石英晶体的串联谐振频率和并联谐振频率之间时,石英晶体呈一一一;其余 情况下石英晶体呈 (3) 当信号频率 f= 元时 , RC 串并联网络呈-一一一。 8.4 判断图因.4所示各电路是否可能产生正弦波振荡,简述理由。设图 (b) 中 C4 容量 远大于其它三个电容的容量。 8.5 电路如图P8.4所示,试问: ( 1)若去掉两个电路中的 R2 和 C3 ,则两个电路是否可能产生正弦波振荡?为什么? (2) 若在两个电路中再加一级 RC , 贝。两个电路是否可能产生正弦波振荡?为什么? 8.6 电路如图P8 .6 所示,试求解: 472 第 8 章 波形的发生和信号的转换 R、 (a) (1) 凡的下限值; (2) 振荡频率的调节范围。 图P8 .4 (b) D Z 图P8 .6 图P8 .7 8.7 电路如图凹 .7 所示,稳压管 Dz 起稳幅作用, 其稳定电压:1: Uz = 士 6V 。试估算: ( 1)输出电压不失真情况下的有效值; (2) 振荡频率。 8.8 电路如图四 .8 所示。 (1) 为使电路产生正弦波振荡,标出集成运放的"+"和"-";并说明电路是哪种正 弦波振荡电路。 (2) 若 R , 短路,则电路将产生什么现象? (3) 若 R , 断路,则电路将产生什么现象? (4) 若 R f 短路,则电路将产生什么现象? (5) 若 R f 断路,则电路将产生什么现象? 8.9 图P8 .9 所示电路为正交正弦波振荡电路,它可产生频率相同的正弦信号和余弦 , , 信号。已知稳压管的稳定电压士 Uz = 士 6 V , R = R2 = R3 = R4 = R5 = R , C = C2 = C 。 (1) 试分析电路为什么能够满足产生正弦波振荡的条件; (2) 求出电路的振荡频率; (3) 画出 UOI 和 uω 的波形图,要求表示出它们的相位关系,并分别求出它们的峰值。 习题 473 Dz 8.10 条件。 图P8 .8 图P8 .9 分别标出图四 .10 所示各电路中变压器的同名端,使之满足正弦波振荡的相位 R, R、 (a) (b) (c) (d) 8.11 8.12 8.13 图P8 .10 分别判断图四 .11 所示各电路是否满足正弦波振荡的相位条件。 改正图阻 .11 (b)(c) 所示两电路中的错误,使之有可能产生正弦波振荡。 试分别指出图罔 .13 所示两电路中的选频网络、正反馈网络和负反馈网络,并 说明电路是否满足正弦波振荡的相位条件。 8.14 试分别求解图用 .14 所示各电路的电压传输特性。 8.15 已知兰个电压比较器的电压传输特性分别如图P8 .15 (a) 、( b) 、 (c) 所示,它们 的输入电压波形均如图( d) 所示,试画出 U Ol 、 uω 和 UOJ 的波形。 474 第 8 章 波形的发生相信号的转换 + Vcc R, (a) (b) (c) (d) 图P8 .11 (a) 24 0 Rg (b) 图P8 .13 IOkO R u ) :t u;= 士 8V (a) u > 20kO (c) :tU;= :t6 V 习题 475 u ) 错管 (b) Uo (d) + Vζι ±【/λ= :t 6 V 土Uz = :t 5 V uo ,lV 6 (e) 图问 .14 u o/ 飞 6 。| 12 url V (a) uo,!V 6 。 2 url V -6 (b) 。 u,lV (c) (d) 图P8 .15 476 第 8 章 波形的发生和信号的转换 8.16 图问 .16 所示为光控电路的一部分,它将连续变化的光电信号转换成离散信号 (即不是高电平,就是低电平) ,电流! ,随光照的强弱而变化。 光照 、飞 图P8 .16 ( 1)在 A ,和 A2 中,哪个工作在线性区。哪个工作在非线性区。为什么? (2) 试求出表示 Uo 与 1 , 关系的传输特性。 8.17 设计三个电压比较器,它们的电压传输特性分别如图P8 .15(a) 、( b) 、 (c) 所示。 要求合理选择电路中各电阻的阻值,限定最大值为 50 k!1 o 8.18 在图用 .18 所示电路中,已知 R ,=lO k!1, R2 =20 kQ, 最大输出电压幅值为:t 12 V ,二极管的动态电阻可忽略不计。 C=O.OI 间,集成运放的 (1)求出电路的振荡周期; (2) 画出 UO 和 Uc 的波形。 R 图P8 .18 图P8 .19 8.19 图P8 .19 所示电路为某同学所接的方波发生电路,试找出图中的三个错误,并 改正。 8.20 波形发生电路如图四 .20 所示,设振荡周期为 T , 在一个周期内 UOI = Uz 的时间 为 T" 则占空比为 T, /T; Rw'<< R w2 ; 在电路某一参数变化时,其余参数不变。选择①增 大、②不变或③减小填入空内: 当 R , 增大时 , UOl 的占空比将一一一'振荡频率将一一一 , U02 的幅值将一一一一;若 R w1 的滑动端向上移动,则 UOl 的占空比将一一一一'振荡频率将一一___, Uω 的幅值将一一 ;若 Rw2 的滑动端向上移动,则 UOI 的占空比将一一一一'振荡频率将 , U02 的幅值 将 习题 477 图P8 .20 8.21 在图问 .20 所示电路中,已知 Rwl 的滑动端在最上端,试分别定性画出 R w2 的滑 动端在最上端和在最下端时 U Ql和 U02 的波形。 8.22 电路如图用 22 所示,已知集成运放的最大输出电压幅值为:t 12 V, U , 的数值 在 U Ql的峰-峰值之间。 Rl 图P8 .22 ( 1)求解 U03 的占空比与 U , 的关系式; (2) 设 u , =2.5V , 画出 UOl 、 uω 和 U03 的波形。 8.23 试将正弦波电压转换为锯齿波电压,要求画出原理框图来,并定性画出各部分 输出电压的波形。 8.24 试分析图P8 .24 所示各电路输出电压与输入电压的函数关系。 8.25 电路如图P8 .25 所示。 (1)定性画出 Um 和 Uo 的波形; (2) 估算振荡频率 f 与圳的关系式。 8.26 已知图P8 .26 所示电路为压控振荡电路,晶体管 T 工作在开关状态,当其截止 时相当于开关断开,当其导通时相当于开关闭合,管压降近似为零。 (1) 分别求解 T 导通和截止时 U Ql和 U , 的运算关系式 U Ql = f (u ,) ; (2) 求出 Uo 和 U Ql的关系曲线 Uo = f ( U Ql) ; (3) 定性画出 Uo 和 UOI 的波形; (4) 求解振荡频率 f 和 U , 的关系式。 478 第 8 章 波形的发生和信号的转换 zd。 + Rd I U() ( a) (b) 图四 .24 图P8 .25 R, 50kO R6 U() udz=士 8V R, 20 kQ uo :í Uz =土10V 图四 .26 8.27 试设计-个交流电压信号的数字式测量电路,要求仅画出原理框图。 8.28 试将直流电流信号转换成频率与其幅值成正比的矩形波,要求画出电路来,并 定性画出各部分电路的输出波形。 8.29 电路如图用 .29 所示。利用 Multisim 分析下列问题: (1)选择合适的岛和稳压管,使电路产生正弦波振荡,并观察起振过程; (2) 调整电路参数,使输出电压峰值约为 14 V 。 习题 479 (3) 测量输出电压的频率和幅值。 提示:由于稳压管特性的影响,当参数选取 不当时,输出电压会因含有多次谐波而产生失真, Dz 调试时应做到输出电压波形基本不失真。 8.30 利用 Multisim 测试图P8 .14 所示各电路 的电压传输特性。 提示: (1)图中所有 A 均采用虚拟电压比较器。要 合理选择稳压管的限流电阻,使其既稳压又不至 于损坏。 (2) 由于电压传输特性是静态特性,测试时应 在电压比较器的输入端输入频率尽可能低、线性 度好、幅值足够大的电压,如 10 Hz 、峰值为 10 V 图P8 .29 的三角波电压,可从函数发生器获得。 (3) 将输入电压 U , 接入示波器的 A 通道,将输出电压 Uo 接入 B 通道,利用 Y/T 扫描, 即可测得 Uo 与 U , 之间的关系曲线。 8.31 利用 Multisim 确定图囚 .20 所示电路中各元件的参数,使输出电压的频率为 5∞ Hz 、幅值为:t 6 V 的三角波。 出题目的: ( 1 )进一步理解非正弦波发生电路的工作原理及各参数对输出电压频率和幅值的影响。 (2) 借助 Multisim ,学习复杂电路的电路参数的选择。 提示: A ,采用虚拟电压比较器, A2 采用通用型集成运放,如 LM324 。为便于调节,其 余元件均可采用虚拟元件。 8.32 试将峰值为 1 V 、频率为 1∞ Hz 的正弦波输入电压,变换为峰值为 5 V 、频率为 2∞ Hz 锯齿波电压。利用 Multisim 对所设计的电路进行仿真、修改,直至满足设计要求。 出题目的:对所设计电路的仿真是 EDA 软件最典型的应用,希望通过本题得到基本的 训练。 8.33 利用 Multisim 分析图陀 .25 所示电路,测试其各项指标参数。 提示: A ,采用通用型集成运放, A2 采用虚拟电压比较器。 第 Y章 功率放大电路 本章讨论的 J司题 ·什么是功率放大电路?对功率放大电路的基本要求是什么? ·电压放大电路和功率放大电路有什么区别?如何评价功率放大电路? ·什么是晶体营的甲类、乙类和甲乙类工作状态? ·功率放大电路的输出功率是交流功率、还是直流功率?晶体管的耗散功率最大时, 也路的输出功率是最大吗? ·功率放大电路有哪些种类型?各有什么特点? ·在已知电源电压和负载电阻的情况下,如何估算出最大输出功率? ·在电源电压相同且负载电阻也相同的情况下,对于不同电路形式的功放,最大输出 功率都相同吗?什么样的电路转换效率高? ·功放管和小信号放大电路中晶体营的选择有何不同?如何选择? 功率放大电路概述 在实用电路中,往往要求放大电路的末级(即输出级)输出一定的功率,以 驱动负载。能够向负载提供足够信号功率的放大电路称为功率放大电路,简称 功放。从能量控制和转换的角度看,功率放大电路与其它放大电路在本质上没 有根本的区别;只是功放既不是单纯追求输出高电压,也不是单纯追求输出大 电流,而是追求在电漉电压确定的情况下,输出尽可能大的功率。因此,从功 放电路的组成和分析方法,到其元器件的选择,都与小信号放大电路有着明显 的区别。 9.1 功率放大电路概述 481 9.1.1 功率放大电路的特点 一、主要技术指标 功率放大电路的主要技术指标为最大输出功率和转换效率。 1.最大输出功率 Pom 功率放大电路提供给负载的信号功率称为输出功率。在输入为正弦波且输 出基本不失真条件下,输出功率是交流功率,表达式为 Po = 1。 孔,式中 I。和 U。均为交流有效值。最大输出功率 Pom 是在电路参数确定的情况下负载上可 能获得的最大交流功率。 2. 转换效率可 功率放大电路的最大输出功率与电源所提供的功率之比称为转换效率。电 阔、提供的功率是直流功率,其值等于电源输出电流平均值及其电压之积。 通常功放输出功率大,电源消耗的直流功率也就多。因此,在一定的输出 功率下,减小直流电源的功耗,就可以提高电路的效率。 二、功率放大电路中的晶体管 在功率放大电路中,为使输出功率尽可能大,要求晶体管工作在尽限 应用状态,即晶体管集电极电流最大时接近 ICM' 管压降最大时接近 U(BR)CEO' 耗散功率最大时接近 PCM 0 ICM 、【J (BR)CEO 和 PCM 分别是晶体管的 极限参数:最大集电极电流、 c - e 间能承受的最大管压降和集电极最大耗 散功率。因此,在选择功放管时,要特别注意极限参数的选择,以保证管 子安全工作。 应当指出,功放管通常为大功率管,查阅手册时要特别注意其散热条件, 使用时必须安装合适的散热片,有时还要采取各种保护措施。 三、功率放大电路的分析方法 因为功率放大电路的输出电压和输出电流幅值均很大,功放管特性的非线 性不可忽略,所以在分析功放电路时,不能采用仅适用于小信号的交流等效电 路法,而应采用图解法。 此外,由于功放的输入信号较大,输出波形容易产生非线性失真,电路中 应采用适当方法改善输出波形,如引入交流负反馈 0 9.1.2 功率放大电路的组成 在电掠电压确定后,输出尽可能大的功率和提高转换效率始终是功率放大 电路要研究的主要问题。因而围绕这两个性能指标的改善,可组成不同电路形 式的功放。此外,还常围绕功率放大电路频率响应的改善和消除非线性失真来 改进电路。 482 第 9 章功率放大电路 一、为什么共射放大电路不宜用作功率放大电路 图 9. 1. 1 (a) 所示为小功率共射放大电路,其图解分析如图( b) 所示。静态 时,若晶体管的基极电流可忽略不计,直流电摞提供的直流功率约为 ICQ Vcc , 即图中矩形 ABCO 的面积;集电极电阻 Rc 的功率损耗为 ICQ 屿,即矩形 QBCD 的面积;晶体管集电极耗散功率为 ICQ UCEQ' 即矩形 AQDO 的面积。 』 直流负载线 Vcc 叫人 / 交流负载线 ‘ + UJ 。 (a) (b) 图 9. 1. 1 小功率共射放大电路的输出功率和效率的分析 (a) 共射放大电路 ( b) 输出功率和效率的图解分析 在输入信号为正弦波时,若集电极交流电流也为正弦波,如回中所画,则 电摞输出的平均电流为 IcQ' 因而电摞提供的功率不变。交流负载线如图中所 画,集电极电流交流分量的最大幅值为 IcQ , 管压降交流分量的最大幅值为 ICQ (Rj/ R L ) , 有效值为 IcQ( Rj/ R L )I12 ,所以 RL ( = Rj/ RL ) 上可能获得的最大 交流功率只m 为 PL=|19l2R;=LIω (/coRU I 山飞 "}2 - L, 飞飞 即图中三角形 QDE 的面积。负载电阻 R L 上所获得的功率(即输出功率 )p。仅 为 P; 的一部分 , P。小于尺。从图解分析可知,若 R L 数值很小,比如扬声 器,仅为几欧,交流负载线很陡,则 ICQRL 必然很小,因而图 9. 1. 1(a) 所示 电路不但输出功率很小,而且由于电源提供的功率始终不变,使得效率也很 低,可见其不宜作为功率放大电路。 为了提高输出功率和效率,可以去掉集电极电阻矶,直接将负载接在晶 体管的集电极,并利用变压器实现阻抗变换,同时调节 Q 点使晶体管达到尽 限工作状态。 二、变压器辑合功率抽大电路 传统的功率放大电路为变压器藕合式电路。图 9. 1. 2 (a) 所示为单管变压 器搞合功率放大电路,因为变压器原边线圈电阻可忽略不计,所以直流负载线 9.1 功率放火电路概述 483 是垂直于横轴且过 ( VCC , 0) 的直线,如图 (b) 中所画。若忽略晶体管基极回路的 损耗,则电源提供的功率为 = Pv ICQ V巳巳 (9. 1.1) 静态时,电摞提供的功率全部消耗在管子上。 lC 40R , ( a) 图 9. 1. 2 单管变压器搞合功率放大电路 ( a) 电路 ( b) 图解分析 从变压器原边向负载方向看的交流等效电阻为 RL= (是 f RL 故交流负载线的斜率为 -1/矶,且过 Q 点,如图 (b) 中所画。通过调整变压器 原、副边的臣数比 N 1 / 吧,实现阻抗匹配,可使交流负载线与横轴的交点约为 2 Vcc 。此时, RFL 中交流电流的最大幅值为 ICQ' 交流电压的最大幅值约为 VCC 。因此,在理想变压器的情况下,最大输出功率为 P=h. 五Cι 1m V川 fi fi. 2 -~"山 即三角形 QAB 的面积。当输入正弦波电压时,集电极动态电流的波形如图 (b) 中所画。在不失真的情况下,集电极电流平均值仍为 ICQ' 故电源提供的功率 仍如式 (9. 1. 1) 所示。可见,电路的最大效率 Pom/ Pv 为 50% 。 由于电源提供的功率不变,因而输入电压为零时,效率也为零:输入电压 愈大, 'c 幅值愈大,负载获得的功率就愈大,管子的损起就愈小,因而转换 效率也就愈高。但是,人们通常希望输入信号为零时电源不提供功率,输入信 号愈大,负载获得的功率也愈大,电源提供的功率也随之增大,从而提高效 率。为了达到上述目的,在输入信号为零时,应使管子处于截止状态。而为了 使负载上能够获得正弦波,常常需要采用两只管子,在信号的正、负半周交替 导通,因此产生了变压器锢合乙类推挽功率放大电路,如图 9.1.3(a) 所示。 484 第 9 章功率放大电路 3 (a) U C1 1 1 管输出特性 R: i Uζ E' 0 (b) 图 9. 1. 3 变压器祸合乙类推挽功率放大电路 ( a) 电路 ( b) 图解分析 在图 9.1.3 (a) 所示电路中,设晶体管 b-e 间的开启电压可忽略不计, T1 和飞管的特性完全相同,输入电压为正弦波。当输入电压为零时,由于 T1 和 飞的发射结电压为零,均处于截止状态,因而电源提供的功率为零,负载上 电压也为零。当输入信号使变压器副边电压极性为上"+"下" "时, T1 管导通,飞管截止,电流如图中实线所示:当输入信号使变压器副边电压极 性为上 " "下" + "时, T2 管导通 , T1 管截止,电流如图中虚线所示,因 此负载 R L 上获得正弦波电压,从而获得交流功率。图 (b) 为图( a) 所示电路的 图解分析,等效负载上能够获得的最大电压幅值近似等于 Vcc 。上述同类型管 子 (T1 和飞)在电路中交替导通的方式称为"推挽"工作方式。 在放大电路中,当输入信号为正弦波时,若晶体管在信号的整个周期内均 导通(即导通角。 = 3600 ) ,则称之工作在甲类状态;若晶体管仅在信号的正半 周或负半周导通(即 8=1800 ) ,则称之工作在乙类状态;若晶体管的导通时间 大于半个周期且小于周期(即 8 = 1800 - 360。之间) ,则称之工作在甲乙类状态。 9.1 功率放大电路概迪 485 可见,图 9. 1. 2 (a) 所示电路中的晶体管工作在甲类状态,而图 9.1.3(a) 所示 电路中的晶体管工作在乙类状态,故称该电路为乙类推挽功率放大电路。 提高功放效率的根本途径是减小功放管的功耗。方法之一是减小功放管的 导通角,增大其在一个信号周期内的截止时间,从而减小管子所消耗的平均功 率;因而在有些功放中,功放管工作在丙类状态①,即导通角。小于 1800 。方 法之二是使功放管工作在开关状态,也称为丁类②状态,此时管子仅在饱和导 通时消耗功率,而且由于管压降很小,故无论电流大小,管子的瞬时功率都不 大,因此管子的平均功耗也就不大,电路的效率必然较高。、但是,应当指出, 当功放中的功放管工作在丙类或丁类状态时,集电极电流将严重失真,因此必 须采取措施消除失真,如采用谐振功率放大电路,从而使负载获得基本不失真 的信号功率。 三、无输出变压器的功率般大电路 变压器搞合功率放大电路的优点是可以实现阻抗变换,缺点是体积庞大, 笨重,消耗有色金属,且效率较低,低频和 高频特性均较差。无输出变压器的功率放大 电路(简称为 OTL③电路)用一个大容量电容 取代了变压器,如图 9. 1. 4 所示。虽然图中 T1 为 NPN 型管, T2 为 PNP 型管,但是它们 + 的特性理想对称。 u 。 静态时,前级电路应使基极电位为 Vcc /2, 由于 T1 和 T2 特性对称,发射极电位 也为 Vcc/2 , 故电容上的电压 Vcc/2 , 极性如 图 9. 1. 4 OTL 电路 图 9. 1. 4 所标注。设电容容量足够大,对交 流信号可视为短路;晶体管 b-e 间的开启电压可忽略不计;输入电压为正弦 波。当 Uj >0 时, T1 管导通 , T2 管截止,电流如图 9. 1. 4 中实线所示,由 T1 和 R L 组成的电路为射极输出形式 , uo= Uj; 当 Uj < 0 时, T2 管导通 , T1 管截 止,电流如图 9. 1. 4 中虚线所示,由飞和 R L 组成的电路也为射极输出形式, Uo= Ui; 故电路输出电压跟随输入电压。 由于一般情况下功率放大电路的负载电流很大,电容容量常选为几千微 法,且为电解电容。电容容量愈大,电路低频特性将愈好。但是,当电容容量 增大到一定程度时,由于两个极板面积很大,且卷制而成,电解电容不再是纯 电容,而存在漏阻和电感效应,低频特性将不会明显改善。 ①② 关于丙类和丁类谐振功率放大电路可参阅谢嘉奎主编《电子线路 非线性部分(第四版)}第 2 章 c ③ OTL 是OulpUI Transfomerless 的缩写 c 486 第 9 章功率放大电路 四、无输出电容的功率煎大电路 在集成运算放大电路一章中所介绍的互补输出级摒弃了输出电容,如图 9. 1. 5 所示,称为无输出电容的功率放大电 路,简称 OCL①电路。 在 OCL 电路中, Tj 和飞特性对称,采 用了双电源供电。静态时 , Tj 和 T2 均截止, 输出电压为零。设晶体管 b-e 间的开启电压 + 可忽略不计;输入电压为正弦波。当 Uj > 0 uo 时, Tj 管导通 , T2 管截止,正电源供电,电 流如图 9. 1. 5 中实线所示,电路为射极输出 形式 , Uo ~ Uj; 当 Uj < 0 时,飞管导通, Tj 管截止,负电源供电,电流如图 9. 1. 5 中虚线 V(( 图 9. 1. 5 OCL 电路 所示,电路也为射极输出形式 , Uo = UjO 可 见,电路中 "Tj 和 T2 交替工作,正、负电游、交替供电,输出与输入之间双向跟 随"。不同类型的两只晶体管 (Tj 和 T2 ) 交替工作、且均组成射极输出形式的电路 称为"互补"电路,两只管子的这种交替工作方式称为"互补"工作方式。 五、桥式推挽功率放大电路 在 OCL 电路中采用了双电源供电,虽然就功放而言没有了变压器和大电 容,但需制作两路电源,且在制作电游、时仍需用变压器或带铁芯的电感、大电 容等,所以就整个电路系统而言未必是 最佳方案。为了实现单电源供电,且不 用变压器和大电容,可采用桥式推挽功 率放大电路,简称 BTL②电路,如图+ 9. 1. 6 所示。 图中四只管子特性理想对称,静态 时均处于截止状态,负载上电压为零。 设晶体管 b-e 间的开启电压可忽略不 计;输入电压为正弦波,假设正方向如 图 9. 1. 6 BTL 电路 图中所标注。当 Uj > 0 时, Tj 和飞管导通 , T2 和 T3 管截止,电流如图 9. 1. 6 中实线所示,负载上获得正半周电压;当 Uj < 0 时,飞和飞管导通, Tj 和飞 管截止,电流如图 9. 1. 6 中虚线所示,负载上获得负半周电压;因而负载电压 跟随输入电压。 ① OCL 是 Output Capacitorless 的缩写 c ② BTL 是 Balanced Transformerless 的缩写 c 9.2 豆补功率放大电路 487 BTL 电路所用管子数量最多,难于做到四只管子特性理想对称;且管子的 总损耗大,必然使得转换效率降低;电路采用双端输入双端输出方式,输入和 输出均无接地点,因此有些场合不适用。 综上所述,变压器楠合乙类推挽电路、 OTL 、 OCL 和 BTL 电路中晶体管均 工作在乙类状态,它们各有优缺点,使用时应根据需要合理选择。目前集成功 率放大电路多为 OTL 和 OCL 电路,前者需外接输出电容。当这两种集成电路 不能满足负载所需功率要求时,应考虑采用分立元件。TL 、 OCL 电路或变压器 藕合乙类推挽功率放大电路。 思考题 9. 1.1 9. 1.2 9. 1.3 9. 1. 4 为什么单管放大电路不适宜作功率放大电路? 在本节所介绍的功率放大电路中,为什么功放管均工作在乙类状态? 本节所述各种功率放大电路各具有什么特点? 在电源电压一定的情况下,为什么在功放电路中要使最大不失真输出电压 最大。 集毒草 互补功率放大电路 目前使用最广泛的是元输出变压器的功率放大电路 (OTL 电路)和无输出电 容的功率放大电路 (OCL 电路)。本节以 OCL 电路为例,介绍功率放大电路最 大输出功率和转换效率的分析计算,以及功放中晶体管的选择。 9.2.1 OCL 电路的组成及工作原理 正如 3.3.3 节所述,为了消除图 9. 1. 5 (a) 所示的基本 OCL 电路所产生的交 越失真,应当设置合适的静态工作点,使两只放大管均工作在临界导通或微导通 状态。能够消除交越失真的 OCL 电路如图 , 9.2.1 所示。 R, t; o+vcc 在图中,静态时,从 + Vcc 经过几、 R 2 、 D 1 、 D2 、 R3 到 - Vcc 有一个直流电流,它在 T1 和 T2 管两个基极之间所产生的电压为 + = U B1B2 UR2 + UD1 + UD2 Ui 使 U B1B2 略大于 T1 管发射结和飞管发射结开 j_ R、 启电压之和,从而使两只管子均处于微导通 态,即都有一个微小的基极电流,分别为 IB1 和 IB20 调节 R2' 可使发射极静态电位的为 图 9.2.1 消除交越失真的 OCL 电路 488 第 9 章功率放大电路 o V. 即输出电压 u 。为 ov 。 当所加信号按正弦规律变化时,由于二极管 Dl 、 D2 的动态电阻很小,而 且凡的阻值也较小,因而可以认为 T1 管基极电位的变化与飞管基极电位的 变化近似相等,即 Ubl :=巳 μb2 臼 Ui; 也就是说,可以认为两管基极之间电位差基 本是一恒定值,两个基极的电位随风产生相同变化。这样,当 Uj > 0 V 且逐 渐增大时. UBEl 增大. T1 管基极电流 L B1 随之增大,发射极电流 LE1 也必然增 大,负载电阻 R L 上得到正方向的电流; 与此同时,叭的增大使 UEB2减小,当减 '81 小到一定数值时. T2 管截止。同样道 理,当 Uj < 0 V 且逐渐减小时,使 UEB2 逐渐增大,飞管的基极电流 LB2 随之增 大,发射极电流 LE2 也必然增大,负载 U RHFL 电阻 R L 上得到负方向的电流;与此同 时 , Ui 的减小,使 UBEl 减小,当减小到 一定数值时. T1 管截止。这样,即使 Uj 很小,总能保证至少有一只晶体管导 通,因而消除了交越失真。 T1 和飞管 '82 在 Uj 作用下,其输入特性中的图解分 ,』 u 析如图 9.2.2 所示。综上所述,输入信 号的正半周主要是 T1 管发射极驱动负 载,而负半周主要是 T2 管发射极驱动 负载,而且两管的导通时间都比输入信 号的半个周期长,即在信号电压很小 时,两只管子同时导通,因而它们工作 图 9.2.2 T1 和飞管在叫作用下 输入特性中的图解分析 在甲乙类状态。 值得注意的是,若静态工作点失调,例如 R2 、 D 1 、 D2 中任意一个元件虚 焊,则从 + VCC经过 Rl 、 T1 管发射结、飞管发射结、 R3 到 - Vcc 形成一个通 路,有较大的基极电流 IB1 和 IB2 流过,从而导致 T1 管和 T2 管有很大的集电极 直流电流,且每只管子的管压阵均为 Vcc • 以至于 T1 管和飞管可能因功耗过 大而损坏。因此,常在输出回路中接入熔断器以保护功放管和负载。 9.2.2 OCL 电路的输出功率及效率 功率放大电路最重要的技术指标是电路的最大输出功率 Pom及效率和为 了求解 Pom. 需首先求出负载上能够得到的最大输出电压幅值。当输入电压足 够大,且又不产生饱和失真时,电路的图解分析如图 9.2.3 所示。图中 I 区为 9.2 互补功率放大电路 489 T1 管的输出特性 , II 区为飞管的输出特性。因两只管子的静态电流很小,所 以可以认为静态工作点在横轴上,如图中所标注,因而最大输出电压幅值等于 电源电压减去晶体管的饱和压降,即( VCC - UCESl )。 1, 1ι1 U CE1 lC2ma'、 图 9.2.3 OCL 电路的图解分析 实际上,即使不画出图来,也能得到同样的结论。可以想象,在正弦波信 号的正半周 , Ui 从零逐渐增大时,输出电压随之逐渐增大, T1 管管压降必然 逐渐减小,当管压降下降到饱和管压降时,输出电压达到最大幅值,其值为 ( VCC - UCESl ) ,因此最大不失真输出电压的有效值 U-V- cc-IlcESI om ,J王 设饱和管压降 = - UCES1 UCES2 ::: U巳囚 最大输出功率 p u:m( VCC - UCES )2 om- - 一 R -L 2R L 在忽略基极因路电流的情况下,电源 Vιc 提供的电流 .z c- --R v U FL -F v一 FU- --n t -v一 L俨U- E…QU一 SD ω (9.2.1) (9.2.2) 电源在负载获得最大交流功率时所消耗的平均功率等于其平均电流与电源 490 第 9 章功率放大电路 电压之积,其表达式为 v = τ1|rπV~山~ -D U ~F.S V~Jsin wt • Vα dwt -n J 0 1‘ L 整理后可得 因此,转换效率 P 2 π VV- V v 一 α - P U 一 H Pom π Vcc - uι岛 市 = Pv = 4' Vcc 一 在理想情况下,即饱和管压降可忽略不计的情况下 (9.2.3) (9.2.4) P-uim-vic -R一 L -2一 R L P Iv / - =-1π一 _.RV- 飞Lc (9.2.5) (9.2.6) 可 =fz785% (9.2.7) 应当指出,大功率管的饱和管压降常为 2 - 3 V ,因而一般情况下都不能忽 略饱和管压降,即不能用式 (9.2.5) 和式 (9.2.7) 计算电路的最大输出功率和效率。 9.2.3 OCL 电路中晶体管的选择 在功率放大电路中,应根据晶体管所承受的最大管压降、集电极最大电流 和最大功耗来选择晶体管。 一、最大管压降 从 OCL 电路工作原理的分析可知,两只功放管中处于截止状态的管子将 承受较大的管压降。设输入电压为正半周, T1 导通,飞截止,当 Uj 从零逐渐增 大到峰值时, T1 和 T2 管的发射结电位 UE 从零逐渐增大到 ( Vcc - UCESl ) ,因此, 飞管压降 UEC2 的数值[ UEα = UE - ( - Vα) = UE + vccJ 将从 Vcc增大到最大值 v v U EC2 max = ( cc - UCESl) + cc = 2 Vcc - UCESl (9.2.8) 利用同样的分析方法可得,当 Uj 为负峰值时, T1 管承受最大管压降,数值为 [2 Vcc - ( - UCES2) ]。所以,考虑留有一定的余量,管子承受的最大管压降为 = 1 U CEmax 1 2 Vcc ( 9.2.9) 二、集电极最大电流 从电路最大输出功率的分析可知,晶体管的发射极电流等于负载电流,负 载电阻上的最大电压为 VCC - UCES1 ' 故集电极电流的最大值 I ιmax 臼 I-VCC Em.x - - UCES1 RL 9.2 豆补功率放大电路 491 考虑留有一定的余量 三、集电极最大功耗 = 1Cr_m~a_x - -VRc-c L (9.2.10) 在功率放大电路中,电源提供的功率,除了转换成输出功率外,其余部分 主要消耗在晶体管上,可以认为晶体管所损耗的功率 PT = Pv - Po 。当输入电 压为零,即输出功率最小时,由于集电极电流很小,使管子的损耗很小;当输 入电压最大,即输出功率最大时,由于管压降很小,管子的损耗也很小;可 见,管耗最大既不会发生在输入电压最小时,也不会发生在输入电压最大时。 下面列出晶体管集电极功耗 PT 与输出电压峰值 U OM 的关系式,然后对 U OM 求 导,令导数为零,得出的结果就是 PT 最大的条件。 管压降和集电极电流瞬时值的表达式分别为 UCE = ( VCC - UoMsinωt) , ic = 二LJ百O一M. Slnωt a‘ L 功耗 PT 为功放管所损耗的平均功率,所以每只晶体管的集电极功耗表达式为 PT = 盯 ( VCC L, π Jo UoMsinωt) 学 fiL mωtdωt 1 { VCC UOM RL飞 π U~M \ 4I 亏一ddU-POL'1M' =0~ , , 可• 以._.求• 得- .,., V I- jV m' =" 一π.~~ CC = 0 . 6 Vcc 0 = 以上分析表明,当 UOM 0.6 Vcc 时 , PT = PTmaxo 将 UOM 代入 PT 的表达 式,就可得出 v2c p Tmax --π -2-R-L (9.2.11) 当 U CES =0 时,根据式 (9.2.5) 可得 PTma产毛 Pom =0.2Pom I 盯 。 7τ-CES (9.2.12) 可见,晶体管集电极最大功耗仅为理想(饱和管压降为零)时最大输出功率的五 分之一。 在查阅手册选择晶体管时,应使极限参数 ULP2p B M 即 〉 、 P U 一 m v -叫 〉 兀 - vvm rPu U --iili R‘ , O L q ­ 咱J u r 0 U nU CB (9.2.13a) (9.2.13b) (9.2.13c) 492 第 9 章功率放大电路 这里仍需强调,在选择晶体管时,其极限参数,特别是 PCM 应留有一定的余 量,并严格按手册要求安装散热片。 [例 9.2.1] 在图 9.2.1 所示电路中,己知 VCC = 15 V ,输入电压为正弦波, 晶体管的饱和管压阵 luCES I=3V ,电压放大倍数约为1,负载电阻 R L =4 n 。 (1) 求解负载上可能获得的最大功率和效率; (2) 若输入电压最大有效值为 8 V ,则负载上能够获得的最大功率为多少? (3) 若 Tj 管的集电极和发射极短路,则将产生什么现象? 解 : (1) 根据式 (9.2.1) 、 (9.2.3) p( = V CC - I UCES 2R L I ) 2=( 1一5τ一 - ?一)~2 2x4 W= 18 W 可= 4' VCC -I V UCES I = 丁 12 2 - 3 '78.5% = 62.8% CC (2) 因为 UO = 矶,所以 Uom =8 V O 最大输出功率 Pom = 去= (~) W = 16 W 可见,功率放大电路的最大输出功率除了决定于功放自身的参数外,还与输入 电压是否足够大有关。 (3) 若 Tj 管的集电极和发射极短路,则飞管静态管压降为 2 VCC ' 且从 + VCC 经飞管的 e-b 、 R3 至 - Vcc 形成基极静态电流,由于 T2 管工作在放大 状态,集电极电流势必很大,使之因功耗过大而损坏。 [例 9.2.21 己知图 9.2.1 所示电路的负载电阻为 8 n ,晶体管饱和管压降 = I UCES I 2 V ,试问: (1) 若负载所需最大功率为 16 W ,则电惊电压至少应取多少伏? (2) 若电源电压取 20 V ,则晶体管的最大集电极电流、最大管压降和集电 极最大功耗各为多少? 解: (1) 根据 Pom = ( Vα, -IUCES --,..2, RD L I)2 = - 一(一V一2C一C:x-:82.:)2_ W = 16 W ,可求出电摞电压 VCC ~ 18 V (2) 最大不失真输出电压的峰值 UOM = VCC - I UCES I = 20 - 2 = 18 V 因而负载电流最大值,即晶体管集电极最大电流 lc川 tf=( 号 ) A=2.25 A 最大管压阵 UCEmax = 2 Vcc - UCES = (2 x 20 - 2) V = 38 V 9.3 功率放大电路的安全运行 493 根据式 (9.2.11) ,晶体管集电极最大功耗 = V~r P TmaX = τ工: π"R L 1I 22.…02-;;1\ W=5.07 W 飞 π x HI 思考题 9.2.1 试分析。TL 、 BTL 电路的最大不失真输出电压、最大输出功率和效率。 功率放大电路的安全运行 在功率放大电路中,功放管既要流过大电流,又要承受高电压。例 如,在 OCL 电路中,只有功放管满足式 (9.2.13) 所示极限值的要求,电路 才能正常工作。因此,所谓功率放大电路的安全运行,就是要保证功放管安 全工作。在实用电路中,常加保护措施,以防止功放管过电压、过电流和过功 耗。本节仅就功放管的二次击穿和散热问题作简单介绍:关于保护措施,可参 阅 10.5 节。 9.3.1 功放管的二次击穿 从晶体管的输出特性可知,对于某一条输出特性曲线,当 c-e 之间电压 增大到一定数值时,晶体管将产生击穿现象;而且 , IB 愈大,击穿电压愈低, 称这种击穿为"一次击穿"。晶体管在一次击穿后,集电极电流会骤然增大,若 不加以限制,则晶体管的工作点变化到临界点 A 时,工作点将以毫秒甚至微秒 级的高速度从 A 点到 B 点,此时电流猛增,而管压降却减小,如图 9.3.1 (a) 所 示,称为"二次击穿"。晶体管经二次击穿后,性能将明显下降,甚至造成永 久性损坏。 2ι tι 低电压大电流状态 BIt 二次击穿 。 (a) A 一次击穿 24 ι } 。 1B>0 1B =O 1ß <0 U CE (b) 图 9.3.1 晶体管的击穿现象 ( a) 二次击穿 (b) S/B 曲线 494 第 9 章功率放大电路 IB 不同时二次击穿的临界点不同,将它们连接起来,便得到二次击穿临 界曲线,简称为 S/B 曲线,如图 (b) 中所画。从二次击穿产生的过程可知,防 止晶体管的一次击穿,并限制其集电极电流,就可避免二次击穿。例如,在功 放管的 c-e 间加稳压管,就可防止其→次击穿。 9.3.2 功放管的散热问题 功放管损坏的重要原因是其实际耗散功率超过额定数值 PCMO 而晶体管的 耗散功率取决于管子内部的 PN 结(主要是集电结)温度 Tj 。当 Tj 超过允许值 后,集电极电流将急剧增大而烧坏管子。硅管的结温允许值为 120 - 180 "C, 错管的结温允许值为 85 "c左右。耗散功率等于结温在允许值时集电极电流与 管压降之积。管子的功耗愈大,结温愈高。因而改善功放管的散热条件,可以 在同样的结温下提高集电极最大耗散功率 P CM ' 也就可以提高输出功率。 一、热阻的概念 热在物体中传导时所受到的阻力用"热阻"来表示。当晶体管集电结消耗 功率时, PN 结产生温升,热量要从管芯向外传递。设结温为 Ti'环境温度为 孔,则温差!::::. T( = Tj - Ta ) 与集电结耗散功率 Pc 成正比,比例系数称为热阻 RT' 即 = !::::.T= Tj - T. PCRT (9.3.1) 可见,热阻 RT 是传递单位功率时所产生的温差,单位为℃ /W?RT 愈大,表 明相同温差下能够散发的热能愈小。换言之 , RT 愈大,表明同样的功耗下结 温升愈大。可见,热阻是衡量晶体管散热能力的一个重要参数。 当晶体管结温功耗达到最大允许值 TjM 时,集电结功耗也达到 PCM ' 若环 境温度为孔,则 !::::.T= TjM - Ta = PCMRT Pru = 旦旦二 Ta CM - RT (9.3.2) 式 (9.3.2) 中,若管子的型号确定,则 TjM也就确定。 Ta 常以 25 "c为基准,因 而要想增大 P CM ' 必须减小岛。 二、热阻的估算 以晶体管为例,管芯(J)向环境 (A) 散热的途径有两条:管芯(J)到外壳 (C) ,再经外壳到环境;或者管芯(1)到外壳 (C) ,再经散热片 (S) 到环境。即 J→ C→A 或 J→ C→ S→ A ,如图 9.3.2 (a) 所示。设 J - C 间热阻为 Rjc ' C - A 间 热阻为 Rca' C - S 间热阻为 Rcs; S - A 间热阻为 Rsa' 则反映晶体管散热情况 的热阻模型如图 (b) 所示。 在小功率放大电路中,放大管一般不加散热器,故晶体管的等效热阻为 9.3 功率放大电路的安全运行 495 外壳 C S Rsa A 散热器 S (a) (b) 图 9.3.2 晶体管的散热 ( a) 晶体管的散热示意图 ( b) 晶体管散热的等效电路 RT=Rjc+Rca (9.3.3) 在大功率放大电路中,功放管一般均要加散热器,且 Rcs + Rsa << Rca' 故 RT = Rjc + Rcs + Rsa (9.3 .4) 不同型号的管子 Rjc 不同,如 3AD30 的 Rjc 为 1 'C /W ,而 3DG7 的 Rjc 却大 于 150 'C /W ,可见其差别很大。 Rca 与外壳所用材料和几何尺寸有关,如大功 率管 3AD30 的 Rca 为 30 'C /W ,而小功率管 3DG7 的 Rca 为 150 'C /W 0 式 (9.3 .4)中 Rcs 既取决于晶体管和散热器之间是否加绝缘层(如聚乙烯薄 膜、 0.05 - 0.1 mm 的云母片) ,又取决于二者之间的接触面积和压紧程度。 Rsa 与散热器所用材料及其表面积大小、厚薄、颜色,和散热片的安装位置等因素 紧密相关。 三、功放营的散热器 两种散热器如图 9.3.3 所示。经验表明,当散热器垂直或水平放置时,有 利于通风,故散热效果较好。散热器表面钝化涂黑,有利于热辐射,从而可以 散热器嗣 品体管 晶体管 散热器 图 9.3.3 两种散热器 496 第 9 章功率放大电路 减小热阻。在产品手册中给出的最大集电极耗散功率是在指定散热器(材料、尺 寸等)及一定环境温度下的允许值;若改善散热条件,如加大散热器、用电风 扇强制风冷,则可获得更大一些的耗散功率。 集威功率放大电路 OTL , OCL 和 BTL 电路均有各种不同输出功率和不同电压增益的集成电 路。应当注意,在使用 OTL 电路时,需外接输出电容。为了改善频率特性, 减小非线性失真,很多电路内部还引入深度负反馈。本节以低频功放为例,讲 述集成功放的电路组成、主要性能指标和典型应用。 9.4.1 集成功率放大电路的分析 LM386 是一种音频集成功放,具有自身功耗低、电压增益可调、电源电压 范围大、外接元件少和总谐波失真小等优点,广泛应用于录音机和收音机之中。 一、 LM386 内部电路 LM386 内部电路原理图如图 9 .4 .1 所示,与通用型集成运放相类似,它是 一个三级放大电路,如点划线所划分。 6 电源 5 输出 4 地 输入级 图 9 .4 .1 LM386 内部电路原理图 第一级为差分放大电路, T) 和飞、飞和飞分别构成复合管,作为差分放 大电路的放大管; T5 和飞组成镜像电流源作为 T) 和 T2 的有源负载;信号从 飞和飞管的基极输入,从飞管的集电极输出,为双端输入单端输出差分电 路。根据第三章关于镜像电流源作为差分放大电路有源负载的分析可知,它可 使单端输出电路的增益近似等于双端输出电路的增益。 第二级为共射放大电路 , T7 为放大管,恒流掠作有源负载,以增大放大 9.4 集成功率放大电路 497 倍数。 第三级中的飞和飞管复合成 PNP 型管,与 NPN 型管 TIO 构成准互补输出 级。二极管 0,和 O2 为输出级提供合适的偏置电压,可以消除交越失真。 利用瞬时极性法可以判断出,引脚 2 为反相输入端 , 3 为同相输入端。电路 由单电源供电,故为 OTL 电路。输出端(引脚 5) 应外接输出电容后再接负载。 电阻 R7 从输出端连接到 T2 的发射极,形成反馈通路,并与民和民构成 反馈网络,从而引入了深度电压串联负反馈,使整个电路具有稳定的电压增益。 应当指出,在引脚 1 和 8 (或者 1 和 5) 外接电阻 时,应只改变交流通路,所以必须在外接电阻回路中 增 设益 定旁 电路 容 +I'l'l'输出 串联一个大容量电容,如图 9 .4 .1 中所示。外接不同 阻值的电阻时,电压放大倍数的调节范围为 20 - 200 , 即电压增益的调节范围为 26-46dB o LM386 二、 LM386 的引脚圄 LM386 的外形和引脚的排列如图 9 .4 .2 所示。 引脚 2 为反相输入端, 3 为同相输入端;引脚 5 为输出端:引脚 6 和 4 分别为电源和地;引脚 1 和 8 为电压增益设定端;使用时在引脚 7 和地之间接旁路 电容,通常取 10μF 。 」 增 设 4益 定 」 反 输 4相 入 」3 附 中 H H H h、 和 图 9 .4 .2 LM386 的外形 和引脚的排列 9 .4 .2 集成功率放大电路的主要性能指标 集成功率放大电路的主要性能指标有最大输出功率、电源电压范围、电源 静态电流、电压增益、频带宽、输入阻抗、输入偏置电流、总谐波失真等。 LM386 - 1 和 LM386 - 3 的电源电压为 4 - 12 V , LM386 - 4 的电源电压为 5 -18 V 。因此,对于同一负载,当电洒、电压不同时,最大输出功率的数值将 不同;当然,对于同一电源电压,当负载不同时,最大输出功率的数值也将不 同。己知电源的静态电流(可查阅手册)和负载电流最大值(通过最大输出功率 和负载可求出) ,可求出电源的功耗,从而得到转换效率。 几种典型产品的性能如表 9 .4 .1 所示。 袭 9.4.1 几种集成功放的主要参数 型 号 电路类型 LM386 - 4 OTL LM2877 OTL (双通道) TDA1514A OCL TDA1556 BTL (双通道) 电源电压范围 /V 5.0-18 6.0 - 24 士 10- :t 30 6;0 - 18 静态电源电流 /mA 4 25 56 80 输入阻抗 /kn 50 lα)() 120 498 第 9 章功率放大电路 型 号 输出功率 IW 电压增益 IdB 频带宽 1kHz 增益频带宽积 1kHz 总谐波失真 1%( 或 dB) LM386 - 4 (Vcc =16V , R L =320) 26 - 46 3∞ (1 , 8 开路) 0.2% LM2877 4.5 70 (开环) 65 0.07% 续表 TDA1514A TDA1556 48 ( Vcc = :t 23 V, R L =40) 89 (开环) 30 (闭环) 22 (Vcc = 14 .4 V, R L =40) 26 (闭环) 0.02 - 25 0.02 - 15 - 90 dB 0.1% 表 9.4.1 中的电压增益均在信号频率为 1kHz 条件下测试所得。应当指出, 表中所示均为典型数据,使用时应进一步查阅手册,以便获得更确切的数据。 9.4.3 集成功率放大电路的应用 一、集成 OTL 电路的应用 图 9.4.3 所示为 LM386 的一种基本用法,也是外接元件最少的一种用法, C[ 为输出电容。由于引脚 1 和 8 开路,集成功放的电压增益为 26 拙,即电压 放大倍数为 20 0 利用 Rw 可调节扬声器的音量。 R 和 C2 串联构成校正网络用 来进行相位补偿。 U, + u <} 图 9 .4 .3 LM386 外接元件最少的用法 静态时输出电容上电压为 Vcc12 , LM386 的最大不失真输出电压的峰-峰 值约为电源电压 Vcco 设负载电阻为矶,最大输出功率表达式为 P( 叫- om - fi J V~c RL - 8RL (9 .4 .1) 此时的输入电压有效值的表达式为 9.4 集成功率放大电路 499 年 /fi Uim = 二五二 (9 .4 .2) 当 Vcc = 16 V 、 R L = 32 n 时 , Pom=1 W , Uim =283 mV 图 9 .4.4所示为 LM386 电压增益最大时的用法, C3 使引脚 1 和 8 在交流 通路中短路,使 Au =2∞; C4 为旁路电容 ; Cs 为去藕电容, iit 掉电源的高频 交流成分。当 Vcc = 16 V 、 R L = 32 n 时,与图 9 .4.4所示电路相同 , Pom 仍约 为 1 W; 但输入电压的有效值 U im 却仅需 28.3 mV o + U" 图 9 .4.4 LM386 电压增益最大的用法 图 9 .4 .5 所示为 LM386 的一般用法,图中利用 R 2 改变 LM386 的电压增益。 U, + u ι 图 9 .4 .5 LM386 的一般用法 二、集成 OCL 电路的应用 图 9 .4 .6 所示为 TDA1521 的基本用法。 TDA1521 为 2 通道 OCL 电路,可作 为立体声扩音机左右两个声道的功放。其内部引入了深度电压串联负反馈,闭 环电压增益为 30 dB ,并具有待机、净噪功能以及短路和过热保护等。 查阅手册可知,当::!: Vcc = ::!: 16 V 、 R L = 8 n 时,若要求总谐波失真为 0.5% ,则 Pom= 12 W o 由于最大输出功率的表达式为 ,,2 - p om - -u-om- RL 可得最大不失真输出电压 Uom = 9.8 V ,其峰值约为 13.9 V ,可见功放输出电 500 第 9 章功率放大电路 静噪输入 6800 +~ 丰 680μF _._ 80 80 Vc 仁 _._ 图 9 .4 .6 TDA1521 的基本用法 压的最小值约为 2.1 V 。当输出功率为 Pom 时,输入电压有效值 U jm =327 mV 。 三、集成 BTL 电路的应用 TDA1556 为 2 通道 BTL 电路,与 TDA1521 相同,也可作为立体声扩音机左 右两个声道的功放,图 9.4.7 所示为其基本用法,两个通道的组成完全相同。 TDA1556 内部具有待机、净噪功能,并有短路、电压反向、过电压、过热和扬 声器保护等。 TDA1556 内部的每个放大电路的电压放大倍数均为 10 ,当输入电压为矶 = = 时, AI 的净输入电压。 jl U Upl - U p2 = 矶 , 01 Å 川 U j ; A2 的净输入电压 U 泣= U p2 - Upl = - U j , 古d=-AdCE; 因此,电压放大倍数 = U = U U 。 j =内 -2\>L1 UT- 一jU一02= ÅulUj - (们- Å u2 古 J 2Vcc , ICM> VCC/R L , Pom> O.2Pom I 盯 O -CES 曾 三、 OTL 、 OCL 和 BTL 均有不同性能指标的集成电路,只需外接少量元 件,就可成为实用电路。在集成功放内部均有保护电路,以防止功放管过流、 过压、过损耗或二次击穿。 学习本章,应能达到下列要求: 一、掌握下列概念:晶体管的甲类、乙类和甲乙类工作状态,最大输出功 率、转换效率。 二、理解功率放大电路的组成原则,掌握 OCL 的工作原理,并了解其它 类型功率放大电路的特点。 三、理解功率放大电路最大输出功率和效率的分析方法,了解功放管的选 择方法。 四、了解集成功率放大电路的工作原理。 t 自精踵 一、选择合适的答案,填入空内。只需填人 A 、 B 或 C 。 (1)功率放大电路的最大输出功率是在输入电压为正弦波时,输出基本不失真情况下, 负载上可能获得的最大 A. 交流功率 。 B. 直流功率 c. 平均功率 (2) 功率放大电路的转换效率是指一 。 A. 输出功率与晶体管所消耗的功率之比 B. 最大输出功率与电源提供的平均功率之比 c. 晶体管所消耗的功率与电源提供的平均功率之比 (3) 在选择功放电路中的晶体管时,应当特别注意的参数有一一一。 A.ß B. lCM c. lCBo D. U(BR)CEO E. P CM F./r (4) 若图 19.1 所示电路中晶体管饱和管压降的数值为 I I UCES '则最大输出功率 POM = 。 BhfB|)2 A. ~Vα_ I I UCES )2 FL 2R L 习题 505 + Uo 图 19.1 二、电路如图 19.2 所示,己知 T,和飞的饱和管压降 I UcEsl =2 V ,直流功耗可忽略 不计。 +VC ζ (+ 18 V) + Uo 图 19.2 回答下列问题: (1)矶、儿和飞的作用是什么? (2) 负载上可能获得的最大输出功率 Pom和电路的转换效率市各为多少? (3) 设最大输入电压的有效值为 1 V 。为了使电路的最大不失真输出电压的峰值达到 16 V. 电阻 Rs 至少应取多少千欧? 9.1 分析下列说法是否正确,用"~"、 "x" 表示判断结果填入括号内。 (1)在功率放大电路中,输出功率愈大,功放管的功耗愈大。( ) (2) 功率放大电路的最大输出功率是指在基本不失真情况下,负载上可能获得的最大 交流功率。( ) 506 第 9 章功率放大电路 (3) 当 OCL 电路的最大输出功率为 1W 时,功放管的集电极最大耗散功率应大于 1 W0 ( ) (4) 功率放大电路与电压放大电路、电流放大电路的共同点是 ①都使输出电压大于输入电压; ( ) ②都使输出电流大于输入电流; ( ③都使输出功率大于信号源提供的输入功率。( (5) 功率放大电路与电压放大电路的区别是 ①前者比后者电 m、电压高; ( ) ②前者比后者电压放大倍数数值大; ( ③前者比后者效率高; ( ④在电源电压相同的情况下,前者比后者的最大不 失真输出电压大; ( ) ⑤前者比后者的输出功率大。( (6) 功率放大电路与电流放大电路的区别是 + ①前者比后者电流放大倍数大; ( ②前者比后者效率高; ( Uo ③在电源电压相同的情况下,前者比后者的输出功 率大。( ) 9.2 已知电路如图P9 .2 所示, T1 和飞管的饱和管 压降 I UCES I = 3 V , Vcc = 15 V , R L = 8 n 。选择正确答案 填入空内。 ( 1)电路中 01 和 O2 管的作用是消除 。 A. 饱和失真 B. 截止失真 图 P9 .2 C. 交越失真 (2) 静态时,晶体管发射极电位 UEQ一一一。 A. >0 V B. =0 V C. <0 V (3) 最大输出功率 P OM A. 自 28 W B. = 18 W 巳. = 9 'ì自 (4) 当输入为正弦波时,若 RI 虚焊,即开路,则输出电压一一一一。 A. 为正弦波 B. 仅有正半波 C. 仅有负半波 (5) 若 0 1 虚焊,则 T1 管 A. 可能因功耗过大烧坏 B. 始终饱和 C. 始终截止 9.3 电路如图阳 2 所示。在出现下列故障时,分别产生什么现象。 (1) RI 开路; (2) 01 开路 ; (3) R 2 开路 ; (4) T1 集电极开路; (5) RI 短路; (6) 01 短路。 9.4 在图P9 .2 所示电路中,已知 Vcc =16 V , RL =4 n , T1 和飞管的饱和管压降 I Uc叫 =2 V ,输入电压足够大。试问: (1) 最大输出功率 Pom和效率 η 各为多少? (2) 晶体管的最大功耗 PTmax 为多少? 习题 507 (3) 为了使输出功率达到 P om ' 输入电压的有效值约为多少? 9.5 在图P9 .5 所示电路中,已知二极管的导通电压 UD =0.7 V ,晶体管导通时的 I USE 1=0.7 V ,飞和飞管发射极静态电位 UEQ=OV o 试问: +V.< C (+ 18 V) + UO yζC (-18 V) 图用 .5 (1) T1 、飞和飞管基极的静态电位各为多少? (2) 设 R2 =10kO , R)=l∞ 0 。若 T1 和飞管基极的静态电流可忽略不计,则飞管集 电极静态电流为多少?静态时 UI'= ? (3) 若静态时 i SI > iS3 ,则应调节哪个参数可使 i SI = i B2 ?如何调节? (4) 电路中二极管的个数可以是 1 、 2 , 3 , 4 吗?你认为哪个最合适?为什么? 9.6 电路如图P9 .5 所示。在出现下列故障时,分别产生什么现象。 (1) R2 开路 ; (2) DI 开路; (3) R2 短路; (4) T1 集电极开路 ; (5) R3 短路。 9.7 在图用 .5 所示电路中,已知飞和飞管的饱和管压降 I UCES I = 2 V ,静态时电源 电流可忽略不计。试问: (1)负载上可能获得的最大输出功率 POM 和效率平各约为多少? (2) T2 和飞管的最大集电极电流、最大管压降和集电极最大功耗各约为多少。 9.8 为了稳定输出电压,减小非线性失真,试通过 电阻 R f 在图 P9 .5 所示电路中引入合适的负反馈;并估算 在电压放大倍数数值约为 10 的情况下 , R f 的取值。 9.9 在图P9 .9 所示电路中,已知 VCC =15 V, T1 和飞 管的饱和管压降 I Uc巳 1=2 V ,输入电压足够大。求解: + (1) 最大不失真输出电压的有效值; (2) 负载电阻 R L 上电流的最大值; UO (3) 最大输出功率 Pom 和效率和 9.10 在图P9 .9 所示电路中,儿和几可起短路保 护作用,当输出因故障而短路时,晶体管的最大集电极 电流和功耗各为多少? 图 P9 .9 508 第 9 章功率放大电路 9.11 在图凹 .11 所示电路中,已知 VCC = 15 V , T1 和飞管的饱和管压降 I I UCES = 1 V , 集成运放的最大输出电压幅值为:t 13V ,二极管的导通电压为 0.7 V 。 + U1 图 P9 .11 (1) 若输入电压幅值足够大,则电路的最大输出功率为多少? (2) 为了提高输入电阻,稳定输出电压,且减小非线性失真,应引人哪种组态的交流 负反馈?画出图来。 (3) 若 U;=O.1 V 时 , Uo =5 V ,则反馈网络中电阻的取值约为多少? 9.12 OTL 电路如图凹 .12 所示。 +VCC R、 (+24 V) 十 8Rfi, l.l UO + U1 图 P9 .12 (1) 为了使得最大不失真输出电压幅值最大,静态时飞和飞管的发射极电位应为多 少?若不合适,则一般应调节哪个元件参数? (2) 若飞和飞管的饱和管压降 luCES I=3V ,输入电压足够大,则电路的最大输出功 率 P跚和效率市各为多少? (3) 飞和飞管的 lCM' U(BR)CEO 和 PιM应如何选择? 9.13 已知图凹 .13 所示电路中 T1 和飞管的饱和管压降 I I UCES = 2 V ,导通时的 I UBEI =0.7 V ,输入电压足够大。 (1) A 、 B 、 C 、 D 点的静态电位各为多少? 习题 509 t 1'(( R、 (+20V) + uo 图1'9 .13 (2) 若管压降 I UCE 1;;.3 V ,为使最大输出功率 Pom 不小于1. 5 W ,则电源电压至少应 取多少? 9.14 LM1877N - 9 为 2 通道低频功率放大电路,单电源供电,最大不失真输出电压的 峰-峰值 Uopp = ( Vcc - 6) V ,开环电压增益为 70 dB 。图1'9 .14 所示为 LMI877N - 9 中一个 通道组成的实用电路,电源、电压为 24 V, C1 - C3 对交流信号可视为短路;矶和 ι 起相位 补偿作用,可以认为负载为 80 。 」 。 lOOkO 80 U, ti; 图P9 .14 (1) 图示电路为哪种功率放大电路? (2) 静态时 Up 、 UN 、 Uo 、 Uo 各为多少? (3) 设输入电压足够大,电路的最大输出功率 Pom 和效率甲各为多少? 9.15 电路如图 9 .4 .6 所示,回答下列问题: (1) Å. = tJ o1 / tJ i 臼? (2) 若 VCC =15V 时最大不失真输出电压的峰"峰值为 27 V ,则电路的最大输出功率 Pom 和效率可各为多少? (3) 为了使负载获得最大输出功率,输入电压的有效值约为多少? 9.16 TDA1556 为 2 通道 BTL 电路,图用 .16 所示为 TDA1556 中一个通道组成的实用电 路。已知 VCC =15V ,放大器的最大输出电压幅值为 13 V 。 510 第 9 章功率放大电路 r---------------l 1 ~ I + R us uo R uo2 1 L_______________~ 图P9 .16 (1)为了使负载上得到的最大不失真输出电压幅值最大,基准电压 UREF 应为多少伏 9 静态时 UQI 和 U02各为多少伏? (2) 若 U; 足够大,则电路的最大输出功率 Pom 和效率市各为多少? (3) 若电路的电压放大倍数为 20 ,则为了使负载获得最大输出功率,输入电压的有效 值约为多少? 9.17 TDA1556 为 2 通道 BTL ,图用 17 所示为 TDA1556 中一个通道组成的实用电路。 已知 Vcc =15V ,放大器的最大输出电压幅值为 13V 。 rl + u > 图P9 .17 (1) 输入信号分别作用于 Al 、 A2 的同相输入端还是反相输入端?若输入电压为矶,贝。 Al 、 A2 的输入各为多少? (2) 为了使负载上得到的最大不失真输出电压幅值最大,基准电压 U REF 应为多少伏? 静态时 UQI 和 uω各为多少伏 9 (3) 若 U; 足够大,则电路的最大输出功率 Pom 和效率市各为多少? 9.18 已知型号为 TDA1521 、 LM1877 和 TDA1556 的电路形式和电源电压范围如表所示, 它们的功放管的最小管压降 I UCEm;n I 均为 3V 。 型 号 电路形式 电源电压 TDAl521 OCL .z 7.5- .z 20V LM1877 OTL 6.0-24 V 习题 511 TDA1556 BTL 6.0-18 V (1)设在负载电阻均相同的情况下,三种器件的最大输出功率均相同。已知 OCL 电路 的电源电压土 Vcc = 士 10 V ,试问 OTL 电路和 BTL 电路的电源电压分别应取多少伏? (2) 设仅有一种电源,其值为 15 V; 负载电阻为 32 0.。问三种器件的最大输出功率各 为多少? 9.19 电路如图用 .19 所示。利用 Multisim 研究下列问题: (1)负载儿上能够获得的最大输出功率; (2) 电容 C 1 、 C2 的作用; (3) 当输入电压为频率为 1 kHz 、峰值为 5 V 的正弦波时,若 R 1 开路,将产生什么现 象,解释理由。 lL1 1 革H62~ 。 ~U~U 1 剧量 2~ 土" 1 1 Du P I I !_. 直6 S56DOlnl_~‘ 问iiZ S C:ii! UUl" I 卫国 趾-'vv Z O:hm EzHSZ向~~唱、-Eur3f2 量DOlnl_~' 7 z 一L '11 - 1& '1 I l~I.QDDy -A attm I 且2 也 .7 1t.CD、阳 2 ‘ 1 ~D ‘l."伊- _ L '12 1& '1 7 2 量且 1 Dl~~ 1 图1'9 .19 9.20 电路如图1'9 .19 所示。 (1)若输入正弦波的最大峰值为1. 4 V ,则为使负载 R6 上获得最大输出功率,应采用 什么措施。画出电路图来。 512 第 9 章功率放大电路 (2) 为了使信号源与图示电路直流通路隔离,同时为了稳定输出电压,减小非线性失 真,引人合适的交流负反馈,画出电路图来。并利用 Mult阳n 选择合适的电路参数,使输 入电压有效值 U , =O.l V 时,输出电压有效值 U o = 1 V 。 穗磁靠靠擦擦销黯斡穰腾攘攘黯 'O)þ也尺冯哉,军 布;.-章 t寸步仓白9)问题L ·如何将 50 Hz 、 220 V 的交流电压变为 6V 的直流电压?主要步骤是什么? • 220 V 的电网电压是稳定的吗?它的波动范围是多少? • 220 V 交流电压经整流后是否输出 220 V 的直流电压? ·将市场销售的 6V 直流电源接到收音机上,为什么有的声音清晰,有的含有交流声? ·对于同样标称输出电压为 6V 的直流电源,在未接收音机时,为什么测量输出端子的 电压,有的为 6 V ,而有的为 7 - 8 V? 用后者为收音机供屯,会造成收音机损坏吗? ·要使一个有效值为 5V 的支流电压变为 6V 直流电压是否可能?变为lO V 直流电压呢? ·一个 3V 电池是否可以转换为 6V 的直流电压? ·对于一般直流电源,若不慎将输出端短路,则一定会使电源损坏吗? ·线性电源和开关型电源有何区别?它们分别应用在什么场合为好? 直流电糠的组戚厦各部分的作用 在电子电路及设备中,一般都需要稳定的直流电源供电。本章所介绍的直 流电源为单相小功率电源,它将频率为 50 日z 、有效值为 220 V 的单相交流电 压转换为幅值稳定、输出电流为几十安以下的直流电压。 单相交流电经过电源变压器、整流电路、滤波电路和稳压电路转换成稳定 的直流电压,其方框图及各电路的输出电压波形如图 10. 1. 1 所示,下面就各 部分的作用加以介绍。 直流电源的输入为 220 V 的电网电压(即市电) ,一般情况下,所需直流电 压的数值和电网电压的有效值相差较大,因而需要通过电源变压器降压后,再 对交流电压进行处理。变压器副边电压有效值决定于后面电路的需要。目前, 514 第 10 章直流电源 -220 V 50Hz 4;; 4;; 图 10. 1. 1 直流稳压电源的方框图 也有部分电路不用变压器,利用其它方法升压或降压。 变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换为直流电压,即将正弦波电 压转换为单一方向的脉动电压,半波整流电路和全波整流电路的输出被形如图 中所画。可以看出,它们均含有较大的交流分量,会影响负载电路的正常工 作;例如,交流分量将混入输入信号被放大电路放大,甚至在放大电路的输出 端所摄入的电源交流分量大于有用信号;因而不能直接作为电子电路的供电电 源。应当指出,图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形,接入 滤波电路后波形将有所变化。 为了减小电压的脉动,需通过低通滤波电路臆波,使输出电压平滑。理想 情况下,应将交流分量全部滤掉,使滤波电路的输出电压仅为直流电压。然 而,由于滤波电路为无摞电路,所以接入负载后势必影响其滤披效果。对于稳 定性要求不高的电子电路,整流、滤波后的直流电压可以作为供电电游、。 交流电压通过整流、滤波后虽然变为交流分量较小的直流电压,但是当电 网电压波动或者负载变化时,其平均值也将随之变化。稳压电路的功能是使输 出直流电压基本不受电网电压波动和负载电阻变化的影响,从而获得足够高的 稳定性。 整流电 在分析整流电路时,为了突出重点,简化分析过程,般均假定负载为纯 电阻性;整流二极管具有图1. 2 .4 (a) 中实线所示理想的伏安特性,即导通时 正向压降为零,截止时反向电流为零;变压器无损耗,内部压降为零等。 10.2.1 整流电路的分析方法及基本参数 分析整流电路,就是弄清电路的工作原理(即整流原理) ,求出主要参数, 并确定整流二极管的极限参数。下面以图 10.2.1 (a) 所示单相半搜整流电路为 例来说明整流电路的分析方法及其基本参数。 一、工作原理 单相半波整流电路是最简单的一种整流电路,设变压器的副边电压有效值 10.2 整流电路 515 为 U2 , 则其瞬时值 U2 = fi U2 sin wt 0 在 U2 的正半周, A 点为正, B 点为负,二极管外加正向电压,因而处于导 通状态。电流从 A 点流出,经过二极管 D 和负载电阻 R L 流入 B 点 , UO = 的= fi U2sin wt ( ωt=O- π) 。在町的负半周, B 点为正, A 点为负,二极管外加反向 = 电压,因而处于截止状态 , UO O(ωt = π-2π) 。负载电阻 R L 的电压和电流都具 有单一方向脉动的特性。图 10.2.2 所示为变压器副边电压 U2 、输出电压 UO ( 也 是输出电流和二极管的电流)、二极管端电压的波形。 u可 UO D + -220V 50 Hz Rd I Uo B ñ:[一一:与Y 31l飞yωt 图 10.2.1 单相半波整流电路 图 10.2.2 半波整流电路的波形图 分析整流电路工作原理时,应研究变压器副边电压极性不同时二极管的工 作状态,从而得出输出电压的波形,也就弄清了整流原理。整流电路的波形分 析是其定量分析的基础。 二、主要参数 在研究整流电路时,至少应考查整流电路输出电压平均值和输出电流平均 值两项指标,有时还需考虑脉动系数,以便定量反映输出波形脉动的情况。 输出电压平均值就是负载电阻上电压的平均值 UO(AV) 。从图 10.2.2 所示 = 波形图可知,当 ωt=O- π 时 , uo=fiU2sin wt; 当 ωt = π-2π 时 , UO 0 。所 以,求解 Uo 的平均值 UO(AV) , 就是将 0-π 的电压平均在 0-2π 时间间隔之 中,如图 10.2.3 所示,写成表达式为 UO(A俨抖。 U2sin wtd 解得 UO((AAVV)) =~ ~二2亏_U二" =0 .45 U2 (10.2.1) 516 第 10 章直流电源 td o π 图 10.2.3 单相半波整流电路输出电压平均值 负载电流的平均值 = I Uo(AV)0.45U2 O(AV) R R 二一 = L L (1 0.2.2) 例如,当变压器副边电压有效值 U2 = 20 V 时,单相半波整流电路的输出 = 电压平均值 UO(AV) 国 9V 。若负载电阻 R L 20 0 ,则负载电流平均值]O( AV) 埠 。.45 A 。 整流输出电压的脉动系数 S 定义为整流输出电压的基波峰值 U01M 与输出 电压平均值 UO(AV) 之比,即 cd = 一U Cl-FMA( -v -) 的 (1 0.2.3) 因而 S 愈大,脉动愈大。 由于半波整流电路输出电压 UO 的周期与的相同, UO 的基波角频率与 U2 相同,即 50 Hz 。通过谐波分析①可得 U01M = U2/品,故半波整流电路输出电 压的脉动系数 U句/-./2 1T" s= f一i二u- 2 /一 π=2二= 1.57 (10.2 .4) 说明半波整流电路的输出脉动很大,其基波峰值约为平均值的1. 57 倍。 三、二极管的选择 当整流电路的变压器副边电压有效值和负载电阻值确定后,电路对二极管 参数的要求也就确定了。一般应根据流过二极管电流的平均值和它所承受的最 大反向电压来选择二极管的型号。 在单相半波整流电路中,二极管的正向平均电流等于负载电流平均值,即 0.45 U, ]D< 川= ]川)=丁7 (10.2.5) 二极管承受的最大反向电压等于变压器副边的峰值电压,即 ① 可参阅童诗自主编的《模拟电子技术基础(第二版 ))1 1. 2.1 节。 10.2 整流电路 517 URmax =fiu2 (10.2.6) 一般情况下,允许电网电压有:t 10% 的波动,即电惯、变压器原边电压为 198 - 242 V ,因此在选用二极管时,对于最大整流平均电流 IF 和最高反向工 作电压 URM 应至少留有 10% 的余地,以保证二极管安全工作,即选取 fiuo IF> 1.1l0 (AV) = 1. 1τ言二 ,、 z ‘ L (10.2.7) URM > 1. 1~U2 (10.2.8) 单相半波整流电路简单易行,所用二极管数量少。但是由于它只利用了交 流电压的半个周期,所以输出电压低,交流分量大(即脉动大) ,效率低。因 此,这种电路仅适用于整流电流较小,对脉动要求不高的场合。 [例 10.2.11 在图 10.2.1 所示整流电路中,已知电网电压波动范围是 土 10% ,变压器副边电压有放值 U2 = 30 V ,负载电阻 R L = 100 0 ,试问: ( 1 )负载电阻岛上的电压平均值和电流平均值各为多少? (2) 二极管承受的最大反向电压和流过的最大电流平均值各为多少? (3) 若不小心将输出端短路,则会出现什么现象? 解: (1)负载电阻上电压平均值 = UO( Av) = 0 .45 U2 (0 .45 x 30) V =13.5 V 流过负载电阻的电流平均值 I UO(AV)13.5·-n ,句E 川 )=17z 而且 = U.l .:J J (2) 二极管承受的最大反向电压 fi = URmax 1. 1 U2 = ( 1. 1 x 1. 414 x 30) V= 46.7 V 二极管流过的最大平均电流 IO(AV) = 1.1l0 (AV) = 1. 1 x 0.135 A=0.149 A (3) 若不小心将输出端短路,则变压器副边电压全部加在二极管上,二极 管会因正向电流过大而烧坏。若将二极管烧成为短路,则会使变压器副边线圈 短路,副边电流将很大,如不及时断电,会造成变压器永久性损坏。 10.2.2 单相桥式整流电路 为了克服单相半波整流电路的缺点,在实用电路中多采用单相全波整流电 路,最常用的是单相桥式整流电路。 一、电路的组成 单相桥式整流电路由四只二极管组成,其构成原则就是保证在变压器副边 电压的的整个周期内,负载上的电压和电流方向始终不变。为达到这一目的, 518 第 10 章直流电源 就要在 U2 的正、负半周内正确引导流向负载的电流。设变压器副边两端分别 为 A 和 B ,则 A 为"+"、 B 为" "时应有电流流出 A 点, A 为" "、 B 为 "+"时应有电流流入 A 点;相反, A 为"+"、 B 为" "时应有电流流入 B 点, A 为" "、 B 为"+"时应有电流流出 B 点;因而 A 和 B 点均应分别接 两只二极管的阳极和阴极,以引导电流;如图 10.2 .4 (a) 所示,负载接入的方 式如图 (b) 所示。图 10.2.5 (a) 所示为习惯画法,图 (b) 所示为简化画法。 1本Dl!本0, iL~1t -lõ~i )I\,-:U-,: ~~+-_-...I 凡 ! 肌体D, (a) ElFM A D、 Rd I Uo 日 _L _L D飞 (b) 图 10.2 .4 单相桥式整流电路 ( a) 构成思路 ( b) 电路组成 ;副;AJ (a) (b) 图 10.2.5 单相桥式整流电路的习惯画法 ( a) 习惯画法 ( b) 简化画法 二 设 、 变 工 压 作 器 原 副 理 边 电 压 u OU U为 其 有 效 值 10.2 整流电路 519 当的为正半周时,电流由 A 点流出, 经 Dl 、 10.2.5 (a) 中实线箭头所示,因而负载电阻 R L 上的电压等于变压器副边电压,即 UO "、 .f2 u 、 =町, D2 和 D4 管承受的反向电压为 - U2 0 当的为负半周时,电流由 B 点流出,经 R L 、民流入 B 点,如图 。!J I 矶、 R L 、民流入 A 点,如图 9.2.5 (a) 中 虚线箭头所示,负载电阻 R L 上的电压等于 ZD = - - U2' 即 UO U2' Dl 、民承受的反向电 压为 U20 也;/ 这样,由于 Dl 、矶和 D2 、 D4 两对二 极管交替导通,致使负载电阻 R L 上在 U2 的整个周期内都有电流通过,而且方 向不变,输出电压 UO = l ,fi Uzsinωt I 。 α1I 图 10.2.6 所示为单相桥式整流电路各部 分的电压和电流的波形。 三、输出电压平均值 UO(AV) 和输出电 流平均值 IO(AV) 根据图 10.2.6 中所示 UO 的波形可知, 输出电压的平均值 图 10.2.6 单相桥式整流电路的 波形图 UorttdU281nMd(ωt) 解得 =2 ,fi U斗 的 (AV) n:二臼 0.9Uz (10.2.9) 由于桥式整流电路实现了全波整流电路,官将 U2 的负半周也利用起来, 所以在变压器副边电压有效值相同的情况下,输出电压的平均值是半波整流电 路的两倍。 输出电流的平均值(即负载电阻中的电流平均值) I O(AV) - UOMV)~ 巴旦旦 R ~R L L ( 10.2.10) 在变压器副边电压相同、且负载也相同的情况下,输出电流的平均值也是 半波整流电路的两倍。 根据谐波分析,桥式整流电路的基波 U 01M 的角频率是凹的 2 倍,即 10OHz , urfx2d 叽/π。故脉动系数 520 第 10 章直流电源 U 5= 一 0V1.lMlTι= :2 =0.67 UO(AV) 3 (10.2.11) 与半波整流电路相比,输出电压的脉动减小很多。 四、二极管的选择 在单相桥式整流电路中,因为每只二极管只在变压器副边电压的半个周期 通过电流,所以每只二极管的平均电流只有负载电阻上电流平均值的一半,即 I IO(AV)0.45U2 = 川) 2 = R L ( 10.2.12) 与半波整流电路中二极管的平均电流相同。 根据图 9.2.6 中所示 UD 的波形可知,二极管承受的最大反向电压 URmax =.fi U2 ( 10.2.13) 与半液整流电路中二极管承受的最大反向电压也相同。 考虑到电网电压的波动范围为土 10% ,在实际选用二极管时,应至少有 10% 的余量,选择最大整流电流 lr 和最高反向工作电压 U RM 分别为 F> 一 1.一1τ IO一 (Av) =1• •.1'>/-2U72 4π l{ L ( 10.2.14) URM > 1. 1 .fi U2 (10.2.15) 单相桥式整流电路与半夜整流电路相比,在相同的变压器副边电压下,对 二极管的参数要求是一样的,并且还具有输出电压高、变压器利用率高、脉动 小等优点,因此得到相当广泛的应用。目前有不同性能指标的集成电路,称之 为"整流桥堆"。它的主要缺点是所需二极管的数量多,由于实际上二极管的 正向电阻不为零,必然使得整流电路内阻较大,当然损耗也就较大。 可以想象,如果将桥式整流电路变压器副边中点接地,并将两个负载电阻 相连接,且连接点接地,如图 10.2.7 所示:那么根据桥式整流电路的工作原 理,当 A 点为"+" B 点为" "时, Dj 、民导通 , D2 、民截止,电流如图 中实线所示;而当 B 点为 " + "点 A 为" "时, D2 、 D4 导通, Dj 、 D3 截 止,电流如图中虚线所示;这样,两个负载上就分别获得正、负电源。可见, -220V 50 Hz 图 10.2.7 利用桥式整流电路实现正、负电源 10.2 整流电路 521 利用桥式整流电路可以轻而易举地获得正、负电源,这是其它类型整流电路难 于做到的。 在实际应用中,当整流电路的输出功率(即输出电压平均值与电流平均值 之积)超过几千瓦且又要求脉动较小时,就需要采用三相整流电路。三相整流 电路的组成原则和方法与单相桥式整流电路相同,变压器副边的三个端均应接 两只二极管,且一只接阴极,另一只接阳极,电路如图 10.2.8 (a) 所示:利用 前面所述方法分析电路,可以得出其波形,如图 (b) 所示。 u、 + D飞 Um U2.( U '2 A U 2B Rd I Uo U ,ι D, (a) 图 10.2.8 三相整流电路及其波形 ( a) 电路 ( b) 波形 [例 10.2.2] 在图 10.2.5 所示电路中,已知变压器副边电压有效值 U2 = 30 V ,负载电阻 R L = 100 n 。试问: (1)输出电压与输出电流平均值各为多少? (2) 当电网电压波动范围为:t 10% ,二极管的最大整流平均电流 IF 与最 高反向工作电压 U RM 至少应选取多少? (3) 若整流桥中的二极管 Dl 开路或短路,则分别产生什么现象? 解: (1) 根据式(1 0.2.9) ,输出电压平均值 UO(Av)=0.9U2 =0.9x30 V=27 V 根据式(1 0.2.10) ,输出电流平均值 (AV) =一U半0R旦1 旦AV=、 一._~1'207_0 A = 0.27 A L (2) 根据式(10.2.12) 和式 (10.2.13) ,二极管的最大整流平均电流Ir和最 高反向工作电压 U RM 分别应满足 IF> 寸1.巴11101.‘=川 1. 1 x 0了 .27 A=O 则 A URM > 1. 1 fi U2 =1. 1 x fi x 30 V=46.7 V 522 第 10 章直流电源 (3) 若 Dl 开路,则电路仅能实现半波整流,因而输出电压平均值仅为原 来的一半。若 Dl 短路,则在的的负半周将变压器副边电压全部加在 D2 上, D2 将因电流过大而烧坏,且若 D2 烧成为短路,则有可能烧坏变压器。 思考题 10.2.1 10.2.2 若单相半波整流电路中的二极管接反,则将产生什么现象? 试问单相桥式整流电路中若有一只二极管接反,则将产生什么现象? 滤波电路 整流电路的输出电压虽然是单一方向的,但是含有较大的交流成分,不能 适应大多数电子电路及设备的需要。因此,一般在整流后,还需利用滤波电路 将脉动的直流电压变为平滑的直流电压。与用于信号处理的滤波电路相比,直 流电源中滤波电路的显著特点是:均采用无源电路;理想情况下,滤去所有交 流成分,而只保留直流成分;能够输出较大电流;而且,因为整流管工作在非 线性状态(即导通或截止) ,故而滤波特性的分析方法也不尽相同。 10.3.1 电窑滤波电路 电容滤波电路是最常见也是最简单的滤波电路,在整流电路的输出端(即 负载电阻两端)并联一个电容即构成电容滤波电路,如图 10.3.1 (a) 所示。滤 波电容容量较大,因而一般均采用电解电容,在接线时要注意电解电容的正、 + Rd I U() uo b (a) Uo π αJ( (b) π αJ( (c) 图 10.3.1 单相桥式整流电容滤波电路及稳态时的波形分析 ( a) 电路 ( b) 理想情况下的波形 ( c) 考虑整流电路内阻时的波形 10.3 滤波电路 523 负极。电容滤波电路利用电容的充放电作用,使输出电压趋于平滑。 一、捷、波原理 当变压器副边电压 U2 处于正半周并且数值大于电容两端电压 Uc 时,二极 管 Dl 、 D3 导通,电流一路流经负载电阻 RL' 另→路对电容 C 充电。因为在理 想情况下,变压器副边无损耗,二极管导通电压为零,所以电容两端电压 Uc ( UL) 与 U2 相等,见图 10.3.1 (b) 中曲线的 d 段。当 U2 上升到峰值后开始下 降,电容通过负载电睦 R L 放电,其电压 Uc 也开始下降,趋势与 U2 基本相 同,见图 (b) 中曲线的 bc 段。但是由于电容按指数规律放电,所以当的下降 到一定数值后,町的下降速度小于向的下降速度,使 Uc 大于向从而导致 Dl 、民反向偏置而变为截止。此后,电容 C 继续通过几放电 , Uc 按指数规 律缓慢下降,见图 10.3.1 (b)cd 段。 当町的负半周幅值变化到恰好大于 Uc 时, D2 、马因加正向电压变为导 通状态 , U2 再次对 C 充电 , Uc 上升到町的峰值后叉开始下降;下降到一定 数值时 D2 、 D4 变为截止, C 对 R L 放电 , Uc 按指数规律下降;放电到一定数 值时 Dl 、民变为导通,重复上述过程。 从图 10.3.1 (b) 所示波形可以看出,经滤、被后的输出电压不仅变得平滑, 而且平均值也得到提高。若考虑变压器内阻和二极管的导通电阻,则 Uc 的技 形如图 (c) 所示,阴影部分为整流电路内阻上的压降。 从以上分析可知,电容充电时,回路电阻为整流电路的内阻,即变压器内 阻和二极管的导通电阻之和,其数值很小,因而时间常数很小。电容放电时, 因路电阻为 RL' 放电时间常数为 RLC , 通常远大于充电的时间常数。因此, 滤波效果取决于放电时间。电容愈大, u 负载电阻愈大,滤波后输出电压愈平滑, 并且其平均值愈大,如图 10.3.2 所示。 换言之,当滤波电容容量一定时,若负 载电阻减小(即负载电流增大) ,则时间 常数 RLC 减小,放电速度加快,输出电 压平均值随即下降,且脉动变大。 π 2π αJ( 图 10.3.2 RLC 不同时 Uc 的波形 二、输出电压平均值 捷、波电路输出电压波形难于用解析式来描述,近似估算时,可将图 10.3.1 (c) 所示波形近似为锯齿波,如图 10.3.3 所示。图中 T 为电网电压的周期。设 整流电路内阻较小而 RLC 较大,电容每次充电均可达到的的峰值(即 U Om阻= {i u2 ) , 然后按 RLC 放电的起始斜率直线下降,经 RLC 交于横轴,且在 T/2 处的数值为最小值 U Omin ' 则输出电压平均值为 524 第 10 章直流电源 = U(\I 4\1\ UOmax + UOmin O(AV) = " u 1. 1 fi U2 = 1. 1 fi x 12.5 V= 19.5 V 实际可选取容量为 300 川、耐压为 25 V 的电容做本电路的滤波电容。 10.3.2 倍压整流电路 利用滤波电容的存储作用,由多个电容和二极管可以获得几倍于变压器副 边电压的输出电压,称为倍压整流电路。 图 10.3.6 所示为二倍压整流电路 , U2 为变压器副边电压有效值。其工作 原理简述如下:当 U2 正半周时, A 点为'''+'', B 点为"-",使得二极管 D} 导通, D2 截止 ; C 1 充电,电流如图中实线所示; Cιl 上电压极性右为"+", 左为" Cιl 上电压与变压器副边电压相加,使得 D乌2 导通, D} 截止; C2 充电,电流如 图中虚线所示 ;C2 上电压的极性下为"+",上为"-",最大值可达 2fiu2 。 IFJ丰DDc 丰i; 图 10.3.6 二倍压整流电路 10.3 滤波电路 527 可见,是 C 1 对电荷的存储作用,使输出电压(即电容 C2 上的电压)为变压器 副边电压峰值的 2 倍,利用同样原理可以实现所需倍数的输出电压。 图 10.3.7 所示为多倍压整流电路,在空载情况下,根据上述分析方法可 得, C 1 上电压为在屿 , CI - C6 上电压均为 2 ,f2 U2o 因此,以 C 1 两端作为输出 端,输出电压的值为 {i U2 ; 以 C2 两端作为输出端,输出电压的值为 2 {i U2 ; 以 C 1 和 C3 上电压相加作为输出,输出电压的值为 3 {i U2 ……依此类推,从 不同位置输出,可获得 ,f2 U2 的 4 、 5 , 6 倍的输出电压。应当指出,为了简便 起见,分析这类电路时,总是设电路空载,且已处于稳态;当电路带上负载 后,输出电压将不可能达到 U2 峰值的倍数。 C、 C, Có -220 V 50 Hz C, C吨 C, 图 10.3.7 多倍压整流电路 10.3.3 其它形式的滤波电路 一、电感滤波电路 在大电流负载情况下,由于负载电阻 R L 很小,若采用电容滤波电路,则 电容容量势必很大,而且整流二极管的冲击电流也非常大,这就使得整流管和 电容器的选择变得很困难,甚至不太可能,在此情况下应当采用电感滤波。在 整流电路与负载电阻之间串联一个电感线圈 L 就构成电感捷、波,如图 10.3.8 所示。由于电感线圈的电感量要足够大,所以一般需要采用有铁心的线圈。 + 图 10.3.8 单相桥式整流电感滤波电路 电感的基本性质是当流过它的电流变化时,电感线圈中产生的感生电动势 528 第 10 章直流电源 将阻止电流的变化。当通过电感线圈的电流增大时,电感线圈产生的自感电动 势与电流方向相反,阻止电流的增加,同时将一部分电能转化成磁场能存储于 电感之中;当通过电感线圈的电流减小时,自感电动势与电流方向相同,阻止 电流的减小,同时释放出存储的能量,以补偿电流的减小。因此,经电感滤破 后,不但负载电流及电压的脉动减小,波形变得平滑,而且整流二极管的导通 角增大。 整流电路输出电压可分解为两部分,一部分为直流分量,它就是整流电路 输出电压的平均值的 (AV) ,对于全波整流电路,其值约为 0.9U2 ; 另一部分为 交流分量问;如图 10.3.8 所标注。电感线圈对直流分量呈现的电抗很小,就 是线圈本身的电阻 R; 而对交流分量呈现的电抗为 ωL 。所以若二极管的导通 角近似为 π ,则电感滤波后的输出电压平均值 R, R, UO(AV) = 互了_ 五LL_-. tlj]DT(\ f AAUV\:):::::::: 一一~一 R+RL '0.9U 2 (10.3.5) 输出电压的交流分量 RL RL Ri U()= V J( ωL)2 + • U ,-I =一-;:. Ud ~ωL (10.3.6) 从式(1 0.3.5) 可以看出,电感滤波电路输出电压平均值小于整流电路输出 电压平均值,在线圈电阻可忽略的情况下 , UO(AV)=0.9U2 o 从式 (10.3.6) 可 以看出,在电感线圈不变的情况下,负载电阻愈小(即负载电流愈大) ,输出电 压的交流分量愈小,脉动愈小。注意,只有在 R L 远远小于 ωL 时,才能获得 较好的滤波效果。显然 , L 愈大,滤波效果愈好。 另外,由于撞波电感电动势的作用,可以使二极管的导通角等于 π ,减小 了二极管的冲击电流,平滑了流过二极管的电流,从而延长了整流二极管的 寿命。 二、复式滤波电路 当单独使用电容或电感进行滤波,效果仍不理想时,可采用复式滤波电 路。电容和电感是基本的谴波元件,利用它们对直流量和交流量呈现不同电抗 的特点,只要合理地接入电路都可以达到惊肢的目的。图 10.3.9 (a) 所示为 LC 滤波电路,图 (b) 、 (c) 所示为两种 π 型滤波电路。读者可根据上面的分析 方法分析它们的工作原理。 三、各种谑波电路的比较 表 10.3.1 中列出各种滤波电路性能的比较。构成滤波电路的电容及电感 应足够大,。为二极管的导通角,凡。角小的,整流管的冲击电流大;凡。角 大的,整流管的冲击电流小。 10.4 稳压管稳压电路 529 + 十 Uo Rd I Uo (a) + UD (b) + ,R II U() (c) 图 10.3.9 复式滤波电路 (a) LC 泼、波电路 (b) LC π 型滤波电路 (c) RC π 型滤波电路 表 10.3.1 各种滤波电路性能的比较 主芝L 电容滤波 电感滤波 LC 滤波 RC 或 LC π 型滤波 UL( AV)/ U2 。 适用场合 1. 2 小电流负载 0.9 大 大电流负载 0.9 大 适应性较强 1. 2 小电流负载 思考题 10.3.1 在单相桥式整流、电容滤波电路中,若有→只二极管断路,则输出电压平均 值是否为正常时的一半?为什么。 10.3.2 为什么用电容滤波要将电容与负载电阻并联,而用电感滤波要将电感与负载 电阻串联? 稳庄管稳庄电路 虽然整流洁、波电路能将正弦交流电压变换成较为平滑的直流电压,但是, 一方面,由于输出电压平均值取决于变压器副边电压有效值,所以当电网电压 波动时,输出电压平均值将随之产生相应的技动;另一方面,由于整流滤波电 路内阻的存在,当负载变化时,内阻上的电压将产生变化,于是输出电压平均 值也将随之产生相反的变化。例如,如果负载电阻减小,则负载电流增大,内 530 第 10 章直流电源 阻上的电流也就随之增大,其压阵必然增大,输出电压平均值必将相应减小。 因此,整流滤波电路输出电压会随着电网电压的波动而波动,随着负载电阻的 变化而变化。为了获得稳定性好的直流电压,必须采取稳压措施。本节将对稳 压管稳压电路的组成、工作原理和电路参数的选择一一加以介绍。 10.4.1 电路组成 由稳压二极管 Dz 和限流电阻 R 所组成的稳压电路是一种最简单的直流稳 压电源,如图 10 .4 .1 中虚线框内所示。其输入电压 U[ 是整流滤波后的电压, 输出电压的就是稳压管的稳定电压屿,凡是负载电阻。 D , -D斗 + U 。 图 10.4.1 稳压二极管组成的稳压电路 从稳压管稳压电路可得两个基本关系式 = > r z ' 且 R >> rz , 因而 + RL 11 !!.Uo 所以稳压系数 图 10 .4 .3 稳压管稳压电路的 交流等效电路 S A UotlI rzfjI r- - t一 :. U一 1 ~Uo一- .R-­ Uz (10 .4 .5) 式(1 0.4.5) 表明,为使 Sr 数值小,需增大 R; 而在 Uo CUz ) 和负载电流确定 的情况下,若 R 的取值大,则矶的取值必须大,这势必使 Sr 增大;可见 R 和 U1 必须合理搭配 , Sr 的数值才可能比较小。 根据式 (10.4.4) ,稳压管稳压电路的输出电阻为 Ro = R// r z = r z (1 0.4.6) 在一些文献中,也常用电压调整率和电流调整率来描述稳压性能。在额定 负载且输入电压产生最大变化的条件下,输出电压产生的变化量 t:. U 0 称为电 压调整率;在输入电压一定且负载电流产生最大变化的条件下,输出电压产生 的变化量 t:. U0 称为电流调整率。 10.4.4 电路参数的选择 设计一个稳压管稳压电路,就是合理地选择电路元件的有关参数。在选择 元件时,应首先知道负载所要求的输出电压 Uo , 负载电流 IL 的最小值 ILmin 和 最大值 hmaxC 或者负载电阻 R L 的最大值 R Lmax 和最小值 R Lmin ) ,输入电压 U1 的 波动范围(一般为 :t 10%) 。 一、稳压电路输入电压叭的选择 根据经验,一般选取 U1 =(2-3)Uo U1 确定后,就可以根据此值选择整流滤波电路的元件参数。 (1 0 .4 .7) 二、稳压营的选择 在稳压管稳压电路中 Uo = UZ ; 当负载电流 h 变化时,稳压管的电流将产 生一个与之相反的变化,即 AIDz 坦- t:. h , 所以稳压管工作在稳压区所允许的 10.4 稳压管稳压电路 533 电流变化范围应大于负载电流的变化范围,即 1Zmax - 1Zmin > 1Lmax - 1Lmin 。选择 稳压管时应满足 (川 o (川 a) IZm.x - IZmin> I Lmax - I Lmin (1 0 .4 .8b) 若考虑到空载时稳压管流过的电流 IDz 将与 R 上电流 IR 相等,满载时 IDz 应大 于 IZmin' 稳压管的最大稳定电流 IZM 的选取应留有充分的余量,则还应满足 I ZM ~ hmax + I Zmin 三、限流电阻 R 的选择 (10 .4 .9) R 的选择必须满足两个条件:一是稳压管流过的最小电流 IhDzPzEmmzn川m1口mm1u 应大于稳 压管的最小稳定电流 IZmi'μx 应小于稳压管的最大稳定电流 IZ叩m 阻(即手册中的 IZ川M )。即 IzmmZEIDzsgIzmax (10.4.10) 从图 10 .4 .1 所示电路可以看出 = U,- U7 I R -王」 (10 .4 .11) IDz=IR-IL(10.4.12) 当电网电压最低(即 U1 最低)且负载电流最大时,流过稳压管的电流最 小,根据式 (10 .4 .10) 、 (10 .4 .11) 、 (10 .4 .12) 可写成表达式 1Dz-m- in = 1Rmax - 1Lmax = -U-,=…:;n2-出云U一二7 n -I Lm田注 ]z 由此得出限流电阻的上限值为 R__. m皿 -=- ~Imin ~ Uz Iz + I Lmax (10 .4 .13) 式中 ILmn皿皿 = Uz/ RLmin 当电网电压最高(即 U叫I 最高)且负载电流最小时,流过稳压管的电流最 大,根据式 (10 .4 .10) 、 (10 .4 .11 )、 (10 .4 .12) 可写成表达式 In z-m--皿--- =IRmH-IIazzzn= 」 UI2~11气 … -了U~7 1飞 - 1Lmin :S;; 1ZM 由此得出限流电阻的下限值为 Rmm - 旦旦二旦旦 I ZM + I Lmin (10 .4 .14) 式中 ILmi户的/ R Lmaxo R 的阻值一旦确定,根据它的电流即可算出其功率。 [倒 10.4.1] 在固 10 .4 .1 所示电路中,已知 U1 = 15 V ,负载电流为 10- 534 第 10 事直流电源 20 rnA;稳压管的稳定电压的= 6 V ,最小稳定电流 IZmin = 5 时,最大稳定电 流 IZmax=40 rnA, r z =150 。 ( 1)求解 R 的取值范围; (2) 若 R = 2500 ,则稳压系数民和输出电阻 R。各为多少? (3) 为使稳压性能好一些,在允许范围内 , R 的取值应当偏大些,还是偏 小些?为什么? 解: (1)根据式(1 0 .4 .13) 、 (10.4.14) R___ = !:- _.mjImn-U~~ == (I 一15一_-:6: x 10毛'}10= 360 0 MIzmm+IMM 飞 5 + 20 .. -~ J R_;" = m 1.VUZmjlmmaxax+-1. LUmiιzn ==1飞( 一 4,10}一+- ,.6v^_ 10 x '" 103 )10 -~ J = 180 0 因此 , R 的取值范围是 180 - 3600 。 (2) 根据式(1 0 .4 .5) 、 (10 .4 .6) S r ~=一Rr一z+一r一z·U一Ij1Z一--一25一01一+一51一51'5-6:=0.14 Ro= rz =15 0 (3) 在允许范围内 , R 的取值应当偏大些。因为式 (10 .4 .5) 、( 10 .4 .6) 表 明,当其余参数确定的情况下 , R 愈大, Sr 愈小 , R。愈接近几。 [例 10.4.2] 在图 10.4.1 所示电路中,已知 U I = 12 V ,电网电压允许波 动范围为土 10% ;稳压管的稳定电压的 =5 V ,最小稳定电流 Izmn=5 时,最 大稳定电流 IZmax = 30 时,负载电阻 R L= 250 - 350 0 。试求解: (1) R 的取值范围; (2) 若限流电阻短路,则将产生什么现象? 解: (1)首先求出负载电流的变化范围: hmax = UzI R Lmin = (5/250) A = 0.02 A hmin = UzI R Lmax = (5/350) A=0.0143 A 再求出 R 的最大值和最小值 R = f J lmin - Uz-0.9 x 12-50=2320 max - IZmin + hmax - 0.005 + 0.02 R_;" = .UImax - Uz-1.1 x 12-50=1850 min - lZmax + hmin - 0.03 + 0.0143 所以 , R 的取值范围是 185 - 2320 。 (2) 若限流电阻短路,则 UI 全部加在稳压管上,使之因电流过大而烧坏。 稳压管稳压电路的优点是电路简单,所用元件数量少;但是,因为受稳压 管自身参数的限制,其输出电流较小,输出电压不可调节,因此只适用于负载 10.5 串联型稳压电路 535 电流较小,负载电压不变的场合。 思考题 10.4.1 在稳压管稳压电路中,限流电阻的作用是什么?其值过小或过大将产生什么 现象? 10.4.2 在选择稳压管稳压电路中的限流电阻 R 时,若计算出 R 应大于 300 0 、小子 270 O. 则说明出现了什么问题?应如何解决? 10.4.3 若计算出稳压管稳压电路中的限流电阻 R 应在 2∞ -3∞ Q 之间,则应选择 R 接近 3∞ 0 、还是 2∞ O. 为什么? 10.4.4 在选择稳压管稳压电路中的稳压管时,若 IZM < ILmax ' 一旦负载由于某种原因 开路,则将产生什么现象。 串联型稳臣电路 稳压管稳压电路输出电流较小,输出电压不可调,不能满足很多场合下的 应用。串联型稳压电路以稳压管稳压电路为基础,利用晶体管的电流放大作 用,增大负载电流;在电路中引入深度电压负反馈使输出电压稳定:并且,通 过改变反馈网络参数使输出电压可调。 10.5.1 串联型稳压电路的工作原理 一、基本调整管电路 如前所述,在图 10.5.1 (a) 所示稳压管稳压电路中,负载电流最大变化范 R + + + U1 Dz RLII Uo U1 (a) (b) + Uo (ι) 图 10.5.1 基本调整管稳压电路 (a) 稳压管稳压电路 (b) 加晶体管扩大负载电流的变化范围 (c) 常见画法 536 第 10 章直流电源 围等于稳压管的最大稳定电流和最小稳定电流之差 (IZmax - IZmin) 。不难想像, 扩大负载电流最简单的方法是:将稳压管稳压电路的输出电流作为晶体管的基 极电流,而晶体管的发射极电流作为负载电流,电路采用射极输出形式,如图 10.5.1 (b) 所示,常见画法如图 (c) 所示。 由于图 (b) 、 (c) 所示电路引入了电压负反馈,故能够稳定输出电压。但它 们与一般共集放大电路有着明显的区别:其工作电惊叫不稳定,"输入信号" 为稳定电压的,并且要求输出电压 U。在 U( 变化或负载电阻 R L 变化时基本 不变。 其稳压原理简述如下。 当电网电压波动引起 U( 增大,或负载电阻 R L 增大时,输出电压 U o 将随 之增大,即晶体管发射极电位的升高;稳压管端电压基本不变,即晶体管基 = 极电位 UB 基本不变;故晶体管的 UBE ( UB - UE ) 减小,导致 IB (IE) 减小, 从而使 Uo 减小;因此可以保持 U o 基本不变。当 U( 减小或负载电阻 R L 减小 时,变化与上述过程相反。可见,晶体管的调节作用使的稳定,所以称晶体 管为调整管,称图 (b) 、 (c) 所示电路为基本调整管电路。 根据稳压管稳压电路输出电流的分析已知,晶体管基极的最大电流为 (IZmax - IZmin) ,因而图 (b) 所示的最大负载电流为 ILmax=(l+ 卢) ( 1Zmax - 1Zmin ) (10.5.1) 这也就大大提高了负载电流的调节范围。输出电压为 Uo = U z - U BE (10.5.2) 从上述稳压过程可知,要想、使调整管起到调整作用,必须使之工作在放大 状态,因此其管压降应大于饱和管压降 UCES ; 换言之,电路应满足 UI~ Uo + UCES 的条件。由于调整管与负载相串联,故称这类电路为串联型稳压电源;由 于调整管工作在线性区,故称这类电路为线性稳压电源。 二、具有放大环节的串联型稳压电路 式 (10.5.2) 表明基本调整管稳压电路的输出电压仍然不可调,且输出电压 将因 UBE 的变化而变,稳定性较差。为了使输出电压可调,也为了加深电压负 反馈以提高输出电压的稳定性,通常在基本调整管稳压电路的基础上引入放大 环节。 1.电路的构成 若同相比例运算电路的输入电压为稳定电压,且比例系数可调,则其输出 电压就可调节;同时,为了扩大输出电流,集成运放输出端加晶体管,并保持 射极输出形式,就构成具有放大环节的串联型稳压电路,如图 10.5.2 (a) 所 示。输出电压为 10.5 串联型稳压电路 537 U,, =(l+ 旦土 ~ïì 。-飞 Rí + R3 J V Z (1 0 . 5 . 3 ) 由于集成运放开环差模增益可达 80 dB 以上,电路引入深度电压负反馈,输出 电阻趋近于零,因而输出电压相当稳定。图 (b) 所示为电路的常见画法。 + U O + Uo 基准电压电路 Dz (a) (b) 图 10.5.2 具有放大环节的串联型稳压电路 ( a) 原理电路 ( b) 常见画法 在图 (b) 所示电路中,晶体管 T 为调整管,电阻 R 与稳压管 Dz 构成基准 电压电路,电阻 RJ 、矶和 R3 为输出电压的采样电路,集成运放作为比较放 大电路,如图中所标注。调整管、基准电压电路、采样电路和比较放大电路是 串联型稳压电路的基本组成部分。 2. 稳压原理 当由于某种原因(如电网电压波动或负载电阻的变化等)使输出电压 UO 升 高(降低)时,采样电路将这一变化趋势送到 A 的反相输入端,并与同相输入 端电位的进行比较放大 ;A 的输出电压,即调整管的基极电位降低(升高) ; 因为电路采用射极输出形式,所以输出电压 UO 必然降低(升高 ) ,从而使 UO 得到稳定。可简述如下: UOt 一-- UN 干一-- UB ~一-- UO~ 或 UO~ --- UN ~ --- UB t 一-- UOt 可见,电路是靠引人深度电压负反馈来稳定输出电压的。 3. 输出电压的可调范围 在理想运放条件下 , UN = Up = Uz 。所以,当电位器 R2 的滑动端在最上 端时,输出电压最小,为 = Uo,,_m ,. - mRJ-+RR< 22 ++ R R~3. ULz (10.5 .4) 538 第 10 章直流电源 当电位器凡的滑动端在最下端时,输出电压最大,为 U Omax = R1 "1 + ' ~Ro:'+ R"~飞. Uz (1 0.5 , 5) 若 R 1 =R2 =R3 =300n , Uz =6V , 则输出电压 9V~Uo~三 18 V 。 4 ,调整管的选择 在串联型稳压电路中,调整管是核心元件,它的安全工作是电路正常工作 的保证。调整管常为大功率管,因而选用原则与功率放大电路中的功放管相 同,主要考虑其极限参数 1CM' U(BR) CEO 和 P CM 。调整管极限参数的确定,必须 考虑到输入电压 UI 由于电网电压波动而产生的变化,以及输出电压的调节和 负载电流的变化所产生的影响。 从图 10.5.2 (b) 所示电路可知,调整管 T 的发射极电流 IE 等于采样电阻 Rl 中电流和负载电流 h 之和(lE = IR1 + h); T 的管压降 UCE 等于输入电压 UI 与输出电压的之差 (U α = UI - UO ) 。显然,当负载电流最大时,流过 T 管发 射极的电流最大,即 IEmax = I R1 + ILmaxo 通常 , Rl 上电流可忽略,且 IEmax 臼 1Cmax' 所以调整管的最大集电极电流 ICmax = I Lmax (10.5 , 6) 当电网电压最高(即输入电压最高) ,同时输出电压又最低时,调整管承受 的管压降最大,即 = UCEmax UImax - UOmin ( 10 .5 , 7) 当晶体管的集电极(发射极)电流最大(即满载) ,且管压降最大时,调整管 的功率损耗最大,即 P Cmax = 1 U Cmax CEmax ( 10 . 5 , 8 ) 根据式 (10.5.6) 、 (10.5 , 7) 、 (10 , 5 , 8) ,在选择调整管 T 时,应保证其最 大集电极电流、集电极与发射极之间的反向击穿电压和集电极最大耗散功率 满足 , E B E E t , 、 , u- M 'buUE M ( I R U 〉 川 、 A vi E' m 肌尸 U h M (-h MOm F-nurOm E B B ‘ 口阳 μ 刚 MI X 盯U 、 、 n , / (10 , 5.9a) (10 , 5 , 9b) (10 , 5 , 9c) 肌 实际选用时,不但要考虑一定的余量,还应按手册上的规定采取散热 措施。 在图 10 , 5 , 2 (b) 所示电路中,如果最大负载电流为 500 mA;输出电压调节 范围为 10 - 20 V; 输入电压 25 V ,波动范围为:!: 10 % ;那么选择 T 管时,其极 限参数应为 1CM > h =500 mA 10.5 串联型稳压电路 539 U(BR) CEO > 1. 1 U1 - UOmin = (1. 1 x 25 - 10) V = 17.5 V P CM > h ( 1. 1 U1 - UOmin) = (0. 5 x 17. 5) W = 8 .75 W 一、串联型稳压电路的方框圄 根据上述分析,实用的串联型稳压电路至少包含调整管、基准电压电路、 采样电路和比较放大电路等四个部分。此外,为使电路安全工作,还常在电路 中加保护电路(见节 10.5.2) ,所以串联型稳压电路的方框图如图 10.5.3 所示。 + Rdl Uo 图 10.5.3 串联型稳压电路的方框图 i 例 10.5.11 电路如图 10.5.2 (b) 所示,已知输入电压叭的波动范围为 土 10% ,调整管的饱和管压降 UcEs =2V , 输出电压 U O 的调节范围为 5 - ' 20 V, Rl = R3 = 200 n 。试问: (1)稳压管的稳定电压 Uz 和凡的取值各为多少? (2) 为使调整管正常工作 , U1 的值至少应取多少? 解 : (1)输出电压的表达式为 , U R R R R1 + R A +A + R飞 J-tlzz三 R3 - L~ + Uυ o :!!.三R墨K 1 n-2 + 3 •• -. z 2 将 Uomin =5 V 、 UOmax = 20 V 、 Rl = R3 = 2∞ Q 代入上式,解二元方程,可得 R2 =600 n , Uz =4 V 。 (2) 所谓调整管正常工作,是指在输入电压波动和输出电压改变时调整管 应始终工作在放大状态。研究电路的工作情况可知,在输入电压最低且输出电 压最高时管压降最小,若此时管压降大于饱和管压降,则在其它情况下管子一 = 定会工作在放大区。用式子表示为 UCEmin U1min - UOmax > UCES' 即 U1min > UOmax + UCES 代入数据 一" 0.9 U1 > (20 + 2)V 得出 U1 >24.7V ,故 U1 至少应取 25 V 。 ['Ø~ 10.5.21 电路如图 10.5.2 (b) 所示,已知集成运放输出电流 10 最大 值为 2 时,调整管的电流放大倍数为 30 。试问: 540 第 10 章直流电源 (1)最大负载电流 ILmax 约为多少? (2) 若稳压电路的输出电流为 1 A ,应采取什么 办法?画出改进部分的电路图来。 解: (1) 最大负载电流 = ILm♂ IEmax = ICmax =卢'/0 (30 x 2) mA =ω mA (2) 可用复合管做调整管,如图 10.5 .4所示。 此时, I Lmax = IEmax 臼 ICmax =卢 lß2 10 , 只要 ß1ß2 > 5∞,就可使稳压电路的输出电流达到 1 A 以上。若 品= 30 ,则要求卢2> 17 0 图 10.5.4 用复合管作 调整管 10.5.2 集成稳压器中的基准电压电路和保护电路 从 10.5.1 节的分析可知串联型稳压电路的基本组成部分及它们的功能。 集成稳压器内的基准电压电路与分立元件电路有着明显的差别,而且芯片内部 的保护电路也与分立元件电路不尽相同,下面将一一加以介绍。 一、基准电压电路 式 (10.5 .4)和 (10.5.5) 表明,串联型稳压电路输出电压的稳定性取决于基 准电压的稳定性,因而通常要求基准电压电路具有温度系数为零、输出电阻 小、噪声低等特点。 1.稳压管基准电压电路 图 10.5.5 所示为稳压管基准电压电路。设稳 压管 Dz 的稳定电压为屿,晶体管 T2 导通时 b - e I~ 间电压为 U BE , 则输出基准电压为 UREF = U BE + Uz (1 0.5.10) UREF 由于图中的稳压管具有正温度系数,即温度 升高时的增大,反之则的减小;而飞的发射 结在正向导通时具有负温度系数,即在基极电流 基本不变条件下,温度升高时 U BE 减小,反之 UBE增大:所以该电路具有温度补偿作用。当植图 10.5.5 稳压管基准电压电路 度变化时,的与 UBE 的变化相反,互相抵消,使 U REF变化很小。此外,电路采用射极输出形式,引入了电压负反馈,进一步提 高了 U REF 的稳定性,且使输出电阻更小。 图 10.5.6 (a) 所示为零温度系数基准电压电路,其等效电路如图 (b) 所示。 己知稳压管的稳定电压具有正温度系数, NPN 型管 b-e 间电压 UBE 具有负温 度系数。设 n 个和 m 个二极管的导通电压 UBE基本相等,则基准电压为 10.5 串联型稳压电路 541 R C Dz 4 (a) (b) 图 10.5.6 零温度系数基准电压电路及其等效电路 ( a) 原理电路 ( b) 等效电路 UREF = /ER2 + mU BE (1 0.5.1 1) I E -- Uz - (m + n) UBE Rl + R2 (10.5.12) 将式 (1 0.5.12) 代入 (10.5.11) ,整理可得 UREF -- ElzR2 + (mRl - nR2) UBE R1 + R2 (1 0.5.13) 在集成电路内,因材料相同, Rl 与 R2 具有同样的温度系数,当温度变化时其 比值不变,它们随温度变化而产生的变化量相互抵消,因而对 U REF 的影响很 小,可忽略不计。所以 U REF 的温度系数为 d U REF R2 dU z mRl - nR2 dUBE dT - R1 + R2 d T' R1 + R2 dT (10.5.14) 设 一ddU-Tzl/j-dd们1TE=-,k. ,,代""人~~ 式~" (1~0'.- 5" .1'4/)',令, -J l盯EE=0 dT ,可得 542 第 10 章直流电源 Rl n - k R2 m (10.5.15) 上述分析表明,在 m 、 n 、稳压管的 Uz 和二极管的 UBE 的温度系数确定 的情况下,只要 R 1 与 R2 按式 (10.5.15) 取 值,就可做到基准电压温度系数为零。 2. 能隙基准电压电路 U DRFLF 稳压管基准电压电路提供的基准电压 中含有较高的噪声电平,因而在很多集成 稳压器中采用能隙基准电压电路,也称带 隙①基准电压电路或禁带宽度基准电压电 T 1 路,其基本组成如图 10.5.7 所示。从图可 知,基准电压为 UREF = UBE3 + 12 R2 (1 0.5.16) U_ 由 = 而 12 = 13 = Isei才②,且 13R3 U BE1 - U BE2 0 由于电路中晶体管具有相同的特性,所以 U RUEU U RU E E , U nI S E t T·· 飞 图 10.5.7 h、 z勺 、· · · 1 1 F 能隙基准电压电路 13 自主矶ln( ~~) 、 因而 R2 上的电压为 U", =I, K 2."""'" .0; j R? ."2. 自 -- 子 RR3, . I U lnl ..., T1 飞 ~1土, 12 \JI (10.5.17) 由于 T1 和 T3 特性相同,若 UBE1 = UBE3 , 则 R 1 上电压与几上电压近似相 等,即 I1R1=/2R2' 故 11 //2 = R 2/ Rl 。代入式 (10.5.17) ,可得 R句 I R, \ UR2 =/3 R2 白云~. UTln~ 司 将上式代入式 (10.5.16) ,可得基准电压为 R_:'R句 I R, \ UREt'= UBE3 + UTln~ 页~J (10.5.18) 式中 UBE3 的温度系数 α 为负值,且 α = d UBE/d T = - (1. 8 - 2 .4) mV/K ,故可 将 U BE3 表示为 = UBE3 Ugo + αT (10.5.19) ① 即英文 Bandgap reference 0 ② 见本书1. 1 节。 10.5 串联型稳压电路 543 式中 Ug。为硅材料在 OK 时外推禁带宽度(能带间隙)的电压值,又称为能隙电 压值,根据 PN 结的分析,其值为 Ugo =1.205 V 因此基准电压为 UREF = Ugo + α T + UR2 • 即 , \I U阳坦 U区。 8 +α T+ 云 <<2 . 且3 U-"T1.叫 _.. (\ 一1121 \1= /- U_. - g2o0 + . α T_ + ~• . 言RR~23. U_T.l. nlI ~ .... \ 子 RR 1 l (10.5.20) (10.5.21) 由于 11 > 12 , 叫手) >0; UT = 丘 • q 和 k 为常量 • T 为热力学温度 , T 增大 飞 12' q 时 UT 增大;所以第三项将随温度 T 的升高而增大,即具有正温度系数。因 此,只要选取合适的 R 1 - 矶的数值,就可使式 (10.5.2 1)中的第二项和第三项 相互抵消,从而使基准电压变为 U REF = U go 显然,基准电压将与温度无关,从而获得极好的稳定性。 (10.5.22) 二、保护电路 在集成稳压器电路内部含有各种保护电路,如过流保护、短路保护、调整 管安全工作区保护、芯片过热保护电路等,使集成稳压器在出现不正常情况时 不至于损坏。而且,因为串联型稳压电路的调整管是其核心器件,它流过的电 流近似等于负载电流,且电网电压波动或输出电压调节时管压降将产生相应的 变化,所以这些保护电路都与调整管紧密相关。 1.过流保护电路 过流保护电路能够在稳压器输出电流超过额定值时,限制调整管发射极电 流在某一数值或使之迅速减小,从而保护调整管不会因电流过大而烧坏。凡在 过流时使调整管发射极电流限制在某一数值的电路,称为限流型过流保护电 路;凡在过流时使调整管发射极电流迅速减小到较小数值的电路,称为截流型 (或减流型)过流保护电路。 图 10.5.8 (a) 所示为限流型过流保护电路. T1 为调整管,飞和 Ro 构成保 护电路,图 (b) 所示为集成稳压电路中的画法。 Ro 为电流采样电阻,其电流等 于稳压电路的输出电流 10' 故其电压正比于 10 0 正常工作时,飞的 b-e 间电 = 压 UBE2 10 Ro < UOn • Uon 为 b-e 间的开启电压,因而飞处于截止状态。当过 流,即输出电流增大到一定数值时 • Ro 上的电压足以使 T2 导通,便从 T1 管的 基极电流分流,因而限制了调整管的发射极电流。 Ro 的取值不同,调整管发 射极的限定值将不同,其表达式为 = = 10max 1Emax UBE2 / Ro ( 10. 5 . 23 ) 图 (c) 所示为输出特性。上述分析表明,限流型保护电路虽然组成简单,但是 在保护电路起作用后调整管仍有较大的工作电流,因而也就有较大的功耗,所 544 第 10 章直流电源 Uj U, 叽来坦问大电路 ,j 由 来口 比较放大电路 (a) Uo l-E-I '' O U。 (b) 。 10 (c) 图 10.5.8 限流型过流保护电路及其输出特性 ( a) 保护电路 ( b) 集成稳压电路中的画法 ( c) 输出特性 以不适用于大功率电路。 图 10.5.9 (a) 所示为截流型过流保护电路, T1 为调整管 , Ro 为电流采样 U, 。 + 叫 L7飞上」 Uo ?2 - 比较放大电路 ,、 (a) Uo T 、 1 哥』:::J--+ A _~r2 Uo (b) 。 10 (c) 图 10.5.9 截流型过流保护电路及其输出特性 (a) 保护电路 ( b) 集成稳压电路中的画法 ( c) 输出特性 10.5 串联型稳压电路 545 电阻,它与飞、 Rl 和 R2 构成保护电路,图 (b) 所示为集成稳压电路中的画法。 电路中 A 、 B 点的电位分别为 因而飞管 b-e 间电压为 UA = 10Ro+ UO Ro URB -=一Rl一+二R-2 LI A Un Rmμ zn UR--Uuo=R-lE+LR一2 (, 1() Ro + U()) .v υV" - U ~ (v ) (1 0.5.24) 式 (10.5.24) 表明 , 10 增大 , U BE2 将随之增大。未过流时 , UBE2 < Uon ' 使飞 截止。当 10 增大到一定数值或输出端短路时,飞导通,对调整管 T1 的基极分 流,使 10 减小,从而导致输出电压的减小;此时虽然 UB 随 UO 的下降而下 降,但是 U O 下降的幅值大于 U B , 使得飞的电流进一步增大, T1 的电流进一 步减小,最终减小到较小数值。输出特性如图 (c) 所示。设飞导通时 b 甲 e 间 电压为 Uon ' 令输出电压的为零,并代人式 (10.5.24) ,可求出输出电流的最 小值为 Iozt(k=td (1 0.5.25) 通常,在截流型过流保护电路启动后,均有一个正反馈过程,使输出电流 迅速减小。 2. 调整管的安全工作区保护电路 调整管的安全工作区保护电路可使调整管既不因过电流而烧坏,又不因过 电压而击穿,因此它由过流保护和过压保护两种电路组合而成,最终保证调整 管不超过其最大耗散功率。在图 10.5.10 所示电路中,由晶体管 Tl6 、 T17 组成 的复合管为调整管,由 R I3、 DZ2和 Rll 、 R l2 、 R21 、 Tl5 组成保护电路,输出 电流如图中所标注。在电路正常工作时 , DZ2和 Tl5 均截止。电阻 R l2 上的电 压为 U1 U 。 图 10.5.10 调整管的安全工作区保护电路 546 第 10 章直流电源 =- - UP1') R1 2- - R 2 1一 +, .R 1 2 B E 1 7 T15 的 b-e 间电压为 = UBE15 UR12 + 10R l1 (10.5.26) 且 U BE15 < Uon 0 10 增大, R l1上的电压增大 , UBE15将随之增大。 当电路过载或输出端短路时, R l1上的电压增大使 UBE15 > Uon ' T15 导通,对 调整管的基极分流,实现了过流保护。若 U1 与 UO 之间电压(即调整管管压降) 超过允许值,则 Dzz击穿,使 T15 基极电流骤然增大而迅速进入饱和区 , 19 的大部 分电流流过 T15 '从而使调整管 T17 接近截止区,也就使其功耗下降到较小的数 值。可见,过压保护电路最终限制了调整管的功耗,使调整管工作在安全区。 3. 芯片过热保护电路 芯片损坏的重要原因之-是长期通过大电流而引起结温超过允许值。在集 成稳压器中,调整管的结温决定芯片的温度。为此,常利用二极管或晶体管的 结温升作为测温元件,让它们靠近调整管,从而反映调整管的温升情况。当调 整管温升超过允许值时,测温二极管(或晶体管)启动一个电路,减小其电流, 使芯片温度下降至安全值。 在图 10.5.11 所示电路中,由晶体管 T16 、 T17 组成的复合管为调整管 ; T 14 和 R7 为测温元件,它们与 R 1 、 R~ 和 DZ1 组成芯片过热保护电路。 T14 管 b-e 间电压为 U1 Dl I Uo 图 10.5.11 芯片过热保护电路 R;; + R7 U胆 nH m = U民.m 1 - = J L · ( U Z,l--L t'j B E - 12 UL' ) 其中稳压管具有正温度系数,而晶体管 b-e 间电压具有负温度系数。芯片未 过热时, T]4 截止。芯片温度上升 , UZ1 增大 , UBE12 i咸小,即( UZ1 - UBEI2 ) 增 大,而 T14 b - e 间的开启电压 Uon却减小。当芯片温度上升到一定数值(通常在 150 - 175 "C)时, T14导通,对调整管的基极分流,输出电流减小,调整管的功 10.5 串联型稳压电路 547 耗下降,使芯片温度被限制在一定数值之下。 10.5.3 集成稳压器电路 从外形上看,集成串联型稳压电路有三个引脚,分别为输入端、输出端和 公共端(或调整端) ,因而称为三端稳压器。按功能可分为固定式稳压电路和可 调式稳压电路;前者的输出电压不能进行调节,为固定值;后者可通过外接元 件使输出电压得到很宽的调节范围。本节首先对型号为 W78∞固定式集成稳 压器电路加以简要分析,然后介绍型号为 Wl17 可调式集成稳压器的特点。 一、 W7800 三端稳压器 1.输出电压和输出电流 W7800 系列三端稳压器的输出电压有 5 V 、 6V 、 9V 、 12 V 、 15 V 、 18 V 和 24 V 七个档次,型号后面的两个数字表示输出电压值。输出电流有1. 5 A (W7800) 、 0.5 A (W78M∞)和 0.1 A (W78ω0) 三个档次。例如, W7805 表示输 出电压为 5 V 、最大输出电流为 1.5 A , W78M05 表示输出电压为 5 V 、最大输 出电流为 0.5 A , W78 山5 表示输出电压为 5 V 、最大输出电流为 0.1 A ,其它 类推。它因性能稳定、价格低廉而得到广泛的应用。 2. 电路原理图分析 W7805 电路原理图如图 10.5.12 所示,其中稳压电路部分如图 10.5.13 所示。 + + U, U() 图 10.5.12 W7805 电路原理图 548 第 10 章直流电源 输入端 + 输出端 + Ur Uo T飞 , T. 公共端 图 10.5.13 W7805 电路中的稳压电路部分 由 TI6 和 TI7管构成的复合管作为调整管。 以 T3 和飞复合管作为放大管、以飞管为有源负载组成的共射放大电路作 为比较放大电路。基准电压 U REF通过 T6 管 (T2 管为有摞负载)的发射极输入到 飞管的基极。 T3 、 T4 、 T5 、 T6 管和电阻 R 2 组成基准电压电路,它是与图 10.5.7 所示电 路相类似的能隙基准电压电路。基准电压 = UREF UBE4 + UBE3 + h R2 + UBE5 + UBE6 (10.5.27) 在 T3 -飞特性相同的情况下,得出 UREF=4UBE+ 12 R2 (10.5.28) 根据式 (10.5.19) 、 (10.5.21) 可知 UR川 Ugo + 4αT+ 去叫去) (10.5.29) 通过调整 R 1 - 矶的阻值,可使式( 10.5.29) 中的第二、三项相互抵消,从而基 准电压仅决定于第一项,为 = UREF 4 Ugo 实现了零温度系数。根据式 (10.5.20) 可得 UREF = 4.82 V (10.5.30) 输出电压为 叫 1 +去) .UR川 V (10.5.31) 在图 10.5.12 所示电路中 , R II 、 R I2 、 R13 、 DZ2和 T15 组成如图 10.5.10 所 示的安全工作区保护电路,在过流、过压时保护电路起作用,同时避免了过损 耗。 DZl' T14 、 R5 、 R6 和 R7 组成如图 10.5.11 所示的芯片过热保护电路。 在读图过程中可以发现, Tg 和飞管所构成的电流源电路为比较放大电路、 10.5 串联型稳压电路 549 基准电压电路和调整管提供静态电流;但是,在通电后,靠 T8 和飞管自身并 不能形成基极电流回路,因而也就元法使整个电路正常工作。启动电路的作用 是在 Uj 接入后,为飞和飞管提供电流通路,从而使稳压电路各部分建立起 正常的工作关系。其原理如下:接入 Uj 后 , DZ1 导通,使 T12 导通。 T13 的基极 电位近似为 电阻 Rs - R7 的取值应使 R5 R~ +u R~+6 R-+~'哼 Rn 7 • ('~UZZIl - U v R11Fι.μ口) UB13 > UBE13 + UBE7 + UBE1 =2.1 V 从而使 T13 、 T7 、 T1 均导通,为 T8 和飞提供基极和集电极电流的通路,建立起 稳压电路的工作点。此后 , T13 的发射极电位变为 = = UEl3 UREF - UBE6 - UBE5 3 .4 V > UB13 使得 T13 截止,将启动电路与稳压电路分开。可见启动电路仅在通电时起作用。 由以上分析可知,电路中的一些元件出现在多个功能电路中,如 DZ1 既作 为启动电路的一部分,又作为过热保护电路的一部分;为使各管子的作用更清 晰,画出 W78∞的原理框图,如图 10.5.14 所示。图中标注出各部分电路所包 含的管子。 输入端 + U, + 过流保护 安全区保护 DZ2 ' T '5 Uo 电流源电路 飞飞 J 公共端 图 10.5.14 W78∞的原理框图 3. 主要参数 在温度为 25 'c条件下 W7805 的主要参数如表 10.5.1 所示。 表 10.5.1 W7805 的主要参敏 参数名称 输入电压 输出电压 符 号 U1 U。 测试条件 10 = 5α) mA 单位 W7805 (典型值) V 10 V 5 550 第 10 意直流电源 参数名称 最小输入电压 电压调整率 电流调整率 输出电压温度变化率 输出噪声电压 符 号 U 1min 5v (l::. Uo ) 51 (l::. Uo ) 5, Uno 测试条件 10 运1. 5A 10 =500 mA 8 V.三 U I";; 18 V 10 mA.;;/o .;; 1. 5 A 10 =5 mA 10 Hz.;;f.;; 1∞ kHz 单位 续表 W7805 (典型值) V 7 mV 7 mV 25 mV/ 'C μV 40 从表中参数可知, W7805 输入端和输出端之间的电压允许值为 3-13V; 输出交流噪声很小,温度稳定性很好。 二、 W117 三端稳压器 W117 为可调式三端稳压器。 1.原理框图 W117 的原理框图如图 10.5.15 所示。它有三个引出端,分别为输入端、 输出端和电压调整端(简称调整端)。调整端是基准电压电路的公共端。 T1 和 飞组成的复合管为调整管;基准电压电路为能隙基准电压电路;比较放大电 路是共集-共射放大电路;保护电路包括过流保护、调整管安全区保护和过热 保护三部分①。 RI 和 R2 为外接的采样电阻,调整端接在它们的连接点上。 输入端 U[ + 图 10.5.15 W117 的原理框图 与一般串联型稳压电路一样,由于 W117 电路中引入了深度的电压负反 馈,输出电压非常稳定。 ① 可参阅童诗臼主编《模拟电子技术基础(第二版 n 第十一章附录。 10.5 串联型稳压电路 551 因为调整端的电流很小,约为 50μA ,所以输出电压为 几= ( 1 + ~~) • UR (10.5.32) 其中的的典型值为 1. 25 V ①。 2. 主要参数 与 W78∞系列产品一样, W117 、 W117M 和 W117L 的最大输出电流分别为 1. 5A 、 0.5 A 和 0.1 Ao W117 、 W217 和 W317 具有相同的引出端、相同的基准 电压和相似的内部电路,官们的工作温度范围依次为- 55 "c - 150 "c、 -25 "C150 'c、 0-125 'c。它们在 25 'c时主要参数如表 10.5.2 所示。 表 10.5.2 W117/W217/W317 的主要参数 参数名称 符号 输出电压 Uo 测试条件 10 ", 1. 5 A W1l7/W217 W317 单位 最小 典型 最大 最小 典型 最大 值值值值值值 V 1. 2 - 37 电压调整率 10 ", 5∞ mA Sl %/V 3V~UI-UO 运 40V 0.01 0.02 0.01 0.04 电流调整率 SI 10 mA 运 10~ 1. 5 A 9配 调整端电流 1Adj μA - 3 V ~二 U , U o 运 40 V 调整端电流变化 b./Adj μA 10 mA~ IO~ 1. 5 A 0.1 0.3 50 1∞ 0.2 5 0.1 0.5 50 1∞ 0.2 5 基准电压 最小负载电流 10 ", 5∞ mA UR V 1. 2 1. 25 1. 30 1. 2 1. 25 1. 30 25 V~三 U , 卢 U O ==三 40V IOmin U REF 时,占空比小于 50% ;因而改变 Rl 与 R2 的比值,可以改变输出电压的数值。 应当指出,由于负载电阻变化时影响 LC 洁、波电路的滤波效果,因而开关型稳压 。 电路不适用于负载变化较大的场合。 从对图 10.6.3 所示电路工作原理的分析 可知,控制过程是在保持调整管开关周期 T →几n f To仔 f-- 不变的情况下,通过改变开关管导通时间 ton 来调节脉冲占空比,从而达到稳压目的,故 图 10.6 .4图 10.6.3 所示电路中 称之为脉宽调制型开关电源。目前有多种脉 和 UB 的波形 宽调制型开关电掘的控制器芯片,有的还将开关管也集成于芯片之中,且含有 各种保护电路,因而图 10.6.3 所示电路可简化成图 10.6.5 所示电路。 10.6 开关型稳压电路 561 L + Uo 图 10.6.5 开关型稳压电路的简化电路 调节脉冲占空比的方式还有两种,一种是固定开关调整管的导通时间 Ton ' 通过改变振荡频率 f( 即周期 T) 调节开关管的截止时间 Toff 以实现稳压的 方式,称为频率调制型开关电源。另一种是同时调整导通时间 Ton 和截止时间 Toff来稳定输出电压的方式,称为混合调制型开关电源。 10.6.3 并联开关型稳压电路 串联开关型稳压电路调整管与负载串联,输出电压总是小于输入电压,故 称为降压型稳压电路。在实际应用中,还需要将输入直流电源经稳压电路转换 成大于输入电压的稳定的输出电压,称为升压型稳压电路。在这类电路中,开 关管常与负载并联,故称之为并联开关型稳压电路;它通过电感的储能作用, 将感生电动势与输入电压相叠加后作用于负载,因而 Uo > U( 。 图 10.6.6 (a) 所示为并联开关型稳压电路中的换能电路,输入电压 U( 为 直流供电电压,晶体管 T 为开关管 , UB 为矩形波,电感 L 和电容 C 组成掠波 电路, D 为续流二极管。 D + RLII Uo u二 (a) L D + 十 + + c+3 U U O RL 11 u" (b) ( c) 图 10.6.6 换能电路的基本原理图及其等效电路 ( a) 基本原理图 (b) T 饱和导通时的等效电路 (c) T 截止时的等效电路 562 第 10 章直流电源 T 管的工作状态受 UB 的控制。当均为高电平时, T 饱和导通 , 给电感 L 充电储能,充电电流几乎线性增 UB 大; D 因承受反压而截止;滤波电容 C 对 负载电阻放电,等效电路如图 (b) 所示, U[ 通过 T 各部分电流如图中所标注。当 UB 为低电 平时, T 截止 , L 产生感生电动势,其方 向阻止电流的变化,因而与 U[ 同方向, 两个电压相加后通过二极管 D 对 C 充电, 等效电路如图 (c) 所示。因此,无论 T 和 D 的状态如何,负载电流方向始终不变。 根据上述分析,可以画出控制信号 。 (Uo-U1)1 一一一 u { )U > tf { ] UB 、电感上的电压 UL 和输出电压 Uo 的波 形,如国 10.6.7 所示。从波形分析可知, 只有当 L 足够大时,才能升压;并且只有 当 C 足够大时,输出电压的脉动才可能足 图 10.6.7 换能电路的波形分析 够小;当 UB 的周期不变时,其占空比愈 大,输出电压将愈高。 在图 10.6.6 (a) 所示换能电路中加上脉宽调制电路后,便可得到并联开关 型稳压电路,如图 10.6.8 所示,其稳压原理与图 10.6.3 所示电路相同,这里 不赘述。 L 0 + U T + RLII Uu 图 10.6.8 并联型开关稳压电路的原理图 思考题 10.6.1 为什么串联开关型稳压电路的输出电压会低于其输入电压?而并联开关型稳 压电路的输出电压在一定条件下会高于其输入电压。条件是什么? 10.6.2 在图 10.6.5 和图 10.6.8 所示电路中,二极管 D 是必需的吗 9 为什么? 10.6.3 为什么说开关型稳压电源的关键技术是大功率开关管和高性能磁性材料? PWM 电路输出电压的频率应该高些、还是低些?为什么。 10.7 Multisim 应用举例一一三端稳压器 W7刷5 稳压性能的研究 563 Multisim 应用举例一一三端稳臣器 W7805 稳臣性能的研究 一、题目 W7805 输出电压、电压调整率、电流调整率以及输出纹波电压的研究。 二、仿真电路 电路如图 10.7.1 所示。集成稳压芯片采用 LM7805CT 。 三、仿真内容 ( 1)测量图 10.7.1 (a)LM7805 口的电压调整率,测量条件为 10 = 划时, 7 V ==三 Up::, 25 V 。 (2) 测量图 10.7.1 (b)LM7805CT 的电流调整率,测量条件为 5 mA",三 10 :s;; 1. 5A 。 (3) 观察图 10.7.1 (c) 输出纹波电压。 囚、仿真结果 仿真结果如表 10.7.1 、 10.7.2 所示。 表 10.7.1 电压调整率仿真结果 输入直流电压 Vl I V 负载电阻 RL/n 直流电压表 读数 Uo/V 输出电流 Io/mA 电压调整率 ð. Uo/mV 7 9.5 4.756 5∞ .6 26 25 9.55 4.782 5∞ .5 输入直流电压 VI/V 12 12 表 10.7.2 电流调整率仿真结果 负载电阻 RL/n 直流电压表 读数 Uo/V 输出电流 Io/mA 19.2 4.796 250 6.32 4.741 750 电流调整率 ð. Uo/mV 55 纹波电压正向幅度为 34.743 mV ,负向幅度为 73.889 mV 0 五、结论 = (1)在 10 500 mA 、 7V :s;; U(==三 25 V 的条件下,测得 LM7805CT 的电压调 整率为 26 mV 。 (2) 在 250 mA::::; 10==ζ750 mA的条件下,测得 LM7805CT 的电流调整率为 564 第 10 章 直流电源 55 mV 。 |..醉岂'"'兰...兰 . !>巴帽知·些翩. Ltt..一.........扭...曲. -当_由闹一闹事一协-一- 一 O çl liil .••e 用 ‘ 一电 p- b g a BK M侃" " H 吁鸣 a羁 .. . 电<:l Q ‘· 喝IS ~ ~ .6I J恰'1Il r- ., 回…·口 -,一 !t l ..~'''~ 4 4T ‘-..-.... j_~'.… T 于 1.' RmH 咽 ' + ' · . I e T ? 牛四 :;:: u v (a) ""1l;汇芦卜 j_ ~飞 U---萨" 丁' … 于 ... + 一一丁丽 I 四 -‘11~.2‘ 护. - 回 一『 二" 民· .-.".' ..r -.'..-.--翩 .。',' .嚣. -a ‘"''"'~ ~础'‘翩 ,.时.. ~…·阳" QI翩嗣醉阳脚 O lli liil … e . <:l Q ,. . 电品~.6IJy'I!l I-一一一:- ? S:II •• 皇 H胃 " ‘ 民 ' r『 吨 蛊 bh , H- , " " 口 qu t· 凰 、 咽 , . · . I yt 一 .二二二‘左 • 于 t~尹 r上:二. … + 皿囚 . =二 .. . T ‘"、..,Lt' 1 一+把‘ l" --'-ζ昆. . . . ,..."" 罕. ;:, 腼旦 " =.旨, 忐 · ·T - . , . ..胁",,~e-1'-皿. ...,... l'睛"阳"也四,.. 。 ~ 1iiI r ,.. • E国 "l Q 、 . ~,). ~ '.61句. (Il (b) 」二 ? ‘'‘ ,">、".‘.'.. 、、.;,...'CIf'. . ~ 11 -ι ‘'‘ ..._; ‘ '1-' ~......: 日! - 1限 I. .F广 即同 = 儿 41:LCM 川 ? + (c) 图 10 .7. 1 本章小结 565 (3) 图 10.7.1 (c) 输出直流电压近似为 5 V ,纹波电压近似为正负方向幅 度不对称的短形波。 本章介绍了直流稳压电源的组成,各部分电路的工作原理和各种不同类型 电路的结构及玉作特点、性能指标等。主妥内容可归纳如下: 一、直流稳压电源由整流电路、滤波电路和稳压电路组成。整流电路将交 流电压变为脉动的直流电压,滤波电路可减小脉动使直流电压平滑,稳压电路 的作用是在电网电压波动或负载电流变化时保持输出电压基本不变。 二、整流电路有半波和全泼两种,最常用的是单相桥式整流电路。分析整 流电路时,应分别判断在变压器副边电压正、负半周两种情况下二极管的工作 状态(导通或截止) ,从而得到负载两端电压、二极管端电压及其电流波形,并 由此得到输出电压和电流的平均值,以及二极管的最大整流平均电流和所承受 的最高反向电压。 三、滤波电路通常有电容滤泼、电感滤波和复式滤泼,本章重点介绍电容 滤波电路。在 R L C = (3 - 5) T/2 时,滤波电路的输出电压约为 1. 2U2 。负载电 流较大时,应采用电感滤波;对滤波效果要求较高时,应采用复式滤泼。 四、稳压管稳压电路结构简单,但输出电压不可调,仅适用于负载电流较 小且其变化范围也较小的情况。电路依靠稳压管的电流调节作用和限流电阻的 补偿作用,使得输出电压稳定。限流电阻是必不可少的组成部分,必须合理选 择阻佳,才能保证稳压管既能工作在稳压状态,又不至于因功耗过大而损坏。 五、在串联型线性稳压电源中,调整管、基准电压电路、输出电压采样电 路和比较放大电路是基本组成部分。电路引入深度电压负反馈,使输出电压稳 定。基准电压的稳定性和反馈深度是影响输出电压稳定性的重要因素。 在集成稳压器和实用的分立元件稳压电路中,还常包含过流、过压、调 整管安全区和芯片过热等保护电路。集成稳压器仅有输入端、输出端和公共端 (或调整端)三个引出端(故称为三端稳压器 ) ,使用方便,稳压性能好。 W7800 (W7900) 系列为固定式稳压器, W1l7/W217/W317 (W137/W237/W337) 为可调 式稳压器。通过外接电路可扩展输出电流和电压。 由于串联型稳压电路的调整管始终工作在线性区(即放大区) ,功耗较大, 因而电路的效率低。 六、开关型稳压电路中的调整管工作在开关状态,因而功耗小,也路 效率高,但一般输出的纹波电压较大,适用于输出电压调节范围小、负载 566 第 10 章直流电源 对输出纹泼要求不高的场合。串联开关型稳压电路是降压型电路,并联开 关型稳压电路是升压型电路。脉冲宽度调和l 式 (PWM) 开关型稳压电路是在 控制电路输出频率不变的情况下,通过电压反馈调整其占空比,从而达到 稳定输出电压的目的的。 学习本章,应能达到下列要求: 一、理解直流稳压电源的组成及各部分的作用。 二、能够分析整流电路的工作原理、估算输出电压及电流的平均值。 二、了解滤波电路的二作原理,能够估算也容滤波电路输出电压乎均值。 四、掌握稳压管稳压电路的工作原理,能够合理选择限流电阻。 五、理解串联型稳压电路的工作原理,能够计算输出电压的调节范围。 六、了解集成稳压器的工作原理及使用方法。 七、了解开关型稳压电路的工作原理及特点。 t 自跚题 一、判断下列说法是否正确,用"~"、"×"表示判断结果填入空内。 (1) 直流电源是一种将正弦信号转换为直流信号的波形变换电路。( (2) 直流电源是一种能量转换电路,它将交流能量转换为直流能量。( ) (3) 在变压器副边电压和负载电阻相同的情况下,桥式整流电路的输出电流是半波整 流电路输出电流的 2 倍。( 因此,它们的整流管的平均电流比值为 2:1 0 ( (4) 若 U2 为电源变压器副边电压的有效值,则半波整流电容滤波电路和全波整流电 容滤波电路在空载时的输出电压均为Ji U2 0 ( (5) 当输入电压 U1 和负载电流 h 变化时,稳压电路的输出电压是绝对不变 的。( ) (6) 一般情况下,开关型稳压电路比线性稳压电路效率高。( 二、在图 10.3.1 (a) 中,已知变压器副边电压有效值 U2 为 10 V, RLC~ τ 3T ( T 为电网 电压的周期)。测得输出电压平均值 UO(AV) 可能的数值为 A. 14 V B. 12 V C. 9 V D. 4.5 V 选择合适答案填入空内。 (1) 正常情况 UO(AV) 阳一一一: (2) 电容虚焊时 UO(AV) 臼一一一一; (3) 负载电阻开路时 UO(AV) = 一一一一; (4) 一只整流管和滤波电容同时开路 , UO(AV) 自一一一一。 三、填空:在图 TlO .3 所示电路中,调整管为一一,采样电路由一一一组成,基准 臼测题 567 电压电路由 组成,比较放大电路由 组成,保护电路由 组成;输出电压 最小值的表达式为 ,最大值的表达式 四、在图 TIO.4 所示稳压电路中,已知稳压管的稳定电压 Uz 为 6 V ,最小稳定电流 IZmin 为 5 mA ,最大稳定电流 IZm.. 为 40 mA; 输入电压 U1 为 15 V ,波动范围为:!: 10% ;限流 电阻 R 为 2∞ Q 。 + + R1 R U1 R RLU Uo + 2 R, U1 Dl 本 图 TIO.3 图 T lO.4 (1) 电路是否能空载。为什么? (2) 作为稳压电路的指标,负载电流 IL 的范围为多少。 五、在图 10.5.24 所示电路中,已知输出电压的最大值的max 为 25 V, RI = 240 fl.; Wl17 的输出端和调整端间的电压的=1. 25V ,允许加在输入端和输出端之间的电压为 3- 40V 。试求解: (1) 输出电压的最小值 UOmìn ; (2) 矶的取值; (3) 若 U1 的波动范围为 :!: 10% ,为保证输出电压的最大值的max 为 25 V , U1 至少应取 多少伏?为保证 W 1l 7 安全工作 , U1 的最大值为多少伏? 六、电路如图 TlO.6 所示。合理连线,构成 5V 的直流电源。 ①? - A -220V - 50Hz T | ① |① l o @9 + Uo=5 V 图Tl O.6 568 第 10 章直流电源 刃 一 题 一 、t •• E, '亨 ' 4 4 1 u d 10.1 判断下列说法是否正确,用"、j" 、" x "表示判断结果填入空内。 (1) 整流电路可将正弦电压变为脉动的直流电压。( ) (2) 电容滤波电路适用于小负载电流,而电感滤波电路适用于大负载电流。( ) (3) 在单相桥式整流电容滤波电路中,若有一只整流管断开,输出电压平均值变为原 来的一半。( 1ω0.2 判断下列说法是杏正确,用"、.J (1) 对于理想的稳压电路,t>.【U旷o/t>.【U叫l儿1 =0 , 凡R。 =0仇o ( ) (2) 线性直流电源中的调整管工作在放大状态,开关型直流电源中的调整管工作在开 关状态。( (3) 因为串联型稳压电路中引入了深度负反馈,因此也可能产生自激振荡。( ) (4) 在稳压管稳压电路中,稳压管的最大稳定电流必须大于最大负载电流; ( ) 而且,其最大稳定电流与最小稳定电流之差应大于负载电流的变化范围。( ) 10.3 选择合适答案填入空内。 (1)整流的目的是 A. 将交流变为直流 B. 将离频变为低频 C. 将正弦波变为方波 (2) 在单相桥式整流电路中,若有一只整流管接反,则 A. 输出电压约为 2UD B. 变为半波整流 C. 整流管将因电流过大而烧坏 (3) 直流稳压电源中滤波电路的目的是 A. 将交流变为直流 B. 将高频变为低频 C. 将交、直流混合量中的交流成分滤掉 (4) 滤波电路应选用 A. 高通滤波电路 B. 低通滤波电路 C. 带通滤波电路 10.4 选择合适答案填入空内。 (1)若要组成输出电压可调、最大输出电流为 3 A 的直流稳压电源,则应采用 A. 电容滤波稳压管稳压电路 C. 电容滤波串联型稳压电路 (2) 串联型稳压电路中的放大环节所放大的对象是 A. 基准电压 B. 采样电压 B. 电感滤波稳压管稳压电路 D. 电感滤波串联型稳压电路 。 C 基准电压与采样电压之差 (3) 开关型直流电源比线性直流电源效率高的原因是一一一一。 A. 调整管工作在开关状态 B. 输出端有 LC 滤波电路 C. 可以不用电源变压器 (4) 在脉宽调制式串联型开关稳压电路中,为使输出电压增大,对调整管基极控制信 号的要求是 A. 周期不变,占空比增大 C. 在一个周期内,高电平时间不变,周期增大 B. 频率增大,占空比不变 习题 569 10.5 在图 10.2.5 (a) 所示电路中,已知输出电压平均值 UO(AV) = 15 V ,负载电流平均 值 h(w) = 1∞ mA 。 (1)变压器副边电压有效值 U2 = ? (2) 设电网电压波动范围为:t 10 '1岛。在选择二极管的参数时,其最大整流平均电流 IF 和最高反向电压 UR 的下限值约为多少? 10.6 电路如图 P10.6 所示,变压器副边电压有效值为 2 矶。 ( 1)画出问、 U Dl和 UO 的波形: (2) 求出输出电压平均值的(川和输出电流平均值 h(AV) 的表达式; (3) 二极管的平均电流 ID(AV) 和所承受的最大反向电压 URma,的表达式。 = = 10.7 电路如图 P10.7 所示,变压器副边电压有效值 U1 50 V, U2 20 V o 试问: ut + Uo -220V 50 Hz -220V 50Hz u>/oo 求解负载电流 h 的最大值约为多少。 10.17 在图 PI0.17 所示电路中, Rl = 240 !l,几= 3 k!l; W 1l 7 输入端和输出端电压允 许范围为 3-40V ,输出端和调整端之间的电压 UR 为 1. 25 V o 试求解: (1)输出电压的调节范围; (2) 输入电压允许的范围。 572 第 10 章直流电源 + -- + lL U, U。 图 P lO .16 + RLII Uo 图 PI0.17 10.18 试分别求出图 PlO .18 所示各电路输出电压的表达式。 + R‘ R4RL|lUo R; (a) + + R、 Uo (b) (c) 图 PI0.18 10.19 两个恒流源电路分别如图 PlO .19 (a) 、 (b) 所示。 (1)求解各电路负载电流的表达式; 习题 573 (2) 设输入电压为 20 V ,晶体管饱和压降为 3V , b-e 间电压数值 1 UBE 1 = 0.7 V; = = = W7805 输入端和输出端间的电压最小值为 3 V; 稳压管的稳定电压 Uz 5 V; R1 R 50 n。 分别求出两电路负载电阻的最大值。 + U1 (a) (b) 图 PIO.19 10.20 在图 10.6.5 所示电路中,若需要输出电压有一定的调节范围,则应如何改进 电路,请画出电路来。 10.21 电路如图 P!O .21 所示。已知输入电压为 50 Hz 的正弦交流电,来源于电源变压 器副边;输出电压调节范围为 5-20V ,满载为 0.5 A; C3 为消振电容。试利用 Multisim 作 为工具,完成以下任务: (1)选择合适参数,使电路正常工作; (2) 测试电路的各项性能指标。 + Ci=tjl + R1 R2c,丰L Rdl Uo R飞 图 PIO.21 10.22 利用 W 1l 7 设计一个稳压电路,要求输出电压的调节范围为 5 - 20 V ,最大负 ∞ 载电流为 4 mAo 利用 Multisim 对所设计电路进行仿真,并测试所有性能指标。 第 11章 模拟电子电路读图 动L 驾f"-t才专仓白~)司凋E ·本书讲述了哪些基本电路?它们各具有什么功能? ·本书阐明了模拟电子电路哪些分析方法?它们分别适用于什么基本电路? ·如何分析复杂的模拟电子电路?怎样应用本书讲述的基本概念、基本电路和基本分 析方法读图? 读图的思路和步骤 所谓"读图",就是对电路进行分析。读图能力体现了对所学知识的综合 应用能力。通过读图,开阔视野,可以提高评价性能优劣的能力、系统集成的 能力和设计能力,为电子电路在实际工程中的应用提供有益的帮助。 在分析电子电路时,首先将整个电路分解成具有独立功能的几个部分,进 而弄清每一部分电路的工作原理和主要功能,然后分析各部分电路之间的联 系,从而得出整个电路所具有的功能和性能特点,必要时再进行定量估算;为 了得到更细致的分析,还可借助于各种电子电路计算机辅助分析和设计软件。 详细思路和步骤如下: 一、了解用途 了解所读电路应用于何处及其所起作用,对于分析整个电路的工作原理、 各部分功能以及性能指标均具有指导意义。因而"了解用途"是读图非常重要 的第一步。通常,对于已知电路均可根据其使用场合大概了解其主要功能,有 时还可知电路的主要性能指标。 二、化整为零 将所 i卖电路分解为若干具有强立功能的部分,究竟分为多少部分,与电路 11.2 基本电路和基本分析方法回顾 575 的复杂程度、读者所掌握基本功能电路的多少和读图经验有关。有些电路的组 成具有一定的规律,例如通用型集成运放一般均有输入级、中间级、输出级和 偏置电路四个部分,串联型稳压电源一般均有调整管、基准电压电路、输出电 压采样电路、比较放大电路和保护电路等部分,正弦波振荡电路一般均有放大 电路、选频网络、正反馈网络和稳幅环节等部分。 模拟电子电路分为信号处理电路、波形产生电路和电路的供电电源电路 等。其中信号处理电路是最主要、也是电路形式最多的部分,而且不同电路对 信号处理的方式和所达到的目的各不相同,例如可对信号加以放大、滤披、比 较、转换等。因此,对于信号处理电路,一般以信号的流通方向为线索将复杂 电路分解为若干基本电路。 三、分析功能 选择合适的方法分别分析所分解的每部分电路的工作原理和主要功能。因 而不但需要读者能够识别电路的类型,如是放大电路、运算电路、电压比较 器……;而且还需要读者能够定性分析电路的性能特点,如放大能力的强弱、 输入和输出电阻的大小、振荡频率的高低、输出量的稳定性……。它们是确定 整个电路功能和性能的基础。 四、统观整体 首先将每部分电路用框图表示,并用合适的方式(文字、表达式、曲线、波 形)扼要表述其功能;然后根据各部分的联系将框图连接起来,得到整个电路 的方框图。方框图不但直观地看出各部分电路应如何相互配合以达到整个电路 的功能,还能够根据前面的分析定性分析出整个电路的性能特点。 五、性能估算 对各部分电路进行定量估算,从而得出整个电路的性能指标。从估算过程 可知每一部分电路对整个电路的哪一性能产生什么样的影响,为调整、维修和 改进电路打下基础。 应当指出,读图时,应首先分析电路主要组成部分的功能和性能,必要时 再对次要部分作进一步分析。对于不同水平的读者和不同的具体电路,分析步 骤也不尽相同,上述思路和步骤仅供参考。 墓本电路相基本分析月法回顾 为了能够顺利读图,本节对前十章所讲述的基本电路和基本分析方法作一 简单回顾。 576 第 11 章模拟电子电路读回 11.2.1 基本电路 表 11.2.1 中列出基本电路的名称、所在章节、特点和典型功能、所涉及 的指标参数或功能描述方法等,以便读图时参考。 褒 11.2.1 基本电路一览表 电路类型 电路名称 所在 章节 特点和典型功能 指标参数或功 能描述方法 共射放大 2.2 I Æu I 大;适于小信号电压放大 R; 大、 R 。小;适于作输入级、输出级,缓 共集放大 2.5 冲级 Au 、 R; 、 R 。、 共基放大 2.5 IH 高;适于作宽频带放大电路 !L、 IH 、人w 基本放 共源放大 2.6 大电路 共漏放大 2.6 I Æu I 较大 , R j 很大:适于小信号电压放大 R; 很大、 R。较小;适于作输入级、输出级 有两个输入端、四种接法、温漂小;作集成 Ad 、 Ac 、 KCMR 、 差分放大 3.3 运放输入级 R; 、 Ro R 。小,双向跟随;作集成运放输入级、功 互补输出 3.3 Au 、 R 。、 Uom 率放大 电流源 电路 镜像 微 多路 F007 集成运放 LM324 具有良好的恒流特性;集成运放的偏置电 4.2 路、有源、负载 输出电流 表达式 Aod 、 K明R 、 rid 、 Aod 和 KCMR高、 rid 大,能放大变化缓慢的信号, U倡和 dUos/dT 、 4.3 lM324可单电压供电;可用于放大、运算、波形发 Ios 和 Ios/dT 、 生、波形变换 iH、 SR R; 、 R 。、共模信号均小;可用于电压放大、 反相比例 7.1 电流-电压转换 比例系数、 R; 大、 R 。小、共模信号大;可用于电压放 R; 由集成运 同相比例 7.1 大,电压跟随器可用于电压跟随和隔离 放组成的 运算电路 加减 实现多个信号的线性叠加;可作为求和、求 用运算关系 7.1 差、差分放大电路 式表达输出 电压和输入 积分 实现对输入电压的积分;正弦波移相 90。、 电压之间的 7.1 波形变换 函数关系 11.2 基本电路和基本分析方法回顾 577 电路类型 电路名称 所在 章节 特点和典型功能 续表 指标参数或功 能描述方法 微分 由集成运 放组成的 运算电路 模拟 乘法器 对数 指数 低通 实现对输入电压的微分;反映输入信号的变 7.1 化速率 用运算关系 实现乘法运算;用于乘法器、除法器、乘方 式表达输出 7.2 和开方运算、功率测量 电压和输入 电压之间的 7.1 实现输入电压的对数和反对数运算;可用于 函数关系 将乘除运算变为加减运算、将信号范围扩大或 7.1 缩小 通过低频信号,抑制高频信号:减少直流信 7.3 号的脉动,提高低频信号的信噪比 有源滤 波电路 高通 带通 带阻 通过高频信号,抑制低频信号:减少放大电 7.3 路的漂移成分,提高高频信号的信噪比 Au (S) 、 Aup 、 通过一定频率范围的信号,抑制其它频率的 7.3 信号;从 1昆人干扰、噪声和多频率信号中选出 有用信号 f。、 i 幅频特性 抑制一定频率范围的信号,通过其它频率的 7.3 信号:抑制干扰、噪声和元用信号的通过 RC 桥式 输出波形好,振荡频率可谓范围宽;用于产 8.1 生 1 Hz - 1 MHz 的正弦波 Jo =2π RC 变压器 反馈式 正弦波 振荡电路 电感 反馈式 电容 反馈式 放大电路和反馈网络搞合不紧密;用于产生 8.1 几 kHz- 几十 MHz 的正弦波 放大电路和反馈网络搞合紧密,易振,输出 f、 = 221πCJLc 波形含高次谐波:用于产生几 kHz -几十 MHz (L 和 C 分别 8.1 的正弦波,改变选频网络的电容容量可得较宽 为选频网 的振荡频率范围 络中等效电 输出波形好;用于产生几 kHz- 几十 MHz 固 8.1 定频率的正弦波 感和电容) 振荡频率非常稳定;用于产生一百 kHz- 几 10 等于石英晶 石英晶体 8.1 百 MHz 的固定频率正弦波 体的固有频率 578 第 11 章模拟电子电路读固 电路类型 电路名称 所在 章节 特点和典型功能 续表 指标参数或功 能描述方法 单限 电压 比较器 滞回 窗口 8.2 只有一个阂值电压;作为基本开关电路 输入电压正负方向变化的阑值电压不同,具 8.2 有抗干扰能力;用于作抗干扰开关电路、作为 UOH 、 UOL 、 UT 非正弦波振荡电路的基本组成部分之- 电压传输特性 输入电压单一方向变化时有两个阂值电压; 8.2 判断信号电压幅值是否在两个阕值之间或之外 矩形波 非正弦波 发生电路 二角波 锯齿波 8.3 由 RC 回路和滞回比较器组成;产生脉冲信号 由积分运算电路和滞回比较器组成,产生三 8.3 角波-方波电压;用于延时和定时,函数发生 UOH 、 UOL 、 器的基本组成部分之一 T (f) 波形分析 由积分运算电路和滞囚比较器组成,产生锯 8.3 齿波-矩形波电压;用于单方向的延时和定时 任意波变 8.2 为矩形波 利用比较器 方波变为 7.1 波形变 二角波 换电路 士角波变 8.3 为锯齿波 利用积分器 利用可变极性的比例运算电路 输入、输 出波形 二角波变 8.3 为正弦波 利用二极管使比例系数改变,实现折线法 电压/电 8 .4 流 将输入电压转换成输出电流 io=f(Ul) 信号转 换电路 交流/直 流 电压/频 率 功率放 OTL 大电路 OCL 8.4 将输入交流电压整流为直流电压 UO =f( Ul) 将输入直流电压转换成频率与之幅值成正比 To=f(Ul) 或 8 .4 的脉冲(或二角波、矩形波) f=f (Ul) 9.4 单电源供电,需加输出电容,低频特性差 9.2 双电源供电,低频特性好 Pom 、市 11.2 基本电路和基本分析方法回顾 579 电路类型 电路名称 所在 章节 特点和典型功能 续表 指标参数或功 能描述方法 功率放 单电源供电,低频特性好,效率比 OÇL 电 BTL 9 .4 Pom 、市 大电路 路低 桥式整流 10.2 电路 将交流电源进行全波整流,整流效率高 UO(AV) 、 10( .'0川、 S , 电容滤波 电路 10.3 减小整流电压的脉动;用于负载电流较小且 变化也较小的情况 UO(AV) 、 IO(AV) 倍压整流 电路 10.3 输出电压平均值高于变压器副边电压有效 值;用于高输出电压小负载电流的情况 UO(AV) 电感滤、波 电路 10.3 减小输出电压的脉动;用于负载电流较大的 情况 稳、压管稳 直流电源 压电路 10 .4 电路简单,输出电压等于稳压管的稳定电 压,输出电流变化范围小;作为小负载电流且 输出电压固定的稳压电源 串联型稳 压电路 10.5 调整管工作在放大状态,输出电压稳定且可 调、输出电流范围大;作为通用型的稳压电源 UO(AV) 、 10飞 AV) W78 x x 10.5 输出电压稳定、内含多种保护电路;作为输 出电压为固定值的稳压电源 Uo 、 10 WI17 10.5 输出电压稳定、内含多种保护电路;作为输 出电压可调的稳压电源的基准电压源 开关型稳 压电路 10.6 调整管工作在开关状态,转换效率高,可不 用电源变压器:作为输出电压调节范围很小的 稳压电源 11.2.2 基本分析方法 一 小信号情况下的等效电路法 用半导体管在低频小信号作用下的等效电路取代放大电路交流通路中的管 子,便可得到放大电路的交流等效电路,由此可估算放大倍数、输入电阻、输 出电阻。 580 第 11 章模拟电子电路读回 二、频率响应的求解方法 首先画出适于信号频率 0- ∞的等效电路,求出电路的上、下限频率,然 后写出电压放大倍数的表达式,最后画出披特图,通常可画折线化波特图。 在放大电路中,某个电容所确定的截止频率决定于其所在回路的时间常数 τ ,而求解 τ 的关键是正确求出它所在回路的制电阻,截止频率等于zt 。 三、反馈的判断方法 电子电路中总是引入这样或那样的反馈,以适应不同场合下的应用。例 如,在实用放大电路中引人不同组态的交流负反馈以改善其各性能,在电压比 较器中引入正反馈以获得滞回特性,等等。正确判断电路中所引人的反馈是读 懂电路的基础。 反馈的判断方法包括有无反馈、直流反馈和交流反馈、反馈极性(利用瞬 时极性法)的判断,以及交流负反馈反馈组态(电压串联、电压并联、电流串联、 电流并联)的判断。 四、集成运肢应用电路的识别方法 根据集成运放应用电路中引入反馈的性质,可以判断电路的基本功 能。集成运放若引人负反馈,则构成运算电路或有源滤波电路;利用同相 比例运算电路和 RC 串并联网路又可构成正弦波振荡电路。若集成运放处 于开环或仅引入正反馈,则构成电压比较器;利用电压比较器和积分运算 电路又可构成波形发生电路。因而在识别集成运放应用电路时,可根据下 面的基本思路: r 反相 比例运算{同相→加 RC 串并联选频网络→ RC 桥式 一d 算 电 路 层 L 正弦波振荡电路 加减-算 积分z算 微分~算 话 ~ 运 对数和~ 指数运算 集成运放→引入负反馈→斗 、乘除运算 ,低通、 有源滤波{l 高 I~通 "= i~→引人正反馈→压控电压源有源滤波电路 l 带通| ‘带阻' ,单限 集成运放→开环或仅引 I._~ r 加 RC 延迟环节→矩形波发生电路 入正反馈→电压比较器 i 滞回→ i 加积分运算电路→三角波、锯齿波发生电路、压控振荡电路 ‘窗口 11.3 读图举例 581 五、运算电路运算关系的求解方法 在运算电路中都引入了深度负反馈,可以认为集成运放的净输入电压为零 (即虚短) ,净输入电流也为零(虚断)。以"虚短"和"虚断"为基础,利用节 点电流法和叠加原理(适于多个输入信号的情况)即可求出输出与输入的运算关 系式。 六、电压比较器电压传输特性的分析方法 根据电压比较器的限幅电路求出输出高电平和低电平,令集成运放同相输 入端和反相输入端电位相等求出(输入电压)阔值电压,根据输入电压作用于集 成运放的同相输入端和反相输入端来确定输出电压在输入电压过阔值电压时的 跃变方向,即得到电压比较器的电压传输特性。 七、波形发生电路的判振方法 对于正弦波振荡,首先应观察电路是否.存在正弦波振荡电路的基本组成部 分,放大电路能否正常工作,进而利用瞬时极性法判断电路是否符合正弦波振 荡的相位条件,然后看其是否有可能满足正弦波振荡的幅值条件。同时满足两 个条件,电路才能产生振荡。 对于非正弦波振荡,首先观察电路是否有电压比较器和延时电路 ( RC 电 路或积分电路) ,然后假设比较器输出为某一状态(低电平或高电平) ,分析电 路是否能稳定,若比较器的两个输出状态可以自动地相互转换,则说明电路能 够产生非正弦波振荡,否则不振。 八、功率放大电路最大输出功率和转换效率的分析方法 首先求出最大不失真输出电压,即负载上可能获得的最大不失真电压,然 后求出负载上可能获得的最大交流功率,即为最大输出功率。 输出最大输出功率时电摞提供的平均电流与电源电压相乘,即得到电源的 平均功率。 最大输出功率与此时电摞提供的平均功率之比为转换效率。 九、直流电源的分析方法 包括整流电路、滤波电路、稳压管稳压电路、串联型稳压电路、三端稳压 器应用电路、开关型稳压电路的分析方法,从而得出它们的主要参数。 读图举例 本节仅举几例分别说明分立元件电路和集成运放应用电路的分析方 法,而且着重于定性分析,进一步的定量分析可借助于各种计算机辅助分 析软件。 582 第 11 章模拟电子电路读图 11.3.1 低频功率放大电路 图 1 1. 3.1 所示为实用低频功率放大电路,最大输出功率为 7W 。其中 A 的 型号为四356N , T1 和 T3 的型号为 2SC1815 ,飞的型号为 2SD525 , T2 和 Ts 的型 号为 2SA1015 ,飞的型号为 2SB595 。飞和飞需安装散热器。 +~二 c (+ 15 V) R. 0.50 R, + 二工 0.50 Rcll Uo R~ 4.7kO Vcc (-15 V) 图 11.3.1 低频功率放大电路 一、化整为零 对于分立元件电路,应根据信号的传递方向,分解电路。 R 2 将电路的输出端与 A 的反相输入端连接起来,因而电路引入了反馈。 由于图 1 1. 3.1 所示电路为放大电路,可以推测它引入的应为负反馈,进一步 的分析还需在弄清电路的基本组成之后。 C 1 为桐合电容。输入电压 Uj 作用于 A 的反相输入端 , A 的输出又作用于 飞和飞管的基极,故集成运放 A 为前置放大电路,且飞和飞为下一级的放 大管;飞和飞、 Ts 和 T6 分别组成复合管,前者等效为 NPN 型管,后者等效为 PNP 型管, A 的输出作用于两个复合管的基极,而且两个复合管的发射极作为 输出端,故第二级为互补输出级;因此可以判断出电路是两级电路。 因为 T1 、飞的基极和发射极分别接矶和 R g 的两端,而 R7 和 Rg 上的电 流等于输出电流 10 ; 可以推测,当 10 增大到一定数值, T1 、飞才导通,可以 为功放管分流,所以 T1 、飞、岛和 R g 构成过流保护电路。 利用反馈的判断方法可以得出,图 11.3.1 所示电路引入的是电压并联负 反馈。 11.3 读圈举例 583 二、分析功能 对于功率放大电路,通常均应分析其最大输出功率和效率。在图 1 1. 3.1 所示电路中,由于电流采样电阻 R7 和 Rs 的存在,负载上可能获得的最大输 出电压幅值为 R 一 • ( L R +R g L ,.VLr.rL. - U s) - rL."F'~ 式中 U CES 为飞管的饱和管压降。最大输出功率为 P( 叫 fï J U~max om一 - R - - 2R L L 在忽略静态损耗的情况下,效率为 (11.3.1) (1 1. 3.2) π Uomax fJ =4' VCC (11.3.3) 可见电流采样电阻使得负载上的最大不失真电压减小,从而使最大输出功率减 小,效率降低。 设功放管饱和管压降的数值为 3 V ,负载为 10 欧,则最大不失真输出电压 幅值为 ( = =一R二g R+'.L一R L . ,_ι V_r.rι . - ι U__ C由 ES) - rIL 一 lO 一 +100一 .5(,"_1~_5-3~_'),J1lv=11.43 V 最大输出功率为 p 甲 - 千 u22旦 RmL王 一一 ~ - 一 121一 x. 4:13v0_2 W=6.53W 效率 η= 4π'UV。omax =坦一41·c 一-一11_15..4-3 =59.8% CC 一旦输出电流过流, T1 和飞管将导通,为功放管分流,保护电流的数值为 = = ~^_.v … U -二2z R7 - 00一...75:A 1. 4 A 三、统观整体 综上所述,图 1 1. 3.1 所示电路的方框图如图 11.3.2 (a) 所示。若仅研究反 馈,则可将电路简化为图( b) 所示电路。 根据图 (b) 所示电路,可以求得深度负反馈条件下电路的电压放大倍数为 Aufz-E=-10 从而获得在输出功率最大时所需要的输入电压有效值为 584 第 11 章模拟电子电路读图 十 Uo ( ku) (a) 图 1 1. 3.2 图 11.3.1 所示电路的方框图和简化电路 ( a) 方框图 ( b) 简化电路 Uj = 1 争坐 "'2 Auf (1 1. 3.4) 其官器件作用如下: (1) C2 为相位补偿电容,它改变了频率响应,可以消除自激振荡。 (2) 矶、 D[ 、 D2 、 D3 、 Rw 和 ι 构成偏置电路,使输出级消除交越失真。 (3) C3 和 G 为旁路电容,使飞和飞的基极动态电位相等,以减少有用 信号的损失。 (4) 具和 R6 为 1世漏电阻,用以减小飞和飞的穿透电流。其值不可过小, 否则将使有用信号损失过大。 11.3.2 火灾报警电路 图 1 1. 3.3 所示为火灾报警电路 , Ull 和 Uu 分别来源于两个温度传感器,它 们安装在室内同一处。但是,一个安装在金属板上,产生 Ull; 而另一个安装 在塑料壳体内部,产生 U I2。 十 Vr cc 蜂鸣器 u ,- U 11 图 1 1. 3.3 火灾报警电路 11.3 读固举例 585 一、了解用途 = 在正常情况下,即元火情时,两个温度传感器所产生的电压相等 , Un U 口,发光二极管不亮,蜂鸣器不响。有火情时,安装在金属板上的温度传感 器因金属板导热快而温度升高较快,而安装在塑料壳体内的温度传感器温度上 升得较慢,使 Un 与 u 口产生差值电压。差值电压增大到一定数值时,发光二极 管发光、蜂鸣器鸣叫,同时报警。 二、化整为零 分析由单个集成运放所组成应用电路的功能时,可根据其有无引人反馈以 及反馈的极性,来判断集成运放的工作状态和电路输出与输入的关系。 根据信号的流通,图 1 1. 3.3 所示电路可分为三部分。 Al 引入了负反馈, 故构成运算电路; A2 没有引入反馈,工作在开环状态,故组成电压比较器; 后面分立元件电路是声光报警及其驱动电路。 三、分析功能 输入级参数具有对称性,是双端输入的比例运算电路,也可实现差分放 大,输出电压 UOl 为 UOl = 去 ( Un - 问) (1 1. 3.5) 第二级电路的阐值电压的为 UT- - R 3R 一 + R4二 4Vc ct ( 11.3.6) 当 U Ol < U T 时 , U02 = U OL ; 当 UOl > UT 时, U02 = U OH ; 电路只有一个阔 值电压,故为单限比较器。 U02 的高、低电平决 定于集成运放输出电压的最小值和最大值。电压 传输特性如图 1 1. 3 .4所示。 uo," UOH• --...,.---- 当 U02 为高电平时,发光二极管因导通而发 光,与此同时晶体管 T 导通,蜂鸣器鸣叫。发光 二极管的电流为 -川 」 俨 流为 回体管的基极电 h 回 (11. 3.7) I 坠ι丛E B- R6 (11. 3.8) 。 UT u> U OL 图 11.3 .4 A2 组成的电压比 较器的电压传输特性 集电极电流,即蜂鸣器的电流为 Ic= 卢'IB (11.3.9) 若参数选择的结果是晶体管在导通时处于饱和状态,则 586 第 11 章模拟电子电路读固 lc= _V_:rer飞- 7Ur2,," 运的 (1 1. 3.10) 式中 UCES 为管子的保护管压降,凡是蜂鸣器等效电阻。 四、统观整体 根据上述分析,图 1 1. 3.4 所示电路的方框图如图 11.3.5 所示。 U" u 、 a 图 1 1. 3.5 火灾报警电路的方块图 在没有火情时, (Uu - U I2) 数值很小, U Ql < UT , U ω = UOL ' 发光二极管 和晶体管均截止。 当有火情时 , Uu > U I2' (U Il - U I2) 增大到一定程度, U Ql >屿, U02 从低电 平跃变为高电平 , U ω = UOH ' 使得发光二极管和晶体管导通,发光二极管和 蜂鸣器发出警告。 11.3.3 自动增益控制电路 自动增益控制电路如图 1 1. 3.6 所示,为了便于读懂,这里作了适当的 简化。 Uo 图 1 1. 3.6 自动增益控制电路 一、 7 解功能 图 1 1. 3.6 所示电路用于自动控制系统之中。输入电压为正弦波,当其幅 值由于某种原因产生变化时,增益产生相应变化,使得输出电压幅值基本 不变。 11.3 读固举例 587 二、化整为零 以模拟集成电路为核心器件分解图 1 1. 3.6 所示电路,可以看出,每一部 分都是一种基本电路。第一部分是模拟乘法器。第二部分是由 AJ 、 RJ 、矶和 R g 构成的同相比例运算电路,其输出为整个电路的输出。第三部分是由 A2 、 矶、 R4 、 DJ 和 D2 构成的精密整流电路。第四部分是由 A3 、 Rs 和 C 构成的有 源滤波电路。第五部分是由~、 R6 和 R7 构成的差分放大电路。 A4 的输出电 压 U04作为模拟乘法器的输入,与输入电压 UI 相乘,因此电路引入了反馈,是 一个闭环系统。 三、功能分析 根据所学知识可知,模拟乘法器的输出电压 = = U Ol kuXuy kUIU04 (1 1. 3.11) 同相比例运算电路的输出电压 u 。为 +去) Uo = ( 1 U Ol (11. 3.12) 设 R3 = R4 , 则精密整流电路的输出电压 uω 为 , nu- E u =1 ω 』 《B E E L Uo >0 uo Uo <0 (1 1. 3.13) 因此为半波整流电路。 有源捷波电路的电压放大倍数为 AJ= 」7(f=z七) V02 1 . : _J_ IH ‘ . J 5 .L. n.L\. \..J (11.3 叫 可见电路为低通滤波电路。当参数选择合理时,可使输出电压 U03 为直流电压 U03 , 且 U03 正比于输出电压 Uo 的幅值。 在差分放大电路中,输出电压 U04 为 urt(UREF-h)=~(UREF-h)(11315) 因而 U04正比于基准电压 UREF 与 U03 的差值 O 四、统观整体 根据上述分析,可以得到各部分电路的关系,图 11.3.6 所示电路的方框 图如图 1 1. 3.7 所示。 根据式(11. 3.11) 、 (1 1. 3.12) 、 (1 1. 3.15) ,输出电压的表达式为 = J I R 气、 R叮 U 。 = kUI1U~0u44 - •k• \ll• +. R-~~J I-R~'6 (' U- nREF - 03 ) UI (11.3.16) 设输入电压 UI 幅值增大,则输出电压 Uo 的幅值随之增大,【J03 ( U03 正比 588 第 11 章模拟电子电路读固 R、 uo=(l+Ef)uoi Uo uo AA 机 U U D F」 FA O UH ­ U 的平均值 Um",=-~l-0uo U 户。 uo