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天线年会论文集

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    天线年会集主要是多波束

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    -15 无隔离板 有隔离板 -20 isolation(dB) -25 -30 -35 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 Freq(GHz) (b) 图 5 (a)驻波比曲线(b)隔离度曲线 为了保证极化的纯度,提高天线的隔离度,在 辐射贴片下方的功分网络沿着极化方向与探针相 连,如图 4;为了进一步提高天线的隔离度,在两 单元之间加入横向与纵向的金属隔离板,表 2 为 优化后的隔离片的尺寸。图 5 给出了加入隔离板 前后的隔离度对比图,在没有隔离板的情况下虽 然低频段 S12 能满足要求,但是到高频段曲线上 翘导致最差隔离度仅为-21dB。加入隔离板之后, S12 曲线有了明显的下移,曲线在-26dB 以下,满 足设计要求。 隔离片 oy 方向 ox 方向 表2 长度(mm) 41 114 高度(mm) 7 7 图 6 2.6GHz 水平面方向图 天线在微波暗室进行了测试,二元阵列的增益 达到 10dBi,水平面波束宽度满足 650 ± 50 ,波束对 称且稳定。图 6 给出了中心频点的方向图,从图中 可以看到垂直面的方向图有一些不对称,这种结果 可能是横向隔离片的加入造成的。 4 总结 本文首先设计了一种低剖面的微带天线单元, 工作在 2500MHz-2690MHz,天线拥有稳定的波束 宽度,交叉极化比大于 20dB,前后比大于 18dB。 然后设计了二元天线阵列,制作了实物并进行了测 试,结果表明通过加入隔离板,获得高增益的同时 实现了小型化,对实际起到借鉴作用。 参考文献 [1] 李世鹤,TD-SCDMA 第三代移动通信系统标准,北京:人民邮电出版社,2003. [2] 黄友火,移动基站天线及波束赋形天线研究,西安电子科技大学博士学位论文,2009. [3] C. Liu, J.-L. Guo, Y.-H. Huang, and L.-Y. Zhou, “A Novel Dual-Polarized Antenna with High Isolation and Low Cross Polarization for Wireless Communication”, Progress In Electromagnetics Research Letters, Vol. 32, 129-136, 2012. [4] Huang, Y.-H., Wu, Q., Liu, Q.-Z, “Broadband dual-polarised antenna with high isolation for wireless communication,” Electron.Lett.,Vol.45,714-715, 2009. [5] K. L. Wong and J. Y. Sze, “Dual-frequency slotted rectangular microstrip antenna,” Electron. Lett. 34,1368-1370,July9,1988. 作者简介: 刘超,男,硕士,主要从事天线的分析与设计 ·477· 一种新型低剖面多波束阵列天线的研究 玄晓波 1,2 刘 超 1,2 周小林 1,2 (上海市航空航天器电磁环境效应重点实验室,上海 200438)1(上海无线电设备研究所,上海 200090)2 334132630@qq.com 摘 要:多波束天线在移动通信系统中应用广泛,本文设计了一款适用于 LTE 频段的 butler 矩阵,并基于 低剖面双极化微带天线单元设计了 2×8 天线阵列并与矩阵相连,最终制作了高度仅为 15mm 的 8 波束阵列 天线。仿真测试结果证明天线在保持良好特性的同时实现了小型化。 关键词:多波束 低剖面 阵列天线 A Novel Low-profile Multi-beam Antenna Array Xuan Xiaobo1,2 Liu Chao1,2 Zhou Xiaolin1,2 (Shanghai Key Laboratory of Electromagnetic Environmental Effects for Aerospace Vehicle)1 (Shanghai wireless equipment Research Institute,Shanghai 200090)2 Abstract:Multi-beam antenna has been widely applied in mobile communication system. In this paper, a multibeam array consisting of butler matrix and 2×8 antennas based on a novel microstrip antenna which suitable for LTE system is fabricated and measured. It has a thickness of merely 15mm. Experimental results demonstrate that the antenna can not only meet the high performance, but also has very low profile. Key words:multi-beam low profile antenna array 1 引言 随着无线通讯技术的迅猛发展,频谱资源和站 址资源严重匮乏,传统的扩容方式已经没有很好的 效果。因此,在基站天线中采用多波束天线,实现 空分复用和 MIMO 技术结合是解决上述问题的一种 有效途径。 理论研究和实际应用表明阵列多天线能够产生 多波束和形成自适应波束,具有空域滤波特性,能够 在码分多址环境下减小同信道干扰和提高抗多径衰 落的能力,同时提高信道容量和频谱利用率[1-2]。 本项研究工作得到了上海市科学技术委员会的资助,资助课题编号为 11DZ2260800 2 巴特勒矩阵 巴特勒(Butler)矩阵可以实现多波束天线。 这种馈电网络由一系列耦合器、混合电路合成器和 移相器相互连接而成。它有 N 个输入端口和 N 个 输出端口(N=2n, n=1,2,3……),N 个输出端口给平 面阵的每个单元天线提供渐进馈电相位(如图 1)。 对于巴特勒矩阵的不同输入端口,输出端口提供对 应不同波束指向的波束馈电相位。于是巴特勒矩阵 馈电阵列天线具有 N 个不同指向的波束[3]。每个波 束均利用整个天线阵面的有效口径,因而天线的波 束可以锐化并可利用整个阵面的天线增益,是一种 无损的多波束形成方法。 ·478· 图2 表1 图1 上图给出了形成 8 波束所需的 butler 矩阵网 络,他由 16 个 3dB 电桥以及一些移相器组成。电 桥为了适应低剖面的要求,使用微带板进行设计, 为了方便设计与加工,将网络分为两个 4×4 矩阵以 及 4 个小电桥模块。每个 4×4 矩阵由四个电桥与移 相器组成,移相器通过不同线长的微带线来实现, 在 Ansoft HFSS 中仿真了有交叉与无交叉两种矩阵 模式,建模如图 2。在有交叉的设计中,输入输出 端口位置明确,仅在交叉部位使用过渡桥将微带线 错开,分布在介质板的两面。而另一种设计则解决 了交叉的难题,但是改变了输入输出端口的位置。 两者在仿真环境中性能接近,但是加工后对比发 现,有交叉的矩阵由于一些无法避免的人工原因产 生较大的相位误差,因此选取无交叉模型作为 4×4 矩阵的原型。 表2 2.6(GHz) port 5 port 6 port 7 port 8 最大相差 port1 96.6° 6.6° 74.6° -16.3° 0.5° port 2 10.6° -79.1° 167.9° 78.3° 0.5° port 3 75.4° 165.5° -37.2° 52.1° 0.8° port 4 -11.4° 77.4° 56.75° 143.35° 2.85° 采用介电常数为 6.15 的 Taconic RT-60 板材, 厚 度 为 1.524mm , 该 4×4 矩 阵 的 整 体 尺 寸 为 90mm×75mm,制作了实物并对相位进行了测试。 其中 port1、port2、 port3、port4 为输入端口, port5、port6、port7、port8 为输出端口。其标准的 相位关系如表 1 所示,表 2 给出了中心频点对应的 相位输入输出的实测值,测试表明矩阵相位的最大 误差仅为 2.85°,满足指标要求。由两个 4×4 巴特 勒矩阵及 4 个 90°电桥组成一个 8×8 巴特勒矩阵, 电桥与 4×4 巴特勒矩阵的各端口之间采用直径为 2.2mm 的同轴电缆线连接,如图 3 所示。 图3 ·479· 3 多波束天线 利用[4]中高度仅为 8mm 的双极化天线单元: 双层辐射贴片采用同轴馈电,在工作频段内端口驻 波比参数 VSWR<2,隔离度小于-26dB,二元阵列 增益为 10dBi。以此为基础在 HFSS 中设计了 2×8 阵列天线, ±450 线极化共有 16 个端口。为了接近天 线的实际情况,在仿真环境中加入天线罩并按照实 际地板尺寸进行仿真。图 4 为天线阵列的 3D 仿真 模型,图 5 为制作的天线阵列实物。 图4 图5 2.0 port1 port2 port3 port4 port5 port6 port7 port8 1.5 1.0 2.4 2.5 2.6 2.7 2.8 Freq(GHz) 图 6 某一极化驻波参数 VSWR isolation(dB) -15 -20 -25 -30 -35 -40 -45 -50 2.4 s12 s13 s14 s15 s16 s17 s18 2.5 2.6 2.7 2.8 Freq(GHz) 图 7 某一极化 S 参数曲线 1n 将天线与 8×8 的 butler 矩阵结合,天线整体高 度不超过 15mm。 图 6 与图 7 为测试的某一极化 8 个端口的驻 波参数与 S 参数,各端口驻波比系数小于 2,最 1n 差为 1.8, S ≤ −20dB 。各波束指向示意图如图 8 1n 所示,远场的测试参数如表 3 所示,其中端口与 图 1 中保持一致。从表中可以看出,测试结果与 理论结果相符,中间波束增益达到 16.6dBi。满足 指标要求。测试的增益与仿真值相比偏低,主要 是由于众多同轴线的线损,以及高介电常数的介 质损耗导致。 20 330 10 0 300 -10 -20 270 -10 0 240 10 210 20 0 30 60 90 120 150 180 图8 表3 ·480· 4 总结 本文主要设计了一款适应低剖面要求的 8×8 巴 特勒多波束网络,通过旋转端口位置解决了微带线 阵列设计,仿真了一个 2×8 阵列。最后将天线阵列 与矩阵网络合成,加工制作了实物并进行了测试。 测试结果表明天线中间波束的增益达到 16.6dBi, 可以应用到实际中去。 的交叉问题。利用已设计好的低剖面天线单元进行 参考文献 [1] M itsuhikoM izuno, TakeoOhgane, “Application of adaptive array antennas to radio communications”, Electron Commun Japan, 1994, 77(2):48-59. [2] Butler J, Lowe R. Beam forming matrix simplifies design of electronically scanned antennas. Electronic Design April 12, 1961, 170-173. [3] 林守远. Butler 阵的幅度加权[J].现代雷达,1997,19(3):51-59. [4] 刘超,玄晓波,周小林. 一种新型的低剖面高隔离度基站天线. 待录 ·481· 角锥喇叭阵列天线的设计与分析 卜 力 1 杨维明 1 杨武韬 2 李紫怡 1 邱桂霞 1 (湖北大学物理学与电子技术学院,430062,武汉)1;(武汉滨湖电子有限责任公司,430077,武汉)2 摘 要 :在单个角锥喇叭天线设计与分析的基础上,设计了一个 2×2 的角锥喇叭天线阵列,并基于 ANSOFT 公司 HFSS 三维仿真软件进行了仿真,仿真结果显示:在 2.6GHz 至 2.95GHz 频率范围内,天线 增益为 20.46dB,最大增益达到了 21.15dB,波瓣宽度为 11.4 度,四个端口的驻波比均小于 1.17,满足指标 要求。 关键词: 喇叭天线;天线阵列;增益;波瓣宽度 Design and Analysis on the Array Antenna of Pyramid Horn Bu Li1,Yang Wei-ming1,Yang Wu-tao2,Li Zi-yi1,Qiu Gui-xia 1 (the school of physics and electronic technology, Hubei University, Wuhan 430062, P.R. China)1 (Wuhan binhu electronics company of limited liability, Wuhan 430077,P.R. China)2 Abstract: Based on the design and analysis of single pyramid horn antenna, a kind of 2×2 array antenna of pyramid horn was designed, by using the three-dimensional simulation-software HFSS, the antenna was simulated. The simulation results show: at 2.6GHz to 2.95GHz range, the antenna gain is over 20.46dB, the maximum gain is 21.15dB,beam width is 11.4 degree, and the VSWR of the four ports are all lower than 1.17, which meet the requirements. Keywords: Horn antenna; Antenna array; Gain; Beam width 1 引言 角锥喇叭天线是一种应用广泛的微波天线,它既 可以作为反射面天线或透镜天线的馈源、阵列天线 的辐射单元,也可用作微波中继站或卫星上的独立 天线。它具有较高的增益,较低的电压驻波比、工 作频带宽、功率容量大、重量轻和易于制造等优 点。但是作为单独应用的天线,喇叭自身的方向图 波束宽度较宽、天线增益也不能某些通信系统的需 要。 针对这一问题,本文设计了由四个角锥喇叭组 成的天线阵列,采用 Ansoft HFSS 软件对其进行仿 真和分析。结果表明,角锥喇叭天线阵列不仅可以 降低馈电网络的复杂性和损耗,而且可以减小波束 宽度、提高辐射增益[1]。 ·482· 2 角锥喇叭天线单元的分析 角锥喇叭天线是由矩形波导 E 面和 H 面的两壁 张开而成的,其辐射特性基本上是 E 面和 H 面扇形 喇叭的结合,其结构如图 1 所示。这里分别用 a 和 b 表示矩形波导的宽和高,用 a1 和 b1 表示喇叭口径 在 E 面和 H 面的边长,用 Pe 和 Ph 表示喇叭口径在 E 面和 H 面的斜径,用 P1 和 P2 表示喇叭口径在 E 面和 H 面的半径,用 Re 和 Rh 表示喇叭上、下两个 口径面之间的距离。 (a)结构示意图 (b)矩形喇叭的 E 平面 (c)矩形喇叭的 H 平面 图 1 角锥喇叭天线结构 由喇叭天线原理可推导出: Re = Rh = a1 − a 3λ a1 (1) 1 b1 = (b + 2 b2 + 8λ Re ) a14 − aa13 + 3bGλ 2 8πε ap a1 = 3G2λ 4 32π 2εap2 (2) (3) 在设计最佳增益的角锥喇叭天线时,一般已知 天线增益 G 和矩形馈电波导尺寸 a、b,设计目标是 确定喇叭天线的其余尺寸 a1、b1 和 Re,从而获得最 佳的增益[2]。 图 2 极坐标增益方向图 由仿真结果可知,实际的增益值为 15dB,波 瓣宽度为 15.8 度,不满足设计指标的要求。为提高 天线的增益,同时降低喇叭馈源的复杂性和损耗, 本文采用该天线单元进行垂直组阵,保持水平面波 束不变的前提下,压缩垂直面波束宽度[3]。由于天 线的增益近似估算公式如下: G = 10 log 4π 2 L − α L − C1 (dB) 。式中 L 为口径一边的电 长度, α 为单位波长的损耗,C1 包括辐射效率损 耗、过渡和驻波损耗、交叉极化损耗、随机损耗和 单元失配损耗等,本文取 C1=1dB,损耗 α 近似为 每波长 0.1dB,根据天线总增益的要求计算出电长 度 L≈4.72,中心频率波长 λ 为 107.9mm,故天线 口径边长约为 509mm。波束宽度与天线口径长度成 反比,且喇叭口径内的分布不是均匀的,因此实际 波瓣宽度比理论设计结果要更宽一些。 3 角锥喇叭天线阵参数的确定与分析 4 角锥喇叭天线阵的建模与仿真 设计指标:频率范围:2.65GHz~2.91GHz,增 益大于 20dB,波瓣宽 度 12 度,馈源发射功 率 600KW,喇叭用 WR284 矩形波导馈电(其口径尺 寸为 a×b= 72.14 mm×34.04mm),设馈线网络损 耗 0.2dB、天线罩损耗 0.2dB。 假设采用单独的角锥喇叭进行设计,中心频 率 2.78GHz 对应的波长 λ =107.91mm,将增益和 波长值代入式(3)、(1)和(2),可计算出矩形 喇 叭 的 尺 寸 为 : a1=224mm , Re =105mm , b1 =169mm。采用 Ansoft HFSS 仿真得到其辐射方向 图如图 2 所示。 考虑到频率增大时的边缘口径效应以及高次模 的影响会使得增益降低,为了保证要求的频点的增益 能够同时达到要求,设计时选取 2.78GHz 的增益为 20.46dB。 利用角锥喇叭天线单元和 2×2 等幅同相馈电 网络(其中天线单元间距为 10mm,由 4 个喇叭组 成,构成 2×2 布局)。电场传播方向沿 Z 轴,极化 方向沿 Y 轴,沿 Y 轴为 theta=90°(E 面),沿 X 轴为 theta=0°(H 面)。虽然一分四的损耗小一 些,但考虑到喇叭组合方式多样性,因此馈电网络 由两个一分二的功率分配器组成。总馈入口编号 0,1 分 2 后编号 1,再 1 分 2 后编号 2。总馈入口 采用一个大功率容量 1 分 2 等比例功分器,输出端 连接 2 个中等功率容量 1 分 2 等比例功分器,以此 ·483· 实现对 4 个喇叭的等幅同相馈电。按总馈入端口功 率 600kw 计算,除去馈线网络损耗 0.2dB、天线罩 损耗 0.2dB,实际馈入功率为 540kw。 根据上述数据,在 HFSS 中采用模式驱动求解 类型,建立角锥喇叭天线阵的模型,如图 3 所示。 在设置模型的边界条件时,把喇叭天线的金属外侧 表面设置为“aluminum”;由于波导端口与背景相 接触,所以激励端口设置为波端口激励。 在天线的求解设置中,天线的中心工作频率为 2.78GHz,自适应网格的最大迭代次数为 20,收敛 误差为 0.02;在扫频设置中,扫频范围设为 2.6~ 2.95GH z,扫频类型设为快速扫频,频率步进设 0.01GHz。最后经边界条件检查、运算和后处理分 析,完成仿真过程。图 4 为天线在 2.6~2.95GHz 的频率范围内回波损耗的仿真结果,从分析结果可 以看出,2.78GHz 时,S11 的值约为-24.67dB。图 5 是天线工作在 2.78GHz 时的方向图。图中实线和虚 线 线 分 别 表 示 天 线 在 Phi=0deg(H 面 ) 和 Phi=90deg(E 面 ) 时 的 增 益 , 由 图 看 出 , 增 益 为 21.15dB。 图 5 喇叭天线阵 2.78GHz 方向图 极坐标系下角锥喇叭天线在在 2.78GHz 的辐射 方向图如图 6 所示。实线和虚线分别表示 H 面和 E 面的总增益。从图中可以看出,天线的最大增益达 到了 21.15dB,波瓣宽度为 11.4 度。频率范围为 2.6~2.95G H z 时的输入电压驻波比如图 7 所示,可 以看到中心频率(f = 2.78 GHz)处四个端口的驻波比 均小于 1.17,满足指标要求。 图 6 极坐标系下 H 面和 E 面的增益方向图 图 3 喇叭天线阵仿真模型 图 4 S11 扫频特性 图 7 四个端口的驻波比(VSWR) 5 结论 本文设计并仿真了一个 2×2 的角锥喇叭天线 阵列,克服了单个喇叭天线增益不高和波瓣较宽的 缺 陷 。 在 整 个 宽 带 工 作 频 率 范 围 2.65GHz ~ 2.91GHz 内,该天线阵四个端口在中心频率处的驻 波比均小于 1.17,具有比较稳定的辐射特性;波瓣 宽度达到 11.4 度,满足系统指标要求。 ·484· 参考文献 [1] 侯圣伟,徐善驾,王 峰.一种分析平板角锥喇叭天线辐射特性的新方法[J]. 微波学报,2006,22(6). [2] 李明洋,刘敏,杨放.HFSS 天线设计[M].北京:电子工业出版社, 2011. [3] 唐祥楠,夏冬玉,一种宽频带宽波束喇叭阵列天线的设计与分析[C]. 2013 年全国微波毫米波会议论文集,电子工业出 版社,2013.5 作者简介: 卜力,男,湖北大学电路与系统专业硕士生,主要研究领域为射频天线,Email:383587164@qq.com; 杨维明,男,教授、研究生导师,主要研究领域为微波器件与微波电路。 ·485· 平面阵列天线技术研究 金荣洪 叶 声 梁仙灵 耿军平 (上海交通大学电子信息与电气工程学院,上海 200240) rhjin@sjtu.edu.cn 摘 要:本文针对卫星通信等应用需求,对平面阵列天线技术开展了一系列理论与实验研究。首先,针 对单频单极化阵列天线设计,介绍一种“镜像单元”和“弧形正交馈电网络”的技术,抑制阵列天线的 交叉极化电平,并提高了阵列天线的效率;同时从系统角度介绍一种适合于任意口径形状的阵列天线的 设计方法,能有效实现阵列天线与系统共形。其次,针对单频双极化阵列天线设计,介绍了 Ku 频段大型 平面阵列天线的高效率设计方法,包括有源大型阵列天线高效率合成技术和无源大型阵列天线的高效率 合成技术。再次,针对双频正交极化阵列天线,介绍双频段间极化正交技术和双频阵列天线的融合技 术。然后,针对双/多极化阵列天线设计,介绍双/多线极化阵列天线融合设计技术,以及双/多圆极化阵 列天线的融合设计技术。最后,针对数字阵列天线设计,介绍了一种高平坦度扫描的阵列天线设计和阵 列天线的校正技术。 关键词:平面阵列天线,高增益,双极化,高效率,阵列校正 Research on Planar Antenna Array Technology JIN Rong-hong, YE Sheng, GENG Jun-ping, LIANG Xian-ling (Department of Electronic Engineering, Shanghai JiaoTong University. Shanghai 200240, China) Abstract: This paper describes the analytical and experimental works on coping with the popularity in wireless communications, especially in satellite communication. Firstly, the “image element” and “arc-shaped orthogonal feeding network" technologies are introduced for the single-band single-polarization antenna array design, the cross polarization is suppressed greatly and the antenna gain is improved. Moreover, an arbitrarily shaped planar array design technique is developed so that the antenna can be well conformal with the limited system space. Secondly, the high efficiency design of large scale antenna array in Ku band is introduced for single-band dual -polarizations antenna designs, including both active and passive array combination techniques. Thirdly, dual -band orthogonalpolarization technique is introduced and applied successfully in dual-band antenna array integrated designs, including linear and circular polarization, and then expanded to the multi-band multi-polarization array designs. Last, a digital beam forming array exhibits highly gain flatness in wide scan angle is presented, also, a novel simple yet accurate array calibration method is developed. Keywords: Planar antenna array; high gain; dual polarization; high efficiency; array calibration 1 引言 微带阵列天线由于低剖面紧凑小巧等优点,在 卫星通信中得到广泛的应用。随着系统功能的多样 ·486· 化、性能的高效化、结构的小型化和复杂化等,高 性能阵列天线的设计面临着更高的挑战,如高增 益、高效率,低交叉极化,低旁瓣等,某些特殊应 用场合要求天线能工作在多极化,多频段的模式。 同时,阵列天线必须能保持易共形的优点,以充分 利用系统有限的空间。针对这些应用的不同需求, 本文介绍了对平面阵列天线技术开展的一系列理论 与实验研究。 (a) (b) 图 1 (a)镜像单元 (b)弧形正交馈电网络 3 单频双极化阵列设计 以微带子阵列为模块,分别组合可得大型有源 接收阵列及无源发射阵列如图 4 和图 5 示[4],接收 阵列尺寸为 120×20.7×1.3 工作在 12.25-12.75GHz, 实测性能与市场上主流的商业产品对比如表 1 示。 发 射 阵 列 的 尺 寸 为 107.5×20.4×1.7 工 作 在 1414.5GHz,采用低剖面波导功分器合成[5]。阵列的 实测性能与商业产品的对比如表 2 示。 2 单频单极化阵列设计 图 1 是采用了镜像单元的空气微带天线结构 及组阵所用的弧形正交馈电网络示意图[1,2]。所设 计的 256 元阵列及 H 面的方向图如图 2 示。实测 最 高 增 益 达 30.6dBi , 相 应 的 交 叉 极 化 小 于 30dB。图 3 给出了一种任意形状平面阵列的设计 方法[3]。图中分别以凹形和凸形阵为例,针对单元 的排布形式对馈电结构进行优化,保证了非规则 形状口径的辐射效率。 0 Co-pl X-pl -10 -20 Magnitude(dB) -30 -40 -50 -150 图2 -100 -50 0 50 100 150 Theta(degree) 256 元微带阵列实测 H 面方向图 图 3 一种任意形状阵列的设计方法 图 4 有源合成阵列 图 5 无源合成阵列 表 1 接收阵列与商业通信产品性能对比 产品型号 StealthRay2000 StealthRay3000 系统尺寸 (cm) 115×90×15 115×90×18 增益 (dBi) 29.5 29.5 效率 约 25% 约 25% TracStari450M Φ114.3×29.2 31.5 -- 本文 Φ130.0×23.0 34.1 48.2% 表 2 发射阵列与商业通信产品性能对比 产品型号 系统尺寸 (cm) 天线尺寸 (cm) 增益 (dBi) StealthRay2000 115×90×15 47×7 27 StealthRay3000 115×90×18 47×7 27 TracStari450M Φ114.3×29.2 -- 35.5 本文 Φ130.0×23.0 107.5×20.4 33.5 4 双频正交极化阵列 Ku 波段双频正交极化 256 元微带阵列天线如 图 6 示[6]。该阵列天线的正交极化辐射通过共面微 ·487· 带线和背向探针分别进行激励,并结合阵列馈电 网络的有效设计实现了宽频带、高隔离度和高增 益性能。 图 7 是一种用于合成孔径雷达双波段宽带双极 化微带天线阵的单元结构[7]。实测天线阵的带宽、 交叉极化和端口隔离度均满足要求。此阵列结构可 拓展至三/多频段。 (a) 0 -30o -20o -20 -10o 0o 10o -40 20o 30o -60 Magnitude(dB) -80 -100 0 50 100 150 200 250 300 350 Scan angle(degree) 图 8 S 波段相控阵及测试方向图 5.2 阵列校正技术 对中场校正法进行改进,并应用到子阵列幅相 较正中,以期提高阵列合成效率。改进后的中场校 正法在完成基本测量步骤后,改变子阵列排列顺序 再行测量,获得额外的辅助方程,联立求解可消除 由定位不精确引起的误差。通过此法获得子阵列幅 相分布,可准确计算出整阵方向图特性,如图 9 所 示。此法可应用于线阵[8]与面阵。 (b) 图 6 (a)水平极化结构 (b)垂直极化结构 6 结论 本文针对卫星通信的应用介绍了平面阵列天线 技术的研究。其应用范围包括单频单极化阵列,单 频双线极化阵列,双频正交极化阵列等,同时介绍 了一种宽角度扫描的相控阵及阵列校正技术。 图 7 双频段双极化单元结构 5 数字阵列 5.1 S 波段数字阵列宽角扫描技术 图 8 给出了一种宽角度扫描的圆极化 S 波段相 控阵及其扫描方向图,其增益的平坦度主要得益于 天线单元的合理设计及整体布局的优化。 ·488· 图 9 实测与计算的整阵方向图对比[8] 参考文献 [1] 史丽,金荣洪,耿军平等, 一种高增益低旁瓣双贴片微带天线阵, 现代雷达, 2009,32(10):75-78. [2] G.Yang, R.H.Jin, J.P.Geng, and S.Ye,Design and Testing of high-performance Antenna Array with a Novel Feed Network, Progress in Electromagnetic Research, 2008, 5:153-160. [3] S.Ye, R.H.Jin, X.L.Liang, and J.P.Geng, Design of Feed Networks in Irregular Planar Arrays, IWAT, 2011. [4] S.Ye, X.L.Liang, W.Z.Wang, et al., High-Gain Planar Antenna Arrays for Mobile Satellite Communications, IEEE Antennas and Propagation Magazine, 2012, 54(6):256-268. [5] W.Z.Wang,S.Ye, X.L.Liang, R.H.Jin, et al., Even- and Odd-Mode Analysis of Thick and Wide Transverse Slot in Waveguides Based on a Variational Method, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2012, 60(11):3349-3358. [6] 李文晶,梁仙灵,金荣洪,耿军平,叶声, Ku 波段双频正交极化微带阵列天线 , 中国电子科学研究院学报 , 2012,7(6):607-610 [7] 钟顺时,瞿新安,张玉梅,梁仙灵,共用口径 S/X 双波段双极化微带天线阵,电波科学学报,23(2), Apr. 2008: 305- 309 [8] Simon Wong, Sheng Ye, et al., Improved mid-field calibration technology for linear array. IWAT 2011. 作者简介: 金荣洪,男,教授、博士生导师,主要研究领域为现代天线理论与设计、阵列信号处理等。 ·489· 一种宽带宽角度电扫描阵列的新型去耦合结构 杨 迪 梁仙灵 金荣洪 耿军平 (上海交通大学电子工程系,上海 200240) 摘 要:本文介绍一款具有宽带宽角度电扫描阵列天线的新型去耦技术。阵列单元采用一种带背腔的印刷 偶极子天线和蝶形结构的隔离振子。此结构使间距小于二分之一工作波长的阵列单元隔离度有效增大,且 在波束大范围扫描过程中具有良好的反射系数特性。通过对比应用该结构在三单元阵列天线与无隔离时的 性能差异,显示了隔离阵列主波束扫描角至 50 度时仍然在 8.08GHz~8.49GH 频带内工作的优越性。该结构 在宽带天线去耦合、宽角度扫描阵列天线去耦合等领域都具有借鉴意义。 关键词:宽带;阵列天线扫描;去耦合 A Broadband Wide-angle Electronic-scanning Antenna Array with a Novel Decoupling Structure YANG Di, LIANG Xianling, JIN Ronghong and GENG Junping (Department of Electronic Engineering, Shanghai Jiao Tong University of China, Shanghai 200240) Abstract: In this paper, a broadband wide-angle electronic scanning antenna array utilizing a novel decoupling technique is proposed. The array element is constructed by a printed dipole antenna with a backed cavity and a butterfly-structure decoupling dipole, which contribute to a better isolation and return loss performance in a wide beam scanning. A comparison between a decoupled 3-element array and coupled array is given, and the proposed structure has an operation bandwidth of 8.1GHz~8.5GHz when the main beam scans to 50 degrees. The structure has a potential referential significance in both broadband antenna and wide-angle scanning antenna array decoupling. Keywords: Broadband antennas; Antenna array beam scanning; Decoupling 1 引言 宽带宽角度电扫描阵列天线以其工作带宽宽、 波束扫描范围大的特点,在数传、侦察等卫星通信 领域有着广泛的应用前景。传统的宽带宽波束天线 单元类型较多,但很难直接应用在宽角度电扫描阵 列中。究其原因,宽角度电扫阵列要求单元间距小 于半工作波长,导致单元间的互耦较强,限制了其 工作带宽和扫描角度。目前,针对小间距阵列的去 基金项目:重大专项(2011ZX03001-007-03),国家自然科学基金 (61201058) ·490· 耦方法国内外已开展了相关研究,通常有前端去耦 网络技术、EBG 技术、寄生单元/寄生枝节技术 等。但是,前端去耦网络主要加载在天线馈电端口 与有源器件之间,引入较大的通道差损[1],从而以牺 牲天线效率来抑制耦合。EBG 技术能有效抑制表面 波,但其周期性结构要求尺寸大且结构复杂[2]。而寄 生单元/寄生枝节技术适合于窄带互耦抑制[3, 4],一般 用于便携式无线终端的多天线隔离设计。 小间距阵列中相邻单元之间的耦合主要来自单 元间的近场耦合、表面波耦合以及背向耦合。基于 此,本论文研究了一种带背腔的印刷偶极子阵列天 线的设计。提出一种蝶形隔离振子设计降低表面波 和近场耦合,同时利用格子型背腔结构设计降低单 元间的背向耦合。这种设计不但使阵列单元在宽带 内具有较好的隔离度,而且在宽角度扫描过程中单 元保持良好的反射系数,仿真结果表明该设计的合 理性。 对于印刷偶极子阵列天线,采用大反射板会减 少其阵列的背向辐射,但无法减弱单元的背向辐射 引起单元间的耦合。为此,本论文采用格子型反射 腔,即每个单元后面加载一个矩形反射腔,具体结 构如图 2 所示。当反射腔体高度为 H=7.5mm,单元 的 10dB 阻 抗 带 宽 约 为 2GHz , 覆 盖 频 率 范 围 7.5GHz~9.5GHz。其中心频率辐射方向图如图 3 所 示,较为对称且背向辐射小于-20dB。 图 1 印刷偶极子天线 2 天线设计 2.1 单元天线 天线单元结构如图 1 所示,采用印刷矩形偶极 子结构结合切角技术,该形式单元具有很宽的阻抗 带宽。单元印制在相对介电常数为 3,厚度为 0.508mm 的 高 频 介 质 基 板 上 , 介 质 板 大 小 为 20mm*24mm;具体天线参数如表 1 所示。 表 1 偶极子天线结构参数 Parameter L W Wb Lb Value 7.6mm 6.8mm 4mm 7.5mm Return Loss (dB) 图 2 天线单元结构 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 7 8 9 10 Frequency (GHz) 单元采用 50 欧姆微带巴伦垂直馈电,同时, 为了改善印刷偶极子天线的定向辐射特性,提高其 辐射增益,一般在其下方放置平面反射板,相当于 源天线下方增加了一个镜像天线。假设反射板无限 大,天线辐射方向图可为[5]: PT ( f ,φ,ϕ) = DP( f ,φ,ϕ)× AF ( f ,φ,ϕ) AF ( f ,φ,ϕ) = 2π j 2 sin( fH ) c 其中,DP 为偶极子天线的自由空间辐射方向 图,AF 是偶极子天线与镜像天线组合的阵因子。 因此,当反射板与偶极子距离 H 为其工作波长的四 分之一时,阵因子模值为 2,定向辐射增益最大。 图 3 单元端口反射系数及方向图 2.2 三单元阵列 图 4 给出了三单元天线阵列结构布局,考虑到 宽角度扫描条件及 T/R 组件的尺寸限制,相邻单元 间距选择约为 0.44λ(λ 为工作中心频率的自由空间 波长)。由于相邻单元间距较小,互耦较强,为此 ·491· 引入了一种蝶形结构的隔离振子。隔离振子中采用 贴片电容连接,其中 Wc=4.4mm,Lc=3.8mm;三 单元阵列印制在 52mm*24mm 的介质板。 540MHz,覆盖频率范围 8GHz~8.54GHz。当主波 束扫描到 50 度,不加隔离振子的反射系数恶化很 厉害,仅为-6dB;加隔离振子的带宽为 410MHz, 覆盖频率范围 8.08GHz ~8.49GHz。 图 4 三单元阵列 在波束扫描过程中,输入阻抗随扫描角度变化 而变化,即各阵元间耦合关系也相应变化。因此, 需在扫描过程中适当调节蝶形隔离振子的电长度, 起到不同耦合特性时的隔离作用。扫描过程中隔离 振子结构参数变化如表 2 所示。实际工程中则可采 用等效 LC 电路实现。 表 2 蝶形振子结构参数变化 主波束指向 0度 30 度 40 度 50 度 Lc 3.8mm 3.8mm 3.4mm 3.4mm 2.3 仿真结果 图 5 为在加入隔离振子前后,阵列中心的单元 反射系数和隔离度比较。可以看出,由于阵元间的 耦合作用,相比单个独立单元,阵中的中心偶极子 单元工作带宽恶化,10dB 阻抗带宽仅为 500MHz, 即覆盖频率范围 8.1 GHz~8.6GHz;而引入蝶形隔离 振子后,天线 10dB 带宽可展宽到 800MHz,覆盖 频率范围 7.8GHz~8.6GHz。同时,工作带宽内隔离 度获得了较大的提高,由-13dB 降低-15dB,中心频 率点更由-13.89dB 降低到了-22.91dB。 主波束扫描过程中仍然选取中间一个单元作为 分析对象,仿真结果如图 6 至 8 所示。当主波束扫 描 到 30 度 , 不 加 隔 离 振 子 时 , 10dB 带 宽 为 660MHz,覆盖频率范围 8GHz~8.66 GHz;加隔离 振 子 时 , 10dB 带 宽 为 810MHz , 覆 盖 频 率 范 围 7.78GHz~8.59GHz。当主波束扫描到 40 度,不加隔 离振子时,10dB 带宽为 320MHz,覆盖频率范围 8.02GHz~8.34GHz;加隔离振子时,10dB 带宽为 ·492· S Parameter (dB) 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 7.5 8.0 8.5 Frequency(GHz) S12, Coupled S12, Decoupled S22,Decoupled S22, Coupled 9.0 9.5 图 5 主波束指向为 0 度时,中心单元 S22 与 S12 比较可知,未引入隔离振子的三单元阵列由于 单元间的耦合作用只能在较窄的频带内工作,且随 着主波束扫描角的增大,单元的端口反射系数变化 很明显,仅能实现在 40 度波束扫描时工作,且带 宽仅为 300MHz,即:8GHz~8.3GHz。相比,加入 隔离振子后,40 度扫描时工作频带拓宽了 68%,且 在 50 度扫描时仍然具有 410MHz 的工作带宽。 S11 (dB) 0 -10 -20 -30 -40 -50 7.5 decoupled coupled 8.0 8.5 9.0 9.5 Frequency (GHz) 0 10 330 30 0 -10 300 60 -20 -30 270 90 -20 -10 240 0 210 10 120 Coupled Decoupled 150 180 图 6 扫描至 30 度时,中心单元 S22 及方向图 0 -5 S11 (dB) -10 -15 -20 7.5 coupled decoupled 8.0 8.5 9.0 9.5 Frequency (GHz) 10 330 0 -10 300 30 60 -20 -30 270 90 -20 -10 240 0 210 10 120 Coupled Decoupled 150 180 图 7 扫描至 40 度时,中心单元 S22 及方向图 0 10 330 0 -10 300 30 60 -20 -30 270 90 -20 -10 240 0 210 10 120 Coupled Decoupled 150 180 图 8 扫描至 50 度时,中心单元 S22 及方向图 3 结论 本文研究了一款新型的宽带宽角度电扫描阵列 天线单元间的去耦合设计。该结构在单元间距小于 半工作波长的情况下,具有良好的隔离度和工作带 宽,且单元的端口反射系数受天线方向图扫描影响 较少。从仿真可以看出,通过调节隔离结构的电长 度 , 当 三 元 阵 扫 描 至 50 度 时 , 在 8.08GHz~8.49GHz 频率范围内仍然可以正常工作。 -5 S11 (dB) -10 -15 -20 7.5 coupled decoupled 8.0 8.5 9.0 9.5 Frequency (GHz) 参考文献 [1] Weber, J. ; Volmer, C. ; Blau, K. ; Stephan, R. ; Hein, M.A. ; Miniaturized antenna arrays using decoupling networks with realistic elements, Microwave Theory and Techniques on IEEE Transactions, 2006 [2] Xian Qi Lin; Yong Fan, A decoupling technique for increasing the port isolation between two closely packed antennas, Antennas and Propagation Society International Symposium (APSURSI), 2012 [3] Kasra P.; Ramesh A., Emloying EGB structures in multiantenna systems for improving isolation and diversity gain, IEEE Antennas and wireless propagation letters, 2009 [4] Kyeong-Sik M.; Dong-Jin K.; Yong-Min M., Improved MIMO antenna by mutual coupling suppression between elements, The European Conference on Wireless Technology, 2005 [5] J.M.Qiu; Z.W.Du; K.Gong, A case study of improve the impedance bandwidth of a planar monopole, Microw. Opt. Techn. Lett, 2005 ·493· 新型宽带全向天线阵 全旭林 范 艺 李融林 (华南理工大学电子与信息学院,广州 510640) lirl@scut.edu.cn 摘 要: 本文以现代移动通信系统为背景,研究了工作于 2 GHz 附近的各种极化形式的宽带全向天线阵 列,包括宽带圆极化全向天线阵、波束下倾宽带圆极化全向天线阵、宽带垂直/水平双极化全向天线阵、宽 带 45°斜极化全向天线阵等,实验结果表明各极化形式天线阵均可在宽频带内实现全向辐射。 关键词: 全向天线,宽带天线,天线阵列,圆极化天线,垂直/水平双极化天线,45°斜极化天线,波束下 倾 Broadband Omnidirectional Antenna Arrays QUAN xulin, FAN yi, LI ronglin (School of Electronic and Information Engineering, South China University of Technology, Guangzhou 510640) Abstract: In this paper, we develop several broadband omnidirectional antenna arrays with different polarizations, including circular polarization, beam down-tilting circular polarization, vertical/horizontal dual-polarization and 45° slant polarization. Experimental results show that all antenna arrays can realize omnidirectional performance in a wide bandwidth. Keywords: Omnidirectional antenna; broadband antenna; antenna array; circularly polarized antenna; vertically/horizontally dual-polarized antenna; 45° slant-polarized antenna; beam down-tilting antenna 1 引言 全向天线可与水平面 360°各个方向的目标进行 通信,广泛应用于广播电视、移动通信、无线传感 器[1-3]等场合。在现代无线通信系统中,宽带天线能 够满足人与人之间大量信息高速传递的需求,且可 以使一副天线工作于多个通信系统,从而减少载体 上天线数目,实现通信设备小型化。天线阵能够满 足现代移动通信基站天线高增益的需求。因此,研 究宽带全向天线阵有着广泛的应用前景和重要的现 实意义。 2 基于矩形环的宽带圆极化全向天线阵 基于矩形环的宽带圆极化全向天线阵结构如图 1 所示,每个天线单元包括四个围绕圆柱放置的宽 带圆极化矩形环天线,八个天线单元沿一条直线排 列。实验结果表明该天线阵具有的 10-dB 回波损耗 带宽为 58%(1.4-2.54 GHz),水平面不圆度小于 1.5 dB,增益约为 8 dBi,如图 2 所示。 基金项目:国家自然科学基金(No.60871061);广东省自然科学基金 (No.815106401000085);高等学校博士学科点专项科研基金 (No.200805610007) ·494· 图 1 基于矩形环的宽带圆极化全向天线 图 3 基于倾斜振子的波束下倾宽带全向圆极化天线阵 (a)回波损耗 (a)回波损耗 (b)2 GHz 时水平面辐射方向图 (c)增益 图 2 基于矩形环宽带圆极化全向天线阵实验结果 3 基于倾斜振子的波束下倾宽带圆极化 全向天线阵 (b)2 GHz 辐射方向图 图 4 基于倾斜振子的波束下倾宽带圆极化全向天线阵实验结果 4 宽带垂直/水平双极化全向天线阵 天线阵结构如图 5 所示,每个天线单元包括一 个垂直极化天线和一个水平极化天线,八个天线单 元沿一条直线排列。垂直极化天线为一个顶部圆形 贴片加载和边缘短路金属筒加载的单极子天线;水 平极化天线为四个弧形半波振子组成的圆环天线。 测试结果表明垂直、水平天线阵列在 1.65-2.35GHz 频 带 内 回 波 损 耗 大 于 10dB , 端 口 隔 离 度 约 为 40dB。垂直极化和水平极化水平面不圆度分别为 3.5dB 与 2.5dB,增益约为 8dBi,如图 6 所示。 基于倾斜振子的波束下倾宽带圆极化全向天线 阵结构如图 3 所示,每个天线单元包含围绕圆柱放 置的四对倾斜振子,八个天线单元沿一条直线排 列。实验结果表明该天线具有的 15-dB 回波损耗带 宽为 40%(1.63-2.43 GHz),全向面不圆度小于 1.5dB,垂直面波束下倾角为 10°,如图 4 所示。 图 5 宽带垂直/水平双极化全向天线阵 ·495· (a)回波损耗 (b)垂直极化 2 GHz 辐射方向图 图 7 宽带 45°斜极化全向天线阵 (a)回波损耗 (c)水平极化 2 GHz 辐射方向图 (b)2 GHz 辐射方向图 (d)增益 图 6 宽带垂直/水平双极化全向天线阵实验结果 5 宽带 45°斜极化全向天线阵 (c)增益 图 8 宽带 45°斜极化全向天线阵实验结果 天线阵结构如图 7 所示,每个天线单元包含四 个围绕圆柱放置的十字型交叉振子,八个天线单元 沿一条直线排列。实验结果表明该天线阵具有的 10-dB 回波损耗带宽为 34%(1.7-2.4 GHz),水平面 不圆度小于 2 dB,增益约为 7 dBi,如图 8 所示。 6 结论 本文围绕无线通信系统中宽带全向天线的设 计,提出了宽带圆极化全向天线、波束下倾宽带圆 极化全向天线、宽带垂直/水平双极化全向天线、宽 带 45°斜极化全向天线等。这些天线阵均可在较宽 频段内实现全向辐射,具有广阔的应用前景。 ·496· 参考文献 [1] 陈燕林,阮成礼. 全向天线技术. 中国科技论文在线, 2007, 11. [2] Li J. An omnidirectional microstrip antenna for Wimax applications. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2011, 10: 167-169. [3] H. Zhai, S. Tjuatja, J.W. Bredow, et al. A quasi-planar conical antenna with broad bandwidth and omnidirectional pattern for ultrawideband radar sensor network applications. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2010, 58(11): 3480-3489. 作者简介: 全旭林,女,博士,主要研究领域为全向天线、圆极化天线等;范艺,女,博士生,主要研究方向为 多功能射频天线;李融林,男,教授、博士生导师,主要研究领域为通信天线理论与技术、射频识别与无 线传感器、电磁场与信息论等。 ·497· 阵列单元性能对波束扫描指向的影响分析 崔 蕾 杨慧杰 田步宁 (空间电子信息技术研究院,西安,710100) cl_kxyl@163.com 摘 要:本文对单元因子在阵列天线波束扫描指向中的影响进行了分析,分析表明,在小型阵列中,天 线波束扫描指向受单元因子影响较大。对指向要求较高的小型阵列天线,本文给出了减小单元因子影响 的措施。 关键词:单元因子 波束扫描 阵列天线 Study of the Effect on the Beam Pointing Caused by the Array Element Cui Lei, Yang Hui-jie, Tian Bu-ning (CAST-Xi’an Institute of Space Radio Technology, Xi’an, 710000) Abstract: The influence on the beam pointing caused by the antenna element has been studied in this paper. The results illustrate that the element has significant effect on the beam pointing. To the small array antenna with high demand on the beam pointing accuracy, this paper gives the method on how to reduce the influence of the element. Keywords: element;beam scanning;array antenna 1 引言 相控阵天线由于扫描速度快、跟踪精度高、体 积小、抗干扰能力强等特点,已在预警雷达、星载 天线等获得广泛应用。相控阵天线的波束指向误差 对雷达系统的精度有非常重要的影响,相控阵雷达 天线大多数是大型阵列,波束扫描方向图受单元因 子影响较小,而对于星载相控阵天线而言,受星上 安装空间、重量、成本等因素的影响,天线阵列规 模一般较小,单元因子对于波束扫描方向图的影响 就尤为明显。诸多有关波束指向精度研究的文献资 料[1][2]都是从相位量化影响以及通道幅相误差等方 面考虑的,本文针对单元因子在不同阵列规模下对 波束扫描指向的影响进行了详细分析。 ·498· 2 阵列单元 2.1 阵列天线空间方向图[3] 假设在一个天线阵列中有 N 个单元,第 n 个阵 元在阵中单元方向图为 fn (θ ,ϕ) ,它在阵中位置为 (x ,y ,z ),其激励系数为 n nn Ine jϕn , In 为激励幅 度,ϕn 为激励相位,则该阵列空间方向图按叠加原 理为: θ ϕ ∑ θ ϕ f ( , ) = f ( , )I e N n j ⎣⎡⎢k ⎝⎛⎜ +xnzsnicnoθscθosϕ + yn sinθ sin ϕ ⎠⎞⎟+ϕn ⎤ ⎦⎥ n n=1 (1) 式中 k = 2π / λ 为自由空间波数, λ 为工作波长。 假设阵元相同,其单元方向图为 f0 (θ ,ϕ) ,阵 列边缘效应忽略不计时,阵列方向图可写成: θ ϕ θ ϕ ∑ f ( , ) = f ( , ) I e N j ⎡⎢⎣k ⎛⎜⎝ +xnzsnicnoθscθosϕ + yn sinθ sin ϕ ⎞⎟⎠+ϕn ⎤ ⎥⎦ 0 n n=1 (2) 如果令 S = ∑ I exp S N n , j ⎡⎢⎣k ⎛⎜⎝ +xnzsnicnoθscθos ϕ + yn sinθ sin ϕ ⎞⎟⎠ +ϕn ⎤ ⎥⎦ 称 n=1 为阵列的阵因子,它与阵元数、排布位置及激励系 数有关。这时阵列空间方向图为: f (θ ,ϕ) = f0 (θ ,ϕ) ⋅ S (3) 式(3)表明,阵列的空间方向图为阵元的单 元方向图与阵因子之乘积。一般来说,当阵元数 N 较大时,阵元方向图波瓣较宽,相乘之后单元方向 图对阵列辐射波瓣形状影响较小,阵因子的空间特 性基本决定了阵列的空间辐射特性,但对于小型阵 列,阵元空间特性也将影响阵列方向图。 2.2 阵元空间特性 对 7 元阵采用六边形排列,如图 1 所示,利用 HFSS 仿真平台进行了全模型仿真,提取了阵中单 元方向图,中心单元方向图如图 2 所示。 表 1 1 号阵中单元在不同扫描角度方向性 扫描角度(°) 0 15 25 30 方向性(dBi) 2.29 3.75 5.17 5.61 扫描角度(°) 31 36 45 60 方向性(dBi) 5.63 5.49 4.3 0.25 3 波束扫描指向分析 3.1 7 元阵扫描分析 对 7 元阵进行了全模型仿真,提取了阵中单元 方向图,借助 GRASP9 仿真平台,分别代入 7 类阵 中单元方向图和中心单元方向图,得到了不同扫描 角指向方向性方向图,代入 7 类阵中单元方向图的 仿真结果如图 3~图 5 所示,表 2 为波束扫描的方向 性统计。由结果中可以看出,受单元因子影响,阵 列方向图在要求扫描指向上出现偏差。 图 1 7 元阵六边形排列 图 3 扫描 15°方向图 图 2 1 号阵中单元方向图 根据扫描指向要求,读取了 1 号阵中单元在不 同角度的方向性系数,如表 1 所示。 图 4 扫描 30°方向图 ·499· 图 5 扫描 45°方向图 图 8 扫描 30°方向图 图 6 扫描 60°方向图 表 2 代入 7 类馈源波束扫描分析 要求指向 实际指向 要求指 向方向性 (dBi) 实际指 向方向性 (dBi) 0° 0 14.44 14.44 15° 13° 14.34 14.4 30° 24° 14.04 14.37 45° 32° 12.43 13.94 60° 37° 8.89 12.98 图 7~图 10 为只代入中心单元方向图的仿真结 果,表 3 给出波束扫描的方向性统计。 ·500· 图 7 扫描 15°方向图 图 9 扫描 45°方向图 图 10 扫描 60°方向图 表 3 只代入中心单元波束扫描指向 要求 指向 实际 指向 要求指向方向性 (dBi) 实际指向方向性 (dBi) 0° 2° 10.74 10.75 15° 25° 12.2 13.15 30° 31° 14.06 14.08 45° 36° 12.75 13.59 60° 41° 8.7 12.36 由图 7~图 11 可以看出,受 1 号阵中单元因子 影响,阵列方向图在要求扫描指向上出现较大偏 差。由图 11 可以看出,在扫描 15°处阵因子方向图 较宽,由表 2 可以看出,1 号阵中单元方向图在 25°处方向性系数大于 15°处方向性系数,所以在 15°处的扫描指向由单元因子决定。 10 8 6 4 2 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 -26 -28 -30 -100-95-90-85-80-75-70-65-60-55-50-45-40-35-30-25-20-15-10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 85 90 95100 图 11 扫描 15°阵因子方向图 3.2 19 元阵扫描分析 由于 1 号阵中单元方向图在不同指向角度方向 性系数差别较大,为了进一步验证单元因子对阵列 扫描指向的影响,将 1 号阵中单元方向图代入 19 元六边形排列的阵列中,图 12~图 16 给出了扫描结 果。 图 3-13 扫描 15°方向图 图 3-14 扫描 30°方向图 图 12 扫描 0°方向图 图 3-15 扫描 45°方向图 ·501· 图 3-16 扫描 60°方向图 表 4 19 元阵代入中心单元波束扫描指向 要求 指向 实际 指向 要求指向方向性 (dBi) 实际指向方向性 (dBi) 0° 2° 15.08 15.14 15° 19° 16.94 17.31 30° 31° 18.78 18.79 45° 40° 17.67 18.13 60° 48° 13.77 16.08 由图 3-10~3-14 可以看出,和 7 元阵相比,阵列扫描指向受单元因子影 响有所减小。 3.5 91 元阵扫描分析 图 17~图 21 给出了代入 1 号阵中单元方向图 91 元阵六边形排列阵列扫描结果。 图 18 扫描 15°方向图 图 19 扫描 30°方向图 ·502· 图 17 扫描 0°方向图 图 20 扫描 45°方向图 3.4 阵因子补偿 对于星载阵列天线而言,当阵列规模比较小 时,单元因子的影响不可忽视。为了减小单元因子 的影响,考虑采取以下措施:借助 POS5 仿真平 台,优化要求指向所需激励系数,设优化所得激励 系数为 exi1,波控机计算的存在指向误差的激励系 数为 exi2,exi3=exi1-exi2,exi3 为初值,每个指向 对应一组初值,对所有初值进行平均处理,最后得 到一组初值,将该初值存储于星上;形成用于抵消 单元因子影响的初始阵因子。对于这两种措施的有 效性还需进一步验证。 图 21 扫描 60°方向图 表 5 91 元阵代入中心单元波束扫描指向 4 结束语 要求 指向 0° 15° 30° 45° 60° 实际 指向 0° 要求指向方向性 (dBi) 实际指向方向性 (dBi) 21.88 21.88 16° 23.73 23.81 30° 25.57 25.57 43° 24.47 24.6 55° 20.56 21.4 通过将阵中单元方向图代入六边形排列的 7 元 阵、19 元阵、91 元阵进行仿真,分析了单元因子 在阵列天线波束扫描中的影响,当阵列规模较小 时,阵列波束扫描指向取决于单元因子,随着阵列 规模的增大,单元因子对波束扫描指向逐渐减小。 对于指向精度要求高的阵列天线必须考虑单元因子 作用,对于减小单元因子影响的措施还在进一步研 究中。 由以上结果中可以看出,和 7 元阵、19 元阵相 比,单元因子在 91 元阵扫描指向中的影响明显减 小,且波束指向基本符合要求指向。 参考文献 [1] 沈文辉,周希朗,宫新保.提高相控阵天线波束指向精度的方法.上海交通大学学报,2004,38(2):233~235. [2] 王颖辉,匡勇.相控阵天线指向误差分析.中国电子科学院学报,2011,6(4):340~343. [3] 叶云裳.航天器天线.中国科学技术出版社,2007. 作者简介: 崔蕾,女,工程师,主要研究方向为星载多波束天线;杨慧杰,女,高级工程师,主要研究方向为星 载多波束天线;田步宁,男,高级工程师,主要研究方向为星载相控阵天线,星载反射面天线以及馈源组 件等。 ·503· 8mm 边馈式微带天线阵设计与研究 李 庆 赵鹏飞 刘埇 司黎明 吕 昕 (北京理工大学信息与电子学院学院,毫米波与太赫兹技术北京市重点实验室,北京 100081) fatufo@bit.edu.cn 摘 要:本文对 8mm 边馈式微带天线阵进行了仿真设计与理论分析,给出了并馈矩形贴片单元和馈电网络 的设计方法,最后对仿真结果进行了分析,本文对 8mm 边馈式微带阵列天线的设计和性能分析具有很好的 指导意义。 关键词:毫米波,馈电网络,微带天线阵 A Study of 8mm Microstrip Array Antenna LI Qing, ZHAO PengFei, LIU Yong, SI Li-Ming, LV Xin (Beijing Key Laboratory of Millimeter Wave and Terahertz Technology, Department of Electronic Engineering, School of Information and Electronics, Beijing Institute of Technology, Beijing 100081, P. R. China) Abstract: In this paper, 8mm edge-fed microstrip array antenna is designed and studied. The designing method of parallel-fed rectangular patch elements and feed-network is also given. Finally, the simulation results are analyzed. Tis paper has great benefit to the design and performance analysis of 8mm edge-fed microstrip array antenna. Keywords: Millimeter; Feed- network; Microstrip array antenna 1 引言 微带天线具有重量轻、体积小、成本低、共形 结构、以及与集成电路兼容的优点[1, 2]。微带天线 最初作为火箭和导弹上的共形天线获得了应用,现 已被广泛应用于大约 100MHz-100GHz 的无线电设 备中,特别是在飞行器和地面便携式设备中[3, 4]。 随着毫米波技术的发展,微带天线阵已广泛应用于 毫米波雷达、通讯、制导和近感引信系统等。 本文根据工程需求,设计了一款具有扇形波 束、高增益、低副瓣特性的 8mm 微带阵列天线。 基金项目:国家高技术研究发展计划 (2012AA8123012) 和北京理工大 学基础研究基金项目(20120542015) 2 设计指标 序号 指标名称 极化方式 中心频率 1dB 带宽 中心频率 VSWR 带内 VSWR 增益 方向图主瓣内增益抖动 距离向波束宽度 方位向波束宽度 方位向副瓣电平 距离向副瓣电平 ·504· 指标要求 H 34.6GHz ≥500MHz ≤1.3:1 ≤1.8:1 >32dB ≤0.5dB ≥6° ≤1° ≤-20dB ≤-12dB 3 微带天线阵设计 3.1 阵方案的确定 8mm 微带天线有其特殊性:对加工精度要求 高,馈线损耗增大,表面波和馈线的杂散辐射对天 线性能的影响,这些都对毫米波微带天线的设计带 来了新的挑战。 考虑到并联馈电的结构对称性、幅相一致性较 好等特点,本文采用并联馈电。 根据功率 3dB 波瓣公式[2]: θ ≈ 51λ Nd (1) 结合两维波瓣宽度指标要求,我们可以初步确 定水平维和俯仰维单元数目:水平维 N1=64,俯仰 维 N2=8。考虑到阵元间互耦、加权对增益和波瓣 宽度的影响以及馈电网络的综合,为保证 3dB 功率 波瓣宽度满足要求,我们采用 8×80 单元。 3.2 2×2 子阵设计 在设计制作大阵时,考虑到制版和微带线馈电 以及匹配等因素,一般都采用矩形贴片单元,并以 相邻的 2×2 单元为子阵,全阵都由相同的子阵组 成。本文采用侧馈馈电方式,两维单元间距 dx = d y = 0.8λ0 根据公式(2),贴片短边尺寸[4, 5] b ≈ λg 4 (2) 可以确定单元大小,考虑到交叉极化分量尽量 低,a/b 一般取 1.3~1.5。 在频率一定的情况下,我们根据上述关系式, 可以很容易的得到 a, b 的初始值。 3.3 馈电网络设计 馈电网络的设计是保证各阵元的激励幅度和相 位达到预设目标,以便形成所要求的天线方向图, 因此对馈电网络的要求是输入阻抗匹配良好,尽量 小的馈电损耗,较宽的工作频带和结构简单等[6]。 本设计采用的并馈阵方案具有以上特点。本文采用 一分二分支网络馈电,逐级匹配,同时考虑 T 型结 构及匹配段的不连续性对输入阻抗的影响,因此, 所设计的馈电网络匹配良好,频带较宽[7]。 3.4 性能估算 单元数 8×80,天线理想增益为 G = 4π A λ2 ≈ 38.76dB 微带线损耗[1]: 25 × 0.8λ0 × 0.17dB λ ≈ 3.4dB , 8mm 频段,微带线损耗近似为 0.17dB λ ; 微带 T 形功分器损耗约:0.1dB/个×9(个) =0.9dB; 加权对增益的影响(减小量):约 0.7dB。(副 瓣-25dB) 因此,总损耗为 5dB。预计仿真增益为 38.76dB- 5dB=33.76dB 4 仿真结果及分析 根据上述理论,我们在基片厚度为 0.254mm, 介电常数 ε r ≈ 2.2 的 Duriod5880 基片上,设计了 单元数为 8×80 的边馈式毫米波微带天线阵,天线 参数见表 1 所示。 表 1 8×80 微带阵天线物理参数 天线参数 参数大小 频率 34.6GHz 单元间距 馈线宽度 0.8λ 0 0.22mm 贴片长 a 3.8mm 贴片宽 b 2.7mm 天线结构如图 1 所示。8×80 微带阵仿真所得增 益方向图如图 2 所示。天线方位向波束宽度≤1°, 距离向波束宽度≥6°,方位向副瓣电平-24dB,距离 向副瓣电平-15dB,最大增益为 33.56dB,与理论估 算值一致。交叉极化分量在-20dB 以下。 5 结论 本文在充分考虑工程加工余量的情况下,对 8mm 边馈式微带天线阵进行了仿真设计,给出了并 馈矩形贴片单元和馈电网络的设计方法,本文对 8mm 边馈式微带阵列天线的设计和性能分析具有重 要的工程指导意义。 ·505· Ansoft Corporation Name m1 m2 m3 X 0.5800 -12.8600 -1.4000 Y 33.5650 18.5901 9.4502 0.00 图 1 天线结构图 34.6 33.5621 m1 30.5955 30.8156 m2 m3 4.4514 1 Curve Info dB(GainAccepted) Setup 1 : Sweep 1 Phi='0deg' dB(GainAccepted) Setup 1 : Sweep 1 Phi='90deg' dB(GainAccepted) -100.00 -80.00 -60.00 -40.00 -20.00 0.00 Theta [deg] MX1: -0.4820 MX2: -4.1026 20.00 40.00 图 2 8×80 微带阵天线方向图 参考文献 60.00 80.00 100.00 [1] F. Lalezari and C. D. Massey. MM-Wave Microstrip Antenna, Microwave J,1987, (4): 87- 96 [2] 钟顺时,微带天线理论与应用,西安电子科技大学出版社,1991 [3] 薛正辉,天线阵列分析与综合,北京理工大学出版社,2011 [4] 康行健,天线原理与设计,北京理工大学出版社,1993 [5] G. A. Deschamps, “Microstrip Microwave Antennas,” presented at the 3rd USAF 作者简介: 李庆,男,硕士,主要研究领域为天线设计与太赫兹技术 ·506· 波导缝隙圆极化天线阵列研究及新进展 李建瀛 徐 瑞 张 凯 (西北工业大学电子信息学院,西安 710072) jianyingli@nwpu.edu.cn 摘 要:对基于波导馈电的圆极化天线作了全面分析,报告了最新研究的波导圆极化器、圆极化辐射单 元、以及圆极化波导缝隙阵列天线。新研究的波导基于波导的圆极化天线结构紧凑,辐射效率高,特别适 合高频段(如 Ka 频段)微波通讯的工程应用。 关键词:波导;缝隙;圆极化天线 Research on Circularly Polarized Waveguide Antenna LI Jianying,XU Rui,ZHANG Kai, ((Northwestern Polytechnica1 University,School of Electronics and Information,Xi’an 710129。China) Abstract: A waveguide feed circularly polarized antenna is reported. The newly circular polarizer, radiator, and circular polarizer waveguide slot array are studied. The new circular polarizer antenna is with compact size, high radiating efficiency. It may used in high quality communication systems. Keywords: Waveguide; Slotted Antenna; Circular Polarization Antenna 1 引言 基于矩形波导的天线具有较高的辐射效率而被 广泛地应用于雷达或通信系统。这类天线主要有喇 叭天线、波导缝隙天线等。一般情况下喇叭天线及 波导缝隙天线都是线极化天线[1],为了实现圆极化 辐射,在喇叭天线的馈线部分加上变极化器[2-4],变 极化器的形式通常有在波导中加介质移相型[3],以 及在波导上加销钉等[4]。 波导缝隙天线具有高天线效率、高功率承受能 力、高可靠性、低损耗和结构紧凑等优点,被广泛 应用在各种通讯系统中[5,6]。特殊缝隙排列结构的波 导缝隙天线也可以设计成圆极化天线[7-9],通常这样 设计实现圆极化的波导缝隙天线结构较为复杂,馈 电难度也比较大。 文献[10]提出一种波导圆极化器的设计,文献[11] 对这种圆极化器作了进一步的研究,并通过增加金 属柱缩短极化器的长度。近来,人们对波导结构的 圆极化天线做了深入的研究[12-13],本文在以上文献 的研究文章的基础上优化设计了一种波导缝隙圆极 化阵列。分析计算结果说明了该圆极化天线的设计 方法是可行的。 2 圆极化波导馈电结构天线 2.1 圆极化开口波导天线 图 1 为天线的几何结构。天线主要由矩形馈 电波导和六边柱形辐射腔两部分组成,中间通过 缝隙连接。设计天线时把方波导腔的一对对角用 金属填充,使方波导腔变成一个六边柱形腔,通 过调整方六边柱形腔的相对的两个边长来实现圆 极化波的产生。 ·507· 图 1 天线几何结构 为了研究这种天线的特性,我们对天线的几何 参数做了全面的优化分析。着重考虑了方波导的边 长、切角长度和切角高度改变时,天线的反射系数 和轴比性能的变化情况。 运用 HFSS 优化设计了工作在 Ka 频段的右旋 圆极化波导天线,天线由 BJ320 方波导馈电。 图 3 圆极化喇叭天线几何结构 2.3 圆极化缝隙天线 Axial ratio(dB) 16 14 12 10 8 6 4 2 0 26 28 30 32 34 Frequency(GHz) 图 2 轴比随频率变化情况 图 2 给出了轴向上轴比随频率变化的情况。 3dB 轴比带宽达到 4.1GHz(14.1%)。分析结果表 明这种工作在 Ka 频段的圆极化波导缝隙天线。具 有良好的圆极化性能。 2.2 圆极化喇叭 图 3 为以切角波导圆极化天线为基础设计的圆 极化喇叭天线的几何结构模型。上面部分为方形喇 叭,下面部分为波导极化器,波导极化器和喇叭直 接连接。同样,该天线具有良好的圆极化性能。 图 4 单缝圆极化模型 表 1 圆极化单缝尺寸,单位:mm 波导长边 a 波导短边 b 缝隙宽度 偏置距离 7.112 3.556 0.6 x 缝隙长度 极化器高度 极化器三角长度 波导长 L 7.994 3.182 12 在不同的偏置情况下缝隙的谐振长度接近半个 波长,谐振电导随着偏置距离 x 的变化的关系曲线 如图 5 所示。 ·508· 图 5 谐振导纳偏置距离 x 的关系 3 圆极化缝隙阵列 依据上节宽边纵向并联缝隙驻波阵的理论设计 一款八单元波导宽边纵向缝隙驻波阵激励的圆极化 天线阵列,设计的 Ka 波段(f=30GHz)八单元缝 隙圆极化天线的结构图如图 6 所示。 图 8 八单元缝圆极化天线轴比 图 6 纵缝八单元驻波缝隙线圆极化天线阵 宽边八缝圆极化天线在 30GHz 的天线增益方 向图如图 7 所示。其天线增益约为 17.3dB。 宽边纵缝八单元圆极化天线阵的轴比如图 8 所 示 , 可 以 看 出 天 线 的 轴 比 约 为 2dB 。 其 驻 波 比 (VSWR)如图 9 所示。天线的天线驻波约为 1.2。 图 9 圆极化天线阵的驻波比 图 7 八单元圆极化天线的方向图 4 结语 本文介绍了基于波导结构的高效率圆极化天 线。最后给出了一种波导纵向缝隙馈电的圆极化天 线阵列。该天线阵列具有良好的圆极化辐射特性, 同时具有较高的辐射效率。由于采用波导缝隙馈 电,所以该阵列的副瓣电平容易受到控制。 参考文献 [1] 钟顺时, “天线理论与技术,”电子工业出版社,2011. 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Lett.. , 1987, 23 (9) : 436-437 ·510· 小型化宽频带微带全向天线仿真设计 崔伊萍 吴养曹 (中国电子科技集团公司第 39 研究所 西安 710065) 摘 要:本文给出了一款小型化的微带柱面全向天线的设计方法。采用阵列形式让不同的子阵覆盖不同的 空间位置从而实现方位面全向波束覆盖。辐射单元采用双层微带天线,通过上下两个辐射贴片构造双峰谐 振模式,从而展宽微带天线的工作带宽。采用 HFSS 电磁仿真软件对其进行电磁仿真优化,结果显示天线 VSWR≤2 的阻抗带宽达到 18%.天线在方位面内可实现全向波束覆盖功能。 关键词:微带贴片天线 小型化 宽频带 全向天线 阵列天线 Design of a small simulation of broadband microstrip antenna Cui yi ping Wu yang cao (No.39 research institute of CETC,Xi'an 710065,China) Abstract: In this paper,the design of cylindrical microstrip omnidiectional antenna of a miniaturized. Selection of antenna array scheme,Let different subarray covering different spatial location ,realize the omni-directional beam coverage function.The unit adopts a double-layer microstrip antenna.the radiating patch structure in shuangfeng resonant mode two upper and lower ,thus broadening the bandwidth of microstrip antenna .using the electromagnetic simulation software HFSS to optimize the electromagnetic simulation. results show that the antenna impendance bandwidth reachs 18% when VSWR≤2.The antenna in the azimuth plane can realize omnidirectional beam coverage function. Key Words: microstrip patch antenna miniaturization wideband omniantenna array antenna 1 引言 微带天线具有低成本、低剖面、轻重量、易于 共形等诸多优点,被广泛应用于各种通信系统。然 而由于微带天线带宽窄,制约了其进一步的应用和 发展。目前对展宽微带天线带宽的研究较多,如降 低微带天线等效谐振电路的 Q 值,即增加基片厚度 和降低基片的介电常数等。但是基片厚度的增加会 加大表面波的激励;降低介电常数的潜力也有限。[1] 本文介绍了一种小型化的柱面微带阵列天线, 它在方位面内可实现全向波束覆盖功能。其阵列单 元采用双层微带天线,这种天线采用双层介质板来 提高天线的带宽,在下层贴片上开孔,缩小了单元 的面积。通过 HFSS 软件仿真,天线 VSWR≤2 的 阻抗带宽达到 18%.天线在整个方位面的增益可以达 到 14dB。 2 天线的工作原理 由于该天线要求全向波束覆盖,选用阵列天线 方案,让不同的子阵覆盖不同空间位置,实现全向 波束覆盖的功能。单元形式为微带贴片天线。 首先 6 个微带贴片单元组成一均匀线阵,各单 元同相馈电,再由功分器合成,形成一子阵,子阵 的组成框图如图 1 所示。然后 8 个子阵沿圆周均匀 排布,各子阵波束覆盖不同的空间范围(每个子阵 覆盖方位面±22.5O),8 个子阵间通过开关进行切 换,实现方位面 360o 全空间的波束覆盖。整个系统 ·511· 的组成框图如图 2 所示。 3 天线参数的设计 图 1 子阵组成框图 图 2 系统组成框图 单元采用双层宽带微带天线,其中下层辐射贴 片为馈电元,上层辐射贴片为寄生元。上下两个贴 片分别形成两个谐振电路,具有两个谐振频率。当 两个谐振频率相互接近时,可展宽频带。[2]其示意 图如图 3: 3.1 单元参数的设计 为了尽可能展宽天线的频率宽度,需要降低微 带天线的 Q 值。必须选择介电常数低和厚度大的基 片,但太厚的基片容易在贴片天线表面激励起高次 模和表面波,降低天线的辐射效率,使交叉极化变 差。因此通过多层结构,利用空气层实现一种等效 的低介电常数基板。[3] 为了展宽频带,使上、下贴片分别工作于高、 低频谐振状态,利用普通微带线的设计公式可分别 得出上、下贴片的大小。使下层贴片谐振在低频 段,并通过在贴片上开窗口,引进等效电容参数, 实现减小贴片面积的目的。 根据上述理论和方法,并通 Ansoft HFSS 软件 仿真优化,得出单元微带天线的参数如下:各层介 质厚度分别为 h1=h3=1mm,h2=2mm,各层的介电常 数分别为εr1=εr3=2.33, εr2=1.0,下层贴片的长度 a=11mm, 窗 口 尺 寸 a1=4.5mm, 上 层 贴 片 的 长 度 b=12.8mm。 3.2 天线阵列设计 阵列天线的阵列单元间隔与天线波束覆盖 角、天线增益和阵元数存在一定关系,这种关系 导致在设计时必须进行折中。天线的增益与阵的 单元数成正比,当天线波束覆盖范围内增益要求 一定时,天线的波束覆盖范围与天线的阵元数的 平方成正比。折中选择子阵中阵列单元间距及各 子阵延圆周排布时子阵间的间距。使得各项指标 都能满足要求(波束覆盖范围、增益、单元间互 耦及避免栅瓣的影响)。同时还要考虑结构空间排 布的可实现性。 最终选择子阵单元间距为 d=21mm,8 个子阵沿 Ф=56mm 圆周均布。阵列示意图如图 4 所示。功 分器与开关位于圆柱阵列的内腔内,整阵体积≤Φ 65*130mm。 ·512· 图 3 单元示意图 图 4 阵列排布形式 4 仿真结果分析 用 HFSS 软件进行仿真计算,天线的仿真结果 见图 5-图 7,其中图 5 为天线的驻波比仿真结果.图 6 为子阵增益仿真结果。图 7 为子阵间互耦仿真结 果。 图 5 天线电压驻波比仿真图 图 6 天线子阵增益仿真结果 图 7 子阵间互耦计算结果 ·513· 从图 5 的电压驻波比仿真结果可以看出,天线有两个明显的谐振点,与理论分析一致,在 VSWR≤2 的阻抗带宽可以达到 18%。从图 6 可以看出,天线子阵在方位面±22.5O 范围内的增益≥14.3dB,8 个子阵通 过开关进行切换,可实现方位面全向波束覆盖的功能。 5 结论 本文设计了一种小型化的柱面微带阵列天线,各子阵通过开关切换实现方位面全向波束覆盖功能。阵 列单元采用双层微带天线,通过上下两个辐射贴片构造双峰谐振模式,从而展宽微带天线的工作带宽。仿 真结果显示,天线 VSWR≤2 的阻抗带宽达到 18%.天线在整个方位面的增益可以达到 14dB. 参考文献 [1] 林昌录,天线工程手册,北京 电子工业出版社 2002 [2] 武永刚,刑光龙,楚玉焕,基于 HFSS 多层宽带微带天线仿真设计,电子技术,2008.10 [3] 赵玉冬 王隧学,一种双层宽带微带天线设计,2011 年全国天线年会论文集,2011.10 ·514· 一种开槽微带贴片阵列天线的设计 王 鑫 程道辉 邹远磊 曹 轲 Xiuxinw@163.com 摘 要:本文在分析矩形微带阵列天线理论的基础上,设计了一种开槽微带贴片阵列天线。通过实物加工 和暗室测试,该天线具备高增益宽波束特性,天线的增益达到 8dB,辐射方向图 H 面≥3dB 波束宽度大于 100°,且天线驻波比 VSWR≤2 时阻抗带宽达到 7.21%。 关键词:微带阵列天线;矩形贴片;开槽 The design of a slotting microstrip patch array antenna WangXin Chengdaohui Zouyuanlei Caoke Abstract: A kind of slotting microstrip patch array antenna is designed based on rectangle microstrip theory. According to the product and testing results, the antenna has high gain and wide beam characteristic. The gain reaches 8dB and the beam width is larger than 100° in H-plane. The impedance wideband about VSWR≤2 of the antenna reaches to 7.21%. Keywords: Microstrip array antenna; Rectangle patch; Slotting 1 引言 本文设计了一种 C 波段开槽微带贴片阵列天 线,利用软件仿真和优化,并进行实物制作加工、 暗室测试。结果表明,天线 E 面不小于 3dB 的波束 宽度达到 100°,同时 H 面不小于 3dB 的波束宽度 大于 30°,天线具备宽波束特性,符合该高度表使 用要求,且天线电压驻波比 VSWR≤2 的阻抗带宽 达到 7.21%。 理论作为研究依据,例如分析矩形贴片天线的传输 线法、空腔模型法等[3,4,5]。矩形微带贴片天线的结 构如图 1 所示。 2 天线理论设计 2.1 微带贴片天线的设计 微带天线[1,2]设计的一般要求是在指定的工作频 率上得到特定的工作特性。为使微带天线满足这一 要求,要选择具有合适的几何形状的贴片。在没有 特殊要求的情况下,首选矩形贴片,因为矩形微带 天线的设计、制造工艺简单,有一系列比较成熟的 图 1 矩形微带贴片天线结构图 根据经典理论分析知识,对于介质基板厚度 h、相对介电常数ε,天线的中心工作频率 f0,矩 形贴片的实用宽度是 W = c 2 f0 ⎛ ⎜⎝ ε r + 2 1 ⎞ ⎟⎠ −1 2 (1) 确定了矩形微带贴片的宽度后,则介质基板材 料的相对有效介电常数为 ·515· εe = εr +1 2 + εr −1 2 − ⎛⎜⎝1+ 10h W ⎞−1 ⎟⎠ 2 (2) 微带贴片天线的边缘场引起的等效伸长长度为 ΔL=0.412 (εre +0.3)(W/h+0.264) (3) (εre -0.258)(W/h+0.8) 矩形贴片天线单元的长度在理论上取有效波长 的一半(λg/2),但由于天线边缘场的影响,单元 长度 L 的经验值应从λg/2 中减去 2△L,即 L= λg − 2ΔL = c − 2ΔL (4) 2 2 f0 εe 2.2 天线阵列设计 单个微带天线辐射元的增益及方向性均很难达 到高度表天线设计技术要求,只能用微带天线阵列 来实现。根据天线阵列[1,6]的设计理论,考虑天线波 束形状要求及天线共形特征,本文天线选择 4×1 天线阵列,天线模型如图 2 所示。天线馈电系统采 用的是并联侧馈[7],为了保证各阵元的馈电相位为 同相馈电,采用二级二等分功率分配器[8]对阵元进 行馈电,使各天线阵元的馈电均为等幅同相。这样 的设计,结构简单,一致性好,能够增加天线阵阻 抗带宽,且利于天线的实现。 图 2 天线阵列模型 2.3 阻抗匹配特性分析 微带天线的输入阻抗和微带馈电线的特性阻抗 一般不相等,在图 2 并联侧馈网络中,为了使微带 天线与馈线阻抗匹配,应将馈电点向微带天线的中 心移动,此时需要在贴片上开一个矩形槽[9,10],槽 的深度 Lslot 就是微带线的馈电点深度,天线结构见图 1。Lslot 的大小由微带天线的输入阻抗和微带馈线的 特性阻抗共同决定。 利用空腔模型法可得到工作在 TM01 主模下的矩 形微带天线的输入阻抗 ·516· R01 = 120λ0hQ εr LW cos2 π ( Lslot L ) = Ra cos2 π ( Lslot L ) (5) 式中: Ra = (120λ0hQ) (εr LW ) ;Q 为计入全 部损耗后的品质因素,当矩形微带贴片天线工作在 TM01 主模时,其 Q 值为 Q = [ 120λ0hGr + 1 εr LW (1− 3.4He ) π h λ0 + tan δ ] 120σ c (6) 式中: He = εe −1h λ0 ;σ c 为电导率; tan δ 为损耗角正切; Gr 为矩形贴片的辐射电 导。 由式(5)可知微带天线的输入阻抗随开口槽的深 度 Lslot 的增大而减小,而式(5)中的 Ra 一般位于 100Ω~300Ω,为了让微带天线和特性阻抗为 50Ω 的微带馈线相匹配, Lslot 不能等于零,即必须将馈 电点向微带贴片的中心移动。 将 R01 = Zc (微带线特性阻抗 Zc = 50Ω )带入式 (5)就可以算出开口槽深度 Lslot = arccos( Zc L Ra ) π (7) 将馈电点设置在这个位置就会得到微带天线和 微带馈线的良好匹配。 由于开口槽的宽度Wslot 对微带天线的阻抗影响 不是太大,所以Wslot 取大于微带线宽度的某一值即 可。 3 天线仿真和试验结果 根据第 2 节中的原理分析,利用仿真软件进行 C 波段天线阵列的仿真设计。选用介电常数 εr 为 3.5 的 T/P-2 复合介质材料,由公式(1~4)得, L=23.26mm,W=17.73mm。天线采用 50Ω微带线馈 电,为使微带天线与馈线阻抗相匹配,经计算, Lslot=4.43mm~6.49mm。 改变矩形贴片开槽深度 Lslot,可以完成阻抗匹 配效果。图 3 给出了开槽深度对天线回波损耗的影 响示意图,当 Lslot=5.4mm 时,可以实现阻抗匹 配,仿真结果位于理论计算值范围。 图 3 开槽深度对阻抗特性的影响 为了实现天线波束宽度达到最佳值,本文对天 线阵元间距 dx 与方向图波束宽度的关系进行了分 析,仿真结果见图 4。该图表明,间距增大,滚转 面波束宽度增大,俯仰面波束宽度减小;同时,天 线驻波特性也会受到影响,需要通过调节 Lslot 大 小来优化驻波特性。综合考虑天线方向图要求、驻 波特性及结构要求,天线阵元间距取 dx=5mm, Lslot=5mm。 图 5 阵列天线仿真驻波比 图 6 阵列天线仿真增益图 根据仿真模型制作了天线实物见图 7,采用安 捷伦 N5244A 矢量网络分析仪对天线驻波比进行测 试,测试结果见表 1。天线实际测试结果频率带宽 为 310MHz 优于天线仿真结果 230MHz。 图 7 天线实物图 表 1 天线驻波比测试结果 驻波比<2 带宽 驻波比最小值 f0±300MHz 1.3004 图 4 阵元间距对波束宽度及驻波特性的影响 天线驻波比及增益方向图仿真结果如图 5、图 6 所示。 在微波暗室对天线方向图进行测试,该天线实 测方向图如图 8 所示。实测天线方向图和仿真天线 方向图吻合,天线波瓣具备宽波束特性,实测滚转 面方向图不小于 3dB 波瓣宽度达到 100°;天线增 益较高,最大增益为 9.4dB,最小增益为 8.0dB。 ·517· 4 结论 本文在分析矩形微带阵列天线理论的基础上, 通过软件的仿真、优化等步骤,设计了一种 C 波段 开槽微带阵列天线,研究了开槽深度对天线阻抗特 性的影响,分析了阵元间距与阵列天线波束宽度之 间的关系。通过实物加工和暗室测量,该天线具备 高增益宽波束特性,天线辐射方向图 H 面波束宽度 大 于 100 ° , 最 大 增 益 达 到 8dB , 天 线 驻 波 比 VSWR≤2 时阻抗带宽达到 7.21%。此天线结构在 工程实践中具有一定的实用价值。 (b) 图 8 天线方向图测试结果:(a)垂直放置(b)水平放置 (a) 参考文献 [1] 钟顺时.微带天线理论与应用[M].西安:西安电子科技大学出版社,1991. [2] 鲍尔,布哈蒂亚.微带天线[M]. 北京:北京电子工业出版社,1984. [3] Liu Z F.A method for designing broad-band microstrip antennas in multilayered planar structures[C].IEEE Trans on Antennas and Propagat,1999. [4] Mosig J R,Gardiol F E.The Near field of a open microstrip structure[C]. IEEE AP-S Int. Symp. Digest. IEEE,1979, 379—381. [5] Chen W S . Novel compact circularly polarized square micro-strip antenna[J] . IEEE Tram . Antennas Propagation , V01.49:340-342.200l. [6] Huang J. A Ka-band circularly polarized high-gain micro-strip array antenna[J].IEEE Trans.Antennas Propagation, V01.43:113-116.1995. [7] 赵军仓,侯宏伟,张俊,罗广军. C 波段微带阵列天线的设计分析[J].计算机测量与控制,2007,15(6):780-781. [8] 清华大学《微带电路》编写组.微带电路[M].北京:人民邮电出版社. [9] 赵军仓,田迸庄,胡楚锋.一种新型宽频微带天线的研究[J].现代雷达,2008,30(8):81-83. [10] 樊红社,赵军仓,查代奉.对 L 型宽频微带天线的改进[J].现代雷达,2009,31(8):66-72. 作者简介: 王鑫,男,硕士,主要研究方向天线技术,微波电路 ·518· 一种圆极化波导缝隙天线的设计 刘 巍 汪 敏 朱玲玲 吴 文 (南京理工大学电光学院,南京 210094) wangmin@mail.njust.edu.cn 摘 要:本文设计了一种适用于双圆极化共口径设计的新型圆极化波导缝隙天线。在馈电波导宽边开纵缝 的基础上,附加极化波导实现圆极化辐射单元,同时馈电波导与极化波导均采用脊波导以减小尺寸。在对 单元的设计与分析的基础上,设计了工作于 10GHz 的 1×10 单元圆极化波导缝隙阵列天线。中心频率上天 线增益为 17.6dB,副瓣电平为 19.3dB,阻抗带宽为 6.1%,轴比带宽(AR≤3dB)为 3.3%。 关键词:波导缝隙天线;圆极化;共口径 Design of Circularly Polarized Waveguide Slot Array Antenna LIU Wei , WANG Min, ZHU Lingling, WU Wen (School of Electronic and Optical Engineering, Nanjing University of Science and Technology, Nanjing, 210094) Abstract: A novel circularly polarized waveguide slot antenna is designed to implement dual circularly polarized shared-aperture antennas. To implement circular polarization, a waveguide polarizer is attached to each longitudinal slots on the broad wall of feed waveguide. Ridged waveguides are adopted to construct both feed waveguide and polarized waveguide to reduce unit size. Based on the analysis of one unit, a 1×10 circularly polarized linear array is designed at 10GHz. A gain of 17.6dB, a side lobe level of 19.3dB, an impedance bandwidth of 6.1% and a bandwidth of 3.3% with axial ratio less than 3dB have been achieved. Key Words: waveguide slot antenna; Circular polarization; Shared-aperture antenna 1 引言 波导缝隙天线具有高增益、高效率等优点,已 广泛应用于通信领域。实现圆极化波导缝隙天线有 多种方案。在波导宽边的恰当位置切出一对交叉缝 隙形成圆极化波[1],这种方法方便简单。在波导宽 边利用两组分别辐射水平极化与垂直极化的缝隙也 获得圆极化[2]。上述两种圆极化方案概念清楚,实 现简单,但占用面积大,不适合阵列的设计。圆极 化阵列的实现可以利用两个相互垂直的缝隙设计圆 极化辐射单元 [3-4]。以两个缝隙与一对 U 形槽为单 元也能够设计圆极化波导缝隙阵列[5]。利用寄生偶 极子的方法[6]或附加开有 V 形辐射缝隙的腔[7]也都 能够实现圆极化波导缝隙阵列。但上述阵列中对各 单元的幅度都较难控制。文献[8]中提出在单个缝隙 上加极化波导实现圆极化的设计,使圆极化辐射单 元的设计等效于单个辐射缝隙的设计,既有利于布 阵,又容易实现单元馈电幅度的控制。 为实现双圆极化共口径天线,本文引入脊波导 结构,设计了一种新型圆极化波导缝隙天线。在馈 电波导宽边开纵缝的基础上,附加极化波导实现圆 极化辐射单元,同时馈电波导与极化波导均采用脊 波导以减小尺寸。在对单元仿真分析的基础上,设 计了工作于 10GHz 的 1×10 圆极化波导缝隙阵列 天线。中心频率上天线增益为 17.6dB,副瓣电平为 19.3dB,3dB 轴比带宽为 3.3%。该天线具有良好的 轴比带宽、易于实现幅度控制而且尺寸小,适合于 ·519· 实现高性能的双圆极化共口径天线。 2 圆极化波导缝隙单元设计 圆极化辐射单元结构如图 1 所示。下方的馈电 波导是一个单脊波导,没有加脊的宽边上开偏离中 心的纵缝产生辐射;缝隙上方是形成圆极化辐射的 波导极化器,由一个四面加脊、终端开路的方波导 构成。 对于脊波导,通过改变波导尺寸和内部脊的高 度、宽度,能够使脊波导内传输不同的模式,同时 改变每一种模式的波导波长。 (a) (b) (c) 图 1 圆极化波导缝隙单元 (a) 单元结构,(b) 馈电波导横截面,(c) 极化波导横截面 设计要求馈电波导中只传输 TE10 模。这里采用 图 1(b)所示的单脊结构,以利于在不加脊的面上开 辐射缝隙。设定工作频率 10 GHz,依据文献[9]中 表格 1 可以确定馈电波导各参量。设计时,一方面 应尽量使其波导波长值稍大,以增大线阵设计中缝 隙之间的距离,方便上方极化波导的放置。另一方 面应保证其有适当的截止频率。 极化波导采用图 1(c)所示的四脊波导,设计在 工作带宽内只能传输 TE10 与 TE01 两种模式,其它 模式被截止。两个模式的传播分量在开路端口形成 互相垂直的两个辐射分量。这里采用边长为 t 的方 波导,将两对脊设计成不同尺寸,使两种模式具有 不同的传播相速。这样,改变极化波导的高度 h, 就可以调节波导开路面上两种模式分量的相位差。 从馈电波导耦合上来的两种模式分量的幅度,则通 过调节极化波导相对于辐射缝隙的转角α来控制。 在辐射口径面上,当两种模式分量的幅度相等,相 位相差±90°时,便可以实现圆极化辐射。 利用 HFSS 软件对圆极化辐射单元进行设计, 采用周期边界考虑阵列中来自其它单元的耦合。仿 真表明,单元辐射的圆极化特性仅与极化波导尺寸 和转角α有关,而与缝隙的长度和相对位置无关。 形成圆极化时,极化波导的两个正交模的辐射相差 为±90°,缝隙与极化波导以及极化波导与空气之间 的不连续性引起的反射,对两垂直辐射分量幅相影 响很小,这不仅增大了加工容差而且可以获得较好 的轴比带宽。 最终得到馈电波导和极化波导参数如表 1 所 示 , 极 化 波 导 转 角 α=45° 。 可 见 相 应 波 导 尺 寸 a=13mm,t=15mm,较常规尺寸小,有利于实现双 圆极化共口径设计。相应的辐射单元的轴比带宽表 示在图 7 中。可见在 AR ≤ 3dB 的带宽约 3.8%。 当圆极化辐射单元尺寸确定后,圆极化阵列的 设计就可以采用与普通宽边纵向缝隙波导阵列相同 的设计方法:先提取不同偏移量下谐振电导的参 数、不同偏移量下缝隙谐振长度的参数,再根据方 向图要求设计阵列中单元的馈电幅度分布。辐射单 元归一化谐振电导、谐振长度—缝隙偏移量曲线如 图 3 所示。 表 1 天线单元结构尺寸(mm) 参数 数值 参数 数值 a 13 b 5.85 s 1.3 d 3.55 t 15 s1 3.7 s2 1.8 d1 2.5 d2 1.7 h 23 归归归归归归归 归归谐扫(mm) 1.1 15.60 1.0 15.55 0.9 15.50 0.8 0.7 15.45 0.6 15.40 0.5 15.35 0.4 0.3 15.30 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 偏偏偏(mm) 图 3 归一化谐振电导、谐振长度-缝隙偏移量曲线 ·520· 3 阵列结构与设计 为验证提出的圆极化辐射单元,本文设计了如 图 4(a)所示的 1×10 驻波阵列。缝隙间距为半个波 导波长,两端两个缝隙与终端短路端的距离为 1/4λg,10 个单元采用道尔夫-切比雪夫幅度分布。 阵列采用同轴进行中心馈电。在同轴线顶端设计了 一块金属圆盘如图 4(b)中。通过调节同轴线伸入内 导体的高度、位置及圆盘的半径,使得天线获得良 好的匹配特性。 增增(LHCP/RHCP) LHCP 20 RHCP 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 扫扫 图 6 增益特性曲线 12 9 等阵 单单 6 轴轴 (dB) 图 4 1×10 圆极化线阵 仿真得到天线的阻抗特性、增益特性及轴比特 性的仿真曲线,分别示于图 5、6、7。可见 S 参数 ≤ -10dB 相对带宽约为 6.1%,天线匹配良好。天线 辐 射 左 旋 圆 极 化 波 , 在 10 GHz 上 增 益 约 为 17.6dB,副瓣水平约为 19.3 dB。交叉极化的隔离度 约为 20dB。阵列 AR ≤ 3dB 轴比带宽约为 3.3%,天 线具有良好的圆极化特性。 |S | (dB) 11 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 8 9 10 11 12 频频(GHz) 图 5 阻抗特性曲线 3 0 9.50 9.75 10.00 10.25 频频 (GHz) 10.50 图 7 单元、阵列天线轴比特性曲线 4 结论 本文提出了一种新的圆极化波导缝隙天线的 设计,可应用于阵列设计中,单元幅度易于控 制。能够得到较好的副瓣电平和良好的轴比特 性,适合于双圆极化共口径天线的设计。如果在 极化波导的脊上引入慢波结构,还可以进一步减 小极化波导的高度。 ·521· 参考文献 [1] J. 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Movahhedi, A new configuration for circularly polarized waveguide slot antenna, Proc. APMC2011, pp.606 - 609. [8] D. Dogan, C. B. Top, Circularly polarized Ka- band waveguide slot array with low sidelobes, EUCAP 2012, pp.1105 - 1109. [9] J. R. Pyle, The cutoff wavelength of the TE10 mode in ridged rectangular waveguide of any aspect ratio, IEEE Trans. MTT, vol.14, no.4, pp. 175 – 183, April 1966. ·522· 阵列天线栅瓣特性研究 朱从光 1 赵 亮 1 邓淑英 1 聂卫科 2 (中国电子科技集团第三十九研究所,西安 710065) 1 (西北大学信息学院,西安 710127) 2 drgjher437@sina.com 摘 要: 阵列天线随相邻阵元间距的增大,天线方向图会出现栅瓣。本文通过方向图函数的仿真,分析了 波束最大指向与相邻阵元相位差的关系,给出了阵列天线的波束扫描原理。在分析天线波束宽度和零点位 置的基础上,研究了天线在不扫描、扫描、扫描到最大角三种情况下栅瓣的出现位置和大小,讨论了天线 波束扫描角与第一栅瓣的关系。仿真结果验证了本文分析的正确性,为工程设计中阵列结构参数和最大波 束扫描角的选择提供了依据。 关键词: 阵列天线,栅瓣,波束扫描角 Analysis of Array Antenna Side Lobes Characteristics ZHU Congguang, ZHAO Liang, DENG Shuying, NIE Weike (The 39th Research Institute, China Electronic Technology Corporation, Xi'an, 710065) (The School of Information Science and Technology, Northwest University, Xi'an, 710127) Abstract: Grating lobes appear when array element spacing become large in array antenna scanning. Relationship between maximum beam pointing and phase difference of adjacent array elements is analyzed by simulation of pattern function, beam scanning principle of array antenna is provided . Based on analysis of beam width and zero location, position and size of grating lobes are researched on condition of antenna scan and not scan, also scan to the maximum angle. Connection between beam scanning angle and the first grating lobe is discussed. Simulation results testified the theory analysis and provide clue to the choice of array antenna parameters for project. Keywords: Array antenna;Grating lobe;Beam scanning angle 1 引言 相邻阵元间距增大可增大阵列孔径、扩展波速 扫描角、减少覆盖单元数并降低成本、得到窄波束 进而提高测向的空间分辨率。但间距超过半波长会 使天线方向图出现栅瓣,低天线副瓣电平,带来能 量的损失,引起强目标旁瓣对弱目标的遮挡进而无 法实现多源测向。 基金项目:陕西省教育厅自然科学专项(11JK0903);陕西省自然科学基 金项目(2013JM8008) 阵元间距小于半波长可以消除栅瓣[1]。小间距 可使阵列导向矢量的列向量相互独立[2],保证测向 的唯一性,但对低频信号会造成降低空间分辨率和 测向精度的降低。 实际应用中,在可容忍的电平限度内,栅瓣的 出现可增大阵元间距和波束扫描角,增强天线的特 定性能。由于阵列响应是阵元位置的复指数或三角 函数,阵元位置及对应的栅瓣特性的综合优化是一 个复杂的非线性问题[3]。 本文在分析天线波束宽度和零点位置的基础 上,研究了天线在不扫描、扫描、扫描到最大角三 种情况下栅瓣的出现位置和大小, 分析了天线波束 ·523· 扫描角与第一栅瓣的关系,为工程设计提供借鉴 和依据。 2 阵列天线原理 2.1 线阵天线的方向图函数 线阵天线模型如图 1 所示,如果单元方向图 f (θ ,ϕ) 是全向性的,线阵天线方向图 F (θ ) 为[4]: ∑ θ α F ( ) = e N −1 ji ( 2π λ d sin θ −ΔφB ) i (1) i=0 其中, ΔφB = 2π λ d sinθ B ,θB 为天线波束最 大值指向。 图 1 线阵天线模型 令 Δφ = 2π λ d sinθ ,它表示相邻天线单元接 收到来自θ 方向信号的相位差,可称为相邻单元之 间的空间相位差。令 Δφ − ΔφB = X ,对均匀分布 照射函数,αi = α = 1 ,则 F (θ ) = 1 − e jNX 1 − e jX (2) 对(2)式用欧拉公式化简并取绝对值,得: F (θ ) = N sin NX / 2 (3) NX / 2 归一化的天线方向图 F (θ ) 如图 2 所示。 dB 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 deg X: 3.4 Y: -13.31 4 6 8 10 图 2 均匀线阵的归一化幅度方向图 2.2 线阵波束最大指向与相控阵天线波束 扫描原理 当 N X = 0 时, F (θ ) 为 1,可得到天线方向 2 图最大值θ B (即θ = θ B ),即 sinθ B = λ 2πd ΔφB (4) 故改变阵内相邻单元之间的相位差 ΔφB ,可改 变天线波束最大值指向。换句话说,由天线波束的 最大指向可以计算出各个阵元的移相量,从而控制 波束偏移的角度[5]。 2.3 线阵天线波束的性能 由线阵天线方向图公式可得出线阵波束的三个 重要性能。 2.3.1 线阵天线的波束宽度 对 辛 格 函 数 sinx / x , x=1.39 时 , sinx / x = 1/ 2 ,由此可得方向图半功率点宽度[6] Δθ1/ 2 ≈ 1 cosθB × 51λ Nd (deg) (5) 从式(5)可以看出,半功率波束宽度(HPBW) 与阵元数 N 和 cosθB 成反比,取 N=50 , d = λ / 2 , 计算 HPBW 与波束扫描角θB 的关系如图 3 所示。 ·524· HPBW(deg) 12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 0 10 20 30 40 50 60 70 80 波波扫扫扫 图 3 天线半功率波束宽度随波束扫描角的变化 由图 3 可见,扫描角θ B 越大,天线半功率波 束宽度越宽,增益逐渐下降;当 θ B = 60° 时,波 束宽度将展宽 2 倍。 2.3.2 线阵波束的零点位置 天线波束第 m 个零点位置用θm0 表示为 θm0 = λ(2mπ / N − arcsin( 2π d ΔφB )) (6) 式中, m = ±1,±2, ,如果天线波束不扫描, 即 ΔφB = 0 ,第一与第二个零点位置θ10 与θ20 分别 为 θ10 = arcsin λ Nd , θ20 = arcsin 2λ Nd 。取 d = λ / 2 , N=50 天线方向图如图 4(a)所示,可以 看 出 , θ10 = 2.29o , θ20 = 5.59o ; 取 d = 5λ , N=50 天线方向图如图 4(b)所示,从中可以看出, θ10 = 0.23o ,θ20 = 0.46o 。 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 X: -4.593 Y: -39.94 -40 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 (a) d = λ / 2 天线方向图的零点 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 X: 0.2315 Y: -39.93 -40 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 (b) d = 5λ 天线方向图的零点 图 4 不同阵间距对应天线方向图的零点 3 天线波束扫描导致的栅瓣位置 当天线单元之间的阵内相位差与空间相位差平 衡时,即阵内移相器提供的相位可完全补偿空间传 播引起的相位差时得到天线方向图最大值。因此, 可能出现的天线方向图最大值取决于下式 2π λ d sinθ m − ΔφB = 0 ± 2πm (7) 其中θm 为可能出现的波瓣最大值,其中下标 m 为整数, m = 0,±1,±2, ,它表示栅瓣位置的 序 号 。 当 m=0 时 , 因 阵 内 相 位 值 ΔφB = 2π λ d sinθB ,θB 即波束最大值的指向位置 角。在阵内相移值 ΔφB 确定后,如 m ≠ 0 ,即在其 他 θ 方向上也满足式(7),则在 θm 上也会有栅瓣。 以下讨论不同情况下的栅瓣特性。 3.1 扫描情况下,不出现栅瓣的条件 在 相 控 阵 天 线 波 束 扫 描 至 θ max 时 , 因 sinθ m ≤ 1,故出现栅瓣的条件即为满足下列不等 式的条件 d ≥ mλ (8) 1 + sinθ max 因此,在波束扫描到θ max 时,仍不出现栅瓣的 条件为 ·525· d< λ (9) 1 + sinθ max 对任意的 θmax , sinθmax ≤ 1,故 d < λ / 2 , 此时在任意扫描角范围内均不会出现栅瓣。随着 扫描角 θ max 的变化,允许的单元间距 d / λ 如图 5 所示。 d/lamda 0.9 0.85 0.8 0.75 0.7 0.65 0.6 0.55 0.5 10 20 30 40 50 60 70 80 90 波波扫扫扫 图 5 单元间距与波束扫描角的关系 天线方向图是阵因子与单元方向图的乘积,乘 积的结果将会使部分栅瓣得到抑制,因此实际中单 元间距可以选取比图 5 中结果略大的 d 值。 3.2 天线不扫描时出现栅瓣的位置 天线波束不扫描时(θ B = 0 )出现栅瓣的条件, 可由式(8)简化获得,即 sinθ m = ± λ d m (10) 由于 sinθm ≤ 1,故只有在 d ≥ λ 时才会出现 栅瓣。如果 d = λ ,由式(10)可知,栅瓣位置只 有两个:θ m1 = +90° ,θ m−1 = −90° ,见图 6(a);如 果 d = 2λ , 栅 瓣 位 置 共 有 4 个 : θm2 = +90° , θ m−2 = −90° , θ m1 = +30° , θ m−1 = −30° , 见 图 6(b)。 0 X: 90.04 Y: -1.514e-009 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 -100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 (a) d = λ 时的栅瓣 0 X: 29.99 Y: -0.0006268 -5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 -100 -80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 (b) d = 2λ 时的栅瓣 图 6 天线不扫描时的栅瓣位置 3.3 天线波束扫描至最大值θmax 时栅瓣的位置 因为 ΔφB = 2π λ d sinθ max ,故式(7)变为 2π λ d sinθ m − 2π λ d sinθ max = 0 ± 2πm 由此可得 sin θ m = ±λ d m + sinθ max (11) 图 7(a)所示为 d = 2λ , θmax = 30o 时的栅瓣 位置;图 7(b)所示为 d = 2λ , θmax = 60o 时的栅 瓣位置。 ·526·

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