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PFC电路详解

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PFC 技术整理文档 原文来自《郝铭-高端电视维修培训专家》http://www.haoming.cc 一、PFC 是什么? 现在进行液晶电视机和等离子电视机电路分析时、故障维修时,都经常的提到“PFC 电路”一词,这 在早期的电视机中是没有的,早期维修电视机的师傅从来没有接触过的,但是 PFC 电路是目前液晶电视机 和等离子电视机中不可缺少的电路。那么 PFC 到底是什么?是一项新技术?还是新电路? 先简单说说 PFC 的定义: PFC 是英文的缩语;全称为“Power Factor Correction”,意思是“功率因数校正”; 功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率) 的比值。例如一台电源变压器的耗电量(输入功率)是 100W,输出功率有 90W,那么这台变压器的功率因 数就是 90W÷100W=0.9。一个电熨斗的耗电量是 300W,使用时产生的热量也为 300W,那么这只电熨斗的 功率因数就是 300W÷300W=1 基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,当功率因素值越大,代表其电力利用率越高。功率 因数最大为 1,不可能超过 1。 这个衡量电力有效利用程度的指标,对于我们电视机的生产厂乃至电视机用户;有用吗?有必要吗? 既然没有必要,电视机用户一般也没有计较过一台电视机是否充分的利用了所消耗的电量,那么电视机内 部设置此电路增加了生产成本;其目的是为什么? 要回答以上的问题,我们先来了解一下什么是功率因数,什么原因造成功率因数低?为什么有的电器 功率因数低,有的电器功率因素就不低?有什么方法来提高(校正)功率因数,怎么知道功率因素是否达 到最高(1)。电视机的功率因数校正电路(PFC 电路)是怎么回事?电视机的功率因数电路是要解决什么 问题?要把这一系列的问题搞清楚才能有一个明确的认识。 要弄清楚什么是功率因素校正就必须弄清楚几个概念,这就是:有功功率、无功功率、视在功率(总 功率)、功率因数; 1 有功功率: 任何电器设备工作时都要消耗电能并输出能量,例如我们的电饭锅、电熨斗、取暖的电热汀等,它们 把消耗的电能转化成为热能,这些转化为热能的电功率都等于是做功了,就称为有功功率。同样一台电动 机也消耗电能;使之旋转输出机械功率,这个输出的机械功率就是有功功率。一台电源变压器把 220V 的 交流市电进行了升压或降压的变换输出提升或下降的电压的电功率,这个输出的电功率就是有功功率。那 么有功功率就是电器实际输出的电能、热能、机械能等实际“做功”的功率。 2 总功率(视在功率): 就是电器设备供电电路中电流和电压的乘积,单位为 伏安(VA),也就是电器设备消耗的总功率,有 的文献称为:视在功率。 3 无功功率: 总功率(视在功率)减去有功功率就是无功功率。 根据能量守恒定律,输入多少功率就应该输出多少功率,也就是说功率因数都应该是 1 才对。例如电 熨斗耗电为;300W 那么;此电熨斗就会产生 300W 功率的热量。那么哪些电器会有无功功率产生?无功 功率是怎么来的? 有许多用电设备均是根据电磁感应原理工作的,如配电变压器、电动机等,它们都是依靠建立交变磁 场才能进行能量的转换和传递。为建立交变磁场和感应磁通而需要的电功率就称为无功功率,即是在电磁 感应的过程中消耗的电功率,因为此电功率并没有实际做功,而是转变为其他形式的能量时付出的代价。 凡是有电磁线圈的电气设备,要建立磁场,就要消耗功率这个消耗的功率就是无功功率。无功功率的 单位是;“乏”(Var)。比如 40 瓦的日光灯,除需 40 瓦有功功率来发光外,还需 80 乏左右的无功功率供镇 流器的线圈建立交变磁场用。由于它不对外做功,才被称之为“无功”。 ,所谓的"无功"并不是"无用"的 电功率,只不过它的功率并不转化为机械能、热能而已(是和电网进行了能量交换)。 凡是具有感性负载的电器设备及用电器具(电能的输入都有电磁感应的过程)都存在无功功率损耗的 问题。纯阻性负载的电器设备及用电器具(电熨斗、电热油汀、电饭锅等)都没有无功功率损耗的问题。 4 功率因素: 加到电器设备上的总功率和有功功率的比值就是功率因数。例如一只电熨斗在使用时;供电电压为 220V ,供电电路中电流为 5A,这就是总功率。那么这只电熨斗的总功率为 1100W(220V×5A=1100W), 电熨斗工作时把这个 1100W 电功率都转换成了热量,这个热量都熨烫衣服了,也就是这 1100W 电功率都 变成了有功功率输出了,此时,有功功率和总功率都是 1100W,有功功率 1100W ÷ 总功率 1100W =1,那 么此电熨斗的功率因数就等于 1 。例如一台电风扇在工作时;供电电压为 220V,供电电路中电流为 0.5A, 那么总功率就为 110W,电风扇扇叶的旋转是由电流流过电动机绕组产生的旋转磁场驱动电动机转子旋转 带动的。电动机旋转的机械功的输出只有 100W 的功率。那么这个电风扇的功率因数就是:100W ÷ 110W = 0.91(另外的 10W 功率在产生旋转磁场的电磁感应过程中与外界电源进行能量的交换)。 由上面两例案例可以看出电熨斗是属于阻性负载,电能通过阻性负载直接转化为热能,没有经过其它 的过度转换形式,而电风扇的电动机则要把电能先变成磁场能,磁场能在变化为机械能,电能转换为机械 能的过程中;有一个电能转变为磁场能;磁场能再转换为机械能的过度阶段,这个过度阶段称为:电磁感 应。电磁感应的过程是要消耗能量的,这个能量的消耗就是无功功率。显然无功功率消耗越小,电器的效 率越高,功率因数就越大(功率因数最大也不会超过 1)。具有电感性负载的用电设备,都有电磁感应的过 程,所以电感性负载的用电设备功率因数都小于 1。 二、工业系统的功率因数校正(PFC) 我们的市电及工业供电均是交流供电,其交流电的波形是正弦波。由于工业系统大量应用大功率的电 感性负载设备,例如大功率的电动机、大型配电变压器等,这些感性设备在正弦交流供电工作其功率因数 都小于 1,有的甚至低于 0.9 以下,这些设备在工作时需要消耗大量的无功功率,由于无功功率在电网中 的流动,增加了供电线路的负荷,线路压降增大增加电能的损耗。 为什么会有这些不好的现象产生?要弄清楚其原因还要依靠电磁感应的基本原理来进行解释。 我在本博客关于电磁感应文章(学好电磁感应的原理——提高我们分析电路判断故障的能力)里面已 经介绍;外加电势加到感性负载上,由于其自感电势的对抗,负载内部的电流不会立即上升,而是先有电 压后电流才能逐步上升,也就是电压超前电流。那么正弦交流电加到电感性设备上;电压和电流的关系会 怎么样呢? 因为正弦交流电的幅度是周期性变化的;一个周期是 360 度;(由 00→900→1800→2700→3600 )。图 2.1 所示是连续正弦交流电的波形。 图 2.1 这样一个正弦波形的交流电加到感性负载上,在感性负载的内部也会产生一个自感电势来对抗外加正 弦波形电势引起电流的变化,图 2.2 所示;由于自感电势的方向总是和外加电势方向相对抗的(楞次定律), 所以在图 2.2 中虚线所示是自感电势 V 感 和外加电势 V 是反相的关系,自感电势也是正弦波形。 图 2.2 由于自感电势的对抗,感性负载内部电流的产生滞后于外加电势。现在外加电势是正弦波形,那么在 负载内部就有具有一定滞后量的电流,其波形即也是正弦波形。图 2.3 所示;在图中蓝色粗虚线所示就是 感性负载中电流的波形,(在正弦交流电路中;纯感性的负载中的电流滞后于电压 90°)。 图 2.3 从图 2.3 可以看出: 当外加电压 V 的瞬时幅度达到最大值时(90°);此时电流 I 的瞬时幅度为 0。 当外加电压 V 的瞬时幅度下降为 0 时(180°);此时电流 I 的瞬时幅度为最大值。 当外加电压 V 的瞬时幅度达到最大负值时(270°);此时电流 I 的瞬时幅度为下降 0。 当外加电压 V 的瞬时幅度回升为 0 时(360°);此时电流 I 的瞬时幅度为最大负值。 依此循环;这就形成了在正弦交流电路中;电感性负载两端所加的电压和内部流过的电流在相位上不 同步:当供电电路电压瞬时值(绝对值)达到最大时;其电流瞬时值为 0,当供电电路电压瞬时值降为 0 时;其电流瞬时值(绝对值)即达到最大值。 通过对图 2.3 的分析可以得出如下结论:在正弦交流电路中,纯电感两端的电压超前电流 90°,或者 说,电流滞后电压 90°,图 2.4 所示。 图 2.4 当电流达到最大值时供电电路的电压为零。这就造成了一个恶果;即在电流达到最大值时,因为电路 电压为零,感性负载内部的电流会回流到供电电路中。由于工业系统中的感性设备功率庞大,这些回流的 电流也是巨大的,这些回流的电流和原来电路中电流叠加,这就增加了供电线路的负荷,线路压降增大、 增加电能的损耗,这是供电、用电部门都不愿意看到的,必须要解决的。 功率因素的校正就是禁止电感性负载的电流(感性电流)回流入电网,始终要保持电网中的电流和电 压相位相同。 解决的方法:就是在靠近电感性负载的两端并联一个容量适合的电容器,使回流的电流流进电容器; 对电容器充电。使电容和电感之间不断的充电、放电进行能量的交换,来维持感性负载的电磁感应过程, 而供电线路不受影响,既保证了供电电路电压和电流的同相关系,又保证了用电方能量的利用。现在工业 中用电系统的大“电容器柜”、“电力电容器”就是干这个用的。 在正弦交流电路中电容器的特性是;电流超前电压 90°(电工原理),而正弦交流电路中电感的特性 是;电压超前电流 90°,一个电压超前电流 90° ,一个电压滞后电流 90°,把这两个(电感和电容)放 在一起,只要参数搭配适当,就达到了电压和电流的相位相同,只要搭配精确功率因数就校正到接近于 1 了,多么巧妙。图 2.5 所示; 图 2.5 可以看出采用在感性设备上并联电容器来校正功率因数的原理是: 感性负载和电容器之间就地进行能量交换,感性负载所需用的无功功率一部分或大部分可以由并联的 电容器供给。能量的吸收与释放,原来只在负载与电源之间进行,现在一部分或大部分改在感性负载与电 容器之间进行,从而减小因能量交换而在外部线路上流通的那部分电流,节省了能耗、降低了线路损耗, 这是供电、用电部门希望看到的结果。 在正弦交流电路中,阻性负载(电熨斗、电炉)是电压、电流同相位,感性负载是电压相位超前电流 相位,容性负载是电流相位超前电压相位,如果在感性负载的电动机,变压器上并联一个适合的电容器; 超前的和滞后的相互抵消,那么从电网看过去,这个感性负载的电动机或变压器的供电电压和电流相位就 相同了,也就是其负载特性也变成阻性的了,某些部门也就是依靠判断电路中电压、电流的相位差,来判 断其设备的功率因数是否校正合格。 对于 PFC 的概念上面已经叙述很多了,下面把电力系统功率因数及功率因数校正(PFC)概念总结一 下以利于对后面讲述电视机开关电源 PFC 电路的概念进行区分及理解。 (注意:电视机开关电源电路中的 PFC 概念完全不同于前述工业电力系统 PFC 的概念) 总结: 在工业电力供电系统中;如果用电设备的负载特性含有感性(主要是感性)成分,则会在外界正弦波 电压上升期内形成能量存储(电感器件磁场中存储的能量为 El=0.5LI2)。在正弦波电压下降期内,电感性 器件中存储的能量将会返回电网,形成无功功率。由此可见,用电设备形成无功功率有两个必要条件: 1、 用电设备中必须包含能存储电能的感性电抗(L)成分的负载,以在正弦波电压上升期存储能量。 2、 在正弦波电压变化的过程中,存储在感性电抗(L)器件中的能量必须要能返回电网。 无功功率就是指用电设备感性电抗器件中存储的返回电网的能量(这个能量只参与感性负载的电磁感应过 程),这部分能量没有对负载做功。而且形成电流返回电网的无功功率增加了电网的负担,减少电网对其 它设备供电的容量,返回电网的无功功率,被供电电路的阻性成份转化为热能损耗掉了,这即有损于供电 部门的利益也有增加了电能用户的经济负担。 在具有感性电抗(L)成份的负载端,并接一只适当容量的电容器,把负载电抗成份返回电网的能量 进行吸收存储,在下一个周期,电抗成份进行能量存储时由电容器存储的能量对电抗分量进行释放,以完 成电抗成份负载的电磁感应过程,这样即减少的能量回流引起电网的负担,下一个周期的电磁感应过程又 不产生新的能量损耗,是一个利国利民的好措施,这就叫:功率因数校正(PFC)。 注: cos φ 是什么? 在一些其它的书籍中把电路的功率因数用 cos φ 来表示, 也就是;在交流电路中,有功功率为:P= U I cos φ。式中的 P 表示功率,U 表示电压,I 表示电流。也就是功率等于电压和电流的乘积。式中 cos φ 表 示电压和电流之间的相位差(在正弦交流电的相量表示法中,当电压电流同相位时 COS=1,当电压和电流 相位不同,出现相位差时 COS 均小于 1)。 (三角函数 cos 是 cosine 的简写.表示余弦函数,按现代说法,余弦是直角三角形的邻边与斜边之比。在交 流电的电压、电流相量表示法中;邻边与斜边分别表示电压和电流的相位,cos φ表示电压和电流的相位 差的大小) 三、电视机开关电源中的功率因数校正(PFC)。 由于电视机开关电源的 PFC 涉及的内容、知识太多,准备以下以两次或者三次发表(分为第一部分及 第二部分,第三部分准备发表各种不同平板电视开关电源 PFC 电路的分析。 下、电视机开关电源的 PFC 前面介绍的工业电力系统 PFC 的概念,主要是补偿在交流市电供电系统中感性负载设备工作时;因电 磁感应现象而产生的无功功率回流入电网;造成电网负担过重及能量的损失。而在我们现代的采用开关电 源的电视机等用电设备中;交流市电进入开关电源直接连接于整流二极管上(整流二极管电路可以是半波 整流或桥式整流电路),图 3.1 所示。交流市电经整流后再经过电容器滤波变成稳定的直流供后续电路使用。 直接连接于市电的元件是整流二极管,对于市电电源来说其负载特性并不是前述的感性负载,也没有无功 功率回流入电网,其功率因素已经达到了 0.98 甚至达到了 1。那么为什么在开关电源电路中还要设置 PFC 电路? 那么现代电视机的开关电源对于市电供电电路来说这是一种什么样的负电路?它有什么样的负载特 性?220V 交流正弦波电压加到这样的负载电路上其电压和电流波形会有什么样的不同?流入开关电源的 电流波形和加到开关电源上的电压波形还能一样是正弦波吗?两者相位能同相吗?这种二极管整流滤波 的负载电路有没有无功功率回流到电网的问题?有没有功率因数降低的问题? 半波整流电路 桥式整流电路 图 3.1 上述的这一切问题我们需要对图 3.1 电路中,正弦波交流电压加到整流电路上,整流二极管上流过的 是什么样的电流波形及电流波形的变化进行分析才能回答上述系列问题。 首先既然市电的电压波形是 220V 正弦波交流电,我们就来研究分析一下这个 220V 的正弦波交流电 压有什么样的特点,图 3.2 所示是现代市电供电的 220V 正弦波交流电一个周期的电压波形图。 图 3.2 从图 3.2 可已看出,这个正弦曲线是一个有规律的电压大小方向随时间周期性变化的正弦曲线图,0 轴以上为正半周,0 轴一下为负半周。这也是我们国家市电电网供电的电压波形图,电压的幅度是 220V 频 率是 50(每秒 50 个周期)。这个交流电在幅度上:是大小方向在周期性的变化,那么,220V 是指什么位 置的电压值?图 3.3 所示就是 220V 交流市电的电压幅度标准: 图 3.3 从图 3.3 的电压波形图中,正弦波幅度的最大值(波峰顶部)称为“峰值”,把这里定义为 1(图中为 1.00),那么在幅度为 0.707 的位置;称为“有效值”,我们平时所说的交流电压的电压值就是指 0.707 这一 点的电压值。220V 交流电;就是电压有效值为 220V 的交流电。那么这个有效值为 220V 交流电其峰值就 是 220V÷0.707=311V,也就是我们 220V 交流市电的峰值达到了 311V,这只是正半周一边的电压值,加上 负半周一边,平时所指的 220V 交流电其正峰值和负峰值的幅度达到了 622V。 这个交流电在时间上:交流电的电压值是大小周期性的变化,也就是在 0 度到 360 度的一个变化周期 内,电压的幅度值是按照正弦规律变化;在 0 度时电压值为零;90 度时电压值上升到最大值,180 度时电 压值下降到零;270 度时电压值下降为负的最大值;360 度时电压值又回升为零,图 3.4 所示。 图 3.4 这样的一个正弦交流电压就是我们目前的市电供电电压,这个电压加到具有开关电源的电视机或电气 设备上,会产生什么样的电流波形?和原来的电压波形有什么不同?会产生什么不良的后果?我们把这个 220V 的正弦交流电加到不同的两个半波整流电路上分析其产生的电流的波形。 (1)、 没有滤波电容的半波整流电路:图 3.5 所示。 图 3.5 在图 3.5 中左边波形图显示是加到整流二极管上的正弦交流电压波形图,右边波形图显示是流经二极 管的电流波形图。加到二极管上的正弦波交流电压经过二极管 D 整流后加到负载 RL 上,这是一个整流输 出没有滤波电容的半波整流电路,在左边的正弦波电压为 0°~90°时间;二极管 D 导通;电流经过二极 管及负载 RL 流通,流过二极管的电流波形如图右边波形图显示,右边图中;阴影部分表示流过二极管及负 载 RL 的电流波形。这是一个类似馒头形脉动直流电流波形,由于负载 RL 是阻性,所以负载两端的电压波 形也一样是类似馒头形的电压波形图,我们暂且称为;“馒头波”(文中以后就把未经滤波的整流正弦交流 电的波形都称为:“馒头波”)。从右边的图中分析;可以看出;一个周期(0°~360°时间)的正弦波交 流电 00~1800 时间二极管正偏导通,180°~360°时间二极反偏管截止。 结论:在未加滤波电容的整流电路中,整流二极管的导通角为 180°,电流(电压)波形幅度变化的 规律是按照正弦曲线由零逐步增大到最大值,在由最大值按照正弦曲线逐步下降为零。 (2)、 没有滤波电容的全桥整流电路:图 3.6 所示。 图 3.6 全桥整流电流实际上就是一个全波整流电路,输入正弦波交流电压在 0°~180°(正半周)时间;D1、 D2 导通,在 180°~360°(负半周)时间 D4、D3 导通,输入正弦波的正、负半周都经过二极管形成电 流对负载供电。由于输入交流电的正、负半周期经过 4 只整流二极管在负载上都形成了一个单方向(直流) 的供电,所以称为:“全波供电”。 从图 3.6 右边的电流(电压)波形图可以看出,其波形的形状仍然是馒头形波形,只不过“馒头”排 列加倍的紧密(图 3.5、图 3.6 对比)。 (3)、 二极管输出端有滤波电容的半波整流电路 图 3.7 所示 上面介绍的无滤波电容的二极管整流电路,虽然是直流输出但是输出的是脉动的直流电,电压振幅的 变化由零到最大值的“馒头波”,这种波形的脉动直流电作为供电源不能被许多电路所接受,一般的电路 需要波纹系数很小的比较平滑的直流电供电工作,所以在二极管整流后增加一个滤波电容器,把振幅变化 较大的脉动电压,过滤成平滑、波纹系数较小的直流电。 虽然在整流二极管的的输出端增加了一只滤波电容,但是对电路的输入、输出、电压、电流特性都产 生了较大的影响,特别是对其它的电器设备也会产生不良的影响。我们先来分析一下正弦交流电压加到整 流电路上;输出电压、及流过整流二极管的电流波形都有什么变化? ①、整流二极管输入 220V 交流电的 0°~360°第一个正弦波周期时间: 在图 3.7 中:加到二极管 D 上的 220V 交流正弦波电压,在 0°~90°(T0~T1 时间),电压由 0V 逐 步上升,整流二极管 D 导通,电流由零逐步上升对负载 RL 供电,并同时对电容器 C 充电。随着输入电压 达到最大值(T1 时间)311V(220V 交流电的峰值)电容器两端的电压随之上升充电达到最大值 311V(上正、 下负)。这也是为什么 220V 的交流电经过整流以后,用万用表测量滤波电容两端直流电压达到 300V 以上 的原因。 图 3.7 当输入的 220V 正弦波交流电压在 90°~180°(T1~T2 时间),图 3.8 所示;整流二极管 D 的输入 电压由最大值(TI 时间)逐步下降;最终到零(T2 时间),这时由于整流二极管 D 的输出端连接的电容器 C 在 T0~T1 时间被充电到 311V,这个电压使二极管 D 输出端电压也达到+311V(由于电容器两端电压不能 突变)并较长时间保持,在 T1~T2 时间二极管 D 处于反偏截止状态。这时由于二极管 D 截止,负载 RL 由 电容器存储的电能维持供电,尽管对负载 RL 供电产生电流消耗能量,但是由于滤波电容的容量都选取的 较大(大于数百微法),在 T0~T1 时间充电时已存储了足够的电能,所以电容器两端的电压下降极为缓慢, 如图 3.8 所示。 图 3.8 通过上边 T0~T1 及 T1~T2 这两个时间端可以看出;二极管 D 输入的虽然是正弦波的正半周(0°~ 180°),但是二极管只有在 T0~T1 时间导通,导通角只有 90°,(如果没有滤波电容导通角就是 180°, 如图 3.5 所示的没有滤波电容的半波整流电路)。图 3.9 所示就是二极 D 在交流正弦波电压加到有整流滤波 电容电路的二极管输入端时,二极管 D 导通的电流波形图;图中阴影部分所示是二极管导通的电流波形, 由于滤波电容的存在,二极管 D 在 90°~180°(T1~T2 时间)没有电流。 结论:在正弦交流半波整流电路中,如果整流输出不用滤波电容;整流二极管的导通角为:180°, 如果整流输出采用滤波电容,则整流二极管的导通角小于 180°。 图 3.9 显然由于整流二极管 D 的输出端连接了一只滤波电容器 C,电容器 C 上在 0°~90°(T0~T1 时间) 电压已经被充至 311V,此电压限制了二极管在输入端正弦波在 90°~180°(T1~T2 时间)的导通,那 么在 180°~360°(T2~T4 时间)的负半周时间二极管更是反偏截止的。在这第一个正弦波周期的 0°~360 °当中,整流二极管只导通了 0°~90°。也就是在从 T0~T4 这一个正弦波时间周期内,整流二极管只 在 T0~T1 这个输入正弦波电压上升时间段导通,从 T1~T2 这个输入正弦波电压下降时间段及 T2~T4 这 个输入正弦波电压负半周时间端,整流二极管 D 均处于反偏截止状态,如图 3.10 所示,此 T1~T4 这个时 间段负载 RL 的供电完全依靠滤波电容 C 存储的电能供电。 图 3.10 为了保证在 T1~T4 这个二极管 D 截止的时间段,负载 RL 上能保证充分的电能提供,电压不至于下 跌过多(在 T1~T4 时间段由于电容 C 对 RL 的放电,电容 C 两端电压会有所下跌),所以一般在设计整流 滤波电路时;根据负载 RL 的大小,选取足够电容量的电容器,一般选取容量巨大的电解电容,负载 RL 的电流越大,电容量选取就越大(电容量是根据交流电的电压、频率、负载电流的大小、波纹系数、整流 是全波还是半波的要求计算得出),对于电视机开关电源的(市电 220V 50H)正弦波交流电全波整流电路 中,在相同的波纹系数要求下;滤波电容是 100 微法至 400 微法之间选取,负载电流大的电容量要大一些, 负载电流小的电容量就小一些,为了保证在 T1~T4 整流二极管 D 截止时间,负载能保证有充足的能量提 供,就要求在 T0~T1(0°~90°)时间段,整流二极管 D 导通期间,二极管有充分的足够的电流流量, 此时既要对负载 RL 供电,又要对电容器 C 进行大电流的充电;进行电能的存储,所以,有滤波电容的二 极管整流电路,其整流二极管 D 在 0°~90°(T1~T4 时间)导通的电流比不用滤波电容的二极管整流 电路导通电流巨大的多。 只要滤波电容 C 的容量足够,在整流电路工作时 T0~T1(0°~90°)时间段能保证充电充足,不管 负载电流多大,用电压表测量电容器两端电压,都能保证测量值在输入正弦波的峰值附近(300V 以上), 如果用电压表测量某个开关电源的整流滤波电路的输出电压小于 300V,则可以考虑,该整流滤波电路的 滤波电容容量不足或者滤波电容损坏了。 ②、整流二极管输入 220V 交流电的 360°~720°第二个正弦波周期时间: 我们来看看整流二极管 D 输入端接下来输入的第二个正弦波周期(360°~720°)整流二极管的导通 角(电流波形)会怎么样? 第二个正弦波周期的 360°~450°时间是第二个正弦波周期的正半周波形,图 3.11 所示, 图 3.11 在这个时间段的开始,我们首先要看看在交流正弦波第一个周期 0°~360°(T0~T4)时间结束时的 T4 时间电容器 C 上所充电压的状态;由于在上一个周期的 0°~90°(T0~T1 时间)整流二极管导通;电 容器 C 上电压被充电至 311V(220V 交流峰值),而在 90°~360°(T1~T4 时间)二极管反偏截止时;负 载 RL 要通过电容器 C 所充的电能放电来维持供电,所以在 90°~360°(T1~T4)时间段,电容器上的电 压会因为负载 RL 的放电逐步的下降,由于所选用的电容器的容量极大、电能充足,所以电容器 C 上的电 压下降及其缓慢,虽然电压下降但是在 T4 结束时间点上;电压一般仍能维持在 300V(下降约 11V),我 们就假定在 T4 时间电容器 C 上电压为 300V。 在第二个周期交流电加到整流二极管 D 的输入端的开始时间也是 T4 时间,这时是交流电的正半周 360 °~450°(T4~T7)时间,图 3.11 的 T4~T7 部分所示。 按照一般人的概念:交流电的正半周加到整流二极管上,整流二极管就应该导通,而这里却不然;由 于在 T4 时间电容器 C 上电压仍然有 300V,电容器又连接在整流二极管的输出端所以整流二极管的输出端 电压此时也是 300V。那么通过图 3.11 的 T4~T7 部分所示可以明显的看出,在第二个正弦波周期的的电 压上升阶段 T4~T5 时间段,整流二极管是不会导通的,因为此时间段整流二极管 D 的输出端电压是 300V, 而整流二极管 D 输入端的第二个交流正弦波周期的正半周电压必须上升到大于 300V,二极管才能正偏导 通。从图 3.11 的 T4~T7 部分所示可以明显的看出;从正弦波的正半周的电压上升阶段的 T4~T5 时间段; 电压是低于 300V 的,所以整流二极管仍然是截止的,只有到了 T5 这个时间点(此时整流二极管输入端和 整流二极管输出端两端等电位)以后的 T5~T6 时间段;电压高于 300V,二极管才能进入正偏逐步迅速导 通对负载 RL 供电,并且对电容器 C 再次充电,这就是图 3.11 所示的 T5~T6 时间段,在 T5 时间开始充 电,到 T6 时间输入 22OV 的交流正弦的振幅又达到了峰值 311V,这时电容器 C 上的电压也被充到了+311V。 从 T6~T7 时间段,整流二极管输入端交流正弦波电压逐步下降,整流二极管又进入截止状态,可以看出 在第二个正弦波周期的正半周,二极管导通角的不是整个正半周的 1800(T4~T7)也不是正半周的 90° (T4~T6),而是小小于 900 的 T5~T6。显然在第二个正弦波的负半周(540°~720°)二极管也更是截止 的,所以在输入的交流电的第二个正弦波周期(540°~720°)内,二极管的导通时间只是短短的 T5~ T6 时间。 图 3.12 图 3.12 所示是整流二极管导通电流波形图,图 3.12 中 T5~T6 的阴影部分所示;即为整流二极管在输 入第二个正弦波周期,整流二极管导通的电流波形图。虽然整流二极管的输入端输入的是正弦波交流电电 压,但是整流二极管的电流波形因为增加了滤波电容 C 的原因;流过整流二极管也就是流入电源进线的交 流电流波形已经不再是正弦波。而是呈导通时间极短的强脉冲状态的脉冲波形。同样道理以后的第三个、 第四个、第五个…… ,正弦波周期加到整流二极管的输入端,流过整流二极管的电流波形和第二个是相 同的。图 3.13 所示是半波二极管整流滤波电路的电流波形图(右边)。 图 3.13 图 3.14 所示;是全波(桥式)二极管整流滤波电路的电流波形图(右边)。 图 3.14 结论:有电容器滤波的正弦波交流二极管整流电路的电流波形具有如下特点: 1、在不用滤波电容的情况下,输入的是正弦波交流电压,流过整流二极管的电流波形是半个周期的 正弦波波形的电流波形,如果是全波整流则整个整流电流的输入电压波形(正弦波)和输入的电流波形波 形相同(仍然是正弦波),且相位相同。 2、在采用滤波电容滤波的情况下,输入的是正弦波交流电压,流过整流二极管的电流波形不再是正 弦波波形,而是呈短时间强脉冲状态的脉冲波形(近似于脉冲上升、下降极快的方波波形)。 3、在整流电路采用了增加滤波电容后,虽然整流二极管的导通时间缩短,但是在这极短的时间,又 要对负载供电,又要对电容器充电,在这极短的导通时间,电流是极大的,所以流过整流二极管的电流脉 冲是强大的。 这种脉冲状态的电流波形将对供电电网、及其它的电器设备造成极大的危害,也就是出现了严重的电 磁兼容和电磁干扰(EMC、EMI)问题。其危害目前已经到了不解决不行的地步了。 四 整流滤波开关电源电流波形的危害及解决的方法 上篇已经详细的介绍并阐述了:目前电视机等电子设备采用整流直接滤波开关电源的电流波形严重畸 变的原因。接下来要介绍一下;这种强脉冲状态的电流波形会产生什么危害? 1 产生严重的电磁干扰(EMI) 图 4.1 所示是开关电源整流二极管输入的 220V 正弦波交流电压波形,图 4.2 所示是流过半波整流电路 整流二极管的电流波形(也是开关电源输入的电流波形)。 图 4.1 图 4.2 从图 4.1 和图 4.2 两个波形图上看,可以明显的看出:图 4.1 是正弦波,图 4.2 是非正弦波,把图 4.2 中虚线框所示的一个非正弦波部分放大为图 4.3 所示;可以清晰的看出这是一个前沿(TB~TC)上升迅速; 后沿(TD~TE)下降迅速的脉冲波形。 图 4.3 目前 220V 正弦交流市电电压的频率是 50 赫兹(是周期性的),在正常工作时,整流二极管在正弦波 的正半周接近波峰处迅速导通一次,这样流过整流二极管的脉冲电流频率也是 50 赫兹,但是流过整流二 极管的电流的波形已经不在是正弦波了,和原输入的正弦波电压相比已经产生了严重的畸变,那么流过整 流二极管的电流是周期性的非正弦波。 这个周期性的非正弦形的电流波形(类似矩形波)其内部包含有大量的频率成份极为丰富的,有一定 能量的频率为 50 赫兹两倍、三倍、四倍、五倍………N 倍的高次谐波成份,即这个 50 赫兹的非正弦波的 电流波形,包含了 100 赫兹(二次谐波)、150 赫兹(三次谐波)、200 赫兹(四次谐波)、250 赫兹(五次 谐波)……….一直到到几兆赫兹的高频率正弦波的电流成分(随着谐波频率的逐步增高其谐波的能量逐步 下降),也就是这个 50 赫兹的非正弦波的电流波形是众多 50 赫兹整倍数(高倍数)的正弦形电流波形的 叠加(这些高倍数的正弦电流波,我们称为谐波,即二次谐波、三次谐波、四次谐波、五次谐波………N 次 谐波),如图 4.4 所示。 图 4.4 中,中间的矩形方波其实是由周边整倍数的众多的方波频率(方波频率的高次谐波)正弦波叠 加组合而成。 图 4.4 随着谐波的次数增加,谐波频率也不断增加。这些具有一定能量的频率较高的谐波(类似无线电波), 就会通过各种方式对外辐射(辐射干扰)或通过电路、电网侵入到其它设备(传导干扰),对设备的本身 和其它的电器设备形成干扰,破坏了本身和其它的电器设备的正常工作。 例如前期的 CRT 电视机开关电源都是整流后直接滤波型的,为了避免谐波辐射干扰影响重现图像的质 量,有些比较考究的 CRT 电视机,像日本的“索尼”、“松下”,德国的“迈之”、“德律风根”等名牌产品, 其内部的开关电源都单独放置,并且都采用金属隔离罩隔离以防止开关电源的谐波辐射干扰。并且在电视 机的 CPU 上面加以金属的隔离罩,以防电磁干扰影响 CPU 的正常工作。更有甚之,像索尼电视其显像管 都用大型的金属罩屏蔽起来。 这些谐波辐射不光干扰本机,对其它的电器设备也产生严重的影响,例如其它的通讯设备的信息传输, 仪器仪表的测量精度,甚至间接的危及人的生命;例如干扰病人安装在身体上的心脏起搏器的正常工作等, 这种干扰的严重程度还在随着整流滤波开关电源的继续蔓延,目前已经到了不解决不行的地步了。 (注:关于谐波的问题“傅里叶定理”也早有明确的阐述:一个周期性的非正弦波可以分解为若干个周期 性正弦波,这些周期性正弦波中除了包含基波的频率外,其余是频率高于基波并是基波频率整倍数的正弦 谐波。也就是说,谐波就是周期性非正弦波中包含的高频正弦波。) 关于整流二极管脉冲形态电流波形频率成份的另外一种解释; 前面已经介绍过,加到整流二极管上的电压是正弦波,并且频率是 50 赫兹(每秒 50 个周期)。流过 整流二极管的电流波形是脉冲波,也是每秒 50 个脉冲周期,也就是频率是 50。但是这个类似于矩形的脉 冲电流波却含有极高的频率份量。为什么这么说?请看我们下面来进行简单的波形的分析: 平时我们关于频率的定义都非常的清楚;“频率:每秒振动的次数”,或者“每秒周期数”。这是我们 熟知的一个定义。但是频率还有另外一个定义即;“单位时间的变化量”这也是描述频率大小的一个概念, 我们以此来分析一下图 4.3 的电流波形。 在图 4.3 所示的电流波形图中;可以看到从 TB→TC 时间段是一个极端的时间段,在这个时间段,电 流由零突然上升到了最大值,也就是在 TB→TC 时间这个极短的时间,电流发生了一个巨大的变化量,其 频率分量是极高的,如果用 TB→TC 时间这个极短的时间去衡量 50 赫兹正弦波,其变化量是及其微小的。 所以说:就这个就 TB→TC 这个时间段,电流波形的频率份量是 50 赫兹的几十倍,几百倍,这个极高的 频率份量就是前述的谐波份量。 2 脉冲型的电流波形引起供电线路用电终端的正弦波电压波形严重畸变 供电系统提供的都是正弦波电压,由于电流波形是强脉冲状态的,所以在脉冲出现的瞬间由于供电线 路阻性份量(电线的直流电阻率)的影响会在线路上产生相应的电压降,在用电的终端正弦波电压波形因 为线路的压降;正弦波电压的波峰处出现削波状态。图 4.5 所电线路的电阻份量引起的在脉冲电流出现时 的瞬时压降,这个压降正好在正弦波电压的峰点(峰点被削波)。这严重的影响了其它需要正弦波工作的 电器设备,例如电风扇、空调压缩机、电动机等。 图 4.5 图 4.6 所示是供电部门提供的标准的正弦波市电电压,图 4.7 所示是由于强脉冲电流引起的压降, 从而造成的用电终端市电电压波形的畸变(正弦波的波峰处被削波)。 图 4.6 图 4.7 3 电磁兼容(EMC) 由于电磁干扰的存在,那么其它的设备或系统在工作时;就不可避免的要受到电磁干扰的影响, 电磁兼容是指设备或系统在工作中;产生的电磁干扰要符合要求,并不对其环境中其它的任何设备产 生无法忍受的电磁干扰。并且也要能在有其它的设备产生的电磁干扰的环境下能正常工作。因此,EMC 包括两个方面的要求:一方面是指设备在正常运行过程中对所在环境产生的电磁干扰不能超过一定的限 值;另一方面是指器具对所在环境中存在的电磁干扰具有一定程度的抗干扰性。 也就是因为电磁干扰的出现,才有了电磁兼容的问题,电磁干扰的出现影响了很多的设备的正常工作, 这就是电磁兼容问题。 困惑:前面的章节;已经把整流滤波电路产生电流波形的畸变原因及危害介绍清楚了,也把什么是功 率因数(PFC),有功功率、无功功率的概念介绍清楚了。 现在就有一个问题:也是长期困扰我的一个问题,就是:电视机的开关电源有“功率因数”的问题 吗?是不是电视机的开关电源工作也会产生“无功功率”,如果有;电视机的无功功率出现在那里?如果 没有;为什么电视机的开关电源又会出现“PFC”这三个符号,并且全世界的平板电视机的开关电源都冠 以有“PFC”电路? 开关电源有“无功功率”吗?开关电源应该进行功率因素校正吗? 要研究开关电源的功率因数问题,就首先要研究开关电源有没有“无功功率”。在前面“什么是 PFC” 一篇中,已经阐述的很清楚:产生无功功率的必须条件是: 1、用电设备中必须包含能存储电能的电抗(L 或 C)成分的负载,以在正弦波电压上升期存储能量。 2、在正弦波电压下降的过程中,存储在电抗(L 或 C)器件中的能量必须要能返回电网。 图 4.8 那么;我们根据图 4.8 来分析一下开关电源的整流滤波电路存储能量及返回能量的因素,是不是会产 生“无功功率”。 图 4.8 中;在正弦波电压 0°~90° 时间(正弦波电压上升时间段),整流二极管导通对负载 RL 供电; 并对电容器 C 充电(上正、下负)图中红色虚线所示,电容器进行能量的存储,电容两端电压被到正弦波 峰值电压,也就是一部分能量流过负载去做功;一部分能量存储在电容器里此刻没有做功(这符合上面产 生无功功率的第一个条件)。一切都是个错误的提法。 在正弦波电压 90°~180° 时间及以后的时间(正弦波电压下降时间段),电容器上的电压(上正、 下负)高于输入正弦波的瞬时电压值,应该由电容对电网回流放电(能量回流),但是此时由于整流二极 管的阻碍(二极管此时反偏截止),能量无法返回电网,图中黑色虚线所示,而此时由于二极管截止输入 的正弦波已经无法继续对负载 RL 供电,而电容器上存储的能量,则会形成对负载形成电流,继续对负载 供电并且继续做功,图中蓝色虚线所示。 到此为止;已经明显的看出;在输入正弦波幅度上升期;虽然能量进行了存储,这个存储的能量并没 有做功,但是在输入正弦波幅度下降期,所存储的能量并没有返回电网,而是对负载放电继续维持负载做 功。形成“无功功率”的第二个条件无法实现。 也就是说,进入整流滤波电路的能量已经全部的做功,并没有“无功功率”的产生,也没有能量的损 失。可以说;开关电源的功率因数基本是接近“1”,输入功率的利用率几乎是百分之百。根本没有什么; 无功功率和视在功率和有功功率之比的问题,也不存在什么功率因数校正的问题;也不应冠以 PFC 三个英 文字符。 但是采用一般电力系统的功率因数测试仪器来测量开关电源的功率因数确实显示的结果令人吃惊,其 功率因素值:只有 0.5 至 0.6 左右,也就是反映了;开关电源的一半能量都被损失了,都变成无功功率了, 实际测量和理论分析大相径庭,什么原因? 经过思考及了解现实对功率因数检测的手段后,大致了解了:导致这种离谱错误的原因: 就是功率因数测量的问题;现在对于电力系统的功率因数测量往往是采用间接测量方法。就是目前对 于设备功率因数的测量是采用测量;供电电路的电流和电压之间的相位差的方式换算功率因数。这种间接 测试功率因数的方法在一般电抗器性(电感、电容)的负载电路中能得到正确结果。但是,在二极管整流 滤波的电路上是不适用。原因是用测量输入电压、电流相位差的办法换算功率因数要基于一个条件:也就 是采用现有的测量供电电路的电流和电压之间的相位差的方式换算功率因数的方法,其被测的电压、电流 波形必须相似(正弦波)、并且电压、电流的波形必须是连续型的。 上述的正弦波经过二极管整流后由滤波电容直接滤波的电路中;电流值出现了断续(是脉冲状态,在 某一段时间电流值为零),电压和电流连续相关的条件不存在了,由于电流波形是脉冲状断续的,因此, 在只有电压没有电流(二极管截止电流为零的时间)这段时间内,已经不可能得出一个正确的功率因数值。 用这样的仪表、这样的方法,测量开关电源的功率因数已经没有任何意义了。 但是就是有以上仪器测量的误导原因,也不应该给开关电源加上一个 PFC 的(应该冠以“EMI 校正”)。 最后本人认为;对于整个共用电系统来来说;发电机工作也存在功率因素问题,如果用电负载的电流 波形校正为正弦波并且能做到相位相同,对于发电机的功率因数是会大有好处的,也就是说虽然 PFC 三字 母不适用于接收机的开关电源,但是在发电机部分是适合于 PFC 意义的。 五 功率因素校正的方法 前面发表的几个章节已经详尽的介绍了“PFC 是什么?”如果大家都把前面的章节看完了,理解其中 的含义,就会明白“PFC”这三个字符及其中文的含义:“功率因数校正”和我们现代广泛应用的开关电源 (指:二极管整流后直接滤波类型的)根本扯不上关系(虽然采用滤波电容后引起高次谐波的产生也是一 种能量的损耗。但是谐波和功率因数完全是两个不同的概念,有人认为谐波大就是功率因数低,功率因数 低就是因为谐波大,实际上这是两个完全不同的电参数,分别用来描述不同的电路特性。谐波大不等同于 功率因数低,功率因数低谐波也不一定大)。 真是要讨论现代的开关电源的功率因数问题,那就是:现代开关电源(整流直接滤波)功率因数已经 接近于“1”(视在功率和有功功率比值)。现代开关电源没有“无功功率”问题。能量的利用几乎是百分 之百。而真正要解决的倒是;因开关电源电流波形的畸变而导致的电磁干扰(EMI)问题。前面也已经提 到过了,目前应用的开关电源(整流后直接滤波)造成的电磁干扰危害已经到了不解决不行的地步了。 1、我们下面就来介绍解决的方法: 前面已经详述了产生电磁干扰(EMI)的主要原因;是因为二极管整流滤波电路产生的严重畸变于电 压波形的脉冲形电流的高次谐波引起的,那么要限制这种高次谐波的产生;就必须对脉冲形电流的产生加 以限制。唯一的方法就是使二极管整流电路的电流波形仍然是正弦波形,即输入整流二极管的电压波形和 流过此二极管的电流波形相同都是正弦波(这种正弦波是基波也称为:简谐波;是纯净的、没有高次谐波 的),就没有电磁干扰出现了,一切都好了。 下面介绍一下,实际的正弦波半波和全波整流电路的不采用滤波电容和采用滤波电容时电压波形和电 流波形之间的关系: 图 5.1 (1) 半波整流电路: ① 没有滤波电容的半波整流电路,图 5.1 所示: 此半波整流电路的二极管整流输出端并没有设置滤波电容;仅有负载 RL。 在输入正弦波交流电压情况下输入电流及输入电压的波形关系;如图 5.1 中左边波形所示;左边图中; 正弦波实线为输入的正弦波交流电压波形,上部的阴影所示为流过电路的电流波形,右边波形图的阴影所 示为;流过二极管的电流波形。可以看出;在不设置滤波电容的整流电路中,输入电路及二极管流过的电 流均为正弦波的半个周期(180°)。这半个周期波形的幅度波动;是一个按正弦规律变化的曲线,是一个 基波的简谐波曲线,不存在高次谐波及电磁干扰问题。 ② 采用了滤波电容的半波整流电路,图 5.2 所示 此半波整流电路的整流输出端增加了一个滤波电容 C,滤波电容 C 和负载 RL 并联。 图 5.2 中;由于前面已经介绍的原因,由于滤波电容接于整流二极管的输出端,二极管导通首先对电 容充电,电容器上的电压又限制了二极管的导通,二极管的导通角小小于正弦波半个周期的 180°,所示 整流电路输入端的电流波形,就成为类似强脉冲状态的电流波形。 图 5.2 图 5.2 所示左边图中,正弦波实线为输入的正弦波交流电压波形,上部的阴影所示为流过电路中的电 流波形,右边波形图的阴影所示为;流过二极管的电流波形。可以明显看出;增加滤波电容后,输入电路 流过的电流波形为脉冲状态,此电流波形相比于正弦波电压波形已经产生了严重的畸变,这样的电流波形 不仅产生严重的高次谐波出现电磁干扰(EMI)问题,还因为在电流脉冲出现时间;供电电路的电阻份量 产生的压降,导致用电终端还产生了正弦波电压的畸变。 (2) 全波整流电流: ① 没有滤波电容的全波整流电路,图 5.3 所示: 由于现在的开关电源均采用了四个二极管的全波电桥整流电流,那么图 5.3 所示为;没有滤波电容的 全波整流电路电压、电流 波形图,图 5.3 的左边波形图所示;是输入电压波形和输入电流波形,实线所示 是输入正弦波电压波形,阴影所示是输入电流波形。可以明显看出,输入电路的电流波形也是和电压波形 相同(相位、波形均相同)的电流波形,同样这样的波形也不存在高次谐波也没有电磁干扰问题。 图 5.3 ② 有滤波电容的全波整流电路,图 5.4 所示: 图 5.4 所示左边图中;正弦波实线为输入的正弦波交流电压波形,坐标零轴以上部份及零轴以下部份 的阴影所示为流过电路中的电流波形。右边波形图的阴影所示为;流过二极管的电流波形。可以明显看出; 增加滤波电容后,输入电路流过的电流波形为脉冲状态,其波形比正弦波电压波形已经产生了严重的畸变, 同样这样的电流波形不仅产生严重的高次谐波出现电磁干扰(EMI)问题,还因为供电电路的电阻份量的 压降,导致用电终端还产生了正弦波电压的畸变,图 5.5 为正常无畸变正弦波电压波形,图 5.6 为用电终 端产生畸变的正弦波电压波形。 图 5.4 2、去掉产生电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题的元凶 ━━ 滤波电容 通过上面对全波、半波整流电路的分析;分别在不设置滤波电容和设置滤波电容两种情况下,可以看 出,开关电源的正弦波整流滤波电路中,要使其输入电流和所加的电压波形相同,消除电磁干扰(EMI)、 解决电磁兼容(EMC)问题的唯一办法就是二极管整流后不设置滤波电容,在正弦波整流电路中只要把整 流管后用于滤波的电容器取消,一切的危害电磁干扰(EMI)、电磁兼容(EMC)、因压降引起的输入正弦 波电压波形的畸变问题就全部解决了。 现在的问题是;滤波电容是开关电源整流电路的重要的一部分,不用滤波电容开关电源能工作吗?显 然是不能的。例如我们前期维修的大量的 CRT 电视机,均有滤波电容,并且是容量巨大的(大于 200 微法) 滤波电容,不要说去掉滤波电容,就是有的滤波电容容量略有下降;电视机就无法正常工作了。 图 5.5 图 5.6 为什么前期的开关电源取消滤波电容就无法工作了?我们首先分析一下:正弦波整流电路在不用滤波 电容和采用滤波电容的两种情况下输出电压有什么不同。 (1)、正弦波整流电路输出直流电压的波形 ① 整流输出不采用滤波电容的输出电压波形 在不采用滤波电容的输出电路中,如图 5.7 所示;输出电路连接负载 RL,一般负载均为阻性负载,所 以负载两端的电压波形正比于流过二极管的电流波形(欧姆定律)。前面已经清楚介绍;不采用滤波电容 的整流电路;流过二极管的电流为 180°的半个正弦波周期,所以;这种正弦波整流电路输出电压的波形 也是半个正弦波周期的波形,由于二极管是“正”整流极性连接,所以输出的电压波形是按照正弦曲线变 化的由 0V 逐步上升到 311V 正弦波最大值(以输入 220V 正弦波交流电为例),再由最大值 311V 逐步下降 为 0V 的半个周期的正弦曲线的电压波形。 图 5.7 这个电压是直流电压,是一个电压幅度在坐标零轴以上脉动(正弦规律脉动)的直流电压,图 5.7 右 边红色馒头形曲线。电压幅度的变化规律是:由 0V→311V→0V→311V→0V 变化(幅度波动的频率是 2 ×50 赫兹=100 赫兹)。由于形状类似于“馒头”形态,我们以后把这个电压波形称为:“馒头波”(每秒出 现 100 个“馒头”)。 ② 整流输出采用滤波电容的输出电压波形: 在采用滤波电容的输出电路中,如图 5.8 所示;输出电路连接负载 RL,并且负载两端并联一个滤波电 容 C。 图 5.8 由于整流电流的输入端连接了滤波电容 C,并且滤波电容 C 和负载并联,在这里滤波电容 C 起到了“蓄 水池”的作用。由于一般都选用电容量巨大的电解电容器(容量一般大于 200 微法以上),所以在输入 220V 交流正弦波电压达到 311V 的峰点时;对电容器进行最大限度的充电,使滤波电容 C 两端的电压达到+311V, 由于存储的能量充足,在整流二极管不导通时间,负载 RL 通过滤波电容存储的电荷能量(蓄水池作用) 继续对其供电,此时电容两端的+311V 电压会由于放电而产生电压的下降,但是由于滤波电容的容量巨大、 存储的能量充足,在下一个输入正弦波峰点到来对滤波电容 C 进行再充电之前,电压的跌落、下降不会低 于+300V(如果滤波电容 C 容量不足;电压可能跌落幅度很大,一致负载电路无法正常工作),那么;有 滤波电容的整流电路,输出的直流电压的波形是一个幅度值在+300V,电压幅度略有波动的整流电压,图 5.8 右边波形图中的红色波动曲线所示。 ③ 关于“纹波电压”和“纹波系数”(为什么电视机电源滤波电容容量不一样) 在图 5.8 中所示;右边波形图的红色波动曲线,是由 300V 到 311V 波动的范围(11V 的电压差)变化, 这个变化的电位差,称为“波纹电压”。这个 11V 的波纹电压和整个电压的幅度比称为“波纹系数”。在整 流电路中;波纹电压越小越好,滤波电容 C 容量越大波纹电压就越小。 当滤波电容 C 容量不变,负载 RL 的电流越大;波纹电压就越大。可见,功率大的开关电源,为了维 持一定的波纹系数;就要求滤波电容的容量也要很大,同样功率小的开关电源,只要容量较小的滤波电容; 就可以保证一定的波纹系数。这就是不同的电视机滤波电容的容量有大有小的原因。 ④ 去掉滤波电容 C;负载电路还能正常工作吗? 图 5.9 从图 5.9 可以看出在整流电路有滤波电容滤波的开关电源中,开关管的工作供电基本是一个幅度较为 稳定且略有波动的+B 电压,在开关管作高频开关工作的任何一个周期内,+B 基本都能维持在一个较高的 幅度范围内,显然这个开关电源可以正常工作。 图 5.10 图 5.10 所示,在整流电路去掉滤波电容滤波的开关电源中,在开关电源做高频开关工作时,开关管工 作的某些周期,其供电的“馒头波”幅度有可能就在馒头波正弦曲线的低边;+B 电压极低,甚至在 0V 电 压点,显然这个开关电源是不可以正常工作。这也是前期的 CRT 电视机开关电源的大滤波电容容量不足、 干枯而开关电源电压输出极低、甚至无输出的原因。 图 5.11 由于开关电源的开关频率一般在 40KHz,而馒头波的频率是 100Hz,所以,在一个馒头波+B 供电周期 内有几百个开关管的开关周期,所以在没有滤波电容的开关电源中,开关管只有极少的几个开关周期能够 获得足够的+B 电压工作,图 5.11 波形所示,上面是作为+B 的馒头波,下面是开关管的激励信号。 以上的讨论都说明;开关电源的整流电路去掉滤波电容是不行的。 3、滤波电容必须保留;在二极管整流电路和滤波电容之间增加一个隔离电路 为了保证后续电路能工作在一个比较平稳的+B 供电环境下,滤波电容的存在还是必要的,如图 5.12 所示。但是滤波电容的存在由会造成整流二极管电流波形的畸变,从而产生电磁干扰和电磁兼容的问题。 图 5.12 现在就是要设法:即保留滤波电容的存在,以便向后面的负载电路提供一个波动极小的+B 电源,又 要设法,使整流二极管把正弦波交流电整流后又不直接对滤波电容充电,仍然保持二极管的电流波形为正 弦波的整半个周期的 180°。解决的方法就是在整流二极管和滤波电容之间断开,插入一个“隔离电路”。 如图 5.13~图 5.17 所示。 图 5.13 图 5.14 图 5.13 所示在整流二极管和滤波电容之间切断;图 5.14 所示分离整流二极管和滤波电容及后续电路。 图 5.15 图 5.16 图 5.15 中在整流二极管和滤波电容之间插入一个隔离电路。这个隔离电路实际上是一个斩波器电路。 图 5.16 中这个隔离电路(斩波器电路)实际上是一个我们熟习的并联型的开关电源(升压型的开关电源)。 图 5.17 图 5.17 所示,这个由 L、Q、D 组成的并联型的开关电源,采用馒头波作为+B 供电,开关 Q 高频工 作,把馒头波电压转换为高频开关脉冲(100K),经过 D 整流后,再由 C 滤波供后面原来的开关电源作为 +B 使用。图 5.17 就是我们现在平板电视开关电源的电磁干扰(EMI)、电磁兼容(EMC)校正电路,也就 是含有 PFC 功能的新型开关电源的基本原理。 优点: (1)、正弦波整流后不对滤波电容充电,桥式整流电路的输入电压、电流都是正弦波(电压、电流的 波形、相位相同)不存在电磁干扰及电磁兼容问题。 (2)、由于 L、Q、D 组成的并联型的开关电源,具有稳压功能,后续电路可以工作的更稳定。 (3)、由于频率较低的“馒头波”经过 L、Q、D 开关电源转换成了频率极高的高频脉冲,经过 D 整 流后,滤波电容 C 的滤波效果更好,波纹电压可以完全消除(Xc=1/2πfc)。 六 开关电源功率因素校正(PFC)及其工作原理 在上世纪五十年代,已经针对具有感性负载的交流用电器具的电压和电流不同相(图 6.1)从而引起 的供电效率低下提出了改进方法(由于感性负载的电流滞后所加电压,由于电压和电流的相位不同使供电 线路的负担加重导致供电线路效率下降,这就要求在感性用电器具上并联一个电容器用以调整其该用电器 具的电压、电流相位特性,例如:当时要求所使用的 40W 日光灯必须并联一个 4.75μF 的电容器)。用电 容器并连在感性负载,利用其电容上电流超前电压的特性用以补偿电感上电流滞后电压的特性来使总的特 性接近于阻性,从而改善效率低下的方法叫功率因数补偿(交流电的功率因数可以用电源电压与负载电流 两者相位角的余弦函数值 cosφ表示)。在具有感性负载中供电线路中电压和电流的波形: 图 6.1 而在上世纪 80 年代起,用电器具大量的采用效率高的开关电源,由于开关电源都是在整流后用一个 大容量的滤波电容,使该用电器具的负载特性呈现容性,这就造成了交流 220V 在对该用电器具供电时, 由于滤波电容的充、放电作用,在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远 非为零,与其最大值(纹波峰值)相差并不多。根据整流二极管的单向导电性,只有在 AC 线路电压瞬时值 高于滤波电容上的电压时,整流二极管才会因正向偏置而导通,而当 AC 输入电压瞬时值低于滤波电容上 的电压时,整流二极管因反向偏置而截止。也就是说,在 AC 线路电压的每个半周期内,只是在其峰值附 近,二极管才会导通。虽然 AC 输入电压仍大体保持正弦波波形,但 AC 输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲, 如图 6.2 所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份,引起线路功率因数严重下降。 在正半个周期内(180°),整流二极管的导通角大大的小于 180°甚至只有 30°-70°,由于要保证 负载功率的要求,在极窄的导通角期间会产生极大的导通电流,使供电电路中的供电电流呈脉冲状态,它 不仅降低了供电的效率,更为严重的是它在供电线路容量不足,或电路负载较大时会产生严重的交流电压 的波形畸变(图 6.3),并产生多次谐波,从而,干扰了其它用电器具的正常工作(这就是电磁干扰-EMI 和电磁兼容-EMC 问题)。 图 6.2 自从用电器具从过去的感性负载(早期的电视机、收音机等的电源均采用电源变压器的感性器件)变 成带整流及滤波电容器的容性负载后,其功率因素补偿的含义不仅是供电的电压和电流不同相位的问题, 更为严重的是要解决因供电电流呈强脉冲状态而引起的电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。 这就是在上世纪末发展起来的一项新技术(其背景源于开关电源的迅速发展和广泛应用)。其主要目 的是解决因容性负载导致电流波形严重畸变而产生的电磁干扰(EMl)和电磁兼容(EMC)问题。所以现代的 PFC 技术完全不同于过去的功率因数补偿技术,它是针对非正弦电流波形畸变而采取的,迫使交流线路电 流追踪电压波形瞬时变化轨迹,并使电流和电压保持同相位,使系统呈纯电阻性技术(线路电流波形校正 技术),这就是 PFC(功率因数校正)。 所以现代的 PFC 技术完成了电流波形的校正也解决了电压、电流的同相问题。 图 6.3 于以上原因,要求用电功率大于 85W 以上(有的资料显示大于 75W)的容性负载用电器具,必须增 加校正其负载特性的校正电路,使其负载特性接近于阻性(电压和电流波形同相且波形相近)。这就是现 代的功率因数校正(PFC)电路。 1 容性负载的危害 下面的图 6.4 是不用滤波电容的半波整流电路,图 6.5 是用了大容量滤波电容的半波整流电路。我们 根据这两个电路来分析两电路中电流的波形。 图 6.4 图 6.4A 中 D 是整流管,R 是负载。图 6.4B 是该电路接入交流电时电路中电压、电流波形图, 在(0°~180°)t0~t3 时间:t0 时间电压为零电流为零,在 t1 时间电压达到最大值电流也达到最大值, 在 t3 时间电压为零电流为零。(二极管导通 180°) 在(180°~360°)t3~t4:时间:二极管反偏无电压及电流。(二极管截止) 在(360°~540°)t4~t6 时间:t4 时间电压为零电流为零,在 t5 时间电压达到最大值电流也达到最大 值,在 t6 时间电压为零电流为零。(二极管导通 180°) 结论:在无滤波电容的整流电路中,供电电路的电压和电流同相,二极管导通角为 180°,对于供电 线路来说,该电路呈现纯阻性的负载特性。 A B 图 6.5 图 6.5A 中 D 是整流管,R 是负载,C 是滤波电容。图 5B 是该电路接入交流电时电路中电压、电流波 形图。在(0°~180°)t0~t2 时间:t0 时间电压为零电流为零,在 t1 时间电压达到最大值电流也达到最大 值,因为此时对负载 R 供电的同时还要对电容 C 进行充电,所以电流的幅度比较大。在 t1 时间由于对电 容 C 进行充电,电容上电压 Uc 达到输入交流电的峰值,由于电容上电压不能突变,使在 t1~t3 期间,二 极管右边电压为 Uc,而左边电压在 t2 时间电压由峰值逐渐下降为零,t1~t3 期间二极管反偏截止,此期间 电流为零。(增加滤波电容 C 后第一个交流电的正半周,二极管的导通角为 90° ) 在(180°~360°)t3~t4 时间:二极管反偏无电压及电流。(二极管截止) 在(360°~410°)t4~t5 时间:由于在 t3~t4 时间二极管反偏,不对 C 充电,C 上电压通过负载放电, 电压逐渐下降(下降的幅度由 C 的容量及 R 的阻值大小决定,如果 C 的容量足够大,而且 R 的阻值也足 够大,其 Uc 下降很缓慢。)在 t4~t5 期间尽管二极管左边电压在逐步上升,但是由于二极管右边的 Uc 放 电缓慢右边的电压 Uc 仍旧大于左边,二极管仍旧反偏截止。 在(410°~540°)t5~t7 时间:t5 时间二极管左边电压上升到超过右边电压二极管导通对负载供电并 对 C 充电,其流过二极管的电流较大,到了 t6 时间二极管左边电压又逐步下降,由于 Uc 又充电到最大值, 二极管在 t6~t7 时间又进入反偏截止。 结论:在有滤波电容的整流电路中,供电电路的电压和电流波形完全不同,电流波形;在短时间内呈 强脉冲状态,极管导通角小于 180°(根据负载 R 和滤波电容 C 的时间常数而决定)。该电路对于供电线 路来说,由于在强电流脉冲的极短期间线路上会产生较大的压降(对于内阻较大的供电线路尤为显著)使 供电线路的电压波形产生畸变,强脉冲的高次谐波对其它的用电器具产生较强的干扰。 2 怎样进行功率因素校正 我们目前用的电视机由于采用了高效的开关电源,而开关电源内部电源输入部分,无一例外的采用了 二极管全波整流及滤波电路,如图 6.6A,其电压和电流波形如图 6.6B A B 图 6.6 为了抑止电流波形的畸变及提高功率因数,现代的功率较大(大于 85W)具有开关电源(容性负载) 的用电器具,必须采用 PFC 措施,PFC 有;有源 PFC 和无源 PFC 两种方式。 目前部分 CRT 厂家 对部分电视机的改进,不使用晶体管等有源器件组成的校正电路。一般由二极管、 电阻、电容和电感等无源器件组成,向目前国内的电视机生产厂对过去设计的功率较大的电视机,在整流 桥堆和滤波电容之间加一只电感(适当选取电感量),利用电感上电流不能突变的特性来平滑电容充电强 脉冲的波动,改善供电线路电流波形的畸变,并且在电感上电压超前电流的特性也补偿滤波电容电流超前 电压的特性,使功率因数、电磁兼容和电磁干扰得以改善,如图 6.7。 图 6.7 此电路虽然简单,可以在前期设计的无 PFC 功能的设备上,简单的增加一个合适的电感(适当的选取 L 和 C 的值),从而达到具有 PFC 的作用,但是这种简单的、低成本的无源 PFC 输出纹波较大,滤波电容 两端的直流电压也较低,电流畸变的校正及功率因数补偿的能力都很差,而且 L 的绕制及铁芯的质量控制 不好,会对图像及伴音产生严重的干扰,只能是对于前期无 PFC 设备使之能进入市场的临时措施。 (1)有源 PFC 电路的原理 有源 PFC 则是有很好的效果,基本上可以完全的消除电流波形的畸变,而且电压和电流的相位可以控 制保持一致,它可以基本上完全解决了功率因数、电磁兼容、电磁干扰的问题,但是电路非常的复杂,其 基本思路是在 220V 整流桥堆后去掉滤波电容(以消除因电容的充电造成的电流波形畸变及相位的变化), 去掉滤波电容后由一个“斩波”电路把脉动的直流变成高频(约 100K)交流再经过整流滤波后,其直流 电压再向常规的 PWM 开关稳压电源供电,其过程是; AC→DC→AC→DC。 有源 PFC 的基本原理是在开关电源的整流电路和滤波电容之间增加一个 DC-DC 的斩波电路图 8(附 加开关电源),对于供电线路来说该整流电路输出没有直接接滤波电容,所以其对于供电线路来说呈现的 是纯阻性的负载,其电压和电流波形同相、相位相同。斩波电路的工作也类似于一个开关电源。所以说有 源 PFC 开关电源就是一个双开关电源的开关电源电路,它是由斩波器(我们以后称它为:“PFC 开关电源”) 和稳压开关电源(我们以后称它为:“PWM 开关电源”)组成的。 图 6.8 (2)斩波器部分(PFC 开关电源) 整流二极管整流以后不加滤波电容器,把未经滤波的脉动正半周电压作为斩波器的供电源,由于斩波 器的一连串的做“开关”工作脉动的正电压被“斩”成图 6.9 的电流波形,其波形的特点是:1、电流波形 是断续的,其包络线和电压波形相同,并且包络线和电压波形相位同相。2、由于斩波的作用,半波脉动 的直流电变成高频(由斩波频率决定,约 100KHz)“交流”电,该高频“交流”电要再次经过整流才能被 后级 PWM 开关稳压电源使用。3、从外供电总的看该用电系统做到了交流电压和交流电流同相并且电压波 形和电流波形均符合正弦波形,既解决了功率因素补偿问题,也解决电磁兼容(EMC)和电磁干扰(EMI) 问题。 该高频“交流”电在经过整流二极管整流并经过滤波变成直流电压(电源)向后级的 PWM 开关电源 供电。该直流电压在某些资料上把它称为:B+PFC(TPW-4211 即是如此),在斩波器输出的 B+PFC 电压 一般高于原 220 交流整流滤波后的+300V,其原因是选用高电压,其电感的线径小、线路压降小、滤波电 容容量小,且滤波效果好,对后级 PWM 开关管要求低等等诸多好处。 黑为电压波形 红色虚线为电流包络波形 图 6.9 目前 PFC 开关电源部分,起到开关作用的斩波管(K)有两种工作方式: ① 连续导通模式(CCM):开关管的工作频率一定,而导通的占空比(系数)随被斩波电压的幅度变 化而变化,如图 6.10, 图中 T1 和 T2 的位置是:T1 在被斩波电压(半个周期)的低电压区,T2 在被斩波电压高电压区, T1(时间)=T2(时间)从图中可以看到所有的开关周期时间都相等,这说明在被斩波电压的任何幅度时, 斩波管的工作频率不变,从图 6.10 中可以看出;在高电压区和低电压区每个斩波周期内的占空比不同(T1 和 T2 的时间相同,而上升脉冲的宽度不同),被斩波电压为零时(无电压),斩波频率仍然不变,所以称 为连续导通模式(CCM)该种模式一般应用在 250W~2000W 的设备上。 图 6.10 ② 不连续导通模式(DCM):斩波开关管的工作频率随被斩波电压的大小变化(每一个开关周期内“开” “关”时间相等。如图 6.11,T1 和 T2 时间不同,也反映随着电压幅度的变化其斩波频率也相应变化。被 斩波电压为“零”开关停止(振荡停止),所以称为不连续导通模式(DCM),即有输入电压斩波管工作, 无输入电压斩波管不工作。他一般应用在 250W 以下的小功率设备上,例如海信 TLM-3277 液晶电视接收 机开关电源的 PFC 部分即工作在 DCM 模式。 图 6.11 ③ 临界导通模式(CRM)或过渡模式(TCM): 工作介于 CCM 和 DCM 之间,工作更接近 DCM 模式。在上一个导通周期结束后,下一个导通周期之 前,电感电流将衰减为零,而且频率随着线路电压和负载的变化而变化。 优点:廉价芯片、便于设计,没有开关的导通损耗,升压二极管的选择并非决定性的; 缺点:由于频率变化,存在潜在的 EMI 问题,需要一个设计精确的输入滤波器。 开关稳压电源部分(PWM 开关电源) 该开关稳压电源(PWM),是整个具有 PFC 功能开关电源的一部分,其工作原理及稳压性能和普通的 电视机开关稳压电源一样,所不同的是普通开关稳压电源供电是由交流 220V 整流供电,而此开关电源供 电是由 B+PFC 供电(B+PFC 是选取+380V)。 目前应用的具有功率因素校正开关电源中的 PFC 开关电源部分和 PWM 开关电源部分的激励部分均由 一块集成电路完成,即 PFC/PWM 组合 IC(如 TPW-4211 等离子电视的 ML4824 及 TLM-3277 液晶电视的 SMA-E1017 等),其基本框图如图 6.12 (TPW4211 离子电视 V2 屏开关电源 PFC 基本框图)和图 6.13(海 信 TLM-3277 液晶电视开关电源 PFC/PWM 基本框图)。 图 6.12 图 6.13 本文来自于《郝铭-高端电视维修培训专家》www.haoming.cc 本文网址:http://www.haoming.cc/zuixin/145/ Eagle_lee 整理

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