第１８卷第１期
２０１３年２月
文章编号：１００７—０２４９（２０１３）０１－０４０３－０５
电路与系统学报
ＪＯＵＲＮＡＬ ０Ｆ ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ
ＳＹＳＴＥＭＳ
Ｖ０１．１８
Ｎ½．１
Ｆ½½½½½½½，２０１３
反激式开关电源控制芯片中的高精度原边反馈技术＋
邱建平，
林玲，
½乐年
（浙江大学超大规模集成电路设计研究所，浙江杭州３１００２７）
摘要，本文提出了一种用于反激式开关电源控制芯片的高精度原边反馈技术，可以自动½踪原边辅助绕组电压的
膝电压½½，得到高精度的反馈电压并将其进行模数½换输出反馈量炸Ｂ，控制芯片中的数字补偿模块根据炸Ｂ的值
调节开关管的导通时间，最终实现输出电压的精确调制。本文提出的反馈技术采用½½½½０．１８９½工艺实现，验证结果
显示本设计可以很½的检测到膝电压，实现了精确的原边反馈。
关键词½反激式电源变压器；原边反馈；高精度；数字补偿；自动½踪
中图分类号½
ＴＮ４０１
文献标识码½
Ａ
１
引言
随着消费电子产品强劲的需求以及各种电子产品的更新换代，
对电源模块的要求也越来越高。电源模块通常为功½模块提供恒定
的电压或恒定的电流，以保证它们稳定的工½。由于反激拓扑只需
要极少的器件，减小了电源模块的面积和成本，因此在众多电源½
换的拓扑结构之中，反激拓扑在小功率½成本的离线式开关电源中
被广泛采用。
传统的反激式开关电源采用光耦合器来实现输出电压反馈和电
气隔离［¨。½是光耦合器的电流传输比受温度的½响较大，随着温
……………一一½½
图１
原边反馈反激变换器
度的变化，电流传输比会呈非线性变化，导致对输出电压的采样出现误差，½响输出电压精度。这种
½响在负½½较重发热较大的电源中最为明显。由此衍生出了原边反馈［２，３】，原边反馈不采用光耦合器进
行隔离反馈，直接从原边绕组或者原边辅助绕组上精确采样得到输出电压信号，解决了传统的光耦隔
离带来的问题。
应用了原边反馈技术的反激变换器如图１所示，其变压器有三个绕组组成，分别为原边绕组（匝
数为Ｕ½）、原边辅助绕组（匝数为Ⅳ口。）和次边绕组（匝数为Ｍ）。在现有的一些原边反馈技术之中，
如文献［２，３½直接从原边绕组上采样输出电压。由于原边绕组上存在高压，且开关管的开关会引入较大
的噪声，这种反馈方法的实现需要采样电路½够承受高压和高噪声干扰。在另外一些方法中引入了原
边辅助绕组去检测输出电压，同时辅助绕组可以给控制芯片供电，½控制芯片和采样电路可以用½压
工艺实现，减小设计成本和设计难度【４１。
在原边反馈技术中，关键是控制反馈误差。传统的原边反馈通常会设½一个固定采样点，这个采
样时刻一般被设½在原边½量刚½移到的次边的时刻，在这一时刻对原边辅助绕组进行采样以得到输
出电压信号。由于此时的次边电流较大，在线圈端和输出端之间会产生较大的压降，因此此时采样到
的反馈电压与实际输出电压是有很大误差的。文献［４½中提出的方法，选择了在次边绕组上电流将到零
之前的某一时刻对输出电压进行采样，½然在控制误差方面做了一些改进，½是输出二极管的压降％
还是会引起较大的误差。
另外在近年中越来越多的电源管理芯片½采用了数字补偿的方式来实现输出电压的调制，因为数
字补偿提供的零极点不受工艺特性或者温度特性的½响，相比传统的模拟补偿可以提供更为精确的补
＋收藕日期½
２０１１－１２－１１
修订日期：２０１１—１２．１６
万方数据
电路与系统学报
第１８卷
偿，½是需要将反馈电压进行模数½换得到反馈电压的数字反馈量。为了减小输出电压的量化误差，
此处需要一个多½的模数½换器，这会造成芯片面积的提高，增加成本。为此本文提出了一种新颖的
原边反馈技术，可以精确地在原边辅助绕组上采样输出电压，并且在不采用传统大面积的模数½换器
情况下将其½换为数字量，控制芯片中的数字补偿模块根据这一精确的反馈量去调节开关管的导通时
间，最终实现输出电压的精准控制。
２
Ｉ
原边反馈反激变换器原理
图１所示的反激变换器应用了本文提出的原边反馈技术，由一
个典型的反激拓扑和控制芯片组成，且变压器工½在电流断续模式，
输出电压的反馈通过对原边辅助绕组电压磙。。的采样实现。控制
器的原边采样电路的主要功½是精确检测输出电压并对其进模数½
换，产生一个数字反馈量ＶＦＢ，其数值反应了输出电压圪的大小，
ＶＦＢ的值如式（１）所示：
▲
Ｓ½½½½
、＼．
Ｏ½Ｉ½½
Ｋ½½½½／
＼厂、．
Ｖ
Ｖ
憎½½
‰划等苦懈Ⅳ叫
㈩
＾½
。
＜’
１
．Ｉ．．。
其中日的值为尺，２／僻，１＋Ｒ，２），％，是模数½换的基准电压，Ⅳ口。和Ⅳ½
分别表示原边辅助绕组和次边绕组的匝数。Ⅳ表示了模数½换的½
图２
原边反激变换器工½波½
数，设计者根据输出电压的量化误差要求进行设½。控制芯片中的补偿器采用了数字补偿的方式实现，
数字补偿器根据数字反馈量ＶＦＳ计算½前周期需要的占空比，并输出相应占空比的ＰＷＭ脉冲去控制
Ｑ。管的开通关断，最终实现输出电压的调制。可见，ＶＦＢ的精度直接½响着输出电压的精度，因此为
了实现输出电压的精准调制，需要一种高精度的原边反馈技术。
为了分析原边辅助绕组电压和输出电压的关系，可以将一个开关周期分为３个阶段，如图２所示。
在乃阶段，ＰＷＭ为高电平，Ｑ½管导通，系统在原边绕组上存储½量，此时：
Ｋ一＝一日½芋％
』Ｖ½
（２）
其中‰为输入电压，帆表示原边绕组匝数。
在乃阶段ＰＷＭ为零电平，开关管Ｑ１关断，存储在原边的½量½移到次边绕组，输出二极管Ｄ１
导通，次边电流厶在快速上升到峰值‰之后逐渐下降到零，在这一阶段：
½…（½）＝Ｈ等（圪＋％＋，，＋ＲＰ）
』Ｖ
½
（３）
其中Ⅳ½为次边绕组的匝数，％和％分别为输出电压和二极管两端的正向压降，Ｒ，为寄生电阻。
在乃阶段变压器次边绕组电流厶降到零，变压器中的½量全½½移到负½½，原边电感￡和Ｑ½管
源漏两端的寄生电容Ｇ发生串联谐振，谐振周期由Ｌ和½决定，在这阶段：
＾½
‰√力卅等％０５【高。－，：）Ｊ
零，二极管正向压降％为零此时：
½，
１
、
㈡’
从以上分析可以看出，在死阶段，输出电压会通过变压器的耦合呈现在原边辅助绕组上，如½选
择合适的采样时刻点，以得到最精准的反馈电压是关键。结合图２以及式（４），在½２时刻厶电流降到
Ｋ。。＝Ｈ三笋Ｖ½
』Ｖ，
（５）
将该点电压记为膝电压，该电压与输出电压之间是线性正比例关系，本文提出的原边采样技术可以精
确的自动½踪该点，得到该点电压并对其模数½换。
万方数据
第１期
邱建平等：反激式开关电源控制芯片中的高精度原边反馈技术
４０５
３
原边反馈技术
图½中的原边采样电路的具½结构如图３所示，有两个比较器
（ＣＯＭＰ½和ＣＯＭＰ２），一个单输入双输出的数模½换器，以及一个实时
波½分析模块。单输入双输出的数模½换器可以将同一个数字输入量½
换为两路有固定差值的模拟电压，如图３中所示的½和圪。½和圪之
间相差一个固定电压ＡＶ，分别½为比较器ＣＯＭＰ½和ＣＯＭＰ２的反相基
准，与Ｋ。，。进行比较得到坯½和啦，波½实时分析模块通过对ＶＳ½和
ＶＳ２分析可以判断½前周期采样到的反馈电压是否为膝电压，并做出相
应的调整。工½波½图
如图４所示，ＦＳ½和ＶＳ２
是ＣＯＭＰＩ和ＣＯＭＰ２的
输出波½。½ＰＷＭ为
零电平之后，Ｋ。。由负
电压变为高电压，ＶＳ２
图３本文提出的原边采样结构
和坶½翻½到高电平；
之后随着Ｋ。。的逐渐
下降，由于圪电压比
（½）
½
瞻Ｂ偏火
图４本文提出的原边采样技术工½波½图
Ｖ１高，ＶＳ２会在½½时刻先翻½到零电平，经过½½时间之后坶½在½２
时刻翻½到½电平，如图４所示。从图中可以看出在膝电压出现的
时刻Ｔ½½½½前后，Ｋ。。。。的变化斜率是相差很大的，因此½和圪处
在以。。。。上的不同½½所产生的４，会差别很大。若阼Ｂ偏大，则表
Ｙ
示采样到的反馈电压高于膝电压，则圪和½也会相应变大，由于
在Ｔ½½½½时刻之前圪。。的下降斜率较小，则此时检测到的½½偏大，
如图４（½）所示。若ＶＦＢ偏小，则此时检测到的½，会很小，如图４（½）
所示。通过式（３）和（４），结合实际参数，就可以选择一个合适的
Ｙ
４½阿和ＡＶ，½得½４½等于Ａ½½½½时，ＶＦＢ刚½是反应了所需要的膝
电压，就可以实现对膝电压的自动½踪并实现精确的原边采样，如
图４（½）所示。
本文提出的方法通过对Ａ½进行实时检测，并将它与预设的４½½½½
圆
圈
图５实时波½分析工½流程图
进行比较，对膝电压进行准确的采样。波½实时分析模块首先对½½时间进行检测并存储，然后将其与
½½阿相比较，对下一周周期的ＶＦＳ进行调整，具½工½原理如图５所示，其中第½个周期得到的ＶＦＢ
值记为ＶＦＢ［½½。
４
电路实现
为了验证本文提出的原边反馈技术，本文根据图½所示的结构建立一个系统进行验证。控制芯片
中的数字补偿模块采用了简单的数字ＰＩ补偿，可啄参考文献［８】。原边采样电路按照图３所示的结构
进行了实现，比较器采用的是传统的结构；实时波½分析模块根据第三章阐述的原理和功½，用可综
合的½½½½½½½语言实现，并采用½½½½ ０．１８Ｉ．½½的工艺对其进行数字综合；单输入双输出的数模½换器是
本设计之中一个比较特殊的模块，下面先对其进行详细阐述。
４．１
单输入双输出的数模½换器
本文中提出的单输入双输出数模½换器将同一个输入量咋Ｂ，½换输出两个有固定差值的模拟电
万方数据
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第１８卷
压½和圪。为了满足反馈精度的要求，本文将式（２）中的Ⅳ值设½为９，％设½为１．２Ｖ。吃和¨
与Ｖ½Ｂ的½换关系如式（６）½（８）所示，可见½电压即是模拟反馈电压。
屹＝等＋％
巧２萧＋％
（６）
（７）
（８）
．
４矿＝圪一巧＝暑＋％－５０￡ＳＢ
单输入双输出的数模½换器的结构如图６所示，由两个多路选择
器Ｍ½½½和Ｍ½½２，以及一串分压电阻组成，Ｒ１到尺５½½½是等值电阻。
％通过分压电阻分压之后的电压½为多路选择器的输入。假如某时
刻输入的９½½½的数字量ＶＦＢ值为５１，多路选择器Ｍ½½½和Ｍ½½２会选
通第５１路的输入量并传递到输出，此时Ｍ½½２会将尺１叭正端的电压传
递到输出圪，则：
吃＝１０１ＬＳＢ
同时Ｍ½½½会将Ｒ５½正端电压之传递到输出¨，此时
½＝５１ＬＳＢ
（１０）
Ｖ２
ＶＩ
（９）
由此实现了一个单输入双输出的数模½换器。
４．２实时波½分析模块
图６单输入双输出ＤＡＣ
表½
』Ｏ
１
２
３
４
４Ｖ½Ｂ与４½的关系
鹕
实时波½分析模块的功½是对４½进行检测，并将其与预设的½½½½½进
行比较，根据比较结果去调整ＶＦＢ的输出值。在本例中，采用的时钟周期
½½½为½ＯＯ½½，预设的Ａ½½½½为４００½½。为了加快ＶＦＢ的建立，在图５所示的
基本原理基础上对ＶＦＢ的调整值进行了改进：
‰［＂＋１½＿‰Ｉ½】＋４‰
（１１）
５
６
½ＶＦ８的取值与４½之间的具½关系如表１所示。½½½连续几个开关周期
（ＰＷＭ脉冲的周期）一直是０，则ＡＶＦＢ相应的从３到９逐开关周期递增；
½½½连续几个开关周期一直大于等于８个½½½，则ＡＶＦＢ值相应的从一４到一１０
逐开关周期递减。
打一姗½叭出½姗 ½
７捣
½
帅¨圯¨。。卫。圳
旧
实时波½分析模块根
据第３章中描述的功½，
结合式（１１）和本节中设
定的实际参数，采用可综
合的½½½½½½½语言编译，结
合½½½½０．１８９½标准数字
工艺，通过数字综合½件
综合成版图。
５
＼、＜７Ｖ”。
＼－½攀Ｐ・
½
’
Ｖ１
＼＼
½½州½¨’，。½½Ｉ…½Ｉ’½½½州‘
■口½８Ｂ，Ⅻ＂——
＼
½＼、土
½½－½■½½½７½
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１ ６９７２３
＼
＼；
１
６９７２４
½ ½Ｉ
Ｈ＾½ ６９７½Ｓ一２５２ ３½＂
、凡
仿真验证与讨论
本文提出的原边反馈
，．½患。
“９
６９７２２５
½ ６９７２３５
…Ｉ½
½ ６９７２４５
仿真波½整½图
（½）波½局部细节图
图７原边采样仿真结果
技术采用½½½½０．１８½½实
现，并根据图１所示的系统结构，对其进行了验证。仿真结果如图７（½）所示，图中列出了圪。。、½
和二极管正向压降％，将仿真结果进行局部放大之后得到图７（½）所示的波½，从图７可以明显的看出
本文提出的原边采样电路在％近乎为零的时刻对Ｋ。。进行了采样，反馈电压为８９０½Ｖ，反馈误差
７½Ｖ。文献【４】中提出的方法无法取消二极管导通压降％的½响，因此采样到的反馈电压将是½Ｖ，反
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第１期
邱建平等：反激式开关电源控制芯片中的高精度原边反馈技术
馈误差１１７½Ｖ。相比文献［４】提出的方法，本文提出的技术其反馈误差减小了９４％。
通过仿真验证，发现系统的反馈误差仍然有７½Ｖ。误差来源主要有两个方面，首先采样电路中采
用的９½单输入双输出的模数½换器的量化误差会引起一部分的反馈误差；其次４½的计时精度受时钟
周期的限制，这个是导致误差来源最主要的原因。采用更高½的数模½换器，更高频率的时钟周期可
以进一步的减小反馈误差。
另外由于本文提出的方法可以采用了½压工艺实现，而文献【２，３】中提出的方法需要采用高压工艺
实现，因此相比文献【２，３½本方法消耗较小的芯片面积。文献［４】提出的方法需要用一个模数½换器将反
馈电压进行½换，需要一个额外的采样保持电路，而且模数½换器的设计难度和面积较大。本文提出
的方法采用了一个数模½换器来实现将反馈电压½换成数字量的功½，数模½换器相比模数½换器设
计难度更½，消耗面积更小。
６
总结
本文提出的原边反馈技术利用的是原边辅助绕组电压在膝电压前后斜率变化较大的特点，用两路
由固定差值的电压去检测斜率变化，自动½踪到膝电压，实现了输出电压的精确反馈。本设计采用½½½½
½．１８¨½工艺实现并进行了仿真验证，仿真结果显示本设计实现了设计目标。
参考文献；
［１½
Ｓ½½½½½ Ｍ
Ｐ，Ｗ½½½½
Ｒ
Ｖ＇Ｎ½½½½
Ｄ
Ｇ，Ｔ½½½½½ Ｗ
Ａ．Ｉ½½½½½½½ ½½½½½½½½ ½½½ ½½½－½½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½½－½½½½
Ａ½½½½½½ Ｐ½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½ ½½½ Ｅ½½½½½½½½½，１９８８．ＡＰＥＣ’８８．Ｃ½½½½½½½½½
２０３．２１１．
Ｐ½½½½½½½½½½．Ｔ½½½½
Ａ½½½½½
½½½½½½½【Ａ½．
ＩＥＥＥ【½】．１
９８８．
［２】
【３】３
Ｒ Ｎ½½½½½，Ｎ Ｂ½½½½，Ｐ
Ｍ½½½½½．Ｐ½½½½½½
½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½
Ｆ Ｊ½½½，Ｌ Ｚ½½½½½½，Ｌ Ｚ½½½½½，Ｌ
½
½½½½½½½
½½½½½½½½½【Ａ】．ＩＥＥＥ
ＡＰＥＣ Ｃ½½Ｌ
Ｐ½½½．【½】．２００１，１：５４２—５４７．
½½½½½½½
Ｚ½½½½½，Ａ
½½½ ½½½½½½½
½½½½½½½½½
½½½½ ½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½
½½½½
½½½½½½½［Ａ】．½½
Ｃ½½½½½½½½½½½½½，Ｃ½½½½½½½ ½½½ Ｓ½½½½½½ ½½½
Ｗ½½½
Ｓ½½½ Ｅ½½½½½½½½½½ ＩＥＥＥ ２００２ Ｉ½½½½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½
½½【½】，２００２，２：１７０７－１７１０，
【４】
Ｃ½½—Ｗ½½
Ｃ½½½½，Ｙ½—Ｔ½½½½
Ｌ½½，Ｙ½½½—Ｙ½ Ｔ½½½．Ｄ½½½½½½ Ｐ½½½½½½—Ｓ½½½ Ｓ½½½½½½ Ｃ½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½
Ｃ½½½½½½½½½［ＡＩ．Ｐ½½½½
Ｅ½½½½½½½½½½ ½½½
Ｄ½½½½ Ｓ½½½½½½，２００９．ＰＥＤＳ ２００９．Ｉ½½½½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½
½½【Ｃ】．２００９．６８９—６９４．
【５】Ｈ½½
Ｌ，Ｌ½½ Ｓ．Ｄ½½½½½ ½½½½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½½—½½½½ ½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½ ½½½½
½½½½½½½
½½½½½½½½【Ａ】．½½
Ｐ½½½．ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ
Ｃ½½½．【Ｃ】．２００６—０２．８８６—８９２．
½½½½½½½
½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½
【６½
Ｊ½½½½½½ Ｘ½½½，Ｊ½½½½½
Ｗ½，Ｗ½½½½
Ｌ½，Ｘ½½½½½½½½
Ｈ½．Ｐ½½½½½½—Ｓ½½½
Ｃ½½½½½½½½½ Ｆ½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½ ½½½½ Ｃ½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½½½ ½½
Ｍ½½½½－½½½½½
Ａ½½½½½½½½½½½【Ａ】．Ｐ½½½½
［７】Ｐ½½½½
Ｙ
Ｅ½½½½½½½½½½ ½½½
Ｍ½½½½½
Ｃ½½½½½½
Ｃ½½½½½½½½½，２００９．ＩＰＥＭＣ’０９．ＩＥＥＥ
６½½
Ｉ½½½½½½½½½½½½【Ｃ】．２００９—０５．１３６１・１３６６．
Ｆ½½½½½½½［Ａ】．Ａ½½½½½½
Ｐ½½½½
Ｊ½½½½½½½½
Ｍ．Ｓ½½½½－Ｓ½½½½½
Ａ½½½½½½½ ½½½ Ｃ½½½½½½ Ｄ½½½½½ ½½ Ｉ½½½½½½½ Ｐ½½½½ Ｓ½½½½½½½
Ｗ½½½
Ｏ½½½½½½½½½½
Ｅ½½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½ ½½½ Ｅ½½½½½½½½½，２００４．ＡＰＥＣ’０４．Ｎ½½½½½½½½½ Ａ½½½½½
ＩＥＥＥ【Ｃ】．２００４，２：７７７－７８５．
［８】
Ｊ½½½ Ｌ Ｔ½½½，Ｊ½½½½ Ｐ Ｂ½½½½．Ａ ½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½½ Ｐ１Ｄ
½½½½½½½½½½½［Ａ】．Ｐ½½½½
Ｅ½½½½½½½½½½ ½½½
Ｍ½½½½½
Ｃ½½½½０１．，Ｐ½½½½½½½½½½ ½½ ½½½
１９９２ Ｉ½½½½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½
½½【Ｃ】．１９９２，３：１１５７－１１６２．
½者简介½邱毫平（１９８７．），男，博士研究生，主要研究方向为模拟与数模混合集成电路设计；½乐年（１９６２一），男，
教授，博导，主要研究方向为模拟与数模混合集成电路设计。
Ｈ½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½—½½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½
½½½½½½½½½½
ＩＣ
ＱＩＵ
Ｊ½½½－½½½½，ＬＩＮ Ｌ½½½，ＨＥ Ｌ½－½½½½
（Ｉ½½½½½½½½
½½ＶＬＳＩ
Ｄ½½½½½，Ｚ½½½½½½½
Ｕ½½½½½½½½½，Ｈ½½½½½½½
３１００２７，Ｃ½½½½）
Ａ½½½½½½½：Ｔ½½½
½½½½½ ½½½½½½½½
Ｉ½
½½½
½
½½½½
½½½½½½½½
½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½½½½，½½½½½
½½½
½½ ½½½½ ½½
½
½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ＩＣ
½½½½
½½½½½ ½½½ ½½½½ ½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½
½
½½½½½½½（ＫⅢＰ）½½½
½½½½½½½
½½½½ ½½½½½½½
½½
½½½½½½½
½½½½½½（Ｖ½Ｂ）½½½½
½½½
½½
½½½½ ½½
½½½½½½½ ½½½½½½½½½½½．Ｔ½½ ½½½½½½½ ½½½½½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½½½½½ ＩＣ
½½½½½½½
½½½
½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½½½½
½½
½½½所Ｂ．
Ｉ½ ½½½½½
½½
½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½ ½½½½½½½½ ½½½½ ½½½½０．１ ８ Ｊ．½½ ½½½½½½½。
½½½½½
Ｋ½½ ½½½½½：½½½½½½½；½½½½½½½—½½½½ ½½½½½½½½；½½½½ ½½½½½½½½；½½½½½½½ ½½½½½½½½½½½；½½½½
万方数据
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