返驰式变压器设计原理
(Flyback Transformer Design Theory)
*
*
*
*
*
概
述
工½原理
设计方法
设计实例
小
结
研发部技术支援课
Lisc
日期
:2009/11/28
返驰式变压器设计原理
(Flyback Transformer Design Theory)
第一节. 概述.
返驰式(Flyback)½换器又称单端反激式或"Buck-Boost"½换器.因其输出端在原边绕组断开电源
时获得½量故而得名.离线型返驰式½换器原理图如图.
一、返驰式½换器的优点有:
1. 电路简单,½高效提供多路直流输出,
因此适合多组输出要求.
2. ½换效率高,损失小.
3. 变压器匝数比值较小.
4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V
间.无需切换而达到稳定输出的要求.
二、返驰式½换器的缺点有:
1. 输出电压中存在较大的纹波,负½½调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W
以下.
2. ½换变压器在电流连续(CCM)模式下工½时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须
在磁路中加入气隙,从而造成变压器½积变大.
3. 变压器有直流电流成½,且同时会工½于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反
复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.
第二节. 工½原理
在图1所示隔离反驰式½换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重
½用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工½原理如下:
½开关晶½管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将½量储存于其中(
E
= L
p
I
p
/ 2).由于Np与Ns
极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无½量传送到负½½.½开关Tr off 时,由楞次定律 :
(
e
= -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负½½有电流I
L
流通.返驰式½换器之稳态波½如图2.
由图可知,导通时间 t
on
的大小将决定Ip、Vce的幅值:
Vce
max
= V
IN
/ 1-D
max
V
IN
: 输入直流电压 ; D
max
: 最大工½周期
D
max
= t
on
/ T
变压器设计资料.xls 1/12
标准
" Lisc Oct.
由此可知,想要得到½的集电极电压,必须保持½的D
max
,也就是D
max
＜0.5,在实际应用中通常取
D
max
= 0.4,以限制Vce
max
≦ 2.2V
IN
.
开关管Tr on时的集电极工½电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = I
L
/ n. 因IL = Io,故½Io一
定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp = NsIs而导
出. Ip亦可用下列方法表示:
I
c
= I
p
= 2P
o
/ (η*V
IN
*D
max
)
公式导出如下:
输出功率 : Po = LIp
2
η / 2T
输入电压 : V
IN
= L
di
/
dt
V
IN
= LI
p
f / D
max
或
则Po又可表示为 :
P
o
= ηV
IN
f D
max
I
p2
/ 2f I
p
= 1/2ηV
IN
D
max
I
p
∴
I
p
= 2P
o
/ ηV
IN
D
max
设
di
= I
p
,且 1 /
dt
= f / D
max
,则:
L
p
= V
IN
*D
max
/ I
p
f
η: ½换器的效率
上列公式中 :
V
IN
: 最小直流输入电压 (V)
L
p
: 变压器初级电感 (mH)
f : ½换频率 (KHZ)
由上述理论可知,½换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶½管耐压与最大集电极电流,
而此两项是导致开关晶½成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.
反激式变换器一般工½于两种工½方式 :
1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全½量½换 ": t
on时
储存在变压器中的所有½量在反激周期 (t
off
)中½½移到输出端.
2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全½量½换 " : 储存
在变压器中的一部分½量在t
off
末保留到下一个t
on
周期的开始.
DCM和CCM在小信号传递½数方面是极不相同的,其波½如图3.实际上,½变换器输入电压V
IN
在一个较大范围内发生变化,或是负½½电流 I
L
在较大范围内变化时,必然跨越着两种工½方式.因此
返驰式½换器要求在DCM / CCM½½稳定工½.½在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM /
CCM临界状态½设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,½在
CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离½频段和降½瞬态响应速度来解
决CCM时因传递½数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.
变压器设计资料.xls 2 / 12
标准"Lisc
Oct.
D
max
: 最大导通占空比
I
p
: 变压器原边峰值电流 (A)
图2 返驰式½换器波½图
I
Mode Boundary
Low V
IN
I
t
t
(a)
(a)
I
Full Load
High V
IN
I
t
t
(b)
(b)
(Ⅰ) DCM Waveforms
图3
DCM / CCM原副边电流波½图
( Ⅱ ) CCM Waveforms
在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t
on
时的变化必须等于在"t
off
"时的变化,否则会造成磁芯饱和.
因此,
ΔΦ = V
IN
t
on
/ N
p
= V
s
*t
off
/ N
s
即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.
比较图3中DCM与CCM之电流波½可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个½量½移波½中具
有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值L
p
相对较½之故,½I
p
急剧升高所造成的负面效应是增
加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶½管必须具有高电流承
½½½力,方½安全工½.
在CCM状态中,原边峰值电流较½,½开关晶½在t
on
状态时有较高的集电极电流值.因此导致开
关晶½高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储
存的残½½量则要求变压器的½积较DCM时要大,而其他系数是相等的.
综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别
( CCM时 Ip = I
max
- I
min
).
变压器设计资料.xls 3 / 12
标准"Lisc
Oct.
变压器设计资料.xls 3 / 12
标准"Lisc
Oct.
京公网安备 11010802033920号
Copyright © 2005-2024 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved
评论