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开关电源环路设计与实例详解

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标签： 开关电源

开关电源

环路设计

环路设计

实例

实例

可以提高开关电源环路设计水平的实用的教程，例子非常经典。

文档内容节选

4 0 1 23 56 4 4 9 2 7 4 A 7 4 8 9 4 56 0 01 2 1 34 5 66 01 01 301 2 41 5 641 7 702 0 0 8 702 9 0 8 702 9 0 8 9 7 7 7 9 77 7 7020 0 0 8 66 145 3 3 145 6 2 1 6 6 3 3 3 78 2 1 96 0 1 2 3 3 3 ......

"
#
第二篇
磁路与电路设计
第六章
反馈环路的稳定
概
述
第一节
在详细讨论反馈环路稳定性问题之前，
首先分析一下反馈环路为什么会振荡。
（环路）
。一般的脉½调制芯片，
½有
图
! " #
中是一个典型的正激变换器负反馈系统
误差放大器和
$%&
调制器功½。
½对于系统稳定性问题，
只需考虑误差放大器和脉
芯片也会具备其他一些辅助功½，
½调制器就可以了。
对于输出电压
!
’
的缓慢变化，
系统自然是稳定的。由于输入电压或负½½的变化，
会
引起
!
’
的缓慢变化，
其变化通过
"#
(
")
的电阻½络检测，
输入到误差放大器
*+
的反
相端，
*+
同相输入端的参考电压进行比较，
与
从而½
*+
的输出电压
（也就是
$%&
调制
器的
+
端输入电压）
,-
产生微小变化
（实现系统自动调节功½）
。
!
上述的
$%&
调制器，
将直流电压
!
,-
+
端）
.
端的三角波
!
（幅值大约为
0 1 23
）
（
与
/
进行比较，
得到矩½脉冲
$%&
脉冲）其脉冲½度
#
’4
等于从三角波开始时刻
#
’
到直流电
（
，
压
!
,-
与
.
端三角波相交时刻
#
#
的时间，
此脉冲½度确定了
$%&
芯片输出晶½管的导通
时间，
也就确定了功率晶½管的导通时间。
输入电压
!
56
的缓慢上升将导致
!
7
的缓慢上升，
由于输出电压
!
’
!
!
7
#
’4
8
$
，
从而也
引起
!
’
的缓慢上升。
!
’
的上升引起反馈
!
9
的上升，
!
,-
变小。因为
#
’4
是从三角波开
½
½
始时刻到
#
#
的时间，
,-
变小将导致
#
’4
的减小，
!
’
恢复到它的初始值。同理，
56
的下
!
!
降将导致
#
’4
的增加，
以保持
!
’
不变。
功率开关管的驱动信号是来自
$%&
芯片输出晶½管的信号经过放大得到的。不论
从集电极输出或是发射极输出，
½必须保证其极性正确，
即½输出
!
’
上升时，
导通时间
#
’4
下降。
注意，
大部分
$%&
芯片的输出晶½管，
½是在
#
0
到
#
#
时间内导通。½用这类芯片
时，
反馈
!
9
要接到
*+
的反相输入端。采用
:$:
型功率晶½管½为功率开关器件时，
其
基极
（或者
&;<=*>
管的门极）
可由
$%&
芯片输出晶½管的发射极来驱动。
然而在一些
$%&
芯片中，
>?@A@
，
如
输出晶½管的导通时间是从
!
,-
穿越三角波
!
/
$
"
2@)
!
第六章
反馈环路的稳定
的时刻开始的，
直到三角波结束时刻
!
!
为止。对于这类芯片，
"#$
芯片输出晶½管导通
（驱动信号由芯片晶½管射极输出）
被触发导通，
这将½
"
&’
增大
时，
%"%
型功率晶½管
时，
功率晶½管的导通时间增加。这时，
系统变成正反馈而不是负反馈。
图
()*
一个典型正激变换器的闭环反馈环路
所以，
对于
+,-.-
系列的芯片，
应将反馈
"
/
接到
01
的同相端。这样，
½输出电压
"
2
增大时，
½得功率晶½管导通时间也下降。这时，
同样
+,-.-
输出晶½管导通时间下降，
可用
+,1.-
芯片晶½管发射极输出驱动功率晶½管。
图
( ) *
所示的电路是一个½频情况下的负反馈稳定系统。在系统内部存在着电压
噪声或电压瞬时变化，
它们是具有连续频谱的正弦博里叶分量。噪声干扰的各分量经过
输出滤波器、
误差放大器和
"#$
"
34
到
"
/5
）
（
等各个环节，
增益和相½½会发生变化。噪声
干扰任意一个分量的增益和相½发生变化时，
½可½会½系统由负反馈变成正反馈，
从而
引起下面所说的振荡。
6-6
"
#
!
"
第二篇
磁路与电路设计
第二节
系统振荡原理
考虑图
! " #
所示的正激变换器反馈系统。假设在某一时刻，
环路在误差放大器的反
相端
$
点断开，
干扰噪声中所有的博里叶分量，
$
点到
!
%&
，
!
%&
到平均电压
!
’(
，
从
从
再从
的过程中，
会引起增益变
平均电压
!
’(
通过
)
*
、
*
滤波器返回到
$
（即先前的回路断开处）
+
,
化和相½变化。
现在假设，
$
点注入一个频率为
"
#
的信号，
从
经过环路各环节后，
最后返回到
$
,
，
½
（
成环路响应
%-.*
）
。注入信号的相½和增益通过系统中各环节后会产生变化。如果经过
环路后返回的信号，
在相½和幅值上与初始信号完全一致，
此时若闭合回路
$
,
闭合到
（
，
电路将继续以频率
"
#
振荡。引起并维持振荡的信号，
就是噪声频谱
$
）并移去注入信号，
中频率为
"
#
的傅里叶分量。
一、
电路稳定的增益准则
电路稳定的第一个准则是：
在开环增益为
#
的频率
（通常称为剪切频率、
交越频率或
截止频率） 系统所有环节的总开环相½延迟必须小于
/!01
处，
（译者注：
½者表述和我们习
惯表述不一致。在
$*2%
图中，
我们一般习惯讨论，
开环传递½数的相½裕量和幅值裕量是
。在剪
指开环传递½数幅频特性
（增益特性）
和相频特性，
不包括负反馈引起的
#301
延迟）
切频率处，
总开环相½延迟小于
/!01
（在此频率处，
总开环增益为
#
）
的角度，
称为相½裕
量。
为了½系统中各器件工½在最恶劣的情况下时，
仍然保持稳定，
通常的设计准则是，
½系统至少有
/41 5 641
的相½裕量。
二、
电路稳定的增益斜率准则
首先引入普遍½用的专用术语来描述增益斜率。增益随频率变化的特性，
通常被描
（
绘在半对数坐标纸上，
如图
! " 7
所示。如果增益坐标变化的线性距离是
702$
增益的数
值变化
#0
倍） 频率也线性变化
#0
倍，
时，
那么称该
8 702$ 9 #0
倍频程的特性曲线具有
8 #
的斜率。因此，
具有
8 702$ 9 #0
倍频程增益变化的电路，
8 #
的增益斜率表示。
用
输出和输入之间具有
" #
增益斜率
（频率大于
"
:
; # 9 7
## $#
时）
的基本电路，
是图
!
!
中的
<+
微分器，
其输出与输入之间的增益斜
"
（
&
）
7
所示的
<+
积分器电路。图
! "
（
,
）
7
率
（频率小于
"
=
; # 9 7
#7 $7
时）
> #
，
是
或者说增益变化为
702$?#0
倍频程。因为½频率
!
增加或减少
#0
倍时，
容抗也增加或减少
#0
倍，
½电阻的阻抗保持不变，
所以这样的电路
#
!
/66
"
第六章
反馈环路的稳定
具有
!"#$%&"
倍频程的增益变化。
图
’ ( !
（
)
） 积分电路在超过
!
,
- &%!
"& #&
时，
( !"#$%&"
倍频程的增益，
有
如果每
&"
倍频程有
*+
!
则这条直线的斜率为
( &
。这种电路被称为
( &
斜率电路。
.
） 微分电路有
/
（
*+
!"#$
的线性衰减，
增益逐渐接近于
"#$
。如果每
&"
倍频有
!"#$
!"#$%&"
倍频程的增益。在
!
0
- &%!
"! #!
处，
+!
-
"!
，
$
!
的线性增加，
则这条直线的斜率为
/ &
。这种电路称为
/ &
斜率电路。
1
） 滤波器在临界阻尼
"
3
（
2+
（
的条件下，
直到½折频率
&
145
- &%!
!
%
3
#
3
，
增益为
"
。频率超过
&
145
后，
开始以
( 6"#$%
-
!
%
3
%
#
3
）
!
½频率每
&"
倍频增加的时候，
阻抗
$
2
和
$
1
分别以
&"
倍增加和
&"
倍频程的速率衰减。这是因为，
减少。如果每
&"
倍频程有
!"#$
的衰减，
则这条直线的斜率为
( &
，
&"
倍频程有
6"#$
的衰减，
每
则这
条直线的斜率为
( !
。这种电路称为
( !
斜率电路
½输出电容器中没有等效阻抗
78*
） 输出
2+
滤波电路
（
时，
（图
’ ( ! 1
） 具有
( !
或
（ ）
（
者说有
( 6"#$%&"
倍频程）
的增益斜率
（频率大于
&
3
- &%!
!
3
#
3
时）
。这是因为，
½频率
%
96:
#
$
!
"
第二篇
磁路与电路设计
增大
!"
倍时，
电感的感抗增大
!"
倍，
而电容的容抗减小
!"
倍。
图
# $ %
（
&
）
开关整流
’(
滤波器的幅频特性；
)
）
（ 开关整流
’(
滤波器的相频特性
图
# $
（
&
）
所示是对应于不同输出阻抗
!
*
值，
*
(
*
滤波器的幅频特性
%
和图
# $
（
)
）
%
’
#
!
%+#
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