掌握视频信号的箝½、偏½和交流耦合
本文阐述了视频信号的箝½、偏½和交流耦合，与之对应的适½的信号，双电源和单电源供电的优缺点，以及
为什么某些电路更适合特定的应用。
为什么要对视频信号进行交流耦合？
I
如果½还没有问过这个问题，那么½该问一下。如果其原因是政府½令、用户指定或工业协议，那么½的选择大概是正确的！在不少情
况下，是因为系统采用了单电源供电，½½觉得必须采用交流耦合。也许½还可以选择双电源供电，因为采用单电源供电意味着要对视频
信号进行交流耦合，这将降½视频质量。
因此，在½出进一步的决定之前，先来看一些实际情况。单电源电路由单电源供电，例如数模½换器(DAC)，DAC 的输出可以进行电平½
换(一种直流工½模式)，以确保输出在地电平以上的动态范围。在具½实½中，常见的错误观点是：运算放大器可以检测地电平以下的信
号，因此，可以在输出中重现该信号。这种观点是不正确的。集成的单电源方案才是真正的解决方法，½是业界将不得不接受视频输出的
DC
失调电平，这与欧洲的
SCART
类似(SCART
是由法½公司
Peritel
开发的视听设备互连工业标准)。
½然，视频信号的交流耦合会带来一个问题。信号的
DC
电平在设定图像亮度之后必须重建，并确保信号½在下一级的线性工½区内。这
种操½被称½“偏½”，根据视频信号波½以及偏½点所需的精度和稳定性，可以采用不同的电路。音频信号等正弦波信号可以½用阻容
(RC)耦合来建立稳定的偏½电压。
不幸的是，S 视频中只有色度信号(C)近似于一个正弦波。亮度(Y)、复合信号(Cvbs)和
RGB
½是复杂波½，从一个参考电平沿着一个方向
变化，而在参考电平以下还可以叠加一个同步波½。这种信号需要一种专门用于视频信号的偏½方法，被称½箝½，因为它将信号的一个
极值“箝½”在基准电压，而另一个极值仍可以变化。经典½式就是二极管箝½，其中二极管由视频的同步信号激活。不过还有其他的箝
½½式。
例如，色差信号(Pb
和
Pr)和图½ RGB
信号采用“键控箝½”处理更½。该电路用开关替代二极管，可以采用外部控制，½用外部(定时)
信号箝½视频。最后一种偏½方法，被称½“DC
恢复”，在键控箝½中加入了反馈，在模数½换器(ADC)之前改善偏½点精度。
视频信号的交流耦合
½信号采用交流耦合时，耦合电容存贮了(信号)平均值之和，以及信号源与负½½之间的
DC
电势差。图
1
用来说明交流耦合对不同信号偏
½点的稳定性的½响。图
1
所示是正弦波和脉冲分别交流耦合到接地电阻负½½时的不同之处。
图
1.
简单的
RC
耦合用于正弦波与脉冲时得到不同的偏½点。
开始时，两种信号½围绕相同电压变化。½是通过电容之后得到了不同的结果。正弦波围绕半幅值点变化，而脉冲围绕与占空比成½数关
系的电压变化。这意味着如果采用了交流耦合，占空比变化的脉冲将比相同幅值频率的正弦波需要更½的动态范围。因此，所有用于脉冲
信号的放大器最½采用直流耦合，以保持动态范围。视频信号与脉冲波½类似，也适合采用直流耦合。
图
2
给出了常见的视频信号，以及视频接口处的标准幅值(见
EIA 770-1、2
和
3)。S
视频中的色度、分量视频中的
Pb
和
Pr，类似于正弦
波围绕基准点变化，如上文所述。而亮度(Y)、复合信号与
RGB
仅在
0V (被称½“黑色”或“消隐”电平)至+700mV
之间正向变化。这
里延用了业界的默许协议，而不是任½标准。请注意这些信号½是复杂波½，具有同步间隔，½管该同步间隔可½不被定义或½用。例如，
图
2
给出了
NTSC
和
PAL
制式下½用的具有同步头的
RGB。 PC (图½)应用中，
在
同步是单独的信号，
不与
RGB
叠加。
在单电源应用中，
例如
DAC
输出，在同步间隔内静态电平可½不同。这将½响偏½方式的选择。例如，若双电源应用中，同步间隔内色度的静态电平不是
0V，那么色度信号将更接近脉冲而不是正弦波。
图
2.
用来说明同步间隔、有效视频、同步头和后沿的
RGB (a)
、分量
(b)
、
S
视频
(c)
与复合
(d)
视频信号。
½管存在这些复杂因素，视频信号仍须交流耦合在电压域变化的点上。通过一个
DC
连接与两路不同的电源相连是危险的，而且通常被安
全规程禁止。于是视频设备制造者有隐含的协议，设备输入端½用交流耦合，而设备的输出½用直流耦合——需要下一级重建
DC
分量(参
见用于
PAL/DVB [SCART]的 EN 50049-1
和用于
NTSC
的
SMPTE 256M，均允许 DC
输出电平)。若无法建立这样的协议，将导致“双
重耦合”，即两个耦合电容出现串联，或导致短路，即没有电容出现。该规则唯一的例外是电池供电设备，例如便携式摄½机和照相机，
为了降½电池损耗而½用交流耦合输出。
接下来的问题是这个耦合电容应该多大？图
1
中，该电容存贮了信号“平均电压”的假定，是根据
RC
乘积大于信号的最小周期得到的。
为了确保准确的平均，RC
½络的½-3dB
点必须½于信号最½频率
6
到
10
倍。然而，这将导致大范围的电容值。
例如，S
视频中的色度是相½调制正弦波，其最½频率约
2MHz。即便½用 75
负½½，也只需要
0.1µF，除非需要½水平同步间隔通过。
与之相反，Y
(亮度)、Cvbs (复合信号)和 RGB
的频率响应向下扩展到视频帧频(25
至
30Hz)。假定 75
负½½，并且-3dB
点在
3
至
5Hz，
这就需要大于
1000µF
的电容。
½用过小的电容会引起显示图像从左到右、
从上到下变暗，
并可½½图像在空间上产生失真(取决于电容量)。
在视频中，这被称½行弯曲与场倾斜。为了避免可见的伪信号，其电平必须小于
1%至 2%。
用于视频的单电源偏½电路
如图
3a
所示，只要
RC
乘积足够大，RC
耦合对任意视频信号½有效。另外，与之相应的运放电源范围必须足以处理信号平均值附近的负
向和正向偏移。过去，这是通过运放½用双电源实现的。假定
R
S
与
R
I
以相同的地为参考，并等于
R
I
与
R
F
的并联值，则运放可以抑制共
模噪声(即具有较高的共模抑制比[CMRR])，并具有最小的失调电压。½-3dB 点为
1/(2
1
R
S
C)，并且，不论耦合电容的尺寸大小，电路½可
以保持其电源抑制比(PSRR)、CMRR
和动态范围。绝大多数视频电路采用这种方法构建，而且绝大多数交流耦合视频的应用仍然采用这
种方式。
随着数字视频和电池供电装½的出现，负电源就成了降½成本与功耗的负担。RC
偏½的早期尝试与图
3b
类似，其中½用了分压器。假定
图
3a
中
R1 = R2，且 V
CC
等于
V
CC
与
V
EE
之和，这两个电路是相似的。½是两者的交流性½是不同的。例如，图
3b
中
V
CC
上的任½变化
将直接导致运放输入电压按照一定的分压比变化，而图
3a
中，该变化被运放的电源½量吸收了。R1
= R2
时，图
3b
的
PSRR
只有-6dB。
因此，电源必须经过滤波与良½的稳压。
为了改善交流
PSRR (图 3c)，插入一个隔离电阻(RX)是½成本的替代方法。不过，除非与 R
f
和
R
i
的并联值匹配，否则这种方法会带来额
外的直流失调。更麻烦的是，这还需要
R
x
C1
与
C2R
i
的乘积必须小于
3
至
5Hz，如上文所述。½管该电路中更大的旁路电容(C3)需要更
小的
RX，并降½了失调电压，½同时也½ C1
增大。在½用电解电容的½成本设计中可以采用这种方法。
另一种选择是图
3d，它用 3
端稳压器替代了分压器，并将
PSRR
扩展到½至
DC。稳压器的½输出阻抗在降½电路失调电压的同时，½
RX
更接近
R
f
和
R
i
的并联值。因为
C3
的唯一目的是降½稳压器噪声，并以频率的½数补偿稳压器的输出阻抗(Zout)，所以其值小于图
3c
中的值。不过
C1
和
C2
仍很大，并且对½于
R
i
C1
乘积的频率，CMRR
存在较大的问题，另外还有稳定性问题。
图
3. RC
偏½技术，包括双电源
(a)
、½用分压器的单电源
(b)
、½失调的分压器
(c)
以及改善了
PSRR
的稳压源
(d)
。
根据上述内容，双电源供电交流耦合比单电源方法更½(考虑共模抑制与电源抑制)——不考虑具½应用。
视频箝½
亮度、复合信号与
RGB
信号在黑色(0V)参考电平与带有同步头(-300mV)的最大值(+700mV)之间变化。½是，与图
1
占空比变化的脉冲相
似，若这些信号是交流耦合的，偏½电压会随视频内容而变化(被称为平均图像电平或
APL)，并会丢失亮度信息。需要有一个电路电路将
黑色电平保持为常数，不随视频信号或同步头幅度的变化而变化。
图
4a
所示电路被称½二极管箝½，试图通过二极管(CR)代替电阻来实现。该二极管相½于单向开关。这样，视频信号的大部分负向电压、
水平同步头被强制为地。
因此该电路又被称½同步头箝½。
假定同步电压(-300mV)不变，
而且二极管的导通电压为零，
这将½参考电平(0V)
保持恒定。½然不½控制同步电平，½是可以降½导通电压，即通过将箝½二极管放在运放的反馈回路实现“有源箝½”。这样做的主要
问题是：如果匹配电路不正确则有可½产生自激，并且在分立设计中很少采用。集成方案可以进行补偿，具有更高的可靠性。(例如
MAX4399、MAX4098
和
MAX4090。)
若同步电平变化或不存在，二极管可以用开关替代——通常½用受外部信号控制的
FET (图 4b)。这就是键控箝½，控制信号是键控信号。
键控信号与同步脉冲一致，这就实现了同步箝½。与二极管箝½不同的是，这种方法可以在同步间隔的任意½½½½，而不仅仅在同步头。
如果键控信号出现在视频信号是黑色电平时(图
4c)，则得到“黑色电平箝½”。这种方法最为通用、接近理想模型。开关不具备二极管的
导通电压，可以真正实现黑色电平箝½。
加入一个直流电压源(V
ref
)为色度、Pb
与
Pr
以及复合信号和亮度信号设定偏½。其缺点是需要同步隔离器获得键控信号，而在某些应用中
这就不够准确了。若正在量化视频信号，则希望黑色电平保持在±1
最½有效½(LSB)或在±2.75mV
内。箝½得不到这样的精度。
用来为视频信号提供偏½的另一种方法称½直流恢复，可以实现接近±1
LSB
的黑色电平精度。图
4d
中需要注意的第一点是，该电路中
没有耦合电容。取而代之，U2 用来比较第一级(U1)的直流输出和某个电压(V
ref
)，并对 U1
½加负反馈，强制输出跟踪该电压，而与输入
电压无关。显然，若回路连续运行，将得到直流电平。可以在反馈回路中插入一个开关。该开关仅在每行需要设定为
Vref
的点（同步头或
黑电平）瞬时关闭。该电压由电容(C)存贮，½该电容并未与输入串联，而是通过切换反馈回路以采样-保持(S/H)½式出现。
图
4.
不同½式的视频箝½：
a)
二极管或同步头箝½；
b)
用½同步头箝½的带基准电压的键控箝½；
c)
用½黑色电平箝½的键控箝½；
d)
直流恢复。
电路。真正的比较与信号平均由
R
x
、C
x
和
U2
完成。RC
乘积根据噪声平均选择。对
16ms
的场信号(NTSC/PAL)，RC
乘积应大于
200ns。
因此
U2
是根据½失调电压/电流与稳定性来选择的½频器件，
而不是根据其频率响应特性来选择。
(MAX4124/25
是这种应用的良½选择。
)
另一方面，U1 根据其频率响应，而不是失调进行选择。S/H 和
C
hold
本身的选择依据其泄漏特性，即在每行引起的电压变化(下降)。图中
电路½用双电源供电，该电路也可以½用精确的电平½换，用单电源½式实现。
图
5.
直流恢复电路的实现，½用两个电容、两个运放和一个
S/H
。
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