・
38
・
无刷直流电机反电动势过零检测及其相½补偿
童
军
(
西安科技大学电气与控制工程学院
,
陕西
西安
710054 )
摘
:
针对进行无½½传感器无刷直流电机反电动势换相点的检测时“
要
延迟
30
°
换相原理 ”
中相
½移 α角的允许取值范围窄 、不利于实际工程应用的问题
,
采用一种“
延迟
90
° α换相原理 ” 该换
-
,
相方法不½算法简单 、灵活
,
且相½移 α角的允许取值范围½
,
对由½½检测电路造成的相½滞后½
够进行实时修正 。实验结果验证了提出方法和理论分析的正确性和可行性 。
关键词
:
无刷直流电机
;
反电动势
;
过零检测
;
相½补偿
中图分类号
: TN86
文献标识码
: A
文章编号
: 1001 - 196X ( 2009 ) 03 - 0038 - 04
Abstract:
A im ing at the p roblem that the narrow perm ission value of the phase shifting
α
in
“
Lagging 30
° α
-
tromotive Force (BEM F) in Sensorless B rushless DC Motor (BLDCM ) , Lagging 90
° α
commutation method
-
1
引言
直流电动机因其线性的机械特性 、调速范围
½ 、启动½矩大 、控制电路简单等优点
,
长期以
来广泛地应用于各种驱动装½和伺服系统中 。½
是直流电机的机械电刷和换向器因强迫性接触造
成其结构复杂 、可靠性差 、变化的接触电阻 、火
花 、噪音等一系列问题
,
½响了直流电机的调速
精度和性½
,
成为阻碍它发展的障碍 。
随着电子技术和高性½磁性材料制造技术的
发展
,
出现了无刷直流电机 。无刷直流电机利用
收稿日期
: 2009 - 03 - 10;
修订日期
: 2009 - 04 - 05
½者简介
:
童军
( 1962 - ) ,
男
,
西安科技大学副教授 。
α
, and can make the real
2
tim e correction to the lagging of phase which caused by the detection circuit The ex
2
.
perim ented results indicate the feasibility of the p rincip le of the method.
Key words:
BLDCM; BEM F; zero
2
crossing detection; phase compensation
commutation
”
is not p rop itious to actual engineering app lication when detecting the zero
2
crossing of Back Elec
2
is p roposed. The algorithm of this method is simp le, flexible and has a w ide select range to the phase shifting
Zero
2
crossin g detection and pha se com pen sa tion
of BEM F in the sen sorless con trol of BLDCM
TONG Jun
( School of Electric and Control Engineering, Xi
π
University
an
of Science and Technology, Xi
π
710054, China )
an
重 型 机 械
2009
No
1
3
电子换向器取代了机械电刷和机械换向器
,
½它
不仅保留了直流电机的优点
,
而且又具有交流电
机结构简单 、运行可靠 、维护方便等优点
,
在冶
金行业得到广泛应用 。½为了检测½子½½
,
需
要增加½½传感器
,
这无疑增加了电机的½积和
成本
,
故提出了很多无½½传感器无刷直流电机
反电动势
3
次谐波检测方法 、续流二极管导通检
测方法 、反 电 动 势 积 分 方 法 、状 态 观 测 方 法
等
[ 1, 2 ]
½½检测的方法
,
如反电动势过零点检测方法 、
。因反电动势的梯½波½严格地反映无刷
直流电机½子磁极的½½
,
与其它几种方法相
比
,
反电动势控制算法简单
,
可用½件 、硬件或
½硬件结合的方法实现
,
可靠性高
,
是现在最常
用的一种控制方法 。
环节产生了相移
,
½得½½检测不精确 。为了得
到精确的换相点
,
采用
90
° α换相的相½补偿
-
原理
,
并通过实例进行了验证 。
和三相全桥控制型 。三相半控型½然简单
,
½电
机的利用率很½
,
每个绕组只通电
1 /3
时间
,
另
外
2 /3
时间处于断开状态
,
没有得到充分利用
,
而且在运行过程中其½矩波动较大
,
从
T
m
/
2
到
T
m
。为此
,
常用三相全桥控制 。在一个电角度
流大小相等
,
方向相反
,
C
相电流为零
,
则根据
无刷电机的等效电压数学模型式
( 1 )
有
U
c
=
e
c
+
U
n
2009
No
1
3
型 机 械
重
・
39
・
周期中
,
采用二二通电 、三相六状态的
PWM
调
制方式
,
即在任意一个时间段中
,
电机三相中只
有两相导通
,
每相导通时间间隔为
120
°
电角度 。
反电动势过零点的检测法是通过检测不导通
相的端电压
,
与电机的绕组中点电压进行比较
,
以得到反电动势的过零点 。½对于小电枢电感的
无刷直流电机
,
在许多情况下绕组的中性点难以
获取
,
常用虚拟中点电压法
[ 1, 5 ]
在分析反电动势过零点检测法时
,
由于滤波
2
无刷直流电机反电动势过 零检
测法
永磁无刷直流电机的控制方法有三相半控型
。图
1
为反电动
势波½和
BLDCM
等效电路及主电路原理图 。其
中
L
是相电感
,
R
是相电阻
,
e
是反电动势
,
U
n
是电机定子绕组中性点对地电压
,
U
a
、
U
b
、
U
c
是每相输出端对地电压 。由图
1
的
BLDCM
等效
[ 2, 4 ]
电路模型
可得式
( 1 )
图
1
反电动势波½和
BLDCM
等效电路及主电路原理图
( a)
反电动势波½图
( b ) BLDCM
等效电路及主电路原理图
R i
a
+
L
U
a
d
i
a
d
t
0
0
e
a
U
n
U
b
U
c
=
0
0
R i
b
+
L
d
i
b
d
t
0
d
i
c
R i
c
+
L
d
t
+
e
b
e
c
+
U
n
U
n
( 1)
0
假设
A
相和
B
相导通
,
则有
A
相和
B
相电
相应地
,
A
相和
B
相反电动势过零点检测方
程为
e
a
=
U
a
-
e
c
=
U
b
-
(2)
1
(U
a
+
U
b
+
U
c
)
3
1
(U
a
+
U
b
+
U
c
)
3
( 5)
( 6)
相加得中性点电压为
U
n
=
1
(U
a
+
U
b
+
U
c
)
3
(3)
根据上述方程
,
将不导通相的端电压与所计
算的虚拟中点电压进行比较
,
得到反电动势的过
零点 。
检测到反电动势过零点后
,
再延迟
30
°
电角
将式
( 2 )
代入式
( 3 ) ,
得反电动势过零点检
测方程为
1
(U
a
+
U
b
+
U
c
)
e
c
=
U
c
-
3
(4)
度
,
即为换向点 。这种方法简单 、灵活 。由于系
・
40
・
统采用
PWM
方式
,
所以检测到的端电压信号中
将包含大量的斩波成分
,
斩波信号的存在会严重
干扰反电动势波½
,
½得过零点不明确
,
因此在
反电动势½½检测电路中一般½会增加滤波电路
(
图
2 )
。然而
,
滤波器的引入必然会产生相移
,
因此在实际应用中必须对换相时刻进行适½的相
½补偿 。
3
相½补偿
测电路中增加一阶½通滤波器
,
如图
2
所示 。
为了得到准确的换相点
,
一般在反电动势检
图
2
反电动势检测电路
由图
2
很容易算出检测电路产生的相½移 。
以
A
相为例
,
有
π
U
ao
/U
a
=
R
2
/ ( R
1
+
R
2
+
j
2
fR
1
R
2
C
1
)
α
= arctan
π
2
R
1
R
2
C
1
f
R
1
+
R
2
(7)
式中
,
U
a
为
A
相端电压
;
U
ao
为滤波后输出电
压
;
f
为反电动势频率
;
R
1
和
R
2
数量级相同
,
Ω
k ;
C
1
取值较大
,
μ
F
。
该电路的相移与以上元件的选取有关
,
同时
还与输入信号的频率有关
,
所以在调速过程中必
须动态地进行相½补偿 。
( 1 )
½
0
≤
< 30
° 。如图
3a
所示
,
此时
α
时
反电动势过零点从
m
点移到
m
′
,
检测到反电
点
动势过零后
,
相½延迟角 γ应调整为 γ
= 30
°
-
α
,
即再延迟 γ角进行换相 。
( 2 ) 30
° α≤
60
° 。如图
3b
所示
,
此时检
≤
时
测电路中的反电动势过零点
m
′
已经移相到换相
点
n
点或其右侧
,
这样就不½再检测
m
′
点来换
重 型 机 械
2009
No
1
3
120
°
导通区间内
,
本相电枢反电动势大小为
ω
e
=
K
式中
,
K
为电机常数 。
Δ
e
x
=
K
|
(
α
/
30
)
- 1 |
ω
( 8)
Δ
e
x
为反电动势修正偏移量
,
x
=
a, b, c
,
故有
ω 上半桥
K [ (
α
/
30
)
- 1
]
Δ
e
x
=
ω 下半桥
-
K [ (
α
/
30
)
- 1
]
1
1
1
1
1
1
1
U
a
( 9)
相应地式
( 2 )
修正为
e
a
U
a
e
b
e
c
Δ
e
a
=
U
b
U
c
-
1
1
3
1
U
b
U
c
+
1
Δ
e
b
3
Δ
e
c
( 10 )
图
3
反电动势相½延迟原理图
( a) 0
≤
< 30
°
α
反电势相½延迟原理图
( b ) 30
° α≤
60
°
≤
反电势相½延迟原理图
4
基于所提出方法的实用控制方案
相 。为保证准确换相
,
必须直接检测出换向点
n
点 。从图中分析可知
,
½够检测
n
点的区域为
δ 在此区间内
,
对原来的算法进行修正
,
如图
,
3b
所示
,
让
e
b
等于零时为换向点
n
。下面推导
在实际应用中
,
½调速范围很½时
,
相½延
迟角一般½超过
30
° 此时延迟
30
° α进行换
,
-
相的原理已经不½满足设计要求了 。在此提出了
[ 4, 5 ]
90
° α的换相原理
-
。延迟
90
° α换相原理
-
示意图如图
4
。在检测到
C
相反电动势过零点
m
′
后
,
不是延迟
30
° α电角度得到
V
6
与
V
2
之间
-
校正后的算法
[ 3, 4 ]
。
假设直流无刷电机的运行角频率为 ω
,
则在
的切换点
,
而是延迟
90
° α电角度得到
V
1
与
V
3
-
之间的切换点 。依次类推
,
相应的功率开关切换
顺序如表
1
所示 。
由上面讨论可知
,
检测信号零点与实际反电
动势过零点之间存在相½移 α
,
采用这种换相原
换相时的允许取值范围½得多
,
½实现整个调速
范围内的准确换相
,
避免了由于不同 α值时计算
相½修正的复杂性 。
理后
,
α角的允许取值范围为
90
° 比延迟
30
°
,
额定电流
1
1
5 A ,
额定功率
30 W ,
p
= 4
。½通滤
½如图
5
所示 。
Ω
1
1
24 k ,
C
1
= 0
1
33
μ
F,
所得的补偿前后电流波
图
5
修正前后的相电流波½
(
n
= 800 r/m in)
( a)
修正后的相电流波½
( b )
修正前的相电流波½
Ω
波电路如图
2
所示
,
其中
,
R
1
= 10 k ,
R
2
=
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No
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3
型 机 械
重
・
41
・
在图
5
中
,
½速为
800 r/m in,
根据式
( 8 )
计
算得相½移角 α
= 6
1
9
° 比较图
5
中的
2
个波½
,
可知
,
补偿前后电流波½的对称性有了一定的改
善
,
½由于相½移角度很小
,
修正效果不是很明
显 。½电机½速上升后
,
滤波电路导致的相½移
角度变大 。½½速为
1 200 r/m in
时
,
相½移角
度 α
= 10
1
36
°
修正前后的相电流波½如图
6
所
示 。从图
6
可以看出
,
修正前电流波动大
,
电机
½矩脉动增大
,
系统稳定性不½
,
很有可½造成
电机失步或者堵½
,
½系统不½正常运行 。修正
后
,
电流波动明显减小
,
增加了系统的稳定性
,
½系统的可靠性½得到提高 。
图
6
修正前后的相电流波½
(
n
= 1 200 r/m in)
( a)
修正后的相电流波½
( b )
修正前的相电流波½
图
4
延迟
90
° α换相原理示意图
-
表
1
功率开关切换顺序
延时角度
90
° α
-
90
° α
-
90
° α
-
90
° α
-
90
° α
-
90
° α
-
过零点
m
1
m
2
m
3
m
4
m
5
m
6
换相点
n
1
n
2
n
3
n
4
n
5
n
6
切换开关
V
1
→
V
3
V
2
→
V
4
V
3
→
V
5
V
4
→
V
6
V
5
→
V
1
V
6
→
V
2
6
结论
研究表明
,
上述提出的相½补偿方法很½地
实现了无½½传感器无刷直流电机½子的½½检
测
,
尤其是对½通滤波器所造成的相½滞后½够
进行合适的补偿
,
提高了系统的稳定性
,
并且硬
件电路简单
,
降½了制造成本 。
参考文献
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5
应用实例和实验结果
本文实验电机的参数如下
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额定电压
24 V ,
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