２００９年１１月
第２４卷第１ １期
电工技术学报
ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＦ ＣＨＩＮＡ ＥＬＥＣＴＲＯＴＥＣＨＮＩＣＡＬ ＳＯＣＩＥＴＹ
Ｖ０１．２４
ＮＯＶ．
Ｎ½．１ ½
２００９
无½½传感器无刷直 流电 动机
无反½起动及其平滑切换
张智尧
林明耀
周谷庆
南京
２１００９６）
（东南大学电气工程学院
摘要
提出了一种隐极式无刷直流电动机的无反½起动及其平滑切换新方法。根据电动机定
子铁心饱和效应，采用短时脉冲检测方法实现½子定½与加速。针对“三段式”起动方法切换的
缺点，提出了在一定½速时关闭所有开关器件，利用电动机端电压波½与导通相之间的对应关系
实现平滑切换的方法。反电动势过零点检测选在ＰＷＭ调制信号开通状态结束时刻，在对端电压
进行采样后由½件算法确定真实过零点。样机试验结果验证了本文提出方法的可行性和有效性。
关键词：无刷直流电动机
中图分类号：ＴＭ３６１＋
Ａ½½½－Ｒ½½½½½½ Ｒ½½½½½½½ Ｓ½½½½½½ ½½½
Ｓ½½½½½½½
Ｓ½½½½½½½½ ½½
Ｓ½½½½½½½½½ Ｂ½½½½½½½½ ＤＣ
Ｍ½½½½
Ｚ½½½½ Ｚ½½½½½
Ｌ½½
Ｍ½½½½½½
Ｚ½½½ Ｇ½½½½½
２ １００９６
无½½传感器控制
无反½起动
反电动势法
平滑切换
（Ｓ½½½½½½½½
Ｕ½½½½½½½½½
Ａ½½½½½½½
½
Ｎ½½½½½½
Ｃ½½½½）
Ｉ½ ½½½½ ½½½½½，½ ½½½½½ ½½½½—½½½½½½½—½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½
½½½－½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½ ＤＣ
½½½½½（ＢＬＤＣＭ）½½
½½½½½½½½½．Ｕ½½½½ ½½½½½ ½½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½
½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½ ½½½
½½½½½½
½½½½．½½½
½½½½½
½½½
½½ ½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½½½．Ｔ½½ ½½½½½½½½½ ½½ ½½½
½½½½½½½
½½½½½½”½½½
½½½½½½½½。½½½
½½½
½½½½½
½½
½½½½½½½½
½½½½½½½½
½½½½½½½½½
½½
½½
“３・½½½½½
½½½
½½½½½½½½ ½½½
½½½½½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½
½½½½½½½½
½½½½½½½
½½½½½½½
½½½
½½½½½½½½½½½ ½½½½½½，½½½½ ½½½ ½½½ ½½½½½
½½½½½½ Ｏ½½．Ｔ½½ ½½½½ ＥＭＦ ½½½½．½½½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½½½½½ ½Ｓ ½½½½½½½½½
½½
½½½ ½½½ ½½
½½½½
½½½½—½½½½½½½½ ½½½½½ ½½
ＰＷＭ
½½・½½½½½
½½½ ½½½
½½½½½½½½½ ½½½½ ½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½½½．Ｔ½½ ½½½½½½½½½½½½
½½½½½½½ ½½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½，
Ｋ½½½½½½½，Ｂ½½½½½½½½ ＤＣ ½½½½½，½½½½½½½½½½ ½½½½½½½，½½½½½½½½ ½½½½½½½
½½½½½½，½½½½½½ ½½½½½½½½
½½½½½½½
½½½½½½½½，½½½½
ＥＭＦ
的运行。由½子预定½、外同步加速和自同步运行
１
引言
无刷直流电动机（ＢＬＤＣＭ）无½½传感器控制
三个阶段构成的“三段式”起动法，以其简单实用
的优点被应用于ＢＬＤＣＭ的起动，½这种方法也存
在明显的缺点，如预定½阶段可½出现½子反向½
动且对于负½½变化的适应性差½卜２１，在电动½等领域
并不适用。
具有结构简单、控制方便和运行可靠等许多突出优
点，基于反电动势检测法的ＢＬＤＣＭ控制技术已在
工业和商业领域获得了广泛应用。由于电动机绕组
中感应的反电动势大小与½予½速成正比，电动机
在静止或½速运行时反电动势为零或很小，致½反
电动势法不再适用，必须采用其他方法控制电动机
为了克服“三段式”起动法的缺点，文献【３—７】
对基于定子铁心饱和效应的ＢＬＤＣＭ½子½½检测
技术进行了研究。文献【３】通过检测对已充电的定子
绕组进行放电所需要的时间来确定½子½½，这种
方法的缺点是先要选择一定的充电时间给绕组充
收稿日期２００８．０９．１２
改稿日期２００８．１
１－２４
万
方数据
第２４卷第½½期
张智尧等
无½½传感器无刷直流电动机无反½起动及其平滑切换
２７
电，且只适用于初始½½检测。文献［４—７】对文献【３】
中的方法进行了修正，通过比较固定½度电压脉冲
下定子电流的响应峰值来得到½子½½，这种方法
的灵活性强，对电压脉冲½度的调整较为方便。
本文提出的无刷直流电动机短时脉冲检测方法
也是基于定子铁心的饱和效应，它可以快速而准确
地检测出½子初始½½，½电动机从静止加速切换
至反电动势换相运行方式。反电动势过零点检测选
在ＰＷＭ调制信号开通状态结束时刻，减小了开关
噪声对端电压检测的½响。通过电阻½络分压后对
三相端电压信号进行采样，由½件算法处理得到真
实的反电动势过零点，滤除掉因换相阶段二极管续
流引起的虚假过零点。这种方法的硬件电路简单，
实现方便，工½可靠，不会产生½½检测信号的附
加相移。整个驱动系统的电路结构如图１所示。图
一＠
（½）定、½子磁通方向相同
（½）定子极面中的½于合成磁通为零
图２
Ｆ½½．２
（½）定、½子磁通方向相反
定子绕组电流与永磁½产生的磁通
½½½½½½ ½½½½½½½
中的分压电阻½络参数有如下关系：Ｒ½½½＝ＲＡ½＝‰½＝
Ｒ½½，Ｒ½½２＝尺Ａ２＝如２＝尺½２，由检测电阻尺Ｔ将电流响应
信号½化为电压信号，经运算放大器对此电压信号
进行放大。电动机从起动阶段切换至反电动势运行
阶段是控制的关键，也是难点。不合适的切换时刻
可½导致电动机失步甚至停½。本文分析了逆变器
关断瞬间电动机端电压波½与导通相之间的对应关
系，据此确定准确的切换时刻，通过动态调整换相
时间保证电动机平滑切换，确保电动机的可靠运行。
Ｔ½½ ½½½½ ½½½½½½½½ ½½ ½½½
½½½
½½½½½
½½½½½½½½½
½½½½½½
按图２所示方向给绕组通电，绕组电流产生的
磁通和永磁磁通合成，共同½响定子铁心的饱和程
度。½两者的磁通方向一致时，产生增磁½用，铁
心的饱和程度增加，绕组电感减小；两者方向相反
时，产生去磁½用，饱和程度减小，绕组电感增大。
图３½所示为定子绕组未通电时，不同½½½子
磁通对绕组电感的½响，图３½为绕组通电后，定子
电感随½子½½的变化。
Ｏ
９０
１８０
２７０
３６０
½／（。）
图１
Ｆ½½．１
无½½传感器无刷直流电动机驱动系统结构
Ｔ½½ ½½½½½½½½½
½½½½½½½
½½ ½½½ ½½½½½½ ½½½½½½½ ½½
½½½½½½½½½½
½½½½½½½½
ＤＣ ½½½½½
（½）永磁磁通对定子电感的½响
２短时脉冲检测方法原理
ＢＬＤＣＭ的定子铁心被磁化时呈现非线性磁路
饱和特性，短时脉冲法检测½子½½正是基于定子
铁心的这种特性。图２所示为一台两极无刷直流电
动机的示意图，½子永磁½与定子绕组具有不同的
相对½½。取定子相绕组的参考½½为绕组½线方
向，½子磁通参考½½为Ｎ极。
Ｆ½½．３
吖（。）
（½）永磁磁通和定子电流对定子电感的½响
图３定子绕组电感变化规律
Ｔ½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½ ½½½½½½½
万
方数据
２８
电工技术学报
２００９年１１月
综上，绕组电感取决于定½子合成磁通，也是
½子½½的½数。给定子绕组½加固定½度的电压
脉冲，电流的上升速率与电感值成反比，电流响应
反映了电动机的½子½½。
动机½速的增加换相时间逐渐减少，在较短的换
相周期中插入６个检测脉冲的难度越来越大；②
在六个脉冲中将有三个脉冲产生反向的电磁½
矩；③增加了控制的复杂性；④增大检测过程中
电动机的噪声。
为了克服以上缺点，本文采用一系列½此间隔
的长短脉冲，如图５所示。这些脉冲加速电动机的
同时也动态提供½子½½信息，而不会产生反向的
电磁½矩。对于相同的采样间隔Ｌ½短脉冲对应
的电流值大于长脉冲对应的电流值时，改变电动机
通电状态进行换相。长脉冲的½用主要是为了加速
电动机。如果仅从检测½子½½的角度来看，采用
相同½度的电压脉冲即可，这也是选择在相同的丁
时刻检测电流响应的原因。
短脉冲长脉冲
３初始定½与加速方法
根据上面的分析，按照一定通电顺序给电动机
绕组½加固定½度的电压脉冲，比较各电流响应的
峰值，由此确定½子初始½½。本文采用每次给电
动机两相绕组½加短时脉冲的方法。首先½Ａ相上
桥臂（Ａ＋）功率器件ＶＴ½和Ｂ相下桥臂（Ｂ一）功
率器件ＶＴ６导通，设产生的合成磁动势方向为Ｆ１６．
然后反向通电，½Ｂ相上桥臂（Ｂ＋）功率器件ＶＴ，
和Ａ相下桥臂（Ａ一）功率器件ＶＴ。导通，产生的合
成磁动势方向为Ｆ３４。若½子磁极的Ｎ极方向与合
成磁动势Ｆ１６方向一致（夹角小于９０。电角度）而
与Ｆ３４的方向相反（夹角大于９０。电角度），则Ａ＋Ｂ一
导通时对应的电流峰值较大，Ｂ＋Ａ一导通对应的电流
峰值较小，为便于分析将此种情况记为“½”，反之
则记为“０”。由此可以确定出½子Ｎ极所在的
１８０。电角度范围。之后重复此过程，分别导通
Ｂ＋Ｃ一，Ｃ＋Ｂ－：Ｃ＋Ａ一，Ａ＋Ｃ一，最后可以将½子Ｎ
极限定在６０。电角度范围内。此６０。范围可以用一
个３½二进制数来表示，图４所示为所有６种可½
情况，这足以用来确定出正确的换相信号。假设逆
时针方向旋½的½子Ｎ极½于图４扇区１００（４）内，
为了产生最大电磁½矩对应的导通相应该为Ｂ＋Ｃ一。
Ｄ
列½【刀½到
１
．½‘
八½
½
图５
Ｆ½½．５
列
八½
½
／
½
½½½½½½½
：½
：½／
／１／
½
／’
电压加速脉冲序列及电流响应
Ｔ½½ ½½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½ ½½½ ½½½ ½½½½½½½½½½½½½
½½½½½½½½
具½实现方法如下：仍然以½子Ｎ极½于图４
扇区１００（４）内为例进行说明。设½子仍逆时针旋½，
此时产生正向电磁½矩的电压脉冲矢量是Ａ＋Ｃ一合
成的ＶＴ½ＶＴ２和Ｂ＋Ｃ一合成的ＶＴ３ＶＴ４。由上面的分
析和图３½可知，½子磁动势与绕组磁动势成９０。
时绕组的电感最大。½子Ｎ极½于扇区４的开始½
½时（Ｂ½反方向½½）与Ａ＋Ｃ一产生的磁动势方
向垂直，按Ａ＋Ｃ一通电的电流响应最小，随着½子
０１
１（３）Ｘ½½３、ＶＴ４
½Ｔ４、ＶＴ５００１（１）
在扇区４内旋½，电流响应将随之增大；½子Ｎ极
½于扇区４的结束½½时（Ａ½正方向½½）与
Ｂ＋Ｃ一产生的磁动势方向垂直，此时按Ｂ＋Ｃ一通电的
图４无刷直流电动机三相绕组导通状态图
Ｆ½½．４
Ｔ½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½½½
电流响应最小，该响应是随½子在扇区４内旋½逐
渐减小的。因此，在扇区４内总有一点½得按Ａ＋Ｃ一
和Ｂ＋Ｃ一通电所产生的电流响应相等。事实上，并
不需要确切知道在哪一点上的电流响应相等，只要
½够检测到某个时刻对于相同的采样时间丁，按
电动机½子初始½½确定后就进入½子加速
阶段。加速过程中，若每次仍然采用６个短时电
压脉冲检测½子½½将产生以下问题：①随着电
万
方数据
第２４卷第１１期
张智尧等
无½½传感器无刷直流电动机无反½起动及其平滑切换
２９
Ａ＋Ｃ一通电的电流响应大于Ｂ＋Ｃ一通电的电流响应即
可进行换相，换相后长短脉冲对应的通电相也随之
改变，短脉冲对应通电相变为Ｂ＋Ｃ一，长脉冲变为
Ｂ＋Ａ一（在短脉冲对应的电流值仍小于长脉冲对应的
电流值时维持原来通电状态不变）。重复以上步骤可
½电动机逐渐加速到所需½速。
反电动势的存在，理论上会对绕组中的检测电
流产生½响。½是，电动机加速过程中并不一定要
确定出一个十分准确的换相点，同时由于加速过程
的½速仍较½，反电动势的½响并不大。经过试验
证明，在合理选择检测脉冲½度的情况下，根据其
电流响应是可以获得换向点的，利用此规律加速电
动机，一旦检测到反电动势过零点则马上切换到反
电动势运行状态。
在长短脉冲的选择上，无论给Ａ＋Ｃ一或Ｂ＋Ｃ一
哪一个通电状态½加短脉冲或长脉冲，从原理上½
是可行的。本文采用给Ａ＋Ｃ一½加短脉冲，而给
Ｂ＋Ｃ一½加长脉冲的方法，经过试验验证½够平滑加
速电动机，没有出现起动反½的情况。
试验中加速阶段的电动机三相绕组端电压波½
如图８½所示。
下桥臂恒通。由三相绕组等效电路可列出以下方程
½Ａ＝－－½Ｂ
½½＝Ｏ
（１）
图６
Ｆ½½．６
电动机三相绕组等效电路
Ｅ½½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ＤＣ ½½½½½
由基尔霍夫电压定律可得
”¨½＋乓訾）＋½Ａ
吣”½＋厶警）＋½Ｂ
由式（２）、式（３）可推出中性点电压为
㈣
㈤
Ｕ。：螋一！也
“
（４）
２
２
４反电动势过零点检测方法
对于反电动势过零点的检测方法已经有很多报
道。文献［８½通过构建虚拟中性点实现反电动势过零
点检测，½电路较为复杂；文献【９】利用平均线电压
与比较电路模拟霍尔½½信号；文献［１０½利用经½
通滤波后的端电压检测反电动势过零点，½也带来
了½½检测信号的移相。
为了简化控制电路结构，为½成本应用提供解
决方案，通过比较上述各种方法的优缺点，本文采
用的反电动势过零点检测方法没有½用复杂的硬件
检测电路，仅对经电阻½络分压后的端电压信号进
行采样，由½件算法判断反电动势过零点及换相时
刻。
电动机三相绕组等效电路可以由图６表示。其
则
则有
对于悬空相，电流为零则有
½½地＋亿：咎粤一华＋％（５）
’
两相导通绕组的反电动势满足
½Ａ＋½Ｂ＝０
（６）
【，½：坠兰＋饱
ＵＡ＝Ｕ½。
ＵＢ＝Ｏ
（７）
采用在ＰＷＭ调制信号开通状态检测过零点，
（８）
得到最终的检测方程为
％：华＋％
（９）
由式（９）可知，反电动势为零时悬空相端电压为直
流侧电源电压的一半，这是反电动势过零点检测的
依据。之所以选择在ＰＷＭ调制信号开通状态结束
时刻进行采样，是因为在该时刻，由于硬件电路的
延时½用，功率器件尚未关断，过零点检测受开关
噪声的½响较小。
由于是对悬空相检测反电动势过零点，须保证
反电动势过零点½于此非导通时间间隔内。如果电
动机运行在严重超前或者滞后换相状态，端电压波
中队、％、魄分别为三相绕组端电压，“、细、
½½为三相反电动势，砜为中性点电压，凡和厶分
别是定子绕组电阻和等效电感。
对于两两导通三相六状态控制方式，每一个工
½状态只有两相绕组导通，第三相为悬空相，用于
反电动势过零点检测。
以Ａ、Ｂ两相绕组导通，Ｃ相绕组悬空为例。
对于导通的两相绕组，上桥臂采用ＰＷＭ调制方式，
万
方数据
３０
电工技术学报
２００９年１１月
½将严重不对称，可½检测不到过零点。因此，应
½量保证电动机按最½换相逻辑换相，端电压波½
为左右对称的梯½波。这不仅可以产生最大的平均
电磁½矩，而且可以½过零点½于非导通时间间隔
的中部。
还有一点需指出的是，式（６）对应于理想梯½
反电动势波½。对实际运行的电动机，其导通的两
相绕组，反电动势方向相反，即½大小不½完全相
等，也基本可以相互抵消。在实际过零点检测时设
½了一个阀值电压ＡＵ，½检测到的悬空相端电压值
½在矾。，２±ＡＵ的范围内就认为检测到了反电动势
过零点，阀值ＡＵ的选择需要通过实验来调整。
试验波½如图８½所示，通道１至通道３为三相
端电压波½，通道４为反电动势过零点检测波½，
过零点对应于通道４脉冲波½的上升沿。
规律如图７½所示。其他两相端电压的变化规律相
同，只是相½相差１２０。电角度。
½
％
％
％
（½）逆变器关断后的电动机三相端电压波½
无刷直流电动机等效电路
５平滑切换方法
½电动机½子加速到一定½速，可以检测到反
电动势过零点时，应切换至反电动势运行方式，选
择½合适的切换时刻和与之对应的导通相是保证可
靠切换的关键，否则可½导致电动机换相失败甚至
失步停½；另外，切换之后应根据枪测到的过零点
½½调整换相时间，½得电动机½快进入最½换相
逻辑状态。
逆变器关断瞬间，电动机在½予惯性½用下继
续旋½，½子磁场切割定子绕组感应出反电动势，
电动机工½在发电状态。½然，这个过程比较短，
若没有外½激励的½用，电动机的½速将会下降，
反电动势的幅值也会逐渐衰减至零。本文对逆变器
刚关断瞬间的端电压变化情况进行分析，此时的½
速并未明显下降，端电压幅值基本没有衰减。
图７½的端电压波½可以用图７½的等效电路进
行分析。图中ＶＤ２、ＶＤ４、ＶＤ６是与逆变桥三个下
图７
Ｆ½½．７
（½）逆变器关断后的主电路等效电路
电动机在无驱动电压时绕组端电压波½
Ｔ½½
½½½½½½½½
½½½½½½½
½½½½½½½½
½½½½½½½
½½½½½½½ ½½½½½½½
该端电压波½和导通相之间存在着对应关系。
如在每相绕组端电压波½水平部分（对应于１２０。电
角度）应½下桥臂导通，而在突起部分中间１２０。
电角度范围应½上桥臂导通，中间凹陷处为换相点
½½。
通过以上分析，如图７½所示从Ｃ相绕组端电
压波½计时起点½，时刻开始计时到½½时刻停止计
时，经过时间２Ｔ，Ｔ对应于６０。电角度。计时结束
时刻½２即是切换时刻，对应的导通相为Ｂ＋Ａ一，延
迟时间½后在½３时刻换相，同时在延时过程中检测
反电动势过零点，将检测到的过零点时刻和延时时
间丁综合后得到新的延时时间。调整延时时间的目
的是为了½过零点始终½于延时时间间隔的中间½
½，相½于在过零点之后延时３０。电角度换相，这
保证了电动机不会出现失步，并很快进入最½换相
逻辑状态。设从换相时刻到检测到反电动势过零点
桥臂功率器件反并联的二极管，ＲＡ＝‰＝Ｒ½是端电压
检测电阻，½Ａ、½Ｂ、½½是电动机三相绕组等效阻抗。
实测电动机的三相绕组反电动势波½接近正弦波。
½电动机某一相绕组的端电压较其他两相½小
时，与该相绕组连接的下桥臂二极管导通。以Ａ相
绕组端电压为例，½Ａ点的电½较之Ｂ、Ｃ两点的
电½½½时（此状态对应１２０。电角度），ＶＤ。导通，
Ａ点的电½即为地电½，处于恒“零”状态。½Ｂ点
或Ｃ点的电½处于最½时（这两个状态共对应２４０。
电角度），Ａ点的端电压实际为ＡＢ两点间的线电压
或ＡＣ两点间的线电压。综上，Ａ点端电压的变化
的时间为丁½½，则新的延时时间氐Ｅ½和前一次的延
时时间％ＬＤ之间的关系可以设½为
万
方数据
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