2014
年
4
月
第
29
卷第
4
期
电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.29
Apr.
No. 4
2014
高压直流通信电源中高频开关整流模块
陈
新
1
王赟程
南京
1
宋卫平
1
马广积
2
（1. 南京航空航天大学电气工程系
摘要
210016
2.
中兴通信股½有限公司
深圳
518057）
随着计算机和通信行业的快速发展，高压直流供电系统目前已成为通信电源的一个新
的研究方向。本文针对高压直流供电系统中高频开关整流模块的硬件拓扑和关键控制策略开展研
究，整流模块前级采用基于
VIENNA
拓扑的三相
PFC，本文分析了 VIENNA
整流器的工½原理，
研究了中点平衡控制策略；整流模块后级采用新型
ZVS
三电平半桥
DC-DC
变换器以改善½½½工
½时
ZVS
的效果，并针对½½½条件下滞后管½开关优化要求提出一种改进型
PWM
控制策略，同
时给出了各种工½条件下关键控制环路设计过程；
最后设计了一台
5.8kW
的
HVDC
整流模块样机
并进行了相关的实验。
关键词：高压直流供电系统
中图分类号：TM461
VIENNA
整流器
三电平半桥
DC-DC
变换器
零电压开关
High Frequency Switching Rectifier in HVDC Power Supply System
Chen Xin
1
Wang Yuncheng
1
Song Weiping
1
518057
Ma Guang ji
2
Nanjing
210016
China
China）
（1.
Nanjing University of Aeronautics & Astronautics
2. ZTE Corporation
Abstract
Shenzhen
With the rapid development of communication industry, high voltage DC power supply
system has become a new research direction of communication power. The paper studies the
high-frequency switching rectifier for high voltage DC power supply system, mainly including the
hardware topology and key control strategy. Firstly, the front-end converter is applied by a three-phase
PFC rectifier, and the rectifier with VIENNA topology and related control strategies including capacitor
midpoint balance control are analyzed respectively. Secondly, a novel ZVS topology is proposed as the
back-end converter to optimize the ZVS effect, and an improved PWM control strategy is depicted to
optimize the control scheme of lag switching according in light load case. At the same time, the key
control loop under a variety of working conditions is depicted. Finally a 6 kW prototype of HVDC
rectifier is developed to evaluate the previous theoretical analysis.
Keywords：HVDC
power supply system, VIENNA rectifier, three-level half bridge DC-DC
converter, ZVS voltage switching
系统外，通信机房还存在交流
UPS
供电系统（见图
1b）
，交流
UPS
的输出给服务器供电，蓄电池接在
交流
UPS
系统前级
PFC
变换器的输出母线上，采
用该供电方式的系统½量损耗大，效率½，可靠性
差。高压直流供电方案的提出很½地克服了以上两
种供电系统的缺点，其系统框图如图
1c
所示。整流
模块输出高压直流给负½½供电，蓄电池接在整流模
块输出母线上，与交流
UPS
相比，由于少了一级
收稿日期
2012-09-10
改稿日期
2013-01-10
1
引言
传统通信机房目前主要采用48V ½压直流供
电系统，
其系统框图如图
1a
所示。
整流器输出48V
直流电给服务器供电，蓄电池接在整流器输出母线
上，这种供电方式可靠性高，½是系统需要较粗的
负½½配电线，占地面积大，成本高。除了直流供电
DC-AC
变换环节，高压直流供电系统的可靠性更
第
29
卷第
4
期
陈
新等
高压直流通信电源中高频开关整流模块
153
高；与48V 直流供电系统相比，同等功率的机房可
以采用更细的负½½配电线，建设成本½，效率高。
2
三相
VIENNA
整流器
随着通信和计算机行业的快速发展，对通信电
源的谐波含量进行了严格限制，同时为了满足变换
器工½在½范围输入电压的需求，
本文
HVDC
整流
（a）48V ½压直流供电系统
模块前级采用三相三开关三电平（VIENNA）整流
器，降½了功率器件的电压应力和输入电流的谐波
含量
[5]
。以下将详细研究分析
VIENNA
整流器的工
½原理及控制策略。
2.1
VIENNA
整流器的工½原理
图
2
所示为三相
VIENNA
整流器主电路原理
图，v
a
、v
b
、v
c
为三相输入电压，L
a
、L
b
、L
c
为升压
电感，i
a
、i
b
、i
c
为三相输入电流，VD
p1
~VD
p6
为升
压二极管，S
a
、S
b
、S
c
为双向开关管，C
a
、C
b
为输
出 正 负 母 线 电 容 ，
R
C
为 滤 波 电 容 等 效 串 联 电 阻
（ESR）
L
为负½½电阻。三相
VIENNA
整流器可
，R
以等效分解为三个单相
VIENNA
整流器，
A
相为
以
例，½开关管
S
a
导通时，电感储½；½开关管
S
a
关断且
i
a
＞0 时，该相整流桥的上管
VD
1
导通续流；
该相整流桥的下管
VD
4
½开关管
S
a
关断且
i
a
＜0 时，
导通续流
[6]
。其他区间的工½状态与区间
2
类似，
不再赘述。
（b）交流
UPS
供电系统
（c）高压直流（HVDC）供电系统
图
1
Fig.1
机房供电系统示意框图
system
The diagram of communication power supply
HVDC
供电方案提出后受到了½内外多方的积
极关注，通信标准化协会、研究设计院和运营商等
½在积极研究推进，力争从标准角度出发推进高压
直流方案。近年来，½内通信运营商相继对数据机
房电源系统进行升级。江苏电信近百个试用系统的
运行数据表明，
240V
直流供电系统的平均带½½率在
54%以上，超过了交流 UPS
系统
15%左右，节省投
资
19%。
文 献
[1]从
人 ½ 安 全 电 流 的 角 度 分 析 了 高 压 直
流供电系统的接地安全，如果高压直流供电系统采
用直接接地，必须对直接接触有充分的保护措½；
文 献
[2]分
析 了 可 用 于 高 压 直 流 供 电 系 统 的 熔 断 器
的 特 性 ； 文 献
[3]通
过 比 较 交 流
UPS
供 电 系 统 和
HVDC
供电系统的优缺点，
指出了
HVDC
供电系统
可以有效改善机房供电质量，提高机房供电效率的
优势；文献[4]中介绍了日本
NTT
公司
2010
年研制
出
400V
直流供电系统，并指出了高效率、高功率
密度是未来的研究发展方向。
目前½内外的研究主要集中在高压直流供电系
统的标准、机房整½配电、漏电流检测、绝缘监测
及器件选型等，
对于高频开关整流模块的研究较少。
本文主要研究高频开关整流模块，该整流模块由两
级功率变换组成，前级采用三相
VIENNA
整流器，
后级采用改进型
ZVS
三电平半桥
DC-DC
变换器，
下面将详细介绍这两级变换的拓扑和控制策略设
计，并进行了实验验证。
n
图
2
Fig.2
VIENNA
整流器主电路原理图
The main circuit schematic of VIENNA rectifier
2.2
VIENNA
整流器的主要控制策略
三相
VIENNA
整流器采用基于平均电流的双环
控制，其总控制框图如图
3
所示，主要包括三相数
字锁相环、电压外环、电流内环、输入电压有效值
前馈和中点平衡控制
[7,8]
。
图
3
Fig.3
VIENNA
整流器控制框图
The control block diagram of VIENNA rectifier
154
电 工 技 术 学 报
2014
年
4
月
中点电压不平衡问题一直是三电平变换器的重
要研究课题，中点电压不平衡问题是由于负½½的直
流分量或者½频分量造成的，会造成电容或者功率
器件的应力增大，从而损坏器件。本文采用一种简
单易操½的中点电压平衡控制方法，如图
4
所示为
中点平衡控制框图。采样正负母线电压并求出其差
值信号，然后经过½通滤波器，乘以比例系数经过
限幅后叠加到电流环参考进行控制。
变压器漏感和谐振电感½量实现½开关，½½½时较
难实现½开关。本文提出了一种带钳½电路的新型
ZVS
三电平
DC-DC
变换器，
其主电路如图
5a
所示，
VD
5
、
VD
6
、
VD
7
、
VD
8
、
C
5
和
C
6
共同组成了滞后
管的
Q
2
、
Q
3
的钳½电路，½滞后管关断时，将滞后
有效抑制了滞后
管
VDS
两端电压钳½至飞跨电容，
管
VDS
两端电压尖峰。
图
4
Fig.4
中点平衡控制框图
The diagram of the midpoint balance control
式（1）给出了正负母线电容电压差值表达式，
其中
i
n
表示流进中点
n
的电流，由（1）可见，通
过控制
i
n
的大小可以实现电容电压的均衡控制。由
上一节分析可得，改变开关管
S
a
、S
b
、S
c
的开关状
态可以调节
i
n
的大小，而产生开关管驱动的调制信
号是参考电流与实际电流的比较经过
PI
调节产生
的，所以只需要电流基准上叠加一个直流偏移量
，其中
K
m
为比例调节系数，电流环
I
NPC
，见式（2）
的基准如式（3）所示，通过改变正负母线电容的充
放电电流，½得正负母线电压达到均衡。
（a）主电路拓扑
V
C
½
V
C
b
V
C
a
½
中点电压补偿为
1
C
t
t
2
1
i
n
d
t
（
1
）
I
NPC
½
K
m
(
V
C
b
V
C
a
)
（
2
）
电流环参考信号为
I
aref
½
I
d
I
NPC
I
bref
½
I
d
I
NPC
I
cref
½
I
d
I
NPC
（
3
）
（b）主要工½波½
此外，为了防止中点电压平衡调节模块输出较
大的直流分量叠加到电流参考信号中，½响输入电
流的
THD
，需要对
I
NPC
进行限幅，同时中点电压平
衡调节速度不宜过快，又要排除干扰信号产生的误
调节，所以正负母线电压的差值需要经过½通滤波
环节后再参与电流环的调节。
图
5
Fig.5
带钳½电路的
ZVS
三电平半桥
DC-DC
变换器
The ZVS three-level half-bridge DC-DC converter
with clamp circuit
图
5b
所示为带钳½电路的新型
ZVS
三电平半
文献
[10,11]
已经
桥
DC-DC
变换器的主要工½波½，
详细给出了加钳½二极管的
ZVS PWM
半桥三电平
变换器的详细工½原理，本文在此基础上加入了滞
后管的钳½电路，以正半周期为例，对该电路的工
½原理进行分析
[12]
。
（
1
）开关模态
0 [t
0
时刻之前
]
，如图
6a
所示。
3
改进型
ZVS
三电平半桥
DC-DC
变换器
整流模块前级输出母线直流电压高达
800V
，
所
以后级采用
ZVS
三电平
DC-DC
变换器，文献
[9]
提
出一种带钳½二极管的三电平半桥
DC-DC
变换器，
可以减小输出整流管的电压尖峰。½是滞后管利用
t
0
之前，
开关
Q
1
和
Q
2
导通，
输出整流管
VD
r1
导通，
VD
r2
截止，变压器一次侧向二次侧传送½量。
第
29
卷第
4
期
陈
新等
高压直流通信电源中高频开关整流模块
155
（
2
）
开关模态
1 [t
0
½
t
1
]
，
如图
6b
所示。
0
时刻，
t
开关
Q
1
关断，一次电流
i
p
给开关管
Q
1
两端电容
C
1
充电，
同时通过飞跨电容
C
ss
给开关
Q
4
两端电容
C
4
放电，
A
点电½下降。由于
L
f
（
8
）
开关模态
7 [t
6
½
t
7
]
，
如图
6h
所示。
6
时刻，
t
变压器一次电流足以提供全部的负½½电流，
VD
r2
流
过全部的负½½电流，
L
r
和
C
VDr1
谐振工½，给
C
VDr1
充电，
C
VDr1
的电压折算到一次侧等于
U
ac
，所以变
压器一次电压
U
ac
反向增加，
i
p
和
i
Lr
也继续反向增
加。
t
7
时刻，
C
VDr1
两端电压上升至
U
in
/K
，对应变
此时
VD
c3
导通，
C
VDr1
给
压器一次电压
U
ac
=U
in
/2
，
两端电压被钳½至
U
in
/K
，有效抑制了
VD
r1
反向恢
复引起的电压尖峰。
（
9
）开关模态
8 [t
7
½
t
8
]
，如图
6i
所示。
t
7
时刻，
L
r
/K
2
，所以谐振电
感上的压降可以½略，所以
C
点电压基本恒定为
U
in
/2
，
VD
c3
不会导通。随着放电的进行，
U
ac
下降，
变压器二次电压也下降，
C
VDr2
放电，因此输出滤波
电感的½量一部分给
C
VDr2
放电，另一部分折合到
一次侧给
C
1
充电同时给
C
4
放电，由于
C
1
和
C
4
的
存在，开关
Q
1
为零电压关断。
t
1
时刻，
C
1
两端电压
被充电至
U
in
/2
，
VD
c1
导通，将
C
1
两端电压钳½至
VD
c3
导通后，
i
p
下降至滤波电感折算到一次电流，
i
Lr
不变，其与
i
p
的差值从
VD
c3
流过，这段时间里，
i
p
线性增加，
VD
c3
流过的电流线性下降，
t
8
时刻，
i
p
和
i
Lr
相等，
VD
c3
关断，该模态结束。
（
10
）开关模态
9 [t
8
½
t
9
]
，如图
6j
所示。
t
8
时
刻，
Q
3
和
Q
4
导通，一次侧向下次侧传送½量，电
路进入下半周期工½。
U
in
/2
，
C
4
两端电压被放电至零。
（
3
）开关模态
2 [t
1
½
t
2
]
，
如图
6c
所示。
t
1
时刻，
VD
c1
导通将
Q
4
两端电压钳½至零，为
Q
4
的零电压
导通创造了条件，由于二次侧
C
VDr2
还没有放电至
零，此时一次电压
U
ac
仍为正值，所以
i
p
和
i
Lr
继续
减小，
C
VDr2
继续放电，
t
2
时刻，
C
VDr2
上的电荷放电
至零。
（
4
）
开关模态
3 [t
2
½
t
3
]
，
如图
6d
所示。
2
时刻，
t
C
VDr2
上的电荷放电至零，
r2
导通，
VD
变压器被短路，
一二次电压均为零，
此后一段时间内
i
p
和
i
Lr
基本不
变，直至
t
3
时刻关断
Q
2
。½如果考虑到电路的寄生
参数½响，在该段时间，
i
p
和
i
Lr
会有所减小，此后
用于实现滞后管
ZVS
的½量会减小。
（
5
）开关模态
4 [t
3
½
t
4
]
，
如图
6e
所示。
t
3
时刻，
开关
Q
2
关断，谐振电感电流
i
Lr
给开关
Q
2
两端电容
（a）[t
0
时刻以前]
C
2
充电，同时通过
C
ss
给
Q
3
两端电容
C
3
放电。由
于
C
2
和
C
3
的 存 在 ，
Q
2
是 零 电 压 关 断 ， 此 时 ，
U
ab
=U
C2
，变压器被短路，
U
ab
全部加在
L
r
上，在
这段时间里，
L
r
、
C
2
、
C
3
谐振工½。
（
6
）开关模态
5 [t
4
½
t
5
]
，如图
6f
所示。
t
4
时刻，
C
2
充电至
U
in
/2
，
VD
5
和
VD
8
导通，将
C
2
钳½至
C
ss
两端，由于
C
ss
的容值较大，稳定运行时
C
ss
两端电
压基本恒定为
U
in
/2
，所以该部分的钳½电路有效抑
制了滞后管
Q
2
漏源极的电压尖峰。同时
t
4
时刻
C
3
放电至零，
VD
3
导通，因此可以零电压开通
Q
3
。此
时
U
in
/2
全部加在谐振电感
L
r
上，
i
p
和
i
Lr
继续线性
减小，
VD
r1
和
VD
r2
依然同时导通给负½½供电。
t
5
时刻，
i
p
和
i
Lr
下降至零。
（
7
）
开关模态
6 [t
5
½
t
6
]
，
如图
6g
所示。
5
时刻，
t
（b）[t
0
½t
1
]
Q
3
和
Q
4
同时零电压开通，因为变压器一次电流
i
p
仍不足以提供负½½电流，所以二次整流管
VD
r1
和
VD
r2
依然同时导通，变压器一次电压为零，
U
in
/2
全部加在谐振电感
L
r
上，
i
p
和
i
Lr
继续反向线性增加。
（c）[t
1
½t
2
]
156
电 工 技 术 学 报
2014
年
4
月
（d）[t
2
½t
3
]
（i）[t
7
½t
8
]
（e）[t
3
½t
4
]
（j）[t
8
½t
9
]
图
6
Fig.6
各开关模态下的等效电路
The equivalent circuits of each switching mode
4
DC-DC
变换器关键控制策略
本节首先提出
DC-DC
变换器的
PWM
控制策
然后分析了
DC-DC
略，
有效改善滞后管
ZVS
效果，
（f）[t
4
½t
5
]
变换器的恒压、恒流、恒功率及限流回缩控制。
4.1
DC-DC
变换器改进型
PWM
控制策略
文献
[10]
提出了一簇三电平变换器的
PWM
控
制方式，该文献中提出的控制方式滞后管延时关断
的时间是恒定的。
滞后管的
ZVS
是由谐振电感存储
的½量实现的，在½½½时，一次电流较小，用于实
根据上节电路模态的分
现滞后管
ZVS
的½量不足。
析，从超前管关断至滞后管关断
[t
1
½
t
3
]
时间里，滞
后管处于续流状态，该状态消耗了谐振电感存储的
½量，续流时间越长，谐振电感被消耗的½量越多，
为了改善
用于实现滞后管
ZVS
的½量相应就越小，
½½½运行时可以½量减
滞后管½½½时
ZVS
的效果，
小续流状态的时间。基于以上的分析，本文提出一
种新型
PWM
控制策略如图
7
所示，其中
Q
1
和
Q
4
为超前管，
Q
2
和
Q
3
为滞后管，
d
1
½
d
4
分别为
Q
1
½
（g）[t
5
½t
6
]
Q
4
的占空比，超前管和滞后管同时开通，滞后管延
时关断。
dT
为超前管导通时间，
dT
为滞后管延时
关断的时间。为了½够改善滞后管的
ZVS
，
dT
½
（h）[t
6
½t
7
]
够根据负½½大小进行自动调节。
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