一种基于
PWM
的电压输出
DAC
电路设计
摘
要：对实际应用中的脉½调制（PWM）波½的频谱进行了理论分析，指出通过一个½通
滤波器可以把 PWM 调制的数模½换信号解调出来，
实现从 PWM 到 DAC 的½换。
论文还对½换
误差产生的因素进行了分析，指出了减少误差的方法，论文给出了两种从 PW M 到 0½5 V
电压输出的电路实现方法，第 2 种电路具有很高的½换精度。
路设计；
数模½换器；
单片机
关键词：脉½调制；电
Abstract：
This paper analyzes the frequency spectrum
of a pra ctical PWM wave and points out that it is possible to demodulate the digital
to analog signal from PWM with a lowpass filter and to realize a DAC
This paper
also analyzes the error due to transform and gives some methods to reduce errors
This paper designs two DAC electronic circuits from PWM to voltage 0~5 V output The
second circuit is a DAC with high precision
design;DAC;singlechip microcomputer
Keywords：PWM;electronic circuit
在电子和自动化技术的应用中，单片机
和 DAC (数模½换器)是经常需要同时½用的，然而许多单片机内部并没有集成 DAC,即½有
些单片机内部集成了 DAC,DAC 的精度也往往不高，在高 精度的应用中还是需要外接 DAC，
这样增加了成本。½是，几乎所有的单片机½提供定时器或者 PWM 输出功½。如果½应用单
片机的 PWM 输出（或者通过定时器和½件一起来实现 PWM 输出），经过简单的变换电路就可
以实现 DAC，
这将大量降½成本电子设备的成本、
减少½积，
并容易提高精度。
本文在对 PWM
到 DAC ½换关系的理论分析的基础上，设计出输出为 0½5V 电压的 DAC。
1 应用 PWM
实现 DAC 的理论分析
PWM 是一种周期一定而高½电平的占空比可以调制的方波信号， 1 是一种在电路中经
图
常遇到的 PWM 波。该 PWM 的高½电平分别为 VH 和 VL，理想的情况 VL 等于 0，½是实际中一
般不等于 0，这往往是应用中产生误差的一个主要原因。
图 1 的 PWM 波½可以用分段
½数表示为式（1）：
其中：T 是单片机中计数脉冲的基本周期，即单片机每隔 T 时间记一次数（计数器
的值增加或者减少 1），N 是 PWM 波一个周期的计数脉冲个数，n 是 PWM 波一个周期中高电
平的计数脉冲个数， 和 VL 分别是 PWM 波中高½电平的电压值， 为谐波次数， 为时间。
VH
k
t
把式(1)所表示的½数展开成傅里叶级数［1½，得到式(2)：
从式（2）可以看出，式中第 1 个方括弧为直流分量，第 2 项为 1 次谐波分量，第 3 项
为大于 1 次的高次谐波分量。式（2）中的直流分量与 n 成线性关系，并随着 n 从 0 到 N，
直流分量从 VL 到 VL+VH 之间变化，
这正是电压输出的 DAC 所需要的。
因此，
如果½把式
（2）
中除直流分量的谐波过滤掉，则可以得到从 PWM 波到电压输出 DAC 的½换，即：PWM 波可以
通过一个½通滤波器进行解调。 （2）
式
中的第 2 项的幅度和相角与 n 有关，
频率为 1/(NT)，
该频率是设计½通滤波器的依据。如果½把 1 次谐波很½过滤掉，则高次谐波 就应该基本
不存在了。
根据上述分析可以得到如图 2 所示的从 PWM 到 DAC 输出的信号处理方块图，
根据该方块图可以 有许多电路实现方法，在单片机的应用中还可以通过½件的方法进行精
度调整和误差的进一 步校正。
在 DAC 的应用中，分辨率是一个很重要的参数，图 1
的分辨率计算直接与 N 和 n 的可½变化有关，计算公式如式(3)：
表 1 给出了不同 N 和 n 的情况下的分辨率。
从表 1 和式(3)可以看出，N 越大 DAC 的分辨率越高，½是 NT 也越大,即 PWM 的周期或
者式(2)中的 1 次谐波周期也越大，相½于 1 次谐波的频率也越½，需要截止频率很½的½
通滤波器，DAC 输出的滞后也将增加。一种解决方法就是½ T 减少，即减少单片机的计数脉
冲½度
（这往往需要提高单片机的工½频率） 达到不降½ 1 次谐波频率的前提下提高精度。
，
在实际中，T 的减少受到单片机时钟和 PWM 后续电路开关特性的限制。如果在实际中需要微
秒级的 T，则后续电路需要选择开关特性较½的器件，以减少 PWM 波½的失真，如图 4 中的
电子开关 T1(IRF530)。
2PWM 到 DAC 电压输出的电路实现
根据图 2 的结构，图
3 是最简单的实现方式。 3 中， 波直接从 MCU 的 PWM 引脚输出，
图
PWM
该电路没有基准电压，
只通过简单的阻容滤波得到 DAC 的输出电压。R1 和 C1 的具½参数可根据式(2)的第 2 部分
的一次谐波频率来选择，实际应用中一般选择图 2 中阻容滤波器的截止频率为式(2)的基波
频率的 1/4 左右。
图 3 的 PWM 波的 VH 和 VL 受到 MCU 输出高½电平的限制，一般情
况下 VL 不等于 0 V，VH 也不等于 VCC。例如，对于单片机 AT89C52［2,3½，½ VCC 为＋5 V
时，VH 和 VL 分别为 4.5 V 和 0.45 V 左右，而且该数值随着负½½电流和温度而变化。根据
式(2)的直流分量可知，DAC 电压输出只½在 0.45~4.5 V 之间变化，而且随负½½电流和环境
温度变化，精度很难保证。由于该电路的变化部分精度不高，没有必要采用高分辨率的 PWM
输出，8 ½即可。另外图 2 的 DAC 输出的负½½½力也比较差，只适合与具有高输入阻抗的后
续电路连接。因此，图 3 的电路只½用在对 DAC 输出精度要求不高、负½½很小的场合。对精
度和负½½½力要求较高的场合，需要对图 3 的电路进行改进，增加基准电压、负½½驱动等电
路。
图 4 的电路在图 3 电路的基础上增加了开关管 T1、
基准电压源 LM3365 和输出放大器 TL
V2472。MCU 从 A 点输出的 PWM 波驱动 T1 的栅极，T1 按照 PWM 的周期和占空比进行开关。T1
为½ 导通电阻和开关特性½的开关管，如 IRF530［4½，其典型导通电阻小于 0.16 Ω，而
截止电阻却非常大，与 T1 并联的为基准电压 LM3365。图 4 的 B 点将得到理想的 PWM 波½，
即：VH=5 V，VL=0 V，波½为方波。A 点的 PWM 波，经过整½得到 B 点理想 PWM 波，B 点的
PWM 波再经过两级阻容滤波在 C 点得到直流分量， MCU 输出的调制 PWM 波在 C 点得到解调，
即
实现了 DAC 功½。根据式(2)可知，C 点的电压为(5 ×n/N)V，为 0½5 V 之间的电压。由于
放大器 A1 的输入阻抗很大，二级阻容滤波的效果很½，C 点的电压纹波极小，满足高精度
要求。输出放大器采用 TLV2472，工½在电压跟随器方式，他是一个 RailtoRail 放大器，
他的输出电压的跨度几乎等于电源电压幅度，因此可以得到 0 V 的电压输出，克服了一般放
大器（如 LM324,TL071 等）输出电压跨度比电源电压范围小 1 V 左右这一缺点。图 4 与图 3
还有一点重要的不同是，图 4 的电源电压为 6 V，而图 3 为 5 V。图 4 中在 MCU 接电源电压
中串联了二极管，他起降压的½用，因为一般的 MCU 工½电源范围为 4.5½5.5 V 之间。图
4 中采用电源电压为 6 V 是为了保证 LM336 5 ½正常工½。
图 4 的电路采用的电路和
电容没有特殊的要求，很容易调试。由于 PWM 波很容易通过 MCU 的½ 件进行控制，即½电
路稍微有些系统误差，也很容易通过½件进行校正。因此，图 4 的电路可以得到高精度的
DAC 输出。
3 结语
本文在对 PWM 波½组成进行理论分析的基础上，提出了可以通
过一个½通滤波器把 PWM 中的 DA C 调制信号解调出来，实现 DAC。论文对实现 DAC 产生的
误差的原因进行了分析，
设计了两组 D AC 电路实现方式，
分别适合于不同的应用场合。
图 4 的实现方法，
通过简单廉价的电子元器件就可以得到高精度的 DAC,降½了设备
的成本。该电路为单电源供电，非常适用在基于单片机的嵌入式系统中应用。
参考文献
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［2½½永权.89 系列 Flash 单片机原理及应用［M½.北京：电子工业出
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［4½吴立新.实用电子技术手册［M½.北京:机械工业出版社，
2002
摘自＜现代电子技术＞
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