开关电源控制环设计
资料来源：
Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5)
译者：
smartway
1.
绪论
在开关模式的功率½换器中，
功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。
½开关电源的控制设计面临挑战并且常
首先大½了解开关电源系统中½响
因
由于
而，功率½换器是一种反映输入与输出的变化而½其导通时间被调制的独立控制系统。
理论近似， 控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，
常走入误区。 下面几页将展示控制环的简单化近似分析，
关。测试结果和测量方法也包含在其中。
性½的各种参数。 给出一个实际的开关电源½为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有
2.
基本控制环概念
2.1
传输½数和博得图
系统的传输½数定义为输出除以输入。
它由增益和相½因素组成并可以在博得图上分别
在博得图中， 增益用对数
系
他们的增益可以画成图相加。
用图½表示。 整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。
图表示。 因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，
统的相½是整个环路相移之和。
2.2
极点
数学上，在传输方程式中，½分母为零时会产生一个极点。在图½上，½增益以
每十倍频的斜率开始递减时，
在博得图上会产生一个极点。
常在系统中产生一个极点。其传输½数和博得图也一并给出。
20dB
图
1
举例说明一个½通滤波器通
2.3
零点
零点是频域范围内的传输½数½分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益
以
20dB
每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有
滤波器电路引起的零点。
90
度的相½超前。图
2
描述一个由高通
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相½滞后而非超前。伴随着增益递增，右半
平面零点引起
90
度的相½滞后。右半平面零点经常出现于
3。
BOOST
和
BUCK-BOOST
½换
器中， 所以， 在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，
面零点的频率。右半平面零点的博得图见图
以½系统的穿越频率大大½于右半平
3.0
开关电源的理想增益相½图
设计任½控制系统首先必须清楚地定义出目标。
图以达到最½的系统动态响应，
通常， 这个目标是建立一个简单的博得
理想的闭环博
高的增益保证良
最紧密的线性和负½½调节率和最½的稳定性。
得图应该包含三个特性：足够的相½裕量，½的带½，和高增益。高的相½裕量½阻尼振荡
并缩短瞬态调节时间。 ½的带½允许电源系统快速响应线性和负½½的突变。
½的线性和负½½调节率。
3.1
相½裕量
参看图
4，相½裕量是在穿越频率处相½高于
科书里提出的从
-180
度开始测量相½裕量。其中包括
在实际测量中，这
根据奈奎斯特稳定性判据，½系统的相½裕量大于
一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注）
一个长的调节时间最终稳定下来。如果相½裕量小于
0
度的数量。这不同于大多数控制系统教
DC
负反馈所提供的
180
度初始相移。
0
度开始测量。
180
度相移在
DC
处被补偿并允许相½裕量从
0
度时，此系统是稳定的。然而，有
，系统由于瞬态响应引起振荡到经过
45
度，则系统在边界稳定。½相½裕
量超过
45
度时，½提供最½的动态响应，短的调节时间和最少过冲。
3.2
增益带½
增益带½是指单½增益时的频率，见图
的主要限制因素是电源的开关频率。
谨一点的说法是应该小于
控制环路所传递。
因此， 系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，
压中想要得到的信息，并导致系统不稳定。
否则， 开关噪声和纹波会扭曲输出电
4，增益带½就是穿越频率
Fcs。最大穿越频率
2
倍信号频率 （更严
根据采样定理， 如果采样频率小于
2
倍最大信号频率，译注） ，则被采样的信息就不½被完全读取。
它是错误的信息， 并且必须不被
在开关电源中， 开关频率可以从输出纹波中看得出来，
3.3
增益
高的系统增益对于保证½的线性和负½½调节率提供重要贡献。
响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比，
½裕量之间做出权衡。
它½够½
PWM
比较器在
通常， 需要在决定高增益和½相
4.
实际设计分析举例
用经典环路控制分析方法，
开关调整器的控制环分为四个主要部分：
图
5
用方块图举例说明这四部分，
输出滤波器，
PWM
图
6
举例说明一个开关电
电路， 误差放大器补偿和反馈。
源电路图。
首先， 输出电压被反馈½络降压，
压相比较而产生一个误差电压信号。
然后把这个反馈电压送入误差放大器，
½之与基准电
输出滤波器部分
脉½调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器
½反馈控制环完善。 下面确定每一部分的增益
的电流相比较并½化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。
½来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑，
和相½，并把他们联合起来½成系统的传输½数和系统的增益相½点。
4.1
反馈½络
H(s)
反馈½络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平，
到：
其传输式按简单的电阻分压式得
4.2
输出滤波部分
G1(S)
在电流模式控制系统中，
输出电流被调节以达到目标的输出电压。
输出滤波部分把脉动
的输出电流½换为目标输出电压。小信号分析得到：
输出电容的
ESR和反馈½络的电阻（
R1+R2=R
FB
）反映出输出滤波器传输½数的特性。
f
POLE
=1/2*
π （
R
FB
+ESR） *C
处开
*
8。
图
7
的电路分析给出
ESR和 R
SENSE
的½响。
传输½数
G1(S)给出 R
FB
的初始½频增益。这个增益在
始滚降，并在
f
ZERO
=1/2*
π
*ESR*C
变为水平。
G1(S)的博得图见图
4.3 PWM
电路部分
G2(S)
AS3842 PWM
电路把这个误差
以提供足
然后功率场效应管的占空比被调制，
光耦电路把误差放大½路产生的误差信号传输到主边。
电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。
够的电流到副边来维持想要的输出。
光耦的小信号传输½数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。
式
5
一并改为
R5，译注）是与光耦的二极管串联的限流电阻，并且是
的输出阻抗（此句应该理解为
述。从误差放大器的输出到
阻抗，译注） 。这一点在应用文档“
R5（原文误为 R6，
AS3842
误差放大器
R5
是这个
AS3842
开关电源电路中，误差放大器部分的输出
Secondary error amplifier with the AS431
”中有深入的阐
AS3842
的
COMP
脚的传输½数是：
V
CATHODE
是
AS431
的阴极电压， 也就是误差补偿放大器的输出电压。
传输比。
R5(原文为 R6，译注 )是与光耦的二极管串联的限流电阻。
脚½其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。
½误差信号传递到补偿脚以后，
器和开关部分的简单框图：
将其与电流检测信号比较。
CTR
是光耦的电流
R
COMP
是AS3842 的
COMP
图
9
表示一个电流检测比较
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