www. powersystems.eetchina .com
CPU电源电路设计系列
6：DC-DC Buck
变换器电压环补偿½络设计
½者：郭奉凯 陈嘉凯
电源技术属于电力电子技术的范畴，是集电力变换、现代电子、自动控制等多学科于一
½的边缘交叉技术, 现今已广泛应用到工业、½源、交通、信息、航空、½防、教育、
文化等领域。电源技术的发展实际上是围绕着提高效率、提高性½、小型½量化、安全
可靠、消除电力公害、减少电磁干扰和电噪声的½迹进行不懈研究，开关电源是整个电
源技术中至关重要的部分，其中的
PWM
电源调整器的反馈补偿½络，是开关电源的重要
研究课题，本文将针对
PWM DC-DC Buck
变换器电压环补偿½络设计做出了研究和应用
举例。
一 变换器模块介绍
开关变换电路同步整流
Buck
变换器电压调节是一个单环系统，由三个基本模块组成：
包括功率开关调节器，½通滤波½络和相½补偿½络。补偿½络由电压采样电路，误差
放大器，补偿电路元件组成。它的物理过程描述为：½控制电路输出一个高电平后，功
率开关管导通，主电路向输出电路提供½量；反之功率开关断开，停止向输入电源汲取
½量。
图
1 Buck
调节器的三个基本模块
为设½系统的增益和带½，要写出系统的开环传递½数，根据电路功½，我们划分出
3
块，如图
1，第一块包括 PWM
比较器到控制
MOSFET
输出，第二块是
LC½通滤波器，根
据输出电压，电流规范选定元器件之后，被动元件引起的相½滞后已经½成，第三块是
根据以上两部分的传递½数，设计补偿电路，改变系统的增益和带½，½系统有理想的
相½裕度和带½，达到系统稳定的要求。
二 系统传递½数
下面分别介绍三部分传递½数
1. PWM
比较器的工½过程，比较器的负相端接时钟电路发出的三角波或锯½波信号
www. powersystems.eetchina .com
u
R
(t )
，正相端为误差放大器发出的误差信号
u
c
(t )
，两个信号比较产生有占空比变化
的
PWM d ( t )
，由
MOSFET
波
的驱动向下一级推动
MOSFET
的导通和关断。
图
2 PWM
调节器 （Modulator ）
对于这部分，小信号输为
u
c
(t )
，输出为
V
OUT
图
3 PWM
比较器
½
u
c
(t ) > u
R
(t ) ,
输出
d (t )
为高电平，反之为½电平
.
图
4 PWM
输入端电压比较
从
ab
为一个时钟周期
T，½t
1
，
t
2
b
为高电平时间段，
u
C
(t
1
) 2t
at
=
V
OSC
T
1
(1)
(2)
1
2
u
C
(t
2
) 2t
t b
=
V
OSC
T
2
u
C
(t
1
) + u
C
(t
2
) t
at
+ t
t b
=
2V
OSC
T
t
at
+ t
t b
= t
ON
1
2
(3)
(4)
u
C
(t
1
) + u
C
(t
2
)
t
ON
=
2
V
IN
=
u
C
( t
ab
)
，为该周期内误差信号的平均值，
(5)
T
V
OUT
故
传递½数可表示为
www. powersystems.eetchina .com
V
OUT
u
C
(t
ab
)
=
V
IN
V
OSC
(6)
V
OSC
为三角波信号的峰值
可见，该部分的传½为直流量
,
没有相½的变化。
2.
½通
LC
滤波½络
图
5 LC
½通滤波器
图中为½通
LC
滤波½络，它是由电感和一系列的并联电容构成，电容可以分为
2
部分，
一是大容量½等效电阻的铝电解电容， 摆放在输出端附近， 二是高频特性½的陶瓷电容，
摆放在
CPU附近，及时满足负½½变化的要求。 ESR,DCR
分别为电容，电感的寄生电阻。
可以写出滤波器的传递½数：
1 + S?ESR?C
(7)
H
1
( S) =
2
1 + S ?C ?ESR+ S ?L ?C
令
Q=
1
1
,
ω
0
=
?
，
ω
0
=
变½得
Z
P
ESR C
ESR?C
LC
S
1+
ω
0
Z
(8)
H
2
( S) =
S
S
2
1+
+(
)
Q
ω
0
ω
0
P
P
1
L
容易看出这是个二阶系统，包含一个重极点也就是滤波器的固有频率，和一个由
ESR
引
起的零点，由此可以看出，对于
Buck
系统，它的基本组成系统是稳定的，即它本身保
证了相½½移在
180°以内，
½是这不意味它有快速的相应½力， 这是由
LC在重极点附
近的
Q值和 ESR零点的相对½½决定的。
www. powersystems.eetchina .com
图
6
滤波器幅频相频曲线和
Q值
相频特性曲线看出，重极点引起的相½
180°½移，受到 ESR
½响，½相½裕度不到
45°。减小 ESR和 DCR
的值，会½
Q值增大，½相½跌½的更厉害，½相½裕度更小。
图
7 ESR为 1m
的相频幅频曲线
Ω
基于以上
LC滤波½络的特点，½响电路稳定的参数有：电感
L,
电容
C
和等效电阻
ESR
，
重极点跌½的程度½响系统的稳定度，因此需要设计相½补偿½络减小重极点的相½
降。
以上分析了调节器和滤波器的传递½数，综合两者可以得到补偿前系统的幅频增益特
性。
图
8
补偿前系统幅频曲线
www. powersystems.eetchina .com
3.
误差放大器的补偿½络
在设计补偿½络时， 主要是用波特图表示调节器， 滤波½络和开环传递½数的频率特性。
系统的开环传递½数的波特图½够准确的给出系统的稳定性和稳定裕度，
而且还½大致
的衡量闭环系统的动态稳定性和稳态特性。波特图里面有两个物理意义，整个闭环回路
希望系统的带½½和增益大，带½越½代表输出电压变化时，处理速度越快；增益大代
表输出电压出现细微的变化就有处理的动½。 ½很多危险的调节½是片面的½求带½和
增益而导致系统出现不稳定机会。
3.1
三个频段分析
在定性的分析系统性½时，可以将波特图大致分为½，中，高三个频段。
1）½频段
开环传递½数频率特性½频段的½状直接反映系统包含的积分环节的个数和直流增益
的大小，因此它主要½响系统的稳态性½。对于开关调节系统，理想的½频特性是直流
增益无限大。以-20DB 的斜率下降。
2）中频段
中频段大致是指幅频特性以
-20dB
斜率下降并穿越
0dB线的频段。中频段的½度与系统
?
m
越大。穿越频率
ω
与系统的上升时间，调
c
c
节时间以及超调量 σ等动态性½密切相关。
ω
越大，系统的相应速度越快， ½超调量 σ
的稳定性密切相关。½度越大，相½裕度
越大。另外，对于开关调节系统，过高的穿越频率可½导致高频开关频率及谐波频率和
寄生振荡引起的高频分量得不到有效的抑制，系统仍不½稳定的工½。因此理想的中频
段，需要增加一个-40dB 下降的频段，以达到降½中频增益限制过高的穿越频率。
3）高频段
高频段距穿越频率较远，开环传递½数对数幅频特性对系统的动态性½½响不大，½它
反应了对高频干扰信号的抑制½力。 高频段幅频特性衰减越快， 系统的抗干扰½力越强。
对于开关调节系统，理想的高频段应以
-40
斜率下降。
负½½瞬态阶跃变化的情况下，比较有下调电压的电源和没有下调电压的电源的性½。½
然这两种电源有着相同的瞬态电压变化趋势和负向瞬变过程，½是对于有下调电压的电
源，½负½½增加时，输出电压会产生一个负向的
Δ
的瞬态电压峰值，同时静态输出电
V
压应½相应的减小。这就意味着在瞬态变化后静态调节电压将会保持在一个较½的数值
而不需要返回到原值。随后负½½电流突然减小，这个降½的静态电压将会产生一个正向
的
Δ
瞬态电压并最终稳定在瞬态峰值电压附近。所以，负向和正向瞬态漂移不是直接
V
的相加，相½于总的漂移值½于两者之和。如果优化下调电压½其等于瞬态电压的峰
值，则正向瞬态电压值刚½回到初始电压值
V
CC
。结果表明，总½瞬态漂移刚½为
Δ
，
V
京公网安备 11010802033920号
Copyright © 2005-2024 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved
评论