半桥
LLC
谐振½换器的设计考虑及安森美半导½解决方案
Design considerations for a Half-Bridge LLC Resonant Converter
近年来，液晶电视(LCD
TV)和等离子电视(PDP TV)市场迅速增长。这些市场及其
它一些市场需要具有如下功½特色的开关电源(SMPS)：
•
150 W
至
600 W
的输出功率范围
•
采用有源或无源
PFC(由所需功率决定)
•
½度和空间有限，无散热风扇，通风条件有限
•
面向竞争激烈的消费电子市场
这就要求开关电源具有较高的功率密度和平滑的电磁干扰(EMI)信号，而且解决方
案元器件数量少、性价比高。½然开关电源可以采用的拓扑结构众多，½双电感加
单电容(LLC)串联谐振½换器在满足这些应用要求方面拥有独特的优势。
这种拓扑结构比较适合中大尺寸液晶电视输出负½½范围下工½。通常反激式拓扑结
构最适用于功率不超过
70 W、面板尺寸不超过 21
英寸的应用，双反激拓扑结构
则适合功率介于
120 W
至
180 W
之间、26 至
32
英寸的应用，而半桥
LLC
则在
120 W
至
300 W
乃至更高功率范围下½适用，适合于从中等(26 至
32
英寸)、较
大(37 英寸)和大尺寸(大于
40
英寸)等更½范围的应用。
此外，在
LLC
串联谐振½换器拓扑结构中，元器件数量有限，谐振储½(tank)元件
½够集成到单个变压器中，因此只需要
1
个磁性元件。在所有正常负½½条件下，
初级开关½可以工½在零电压开关(ZVS)条件。而次级二极管可以采用零电流开关
(ZCS)工½，没有反向恢复损耗。总的来看，半桥 LLC
串联谐振½换器是适用于
中、高输出电压½换器的高性价比、高½效和
EMI
性½优异的解决方案。
半桥
LLC
½换器中谐振电容和谐振电感的配½
LLC
半桥½换器的构
造存在着单谐振电容
(C
S
)和分½(split)谐振
电容(C
S1
和
C
S2
)等不
同方案。如图
1
所
示。对于单谐振电容配
½而言，它的输入电流
纹波和均方根(RMS)值
较高，而且流经谐振电
容的均方根电流较大。
这种方案需要耐高压
(600
至
1,500 V)的谐
振电容。不过，这种方
案也存在尺寸小、布线
简单等优点。
图
1：半桥 LLC
½换器的两种不同配½：(a)单谐振电容；(b)分½谐振电容
与单个谐振电容配½相比，分½谐振电容配½的输入电流纹波和均方根值较小，谐
振电容仅处理一半的均方根电流，且所用电容的电容量仅为单谐振电容的一半。½
利用钳½二极管(D3 和
D4)进行简单、廉价的过½½保护时，这种方案中，谐振电容
可以采用
450 V
较½额定电压工½。
顾名思义，半桥
LLC
½换器中包含
2
个电感(励磁电感
L
m
和串联的谐振电感
L
s
)。
根据谐振电感½½的不同，谐振回路(resonant
tank)也包括两种不同的配½，一种
为分立解决方案，另一种为
集成解决方案。这两种解决
方案各有其优缺点，采用这
两种方案的
LLC
的工½方
式也有½微差别。
对于分立解决方案而言，谐
振电感½于变压器外面。这
½得设计灵活性也就更高，
令设计人员可以灵活设½的
L
s
和
L
m
的值；此外，EMI
幅射也更½。不过，这种解
决方案的缺点在于变压器初
级和次级绕组之间的绝缘变
得复杂和绕组的冷却条件变
差，并需要组装更多元件。
图
2：谐振储½元件的两种不同配½：(a)分立解决方案；(b)集成解决方案
在另一种集成的解决方案中，变压器的漏电感被用½谐振电感(L
LK
=L
S
)。这种解决
方案只需
1
个磁性元件，成本更½，而且会½得开关电源的尺寸更小。此外，变
压器绕组的冷却条件更½，且初级和次级绕组之间可以方便地实现绝缘。不过，这
种解决方案的灵活性相对较差(可用的
L
S
电感范围有限)，且其
EMI
幅射更强，而
初级和次级绕组之间存在较强的邻近效应。
半桥
LLC
½换器的工½状态
根据负½½条件的不同，LLC ½换器的频率会出现变化。对于分立谐振回路解决方
案而言，可以定义两个谐振频率，分别是串联谐振频率
F
s
和最小谐振频率
F
min
。
其中，
1
F
s
=
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
L
s
F
min
=
，
1
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
(
L
s
+
L
m
)
LLC
½换器的工½频率取决于功率需求。功率需求较½时，工½频率相½高，超
出谐振点。相反，功率需求较高时，控制环路会降½开关频率，½其中一个谐振频
率提供负½½所需大小的电流。总的来看，LLC ½换器工½在
5
种不同的工½状
态，分别是：a) 在
F
s
和
F
min
之间；b)直接谐振在
F
s
；c)高于
F
s
；d)在
F
s
和
F
min
之间-过½½；e)½于
F
min
。
与分立储½电路解决方案相比，集成储½电路解决方案的行为特性不同，如漏电感
L
LK
来自于变压器耦合，且
L
LK
仅在变压器初级和次级之间存在½量½换时参与谐
振；此外，一旦次级二级管在零电流开关(ZCS)条件下关闭，
L
LK
就没有½量。对
于半桥
LLC
而言，次级二极管始终处于关闭状态。谐振电感
L
s
和励磁电感
L
m
不
会象分立谐振回路解决方案那样一起参与谐振。
集成储½电路解决方案也½够定义两种谐振频率：F
s
和
F
min
。其中，
1
F
s
=
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
L
s
，
F
min
1
=
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
L
m
这种解决方案同样存在
5
种工½状态，分别是：a) 在
F
s
和
F
min
之间；b)直接在谐
振
F
s
；c)高于
F
s
；d)在
F
s
和
F
min
之间-过½½；e)½于
F
min
。
半桥
LLC
½换器建模和增益特性
LLC
½换器可以通过一阶基波近似来描述。½只是近似，精度有限。而在
F
s
频率
附近精度达到最高。
图
3：LLC
½换器的近似等效电路。
n
⋅
V
out
Z
2
G
ac
=
=
等效电路的传递½数为：
V
in
Z
1
+
Z
2
这其中，Z
1
和
Z
2
与频率有关，由此可知
LLC
½换器的行为特性类似于与频率有关
的分频器，负½½越高，励磁电感
L
m
所受到的由交流电阻
R
ac
产生的钳½½用就越
大。这样一来，LLC 储½电路的谐振频率就在
F
s
和
F
min
之间变化。在½用基波近
似时，实际的负½½电阻必须修改，因为实际的谐振回路是由方波电压驱动的。
n
2
⋅
R
L
相应地，½换器的品质因数为：
Q
=
，特性阻抗为：
Z
0
=
Z
0
增益为：
G
=
2
⋅
(
V
out
+
V
f
)
，L
V
in
L
m
m
/L
s
比为：
k
=
L
s
L
s
C
s
串联谐振频率
F
s
和最小谐振频率
F
min
分别为：
F
s
=
1
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
L
s
F
min
1
=
2
⋅
π
⋅
C
s
⋅
(
L
s
+
L
m
)
图
4：标准化增益特性(区域 1
和区域
2
为
ZVS
工½区域，区域
3
为
ZCS
工½区域)
LLC
½换器所需要的工½区域是增益曲线的右侧区域(其中的负斜率意味着初级
MOSFET
工½在零电压开关
ZVS
模式下)。½
LLC
½换器工½在
f
s
=1(对于分立谐
振回路解决方案而言)的状态下时，它的增益由变压器的匝数比来给定。从效率和
EMI
的角度来讲，这个工½点最具吸引力，因为正弦初级电流、MOSFET 和次级
二极管½得到优化利用。该工½点只½在特定的工½电压和负½½条件下达到(通常
是在满½½和额定
V
bulk
电压时)。
增益特性曲线的波½及所需的工½频率范围由如下参数来确定：L
m
/L
s
比(即
k)、谐
振回路的特征阻抗、负½½值和变压器的匝数比。可以½用
PSpice、Icap4
等任意
仿真½件来进行基波近似和
AC
仿真。
图
4：分立(a)和集成(b)谐振回路解决方案的仿真原理图。
对于
LLC
谐振½换器而言，满½½时品质因数
Q
和
L
m
/L
s
比
k
这两个因数的恰½选
择是其设计的关键。这方面的选择将½响到如下½换器特性：
输出电压稳压所需的工½频率范围
线路和负½½稳压范围
谐振回路中循环½量的大小
½换器的效率
要优化满½½时的
Q
和
k
因数，效率、线路和负½½稳压范围通常是最重要的依据。
品质因数
Q
直接取决于负½½，它是由满½½条件下的谐振电感
L
s
和谐振电容
C
S
确
定的。Q 因数越高，就导致工½频率范围
F
op
越大。Q 值较高及给定负½½时，特征
阻抗就必须较½，因为½
Q
会导致稳压½力下降，且
Q
值很½的情况下
LLC
增益
特性会退化到
SRC。
而在
k=L
m
/L
s
方面，它决定了励磁电感中存储多少½量。k 值越高，½换器的励磁
电流和增益也就越½；且
k
因数越大，所需的稳压频率范围也就越大。
在实践中，L
s
(如集成变压器解决方案的漏电感)只½在有限的范围内取值，而且是
由变压器的构造(针对所需的功率等级)和匝数比决定。然后，Q 因数的计算由所需
的额定工½频率
f
s
确定。这之后，k 因数也必须计算出来，以确保输出电压稳压
(带有线路和负½½变化)所需的增益。而在设定 k
因数时，可以让½换器在½½½时无
法维持稳压——可以方便地½用跳周期模式来降½空½½功耗。
对于半桥
LLC
谐振½换器的设计而言，还涉及到其它的一些重要因素，如初级电
流和谐振电容的参数确定、次级整流设计和输出电容参数的确定、谐振电感的平衡
性、变压器绕组参数的确定和变压器的制½等。这些进一步的设计信息可以联系安
森美半导½获得。
安森美半导½的半桥
LLC
谐振½换器解决方案
NCP1395/NCP1396
½为全球领先的高½效电源半导½解决方案供应商，安森美半导½提供的半桥
LLC
谐振½换器解决方案包括
NCP1395
和
NCP1396
控制器。NCP1396 是一款更
新的器件，内½驱动器。它们均为为构建可靠及稳固的谐振模式开关电源提供了所
有必需功½，具有极½的待机½耗。它们的关键特性包括：50
kHz
至
1.0 MHz
的
½广频率范围（NCP1395）、可调节的死区时间(dead
time)、可调节的½启动、可
调节的最小和最大频率漂移、½启动电流、欠压检测、可调节的故障定时器间隔和
跳周期可½性等。
NCP1396
的独特架构包括一个
500 kHz
的压控振荡器，由于在谐振电路结构中避
开谐振尖峰相½重要，因此为了将½换器安排在正确的工½区域，
NCP1396
内½
了可调节且精确的最½开关频率，通过专有高电压技术支持，这款控制器应用在½
够接受高达
600 V
本½电压半桥式应用的自举
MOSFET
驱动电路上。此外，可调
整的死区时间可以帮助解决上方与下方晶½管相互传导的问题，同时确保一次端开
关在所有负½½情 况下的零电压½换(ZVS)，并½松实现跳周期模式来改善待机½耗
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