技术应用
开关与逆变
基于L6599的串并联谐振变换器设计与实现
沈 萍
(南京航空航天大学，江苏 南京 210016)
摘 要:LLC型串并联谐振变换器具有较高的½换效率，根据电路直流增益特性、谐振部分阻抗特性及½开
关实现条件，分析推导了主要参数设计方法。结合ST公司推出的L6599集成芯片的特点和主要功½，并给
出外围控制电路设计。最后设计完成样机一台，测试结果和实验数据证明了设计的可行性。
关键词:L6599；零电压开关；串并联谐振
Design and Realization of A Series-parallel Resonant
Converter Based on L6599
SHEN Ping
(Nanjing
University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 2006, China)
Abstract:
LLC series-parallel resonant converter has comparatively higher efficiency. In this paper, we deduce
the main parameters on the basis of our analysis on DC voltage gain characteristics, input independence feature
and the qualification of achieving zero-voltage or zero-current switching. With the L6599 chip produced by ST
Company, we deign the peripheral circuits and finally realize a sample converter. The testing results verify our
design.
Keywords:
L699; Zero-voltage Switching; Series-parallel Resonant
中图分类号
: TM6
文献标识码
: B
文章编号
: 029-273(200)06-007-06
0
引言
重量½、½积小、高效率的“绿色电源”已
成为电源产品的发展方向。“½开关”技术便是
通过在开关电路中引入缓冲电感和电容，利用其
谐振½得开关器件中电流或两端电压按正弦或准
正弦规律变化，½电流自然过零时½器件关断，
½电压下降到零时½器件开通，即零电流开关
(ZCS)和零电压开关(ZVS)
[1]
。在开关过渡过程中减
小开关的应力而½储存的电磁½量增大，有利于
提高变换器的开关频率和效率。
对中小功率直流变换器而言，采用高频½开
关技术控制的半桥拓扑易于实现高频化、减小变
换器½积、进一步提高系统效率。其中LLC型串
并联谐振变换器可实现在全电压范围及全负½½条
件下主功率管的ZVS和整流二极管的ZCS，效率
较高，利于高频化，广泛用于中功率场合
[2½3]
。
1
电路拓扑和工½原理
收稿日期:2010-01-28
半桥LLC串并联谐振变换器电路结构如图1
7
第１３卷第６期
２０ １ ０年 ６月
POWER SUPPLY TECHNOLOGIES AND APPLICATIONS
Ｖ½½．１３ Ｎ½．６
Ｊ½½ ２０１０
所示，VT
1
、VT
2
组成上下一对桥臂，C
1
、C
2
和
VD
1
、VD
2
分别为MOS管VT
1
、VT
2
的结电容和寄
生反并二极管，谐振电感L
r
、谐振电容C
r
和变压
器激磁电感L
m
构成谐振½络，C
r
也起了隔直电容
的½用。变压器副边为桥式整流，C
o
为输出滤波
电容。
i
r
>i
m
，½量通过变压器传递至副边；
(2) 续流阶段：i
r
=i
m
原边停止向副边传递½
量，L
r
、L
m
和C
r
发生谐振，整个谐振回路感抗较
大，变压器原边电流以相对缓慢的速率下降。
通过合理设计可以½变压器原边MOS管零电
压开通，副边整流二极管在i
r
=i
m
时电流降至零，
实现零电流关断，降½开关损耗。如上所述，变
换器工½在f
m
<f
s
<f
r
频率范围内时较为有利。
2
参数设计
1）主电路参数设计
半桥LLC谐振电路是一非线性电路，在此先
将其½换为一线性电路(如图3)，采用基波法分
析。推导得变换器直流增益G
dc
为：
图1
半桥LLC型串并联谐振变换器拓扑
G
dc
=
U
o
=
U
in
2
n
(
+
−
2
k
kx
)
(
2
+
x
−
x
)
⋅
Q
2
2
(3)
LLC谐振变换器有两个本征谐振频率，定义
由L
r
和C
r
发生谐振的谐振频率为：
f
r
=
2
式中x为开关频率f
s
相对于谐振频率f
r
的½一化
频率；n为变压器原副边匝比；系数k是L
r
把L
m
½
一化的量，定义k=L
m
/L
r
；串联谐振电路品质因数
为Q。
变换器½量传递主要由谐振½络从输入源侧
(
L
r
C
r
)
(1)
由L
r
、L
m
和C
r
发生谐振时的谐振频率为：
f
m
=
2
(
(
L
r
+
L
m
)
C
r
)
(2)
传送到负½½端，谐振½络是整个变换器设计的重
点。而LLC谐振变换器各参数间关系及½响较两
元件谐振变换器要复杂，需在初步确定各参数值
的基础上再进行整½优化。
先根据电压增益和工½频率选取n，n需满足
½½½下的最½直流增益要求。再根据式(3)在U
in
最大且空½½(Q=0)情况下须达到要求的U
o
来选取
k值。½n、k固定时，
G
dc
、x和Q的关系如图4所
示。每条增益曲线随着频率的增大½是先增大后
减小，在某个频率点处½有一拐点，且随Q的增大
½ 变 换 器 工 ½ 在
f
m
<
f
s
<
f
r
频 率 范 围 内 ， 用
SABER½件进行仿真，主要波½如图2所示，U
Cr
是C
r
两端电压，U
ds1
为MOS管VT
1
漏-源电压，i
o
为输出电流，i
r
和i
m
分别为谐振电流和变压器原边
激磁电流。
电路工½可分为两个阶段：
(1) 传输½量阶段：L
r
和C
r
上流过正弦电流且
图2
额定负½½下f
m
<f
s
<f
r
频率范围内主要仿真波½
图3
半桥LLC谐振的稳态等效电路
技术应用
开关与逆变
图5
图4
k、n一定时G
dc
、x和Q关系图
谐振½络½一化输入阻抗特性
Q
max
是在输入阻抗为阻性时的值，工程上一
最大直流增益减小，拐点频率则增大。对于各Q值
相应的G
dc
曲线上的拐点，我们在此引入½一化输
入阻抗：
Z
in
−
x
2
j
x
Z
n
=
=
+
Z
r
j
x
k
+
j
Qx
般取5%左右的½量，即Q
ZVS1
=95%·Q
max
。
变换器从空½½至满½½均要实现零电压开关，
则空½½且U
in
最大时仍需满足零电压开关的条件：
(4)
Q
ZVS2
≤
t
d
x
max
2
C
eq
R
ac
x
max
(
+
k
)
−
(7)
其中Z
n
为½一化输入阻抗，Z
in
为谐振½络的
输入阻抗，Z
r
为特征阻抗，Z
r
=2πf
r
L
r
。
由图5可见½x<x
0
时谐振½络的输入阻抗Z
in
呈
容性，x>1时Z
in
则呈感性，x
0
<x<1时Z
in
呈容性还
是感性则取决于x和Q。Q一定时，f
s
较fr越大越容
易呈容性，相反越接近则越易呈感性；f
s
一定时，
Q越大越易呈容性，Q越小越易呈感性。½输入阻
抗呈阻性时得：
Q
2
−
+ +
Q
2
−
+ +
Q
2
k
k
k
k
k
x
z
=
2
Q
2
(5)
2
2
其中C
eq
为MOS管的寄生结电容，t
d
为VT
1
、
VT
2
均没有触发信号的死区时间。
在f
m
<f
s
<f
r
范围内选取Q≤min{Q
ZVS1
,Q
ZVS2
}，
才½确保随着U
in
升高，为维持U
o
而提高开关频率
的变换器仍工½在感性区域。
图6表示n、Q一定不同k值时G
dc
曲线图，可
见k值越小时相同频率变化范围内G
dc
变化越明显，
有利于½U
in
范围的调节；而k越小在一定程度上
L
m
越小，则由电流增加带来的开关管及变压器损
谐振½络工½在感性区内时，输入电流滞后
于输入电压，½一桥臂驱动信号由高电平变为½
电平时电流对上、下桥臂MOS管结电容充放电以
½得另一桥臂零电压开通。½x>x
z
时工½于感性
区域，由式(3)和(5)得：
Q
max
k
=
2
nG
dc.max
(
2
nG
dc.max
)
k
+
2
(
2
nG
dc.max
)
−
2
(6)
图6
不同k值下变换器直流增益曲线图
9
第１３卷第６期
２０ １ ０年 ６月
POWER SUPPLY TECHNOLOGIES AND APPLICATIONS
Ｖ½½．１３ Ｎ½．６
Ｊ½½ ２０１０
耗的增加会½响变换效率。k值越大时最大G
dc
越
小，U
in
较½时½得U
o
无法满足设计要求，且k越
大f
m
和f
r
间频率范围越大，不利于磁性元件的设
计，需折中优化选取k值。
在确定了谐振½络中各元件的值后k与Q的乘
积便固定了，见式(8)，减小k值需相应地调大Q
值，反之亦然。
½量流动，检测电流超过设定的极限值时预先终
止开关管的导通便限制了½量地流动。而谐振变
换器的占空比固定，通过改变频率来限制½量流
动，这意味至少要到下个振荡周期才½察觉频率
的变化，若要有效地限制½量流动，频率的变化
率必须½于频率本身。检测电流输入的初级电流
须均分，测量电路见图7。
(3) 欠压保护输入
kQ
=
L
m
L
r
L
r
C
r
2
f
r
L
m
=
R
ac
R
ac
(8)
在DC/DC前级再加PFC的系统中，根据PFC
级的输出电压此功½就相½于一个上电/断电顺序
或欠压保护输入。高压直流输入电压通过电阻分压
后接到L6599的7脚(LINE)，与内部基准进行比较。
(4) ½负½½突发模式
在½½½或空½½时开关频率会达到最大值，为
确保输出电压可调并避免失去½开关条件，且½
可½减小i
m
引起的损耗，采用突发模式，一部分
开关周期被较长时间的隔开，以降½平均开关频
率，平均激磁电流随之减小，损耗也会减小。
(5) 驱动电路
对高压侧开关的驱动采用自举方式，L6599
内部整合了一高压浮动结构以承受超过600V的电
压，并有同步驱动高压金属氧化物半导½，取代
了外部快恢自举二极管，本文所选择的驱动电路
如图7。
根据上述步骤选定主要谐振参数后，结合各
参数间的相互关系，可进行合理优化选取。
2）控制电路设计
意法半导½(ST)于2006年推出了一款专
为串联谐振半桥拓扑设计的双终端控制器芯片
L6599
[5]
，该芯片可直接连接功率因数校正器的专
门输出，½½½时½让电路工½于突发模式，提高
½½½时变换器的½换效率。
(1) 工½频率范围设½
见图7，电阻R
Fmax
一端与4脚相连，另一端连
在光耦中三极管的集电极端，输出端的反馈信号
通过光耦对这一支路上电流的调节，改变3脚上电
容C
F
的充放电频率从而实现频率的改变。
R
Fmin
确定谐振变换器的最小工½频率，½输
出电压小于等于额定电压时变换器工½在固定的
最小开关频率。
(2) 过流和过½½保护
PWM变换器通过控制开关管的占空比实现
3
实验验证与分析
基于L6599研制串并联谐振半桥变换器样机一
台，并进行实验验证。该样机的主要参数如下：
输入电压：U
in
=270V±10% DC
输出电压：U
o
=±180V
DC
输出额定功率：P
o
=550W
按上述方法选取
n
=0.4，
k
=6.5，
Q=0.39，电路最小工½频率120kHz，谐振频
率100kHz，由此得谐振参数：L
m
=130μH，
L
r
=20μH，C
r
=0.15μF。
输入电压相同输出负½½变化时，谐振½
络的输入½一化阻抗、直流电压增益发生½
得工½频率变化，实验波½如图8所示。
在输入电压一定(输入为额定电压)、负½½
图7
L6599外围主要端脚连接示意图
不同的情况下，MOS管零电压开关的实现如
20
技术应用
开关与逆变
图9所示。对于相同的直流电压增益比，随着½½变
½工½频率会相应提高½根据设计仍½保证MOS
管的零电压开通。
输出功率相同而输入电压不同时此实验样机
在整个输入电压范围内均可实现功率管的零电压
开关，见图10。
图9和图10可见该样机在要求的电压和输出负
½½范围内均实现了开关管的零电压开通。
谐振变换器正是靠改变工½频率来调节输出
电压，图11(a)表示随着输入电压升高工½频率变
大；图11(b)则表示输入电压相同时负½½电流的增
大而开关频率减小，与理论分析的基本一致。
(a)P
o
=550W，不同U
in
时开关频率曲线
(b)U
in
=270V，不同P
o
时开关频率曲线
图11
工½频率变化曲线
图12(a)最高效率在95%以上，额定输出时
效率为94.5%；在输出功率一定时，随着输入电
(a)½½½
(b)额定½½
压的升高，输入电流减小，开关管的导通损耗
及变压器的铜损有所减小，变换器效率相应的
有所提高，如图12(b)。
图8
不同负½½下的谐振电流波½
(a)P
o
=100W
(b)P
o
=550W
(a)U
in
=270V时不同P
o
的效率曲线
图9
不同负½½下MOS管驱动和漏源极电压波½
(a)U
in
=243V
(b)U
in
=300V
(b)P
o
=550W时不同U
in
效率曲线
图10
不同输入电压下MOS管驱动和漏源极电压波½
图12
LLC谐振半桥效率曲线
2
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