通毪屯½冒：技术
２００９年３月２５日第２６卷第２期
Ｔ½½½½½½ Ｐ½½½½ Ｔ½½½½½½½½½
Ｍ½½．２５，２００９，Ｖ½Ｌ
２６ Ｎ½．２
文章编号：１００９—３６６４（２００９）０２—０００６—０４
，研制开发爱
应用在通信二次电源中的ＬＬＣ串联谐振变换器的研究
宋清亮
（华为技术有限公司，广东深圳５１８１２９）
摘要：ＬＬＣ串联谐振变换器以其卓越的性½，较½的成本迅速成为液晶电视电源，通信一次电源等的首选拓扑，½该
拓扑目前还极少应用于通信二次电源中。文章从ＬＬＣ串联谐振变换器的直流增益入手，分析了该拓扑应用于二次电源
时需要考虑的因素，并通过仿真手段对一个二次电源的输出特性及小信号特性进行了设计验证。
关键词：ＬＩ￡串联谐振变换器；二次电源；直流增益；仿真
中图分类号：ＴＭ４６。ＴＭ½３
文献标识码：Ａ
Ｒ½½½½½½½
½½
ＬＬＣ
Ｓ½½½½½ Ｒ½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½ Ａ½½Ｌ½½½ ½½
ＢＭＰ
ＳＯＮＧ
Ｑ½½½－½½½½½
（ＨＵＡＷＥＩ
Ｔ½½½½½½½½½½½½ Ｃ½．，ＬＴＤ．Ｓ½½½½½½½
５ １ ８１
２９，Ｃ½½½½）
Ａ½½½½½½½：ＬＬＣ Ｓ½½½½½
Ｒ½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½（ＳＲＣ）½½ ½½½½½½
½½½½ ½½
ＬＤ－ＴＶ，ＡＣ／ＤＣ
½½½½½
½½½½½½
½½
½½½½½½½½½½½½½—
½½½½
½½½
½½½
½½½½½½½½½½½
½½½½½½½½½½½ ½½½ ½½½
½½½Ｌ
Ｈ½½½½½½，ＬＬＣ ＳＲＣ ½½ ½½½½½ ½½½½½½
½½½½
½½
ＢＭＰ
½½
½½½½½½½½½½½½½½½½½．Ｉ½
½½½
½½½½ ½½½½½，½½½½
½½½ ＤＣ ½½½½ ½½ ＬＬＣ，½½½
½½½½
½½½½½½½ ½½½½ ½½½½½½ ½½½ ½½½½½½ ½½
ＢＭＰ
½½½ ½½½
½½½½½½½½．Ｔ½½
½½½½½½
½½½½½½½½½½½—
½½½½½
½½½½½½
½½½½½½½½½½½½½½
½½
½½½½½½
½
ＢＭＰ
½½ ½½½½½½½½
½½½½ ½½½½½½½½½½．
½½½½½½½½½；ＢＭＰ；１３（３
½½½½；½½½½½½½½½½
Ｋ½½
½½½½½：ＬＩＣ
½½½½½½½½
０
引
言
中，还极少有ＬＬＣ变换器的应用。这种情况是由目前
二次电源特点决定的。对于通信用二次电源，输入电
压范围½，一般的通信二次电源输入电压范围为３６½
７２
随着现代电子技术的进步，对开关电源提出了更
高功率密度，更高效的要求，而提高开关频率并采取½
开关技术是目前较优的解决方案。ＬＬＣ串联谐振变
换电路½为一种较新的电路拓扑，既½满足高频化的
要求，又½达到高的变换效率。对于一个优化设计的
ＬＩ￡串联谐振变换器（简称ＬＬＣ变换器，下同），几乎
全负½½范围实现ＺＶＳ；输出范围½（直流增益可以大
于１），½工½频率设计在谐振频率时可得到最高的½
化效率，原副边工½电流接近正弦波，正弦电流波高次
谐波少，变换器工½于调频控制方式，½够½ＥＭＩ相
关频谱变½，噪声½量分散，这些½有利于ＥＭＩ设计；
另外变压器副边可以不用或只用很小的差模电感进行
滤波，节省了电源½积和成本；½工½频率½于谐振频
率时，副边二极管电流自然过零关断，极大减少了二极
管反向恢复带来的辐射问题和器件应力问题。因此
ＬＬＣ串联谐振变换器近年来已经被业界广泛采用，目
前在液晶电视电源中，已经大量½用ＬＬＣ变换器½为
主功率电源变换器。而在通信电源行业中的ＡＣ／ＤＣ
一次电源中，也已经大量½用该拓扑½为ＰＦＣ后的
ＤＣ／ＤＣ变换器，在工½最优点时可获得约９７％的½
换效率。
而目前在通信电源领域中的二次ＤＣ／ＤＣ电源
收稿日期：２００８—１２－３０
½者简介：东清亮（１９７８一），男，硕士学历，现在深圳华为技术有
限公司从事通信电源研发工½。
・６・
Ｖ（正电压或负电压），而对于ＬＬＣ变换器，½输入
范围意味着½工½频率范围，而对于特定的变换器，只
有½工½频率等于或接近电路谐振腔的谐振频率时才
½获得最高的变换效率和最½工½特性。因此在通信
二次电源直接应用ＬＩ￡变换器不是最½选择。二次
电源另一个特点是输出电流大，输出电压½。输出电
流大意昧着只有在变压器副边采用同步整流电路才½
获得较高的效率，而ＬＬＣ变换器副边同步整流电路控
制复杂且有较严密的专利保护。输出电压½和输出电
流大意昧着输出负½½小，这½得ＬＬＣ变换器的设计更
加困难。这些因素½限制了ＬＬＣ变换器在通信二次
电源中的应用。下面将针对以上问题详细分析讨论。
１应用分析
二次电源输入电压范围½，½得ＬＬＣ变换器在二
次电源中应用时不½全范围获得最优的变换效率。此
问题的解决方案是增加前级稳压电路，把½范围输入
电压½换成稳定的电压½为ＬＬＣ变换器的输入。通
常比较简单且效率较高的前级稳压电路采用非隔离的
Ｂ½½½电路或Ｂ½½½½电路。而对于ＬＬＣ变换器，采用
Ｂ½½½½前级稳压优于Ｂ½½½稳压，该结论的产生又与二
次电源输出电压½，输出电流大的特性相关。这将在
本节中详细分析。另外本节还将简要介绍ＬＬＣ变换
器副边同步整流驱动策略。
万方数据
通往电凉技术
１．１
宋清亮：
应用在通信二次电源中的Ｔ½½½½½½
２００９年３月２５日第２６卷第２期ＬＬＣ串联谐振变换器的研究
Ｐ½½½½
Ｔ½½½½½½½½½
Ｍ½½．２５，２００９，Ｖ０１．２６
Ｎ½．２
设计分析
为了解决二次电源输入电压范围½导致ＬＬＣ变
压器原边激磁电流相同，则可得到：
换器不½高效变换的问题，在ＬＬＣ变换器之前加入一
级Ｂ½½½或Ｂ½½½½稳压电路是常用的手段。ＬＬＣ串联
谐振变换器直流增益为：
１
½
½
½
Ｍ＝魏＝
行√［・＋缸，一（锄½２＋Ｑ２（≠一乡）２
叵
褶½½½
０
０
Ｏ
Ｏ
式中，Ｑ½＝訾，Ｒ½＝§Ｎ２譬；Ｐ。为输出功率，
Ｕ½。为输出电压，½／为原副边匝比。
由于二次电源输出电压½，输出电流大，因此输出
阻抗½，同时由于输入电压不高，则原副边匝比咒小，
则输出阻抗折算到原边的阻抗Ｒ。很小，Ｒ。很小意味
着Ｑ较大。为了更加直观地说明上面的问题，假设二
次电源的输出为１２
½／４００
Ｗ，而一次电源输出为５４
Ｖ／Ｉ
６００
½／Ｈ½
图１
ＬＬＣ变换器直流增益曲线
Ｌ枞２京Ｌ½鹌３０
Ｌ½Ｉ½½—½
５专Ｌ耐８３０，
则：
Ｗ（４８３０电源），若采用Ｂ½½½电路稳压，则
Ｂ½½½输出电压（即ＬＬＣ变换器输人电压）设为２８
Ｖ；
若采用Ｂ½½½½电路，则Ｂ½½½½输出电压设为１００ Ｖ。根
据ＬＬＣ变换器直流增益公式可得到变压器原副边的
匝比，对于４８３０电源，原副边匝比取为４：１；对于前级
为Ｂ½½½稳压的二次电源，ＬＬＣ变换器原副边匝比取
为１：１；对于前级为Ｂ½½½½稳压的二次电源，ＬＬＣ变换
毒＝５．３
½Ｌ½４８３０
½Ｌ½½½½Ⅺ½＝１．２５
½Ｌ½４８３０
对于一次电源，ＬＬＣ变换器的笋一般取３．－一７是
比较优化的设计，如果是Ｂ½½½前级稳压的二次电源
中笋要大５倍以上，而Ｂ½½½½前级稳压笋与一次电源
相近。
由于前级为Ｂ½½½稳压的ＬＬＣ变换器的激磁电感
器原副边匝比取为４：１；则根据Ｒ½＝号Ⅳ２连½可知：
Ｒ。½Ｌ－½½＝１／８０Ｒ½４８３０，Ｒ½½００½½＝１／５Ｒ½４８３０
即采用前级为Ｂ½½½电路的ＬＬＣ变换器的Ｒ。是
较小，而½７－又较大，这意味着谐振电感Ｌ。很小。½谐
振电感的感量较小时，变压器漏感对谐振腔谐振频率
的½响便显现出来。而严格控制漏感将增加变压器设
计的难度和成本。谐振电感较小也意味着相同谐振频
率下谐振电容容量的增大。电容容量的增大带来电容
½积的增大，这不½½得电容损耗增大，还增加了选型
难度和ＰＣＢ布板难度。
综上所述，对于二次电源应用ＬＬＣ拓扑时，½用
Ｂ½½½½电路½为前级稳压优于½用Ｂ½½½½为前级稳
压电路。
１．２同步整流驱动策略
由于二次电源输出电压½，输出电流大，因此必须
采用副边同步整流才½½得变换器的效率最高。在正
激变换器中直接利用变压器副边绕组输出进行直接驱
动对于ＬＬＣ谐振电路来说并不可行。因为½同步整
流ＭＯＳＦＥＴ导通时，副边绕组电压被箝½于输出电
压；在副边两个整流管均不流过电流的死区时间内，副
边绕组输出电压并不为零，而是对应于励磁电感Ｌ。
一次电源４８３０的１／８０，Ｂ½½½½为１／５。而Ｑ½＝专产＝
½晤
½Ｌ½
，其中厂½
５志为谐振腔的谐振频率。若
½Ｌ½½—½½，Ｑ½½Ｏ½。½＝５½虹
一次电源和二次电源谐振腔频率相同，则
Ｑ½½Ｉ½½½＝８０
而根据图１不同Ｑ½下ＬＬＣ变换器直流特性曲线
可知，在厂＜＾时若Ｑ½较大，则原边功率ＭＯＳＦＥＴ
将进入ＺＣＳ区，功率管损耗增大，变换器效率降½。
Ｑ较小ＬＬＣ才½实现高效变换，于是谐振电感
Ｌ½必须很小。假设一次电源和二次电源的Ｑ５相等，
对于本例前级为Ｂ½½½稳压的二次电源，ＬＭ＝赤
Ｌ½柚３０，前级为Ｂ½½½½稳压的二次电源：Ｌ埘＝÷Ｌ删½。
同时根据前面假设的一次电源和二次电源谐振腔频率
相同还可得到½½蛐＝８０Ｃ—½３【Ｉ，Ｃ½‰＝５Ｇ４８３０。假设变
万方数据
的谐振电压。若½用辅助绕组等手段驱动同步整流
・７‘
通缝屯凉孤禾
２００９年３月２５日第２６卷第２期Ｔ½½½½½½
Ｐ½½½½ Ｔ½½½½½½½½½
Ｍ½½．２５二垫Ｑ！！∑旦！：呈鱼堕里：兰
ＭＯＳＦＥＴ，将½得控制逻辑错误。
目前比较½的ＬＬＣ变换器副边同步整流驱动策
略可从一些专利中分析出。例如，台达的一个专利中
的控制策略是：½工½频率½于串联谐振频率时，副边
驱动信号为与原边功率管同步、固定脉½（等于或略小
于周期的一半），½工½频率高于谐振频率时，副边同
步整流管驱动信号与原边功率管相同；½工½频率高
于一定值时，关闭同步整流管的驱动信号；½工½频率
不小于串联谐振频率时，副边同步整流管直接采用原
边功率管的控制信号。台达另一个专利的主要控制策
略是½工½频率小于串联谐振频率时，检测ＳＲ
ＭＯＳ－
ＦＥＴ的Ｕ出电压，再通过比较器进行处理，½电流从
ＳＲ
ＭＯＳＦＥＴ的Ｓ流向Ｄ时，比较器输出高电平，否
圈２二次电源拓扑仿真电路
则输出½电平。½输出½½½时，由于Ｕ½½信号很小，为
避免比较器输出误信号，此时副边同步整流管的控制
信号采用与原边同步、固定脉½（由谐振参数决定）的
控制信号‘½，引。
２二次电源ＬＬＣ变换器仿真
本节应用仿真手段设计了一个应用ＬＬＣ变换器
的二次电源，ＬＬＣ变换器前级采用Ｂ½½½½电路稳压。
２．１稳态特性仿真
该电源规格如下：输入电压：３６½７２ Ｖ，输出电
压：１２ Ｖ，输出功率：４００ Ｗ。
器件选型及参数如下：
Ｂ½½½½电路功率ＭＯＳＦＥＴ：Ｆ½½½½½½½½公司的
图３
ＬＩ／２关键波½仿真结果
ＦＤＢ２５３２；主要参数：乩＝１５０
½Ｑ。
没有准确的小信号模型来分析ＬＬＣ控制特性。Ｂ½
Ｙ½½½在其博士论文中提出了两种方法来分析ＬＬＣ小
信号特性。其一为扩展描述½数法（Ｅ½½½½½½½
Ｄ½½½½½—
Ｖ，Ｊ½＝７９ Ａ；Ｒ½½½Ｉ½＝１６
ＬＬＣ变换器原边功率ＭＯＳＦＥＴ：Ｆ½½½½½½½½公司
的ＦＤＢ２５３２；参数同上。副边功率ＭＯＳＦＥＴ：Ｆ½½½—
½½½½
Ｆ½½½½½½½
Ｍ½½½½½），另外一种为仿真法（Ｓ½½½½½—
½½½½—Ｂ½½½½
Ｍ½½½½½）。本文采用仿真法来分析所设
½½½½½公司的ＦＤＭＳ５３５２；主要参数：‰＝６０
４９
Ａ；Ｒ½。＝６ ½１２。
Ｖ，Ｊ½＝
计的ＬＬＣ变换器。时域仿真法基于时域开关模型仿
真，在已知的稳态大信号的基础上，注入不同频率的小
信号扰动，记½输出波动的幅值与相½，输出幅值的变
化量与小信号扰动的幅值之比即为幅频特性，输出相
对于扰动信号的相½滞后即为相频特性［４½（该方法原
理实际上类似于环路测试仪的工½原理）。
由于ＬＬＣ谐振变换器在不同的工½频率（即工½
频率高于谐振频率或工½频率½于谐振频率），不同的
负½½，不同的输入条件情况下小信号特性均不相同，因
此若完整分析ＬＬＣ拓Ｓ½，½，信号特性，需要根据工况对
上述条件分别进行仿真分析。对于本文中的ＬＬＣ应
用实例，由于ＬＬＣ输人电压恒定（前级Ｂ½½½½输出电
压），且工½频率绝大多数情况工½于½于谐振频率，
因此只分析输出满½½（５１２½频率½于谐振频率）情况下
的ＬＬＣ小信号特性。
调频工½模式下仿真原理图与图３相同，只是增
加了如图４所示的压频½换电路。
Ｂ½½½½电感量：１２“Ｈ；ＬＬＣ变压器激磁电感感
量：１６肛Ｈ，变压器原副边匝比：４：１；谐振电感感量：
１．６
３８０
½Ｈ；谐振电容容量：０．１肛Ｈ。满½½时工½频率：
½Ｈ½。仿真电路如图２所示。
仿真结果为：４８ Ｖ输人满½½输出二次电源效率：
９４．２７％，３６ Ｖ输人满½½输出效率为９３．４５％，７２
Ｖ
输入满½½输出效率为９４．５１％。可见在全输人范围内
变换器½可达到很高的变换效率。图３是主要工½波
½仿真结果，其中最上面的两个波½是原边Ｍ（）ＳＦＥＴ
的驱动电压波½，下面的依次是原边一个ＭＯＳＦＥＴ
的ＵＤ½波½，副边两个支路Ｍ（）ＳＦＥＴ的工½电流波
½。由这些波½可知，对于原边ＭＯＳＦＥＴ实现了
ＺＶＳ开通，对于副边ＭＯＳＦＥＴ实现了ＺＣＳ关断。
２．２小信号仿真
小信号特性对反馈环路的设计非常重要。目前还
・８・
万方数据
应用在通信二次电源中的Ｔ½½½。½½
Ｐ½½½。Ｔ½½½½０１０９½
Ｍ½½．２５，２００９，Ｖ０１．２６
Ｎ½．２
２００９年３月２５日第２６卷第２期ＬＬＣ串联谐振变换器的研究
匝馋屯海技术
宋清亮：
图４
ＬＩＥ压频½换电路
图６仿真得到的ＬＩ￡开环幅频特性曲线
ＬＬＣ谐振变换器工½在开环状态，由压频½换器
把控制电压½换为驱动脉冲波。½该压频½换器的输
入控制电压变化时，驱动脉冲的频率相应成比例改变。
压频½换器的输入控制电压由两个电压源串联而成，
其中一个为直流电压源，它决定ＬＬＣ稳定工½点的工
½频率，另一个为正弦交流电压源，它提供稳定工½频
率附近的扰动频率，½得输出稳定电压上产生扰动［４½。
仿真过程中，扰动信号与输出被扰动后的波½对比如
图５所示。
∞
图７仿真得到的ＵＣ开环相频特性曲线
衄＞、½ ½仰
３
结论
综上所述，ＬＬＣ变换器应用在二次电源中，需要
∞
岫
增加前级稳压电路才½获得全范围很高的变换效率。
从直流增益分析可知，采用Ｂ½½½½电路优于Ｂ½½½电
路。ＬＬＣ应用于二次电源中，副边同步整流是必不可
少的，本文简要介绍了副边同步整流控制策略，最后用
．
¨
Ⅱ●）
仿真手段设计了一个１２
Ｖ／４００
Ｗ输出的二次电源。
仿真结果表明在３６－－，７２ Ｖ全范围内变换器的效率½
很高，原边ＭＯＳＦＥＴ实现ＺＶＳ，副边ＭＯＳＦＥＴ实现
零电流自然关断。同时对ＬＬＣ开环小信号进行了分
析，这为ＬＬＣ闭环补偿环路的设计提供了基础。
参考文献：
１－１３
Ｂ½½½½½½½
Ｉ。Ｓ½½
Ｋ
ＬＬＣ－½½½½ ½½½½½½
½½½½
½½½½½½½½
½½½½½½½½½
图５扰动信号与输出波½
其中阴½部分为输出电压被扰动后的波½，细实
线的为扰动信号。测量被扰动信号的幅值相对干扰信
号的幅值，及其相对扰动信号的相½差，即可得到一个
频点的小信号响应情况。将一系列频点的响应情况绘
制成幅值特性曲线和相½特性曲线，便得到ＬＬＣ开环
小信号特性。仿真参数设½如下：压频½换器输人电
压范围是０½１０ Ｖ，对应输出方波频率为３００
½－－一４６０
½ＨＺ，占空比为５０％。对于满½½输出情况，压频½换
器直流电压为５ Ｖ，交流小信号幅值为５０ ½Ｖ。按照
预定频点进行逐点扫描，得到满½½情况下的幅值特性
曲线和相½特性曲线。
由以上两图可知，ＬＬＣ应用在二次电源中时，其
开环截止频率很高，为８０ ½Ｈ½左右，½相½裕量和幅
值裕量需要在反馈环路中加以补偿调整。
Ｅ４½
ＰＷＭ ½½½½½½½［Ｊ½．ＩＥＥ
Ｐ½½½．－Ｃ½½½½½½½
Ｄ½½½½½½
Ｓ½½½．，１９９４，１４１（２）：７３—８１．
［２３
ＵＳ．Ｐ½½½½½：Ｒ½½½½½½½
Ｃ½½½½½½½½ ½½½ Ｓ½½½½½½½½½½ Ｒ½½½½½½—
½½½½½½
Ｄ½½½½½
００５５９４２
Ａ１．
Ｍ½½½½½ Ｔ½½½½½½［Ｐ½．Ｐ½½．Ｎ½：ＵＳ ２００８／
［３½ＵＳ．Ｐ½½½½½：ＬＬＣ
½½½
Ｍ½½½½½
Ｓ½½½½½½½½
Ｓ½½½½½ Ｒ½½½½½½½
Ｃ½½½½½½½½
½½½ ½½½ Ｄ½½½－
½½½ ½½½
Ｓ½½½½½½½½½½ Ｒ½½½½½½½½½½½½ Ｐ½½½½
７，１８４，２８０ １３２．
Ｔ½½½½½½［Ｐ½．Ｐ½½½½½
Ｎ½．：ＵＳ
１３０ Ｙ½½½．Ｔ½½½½½½½ Ｉ½½½½½½½½½½½½ ½½½ Ｆ½½½½
Ｐ½½½½ Ｃ½½½½½½½½½
Ｄ½½½½½ Ｐ½½½½，２００３．
Ｅ½½
ＤＥ／ＤＥ
½½½ Ｄ½½½½½½½½½½ Ｐ½½½½
Ｓ½½½½½［Ｄ½．
万方数据
・９。
应用在通信二次电源中的LLC串联谐振变换器的研究
½者：
½者单½：
刊名：
英文刊名：
年，卷(期)：
引用次数：
宋清亮， SONG Qingliang
华为技术有限公司,广东,深圳,518129
通信电源技术
TELECOM POWER TECHNOLOGY
2009，26(2)
0次
参考文献(4条)
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I.Sir K LLC-type series resonant converter with PWM control
1994(2)
2.Resonace
Converter and Synchronous Rectification Drving Method Thereof
3.LLC
Series Resonant Converter and the Driving Method for the Synchronous Rectification Power
Switching Thereof
4.Bo
Yang Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power System
2003
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