7
2
《
电力电子技术》
98年第1期 982
19
19 ．
南京航空航天大学 陈道炼 范玉萍 严仰光 （南京
106
201 ）
摘要：
对正激变换器的各种磁复½技术进行了分析研究
实验证实了理论分析的正确性。
theoretical analysis is verified by experiment ．
Abstract：T
his paper gives an analysis and study on the magnetic reset technique of forward converters
叙词：
变换器 正激变换器 磁复½技术
／
Research on Magnetic Reset T echnique of Forw ard Converters
正激变换器的磁复½技术研究
●
Keywords：converter forward converter；
／
magnetic reset
1
前 言
变换场合
其固有缺点是功率晶½管截止期间
高频变压器必须磁复½
以防变压器铁心饱和
析三种正激
DC／
变换器的磁复½技术
DC
即：
因此必须采用专门的磁复½电路。本文详细分
正激
DC／
变换器广泛应用于中小功率
DC
（
U
DS
＝
U
in
（ ＋
1
V M
承受的电压与输入直流电压
U
in
成正比
电路来抑制
尤其是变换器工½在满½½时；
③
变压器漏感引起的关断电压尖峰需要
RC
缓冲
N
1
））
½变换器工½在½输入
N
3
电压范围时
必须采用高压功率
MOSFET
而
指出它们各自的优缺点和适用场合
通过实验
传统的附加绕组法、
RCD
钳½法、
有源钳½法。
2
磁复½绕组法正激变换器
压器第三个绕组
N
3
（即复½绕组）回馈到电½
晶½管
V M
截止期间
变压器磁化½量通过变
图1所示为其电路原理图及其波½。功率
对它们的电½变换效率进行了比较。
3
RCD 钳½正激变换器
＝
d
min
很小
不易于大功率输出。
致导通损耗较大；
U
in
＝
U
inmax
时
④
占空比
d
高压功率
MOSFET
的导通电阻较大
从而导
中去
磁恢复时间
t
reset
≤
t
off
。
V M
关断
随后以负½½折算到原边的电流
I
o
／n
给
C
s
线性充电；
＝
t
2
时开始磁复½
s
与
L
m
t
C
t
1
期间
变压器上的磁化电流增加；
＝
t
1
时
t
图2所示为其电路图和波½图。
t
＝
t
0
½
值保 持 为
U
in
＋
U
C
化 电 流 以
－
磁
磁化电感
L
m
中去。可推导出钳½电
t
4
½
t
5
期间
s
中储存的½量传递到
C
U
C
／L
m
的斜率线性下降到零；
t
＝
在
在
t
＝
t
3
½
t
4
期间
C
导通
DS
的
VD
U
压器漏感½量消耗在钳½电阻
R
中；
到
C
s
中去
剩½的磁化电感½量和变
谐振½得磁化电感½量有一部分½移
图1
磁复½绕组法正激变换器及其原理波½
（a）电路图 （b）原理波½
压为：
磁复½绕组法正激变换器的优点是技术成
熟可靠
磁化½量可无损地回馈到直流电½中
½得变压器结构和设计复杂化；
M
关断时
②V
●
本文属航空基础科学基金资助项目研究内容
去。½它存在三个缺点：
①附加的磁复½绕组
2
nU
o
R
1 （
nU
o
）
R
2
＋ ［
（
RC
s
＋ ）
U
C
＝－
f
s
L
m
2
L
m
／C
s
2
正激变换器的磁复½技术研究
7
3
式中
n
－ －变压器变比
－
L
m
－ －磁化电感
－
f
s
－ －开关频率
－
I
o
／
＋
s
L
lk
R（
）
2
½
12
（
）
2f
1
n
算到原边的整流二极管结电容和变压器
绕组电容之和
C
s
－ －晶½管输出电容、
－
钳½二极管结电容、
折
L
lk
－ －原副边总漏感
－
降½
U
C
这是降½钳½电压的关键因素。
加了功率开关的容性开通损耗；
④减小
L
lk
可
过在
V M
漏 源两端外并电容来实现
-
½这却增
L
m
可降½
U
C
；
③增加
C
s
可降½
U
C
这可通
由式（
）
可知：
U
C
与
U
in
无关； 增大
1
①
②
图3
有源钳½正激变换器
（a）Flyback
钳½ （b）Boost 钳½
图3
b
两种钳½电路的工½原理基本相
a、
简化分析
假设输出滤波电感
L
和钳½电容
C
cl
似
故只分析
Flyback
钳½正激变换器。为了
钳½正激变换器具有以下优点：
①磁复½电路简
5
适用于½输入电压场合。它的缺点是大部分
磁化½量消耗在钳½电阻中
因此
它广泛应用
于价廉、
效率要求不太高的功率变换场合。
与传统的复½绕组正激变换器相比
RCD
单；
②功率开关电压较½；
③占空比
d
可大于0
．
足够大
因此可将它们分别½为电流源和电压
L
lk
和变比为
n∶
1的理想变压器表示。每个开
关周期分为七个区间
原理波½如图4所示。
源处理。变压器用磁化电感
L
m
、
原副边总漏感
图4
有源钳½正激变换器原理波½
图2
RCD 钳½正激变换器及其原理波½
4
有源钳½正激变换器
（a）电路图 （b）原理波½
路。
的回馈路径
这不同于
RCD
钳½的无损钳½电
图。辅助开关
V M
C
用来提供变压器磁化½量
图3所示为有源钳½正激变换器的电路
移到
C
s
中去；
＝
t
3
时
DS
＝
U
in
＋
U
cl
C
t
U
VD
对
C
s
充电
L
m
与
C
s
谐振
即
部分磁化½量½
时
DS
＝
U
in
1
关断
2
开通
U
VD
VD
磁化电流
以
I
o
／n
对电容
C
s
充电
½得
U
DS
增大；
＝
t
2
t
截止
1
开通；
t
1
时
VD
t＝
功率开关
V M
关断
t＝ t
0
时
功率开关
V M
开通
c
与
VD
2
VD
开通信号；
t
4
时
m
开始变负
M
C
实现了
t＝
i
V
刻为零
钳½开关
V M
C
应在
t
3
½
t
4
期间加上
开通
m
以－
U
cl
L
m
斜率下降
i
／
一直到
t
4
时
7
4
《
电力电子技术》
98年第1期 982
19
19 ．
需的磁化电流较小
½在高频时饱和电抗器铁
损较大。如果
f
s
、
in
很高
U
那么可采用上述两
种方法之一来消除功率开关的容性开通损耗。
如果
U
in
较½
则损耗并不大
此时并没有必要
让其工½在零电压开通。
有源钳½正激变换器的关键在于钳½电容
C
cl
的取值和
V M
与
V M
C
之间的驱动信号延迟
时间设计。C
cl
应由钳½电压纹波
ΔU
cl
决定
C
cl
的值越大
cl
越小
M
的电压越小
ΔU
V
½也
零电压开通
m
仍以－
U
cl
L
m
斜率下降
i
／
铁心
工½在第三象限；
t
5
时
M
C
关断
m
与
C
s
t＝
V
L
开始谐振
s
以负的磁化电流放电
C
½量回馈
到电½及½移到磁化电感中去；
＝
t
6
时
DS
t
U
下降到
U
in
1
开通
i
m
在副边续流提供
VD
为
了通路；
＝
t
7
时
M
再次开通
t
V
开始了另一
周期。由此可见
钳½开关
V M
C
实现了零电
压开关（ZVS）
功率开关
V M
实现了零电压关
断
½非零电压开通（开通时其上电压为
U
in
）。
要实现
V M
的零电压开通
可采用两种方
法：
①给变压器铁心加气隙
½这种方法在降½
功率开关开通损耗的同时增加了通态损耗和变
压器铁损
整½效率问题并没有解决；
②在整流
二极管
VD
1
支路上串联一饱和电抗器
延缓
VD
1
的开通时刻
这种方法½
V M
获得
ZVS
所
因此
τ
为
1
t
1
＜τ ＜
t
4
－
t
1
t
3
－
t
1
≈
t
3
－
t
2
＝
t
6
－
t
5
而
1
（ ）
6
V M
关断与
V M
C
开通的时间间隔为
t
3
－
（ －
d） T
s
1
2 （
L
m
C
s
）
π
＜τ ＜
1
4
2
压器磁化½量和漏感½量可重复利用；
②可利
工½方式；
④占空比
d
可大于0
5 ⑤变压器铁
．；
用½压功率
MOSFET
和二极管；
③ZVT-
PWM
有源钳½正激变换器具有如下特点：
①变
图5
钳½电容
C
cl
的电流、
电压波½
心工½在一、
三象限双向对称磁化
铁心利用率
高
铜损小。其唯一不足之处是它多用一个钳
½开关
增加了驱动电路难度和变换器成本。
在下述参数下对三种磁复½方法进行了试
5
试验与结论
6 kHz。测得功率变换效率曲线如图6所示。
5
10
输 出 功 率
P
o
＝10
开 关 频 率
f
s
＝
7 V
0 W
验：
输入电压
U
in
＝1
8½3 V
2
输出电压
U
o
＝
降½了电源电压或负½½变化时变换器动态响应
速度。设ΔU
cl
≤
U
cl
则在（
－
d） T
s
区间内磁
1
化电流
i
m
近似以斜率
U
cl
L
m
下降
／
如图5所
示。钳½电容电压纹波为：
I
M
（ －
d） T
s
1
1
（ ）
2
ΔU
cl
＝ ∫
i
C
dt＝
4C
cl
C
cl
稳态情况下斜率
U
cl
L
m
为
／
U
cl
I
M
＝
L
m
051
d） T
s
．（ －
由式（
）和（ ）可得
2
3
式中
I
M
－ －
t＝ t
on
时的磁化电流值
－
图6
三种磁复½技术正激变换器效率曲线
（ ）
3
2 2
ΔU
cl
1
1 （ －
d） T
s
＝
·
（ ）
4
L
m
C
cl
8
U
cl
参照图4
V M
C
关断与
V M
开通的时间间
隔为
正激变换的效率最½
磁复½绕组法正激变换
源钳½正激变换器可工½在
d
大于0
5
即适
．
合于½输入电压场合；
③有源钳½正激变换器
（下½第9
1页）
源钳½正激变换器的变换效率最高
RCD
钳½
换器½了较深入的研究
得出了如下结论：
①有
本文对采用三种不同磁复½技术的正激变
器的效率介于它们二者之间；
②RCD
钳½、
有
2 （
L
m
C
s
）
π
τ
≥
t
6
－
t
5
＝
2
4
（ ）
5
IGBT
驱动及短路保护电路
M599
研究
75 L
9
1
6
IGBT 短路保护实验
闭定时保持、
关断封闭定时自动复½及短路故
障记忆性输出等功½。
②该 IGBT
短路保护电路简单、
可靠、
安
关断直接进入短路状态；
②由正常导通进入短
½
IGBT
为
C M10 -4
器件
cc
＝ 0 V。
0 DY 2 H
U
60
保护。图5示出情况①时
IGBT
短路保护波
路状态。这两种情况
图3电路均½可靠予以
IGBT
的短路在实用中有两种情况：
①由
全
与驱动电路集成后
具有较大的应用价值。
3 s）的短路脉冲
μ
集电极退饱和短路检测保护
电路无法检测保护
应用时应予以注意。
电流过流保护
要配合
LEM
等电流传感器½
④该类型检测保护电路不宜½ IGBT
的大
③对
于 脉 ½ 小 于 保 护 盲 区
（一
般 为
2½
障½电平信号。
图5中的
f
点时刻
U
ge
开始½降
同时输出一故
过流保护。
参
图5
IGBT 短路保护波½（横座标
t＝
μ／
1 s
格）
考
文
献
1
Mitsubishi
Electric．
第三代
IGBT
和
IP M
应用手册．
2
华 伟．
新型电力电子器件应用技术
［
讲义
½ ．
北方
交通大学
9
1 5
9
港菱电子技术发展有限公司
9
1 5
9
7
结 论
件保护盲区延时（非
RC
延时）、
½关断过程封
½者简介
和短路检测、
短路栅源电压½关断、
内½有源器
①该 IGBT
短路保护电路具有集电极退饱
收稿日期：
9-10
1 61-8
9
定稿日期：
9-02
1 71-7
9
华 伟：
16
男
5年8月生
9
硕士
工程师。从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工½。
（上接第7
4页）
铁心双向对称磁化
铁心的利用率较其它两种
高
½成本亦最高。总而言之
有源钳½技术提
高了正激变换器性½
是三种磁复½技术中最
½的一种。
参
考
文
献
2 Bruce Carsten．
Design T echniques for T ransformer Ac
-
tive Reset Circuits at High Frequencies and Power
Levels．
HFPC Proceedings 9 ： 5 26
1 02 ½ 4
9
3
25
4
VPEC Seminar Proceedings
VPEC USA 9 ： 7
1 52 ½
9
3
1
Goran
Stojcic Fred C． and Silva Hiti．
Lee
Small Signal
收稿日期：
9-90
1 60-7
9
Characterization of Active Clamp P W M Converters．
½者简介
陈道炼：
16
男
4年8月生
9
博士生
副教授。研究方向为电力电子技术。
范玉萍：
15
女
6年3月生
9
工程师。研究方向为电力电子技术。
严仰光：
13
男
5年3月生
9
博士生导师
教授。研究方向为电力电子技术。
定稿日期：
9-21
1 70-0
9
京公网安备 11010802033920号
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