19 ．He is currently an associate professor and acandidate for the postdoctor at NUAA．His research interests include high－frequency power conversion and
98
aviation static inverter．He has published morn than2
0technical papers and has been awarded one patent．
第1
5卷第4期
陈道炼等 有源箝½正激变换器稳态分析与小信号特性
4
1
源箝½正激变换器进行了比较研究得出了有源箝
论
［1½
。文献 ［2½
仅对有源箝½正激变换器的工½
½技 术 ½ 正 激 变 换 器 获 得 了 最 优 综 合 性 ½ 的 结
复½绕组、
RCD
箝½、
LCD
箝½、ZVT
PWM、有
-
原理½了简单分析本文则在深入分析其工½原理
ZVS
开通的边界条件深入研究了有源箝½支路对
正激变换器小信号特性的½响为正确设计有源箝
½正激变换器提供技术基础。
的基础上给出了关键电路参数设计公式、功率开关
2
有源箝½正激变换器稳态分析与试验
21
∙
稳态分析
别用电流源
L
Lf
和电压源
U
c
表示有源箝½正激变
设输出滤波电感
L
f
和箝½电容
C
c
足够大分
由此可见稳态时变压器铁心双向对称磁化
功率开关
VS
实现了
ZVS
关断、½非
ZVS
开通箝
½开关
VS
c
实现了
ZVS
开通与关断。
22
∙
几个关键电路参数设计
任½铁心瞬态时双向不对称磁化因素½将导致
箝½电压
U
c
值适度的变化从而迫½铁心稳态时
箝½开关
VS
c
导通VS
c
实现了
ZVS
开通。
（ ）
t＝ t
5
½
t
6
t
5
时刻
VS
c
关断L
m
与
C
s
开
6
始谐振
C
s
放电½量回馈到电½中去。
（ ）
t＝ t
6
½
t
7
t
6
时刻
u
DS
下降到
U
i
、VD
1
开
7
通VD
1
与
VD
2
共同导通期间为
i
Lm
在二次侧续流
提供了路径
t
7
时刻
VS
再次开通。
双向对称磁化。有源箝½正激变换器这一显著优点
与半桥变换器相似具有抗磁不平衡½力较全
桥、推½变换器存在单向偏磁现象要优越得多。变
压器一次绕组匝数为
N
1
＝
U
i
DT
s
×1
8
0
2B
m
A
c
（ ）
1
PWM
开关周期可分为7个开关状态阶段：
换器的原理波½如图2所示。稳态工½时每个
式中
B
m
－－铁心最大工½磁密 0
4
－
1
－
T
A
c
－－铁心有效截面积cm
2
－
相同
U
i
、
D、T
s
、
B
m
、A
c
时其一次绕组匝数
N
1
是复½绕组、
RCD、LCD、箝½正激变换器变压器
一次绕组匝数的一半降½了变压器铜损。
功率开关
VS
和箝½开关
VS
c
电压应均为
N
1
U
o
U
i
＝
（ ）
2
U
DS
＝ U
i
＋ U
c
＝
N
2
D（
1－
D）
1－
D
图2
有源箝½正激变换器原理波½
Fig 2
∙
Schematic
waveforms of the active clamp forward converter
面积
A＝面积 B
VD
2
截止。
（ ）
t
＝
t
0
½
t
1
t
0
时刻
VS
开通VD
1
导通、
1
充电。
一次侧的电流
I
Lf
N
2 1
和磁化电流对
C
s
近似线性
／N
（ ）
t＝ t
2
½
t
3
t
2
时刻
u
DS
上升到
U
i
VD
1
关
3
（ ）
t＝ t
1
½
t
2
t
1
时刻
VS
关断负½½折算到
2
源电压场合。
箝½电容
C
c
由箝½电压纹波
ΔU
c
决定。设
ΔU
c
≪
U
c
则在 （ －
D） T
s
区间内磁化电流
i
Lm
即
1
½电容电压纹波为
1
ΔU
c
＝
C
c
箝½电容电流
i
c
近似按恒定斜率
U
c
／L
m
下降。箝
由式
（ ）
可知相同匝比
N
1 2
、输出电压 U
o
2
／N
时
U
i
增大、
D
就减小、
U
c
也减小½
U
DS
值变
化量要比复½绕组正激变换器
U
DS
值变化小。一般
D
max
可高至0
7 该特点½得它很适用于½输入电
∙5
断、VD
2
导通L
m
上½量对
C
s
充电½
u
DS
上升。
≫／（ π
1 2
U
c
＋
U
i
VD
c
开通L
m
与
C
c
谐振设开关频率
f
s
D）
基本保持恒定。
（ ）
t
＝
t
3
½
t
4
t
3
时刻
u
DS
上升到箝½电压
4
／
1－
L
m
C
c
）则箝½电压
U
c
＝
U
i
D （
式中
I
Lm
－－
t＝ t
on
时磁化电流峰值
peak
－
箝½电容
C
c
中电流有效值为
I
c
＝
rms
1
T
s
∫
0
0
（ －D） T
s
2
1
／
i
c
d
t ＝
I
Lm
（
peak
1－
D） T
s
4C
c
（ ）
3
（ ）
t＝ t
4
½
t
5
t
4
时刻
i
Lm
变零随后
i
Lm
变负
5
∫
（ －D） T
s
1
2
I
Lm
peak
I
Lm
－
t
d
t ＝
peak
（
1－
D） T
s
2
／
4
2
电工技术学报
20
00年8月
1－
D
3
稳态时
i
Lm
即
i
c
的下降斜率为
I
Lm
peak
U
c
／L
m
＝
（
1－
D） T
s
2
／
I
Lm
peak
由式
（ ）、（ ）
可知
3 5
（
1－
D）
2
T
2
s
ΔU
c
／U
c
＝
8L
m
C
c
（ ）
4
（ ）
5
（ ）
6
显然有
U
o
＝ L
f
由式
（ 3
1 a）、（ 3
可得
1 b）
I
Lf
＝
min
1
I
Lf
＝ I
o
－
ΔI
Lf
min
2
ΔI
Lf
N
2
＝
DU
（
1－
D） T
s
N
1 i
（
3
1 a）
（
3
1 b）
（
4
1
）
由式
（ ）
可知功率开关电压应力纹波
ΔU
DS
＝
2
ΔU
c
因此
通常按照
D＝ D
min
设计式
（ ）取 ΔU
c
／U
c
≤ 0
7
1％
或ΔU
DS
／U
DS
≤ 0
1 ％。
功率开关
VS
与箝½开关
VS
c
驱动信号延迟时
间
τ、τ
如图2所示。延迟时间过大½响有效
1
2
占空比；延迟时间过小满足不了要求。VS
c
关断
与
VS
开通的时间间隔为
VS
关断与
VS
c
开通的时间间隔为
τ
∈
（ t
3
－
t
1
t
4
1
－
t
1
）。考虑到 t
2
－
t
1
极小
t
3
－
t
1
≈
t
3
－
t
2
＝
t
6
－
t
5
因此可得
式
（ ）、 （ ）
按最坏情况
（
U
i
＝
U
imin
D＝ D
max
8
9
U
c
＝
U
cmax
）
来调节
RC
延迟电路参数。
2
π
L
m
C
s
／
4＜
τ ＜ （
1－
D） T
s
2
／
1
（ ）
9
τ
≥ t
6
－ t
5
＝2
π
2
L
m
C
s
／
4
（ ）
8
ΔU
DS
／U
DS
ΔU
c
D（
1－
D）
2
T
2
s
＝D
＝
U
c
8L
m
C
c
（ ）
7
短暂因此有
由于稳态时
C
c
维持电荷守恒谐振½换期间又很
U
i
≈ L
m
2I
Lm
d
i
Lm
peak
＝ L
m
DT
s
d
t
（
5
1
）
U
o
T
s
N
1
U
o
P
o
－
1－
2
N
2
U
i
U
o
Lf
将式
（ 5
代入式
（ 2
1）
1 ）得
N
1
T
s
U
o
2N
2
2
N
2 2 2 2
2
L
m
I
Lf
－ T
s
U
o
I
Lf
＋ C
s
U
imax
L
m
＋
min
min
N
1
≥0
（
6
1
）
由式
（ 4
1 ）、 （ 6
可求得
U
imax
＝ 2
1）
3 V、
U
o
＝ 8 V、
10
率开关
VS
实现
ZVS
开通的最大磁化电感
L
m
max
如表1所示。只要变压器铁心加气隙½得
L
m
≤
L
m
功率开关 VS
就可以实现
ZVS
开通。½
C
s
max
＝ 00
时
L
m
与
I
Lf
的关系曲线如图3所
50 pF
min
表1
不同
I
Lf
、
C
s
值功率开关
ZVS
开通的最大磁化电感值
min
T
s
＝ 0 s、
N
1 2
＝ ／2时不同
I
Lf
、
C
s
值功
2μ
／N
11
min
23
∙
功率开关实现
ZVS
开通的方法与边界条件
示。
流大于负½½折算电流
I
Lf
N ／N
则这两个电流差值
2 1
将½得
C
s
在
t
6
时刻之后继续放电。½略漏感且在
相同的ΔU
DS
／U
DS
值时由式
（ ）、（ ）
可得
7 4
C
c（ZVS）
／C
c
＝ L
m
／L
m（ZVS）
＞1
（
0
1
）
式
（ 0 1 ）
表明相同条件时
ZVS
开通所需的
1 ）、（ 1
箝½电容值
C
c（ZVS）
及其电流有效值
I
c（ZVS）
均比硬
开通时大。设负½½电流为
I
o
输出滤波电感电流
i
Lf
的脉动量和谷值分别为
ΔI
Lf
、
I
Lf
则功率开
min
I
c（ZVS）
／I
c
＝ I
Lm（ZVS）
／I
Lm
＞1
（
1
1
）
通过变压器铁心加气隙
（增大磁化电流）
或二
次侧整流二极管
VD
1
串联饱和电抗器的方法可实
现功率开关
VS
的
ZVS
开通。若铁心加气隙、降½
L
m
增大磁化电流½ VS
c
于
t
5
时刻关断时磁化电
Tab 1
∙
Maximum
magnetizing inductance
L
m
of ZVS for different
I
Lf
and
C
s
max
min
0
1
2
4
C
s
pF
／
I
Lf
／A
min
（μ
H）
8
6
40
00
50
00
59 1∙1 602 315 203 156
43 197 ∙4
∙2
∙4
∙3
60
00
49 1∙5 608 302 208 153
35 180 ∙1
∙4
∙3
∙3
36 1∙8 597 305 204 150
62 173 ∙9
∙3
∙3
∙3
24
∙
试验结果
关
VS
实现
ZVS
开通的条件为
1
1
L
m
（ I
Lm
－ I
Lm
N
2 1
）
2
≥
C
s
U
2
peak
min
／N
imax
2
2
8∙ H 65 H
C
c
／C
c（ZVS）
＝3 F／0 F （ΔU
c
／U
c
＝
65 ／∙μ
μ 4μ
功率开关
VS
选用
MOSFETIXFK 7 N 0两只并联
10 1
N
1 2
＝ ／2
f
＝ mH
C
f
＝ 0 F
L
m
／L
m（ZVS）
＝
／N
11 L 1
1μ
D＝
∙5 04
U
o
＝ 0
02 ½ ∙5
9 V
I
o
＝ ∙ A
f
s
＝ 0
68
5 kHz
有源箝½正激变换器设计实例
U
i
＝ 8 3 V
1½2
（
2
1
）
1 ％）、C
c
／C
c（ZVS）
＝3μ 40 F （ΔU
c
／U
c
＝1
0
0 F／0μ
％）
第1
5卷第4期
陈道炼等 有源箝½正激变换器稳态分析与小信号特性
4
3
VD
2
选用
DSEI 0 1 A控制电路采用 UC 55
6－0
32 PWM
箝½开关
VS
c
选用
MOSFET IRF 4 二极管 VD
1
、
50
论分析一致。
式；箝½开关
VS
c
工½在
ZVS
开关。试验结果与理
功率开关
VS
可工½在硬开通和
ZVS
开通两种方
激变换器原理试验波½如图4所示。由图4可知
控制器。额定输入电压
U
i
＝2 V
时有源箝½正
7
3
有源箝½正激变换器小信号特性
电感电流
i
Lf
、滤波电容电压
u
o
为系统的状态变
以磁化电感电流
i
Lm
、箝½电容电压
u
c
、滤波
Fig 3
∙
Magnetizing
inductance
L
m
as a function of
I
Lm
min
图3
磁化电感
L
m
与
I
Lf
关系曲线
min
量应用状态空间平均法
［3½5½
可推导出变换器的平
均模型。含寄生阻尼电阻有源箝½正激变换器及其
Fig 4
∙
Experimental
waveforms of the active clamp forward converter at input voltage2 V
7
图4
U
i
＝ 7
时有源箝½正激变换器试验波½
2V
CCM
模式时功率开关
VS
导通期间
DT
s
和截止期间
R
p
、R
s
分别为表示变压器铁 损 和 铜 损 的 等 效 电
由
VS
导通期间
DT
s
的状态方程乘以
d加上
D T
s
＝ （ －
D） T
s
的等效电路如图5所示。电阻
′
1
L
m
C
f
阻。
d
i
Lm
R
p
R
s
R
p
＝－
i
Lm
＋
（ du
i
－ d u
c
） －
′
d
t
R
p
＋ R
s
R
p
＋ R
s
d
u
c
R
p
d u
c
′
＝
d i
Lm
－
′
d
t
R
p
＋ R
s
R
p
＋ R
s
R
p
R
s
N
2
· di
Lf
R
p
＋ R
s
N
1
u
o
d
u
o
＝ i
Lf
－
d
t
R
L
（
7
1 b）
VS
截止期间
D T
s
的状态方程乘以
d
得到的平均
′
′
模型方程为
L
f
R
p
N
N
d
i
Lf
2
2
＝
·
du
i
－ R
s
di
Lm
－
R
s
di
Lf
－ u
o
R
p
＋ R
s
N
N
d
t
1
1
（
7
1 c）
（
7
1 d）
C
c
i
i
＝
（
7
1 a）
du
i
R
p
N
2
＋
d
i ＋ i
Lm
R
p
＋ R
s
R
p
＋ R
s
N
1
Lf
（
7
1 e）
4
4
电工技术学报
20
00年8月
31
∙
理想情况
（
R
p
→∞
R
s
＝ ）
0
所示。
由式
（ 7
可得
CCM
模式时平均电路模型如图6
1）
状态方程式
（ 7 ½ （ 7
的稳态解为
I
Lf
＝
1 a）
1 e）
U
o
／R
L
U
o
＝
DU
i
N
2 1
I
Lm
＝0
U
c
＝
DU
／
D
／N
′
i
小信号扰动即
u
o
＝
U
o
＋＾
i
Lm
＝
I
Lm
＋＾
u
o
i
Lm
u
c
＝
U
c
＋＾
i
i
＝
I
i
＋＾
u
c
i
i
u
i
＝
U
i
＋＾
d＝ D＋＾
u
i
d
I
i
＝
DI
Lf
N
2 1
。设变换器在稳态工½点附近存在
／N
分离经线性化处理后得到了变换器小信号模型为
N
2
N
2
d＾
i
Lf
1
＝
－＾ ＋ U
i
＾＋ Du
i
u
o
d
＾
L
f
N
1
N
1
d
t
d＾
u
o
＾
u
o
1
＝
＾－
i
Lf
C
f
d
t
R
L
（
8
1 a）
（
8
1 b）
把这些量代入状态方程式
（ 7
1 ）并将稳态与动态
d
＝
D
－＾
i
Lf
＝
I
Lf
＋＾
′ ′ d
i
Lf
d＾
i
Lm
1
＝ （ U
i
＾＋ Du
i
＋ U
c
＾－ D＾ （
8
d
＾
d
′
c
1 c）
u
d
t
L
m
图5
含寄生阻尼电阻有源箝½正激变换器
Fig 5
∙
The
active clamp forward converter with parasitic
damping resistor and two equivalent circuits for CCM
及其
CCM
模式时两种等效电路
d＾
u
c
1
＝
D＾
′
Lm
i
d
t
C
C
＾＝
i
i
N
2
N
2
I
Lf
＾＋ Di
Lf
＋ Di
Lm
d
＾
＾
N
1
N
1
（
8
1 d）
（
8
1 e）
Fig 6
∙
The
average circuit mode of the active clamp forwerd with parasitic damping resistor for CCM mode
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