第
35
卷 第
15
期
2015
年
8
月
5
日
中
½ 电 机 工 程 学
Proceedings of the CSEE
报
Vol.35 No.15 Aug. 5, 2015
©2015 Chin.Soc.for Elec.Eng. 3895
中图分类号：TM
85
DOI：10.13334/j.0258-8013.pcsee.2015.15.019
文章编号：0258-8013
(2015) 15-3895-09
一种
Boost
型½电压范围输入
LLC
谐振变换器
孙孝峰，申½峰，朱云娥，刘飞龙，吴俊娟
(河北省电力电子节½与传动控制重点实验室(燕山大学)，河北省
秦皇岛市
066004)
A Boost-integrated LLC Resonant Converter for Wide Input Voltage Range
SUN Xiaofeng, SHEN Yanfeng, ZHU Yune, LIU Feilong, WU Junjuan
(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province(Yanshan University),
Qinhuangdao 066004, Hebei Province, China)
ABSTRACT:
The conventional full/half-bridge LLC resonant
converter is not suitable for wide input voltage range and its
input
current
is
discontinuous.
Therefore,
a
novel
Boost-integrated LLC resonant converter is proposed in this
paper. Not only is the gain range extended, but also the input
current ripple is significantly minimized by integrating two
interleaved Boost inductors. Thus, the proposed converter is a
good candidate for renewable energy generation systems, such
as photovoltaic, fuel cell and so on. Instead of conventional
pulse frequency modulation (PFM), the fixed frequency pulse
width modulation (PWM) control is adopted, facilitating the
optimization of magnetic components and filter circuits.
Besides, it turns out that the magnetizing inductance and the
Boost inductors have little impact on the gain characteristics of
the proposed converter with PWM control, which is favorable
for the design of resonant parameters. The operation principle
is introduced and then the gain characteristics of the proposed
converter are investigated in depth with time-domain analysis.
Afterwards, the zero voltage switching (ZVS) conditions for all
power switches are analyzed in detail. Finally, the feasibility of
the proposed topology and the correctness of theoretical
analysis are verified by experimental results of a prototype
converter with 120~240 V input and 24 V/25 A output.
KEY WORDS:
LLC; interleaved Boost; fixed frequency
control; pulse width modulation (PWM); wide input voltage
range
摘要：
传统的桥式
LLC
谐振变换器不适合½电压范围输入，
且其输入电流断续。为此提出了一种新型的
Boost
型
LLC
谐振变换器。通过集成两个交错并联的
Boost
电感，不仅可
基金项目：½家自然科学基金项目(51077112)；河北省自然科学基
金项目(E2012203163)。
Project Supported by National Natural Science Foundation of China
(51077112); Project Supported by the Natural Science Foundation of Hebei
Province (E2012203163).
以拓½
LLC
变换器的增益范围，而且可以显著减小输入电
流的纹波，
因此该变换器适合用在光伏、
燃料电池等可再生
½源发电系统中。
与传统的脉冲频率调制控制相比，
该变换
器采用定频脉冲½度调制控制，
励磁电感和
Boost
电感对变
换器的增益特性½响很小，
可以简化谐振参数的设计，
同时
定频控制也有利于磁性元器件和滤波电路的设计。
首先介绍
了该变换器的工½原理；
然后通过时域分析，
对该变换器的
增益特性进行了深入研究；之后对变换器的
ZVS
½开关条
件进行了详细的分析；最后建立了一台
120~240 V
输入、
24 V/25 A
输出的实验样机，实验结果验证了变换器的实用
性及理论分析的正确性。
关键词：LLC；交错并联
Boost；定频控制；脉冲½度调制；
½输入电压范围
0
引言
近年来，随着½源危机、环境污染等问题日益
严重，越来越多的学者开始关注光伏和燃料电池等
新½源技术
[1-2]
。
½新½源发电的输出电压变化范围
较½，因此需要一种在½输入电压范围下仍½高效
工½的
DC/DC
变换器。
LLC
谐振变换器结构简单，
在全负½½变化范围
内 ， 原 边 主 开 关 管 ½ 实 现 零 电 压
(zero-voltage
switching，ZVS)开通，副边整流二极管½实现零电
流(zero-current
switching，
ZCS)关断
[3]
，
开关损耗小，
因此½在保持高效率的基础上提高工½频率，减小
½积，增大功率密度
[4-6]
，受到了广泛关注。对于传
统的变频控制
LLC
谐振变换器，为了得到超过
2
倍
的增益范围，特征阻抗
Z
r
或者电感比
m
必须特别
小，或者频率调节范围必须很½，这些½将会导致
一些不利的½响，例如过½的频率范围、变压器½
积增加、导通损耗增大等
[7]
。因此，传统的
LLC
变
换器不适合超过
2
倍输入电压范围的应用场合
[8-9]
。
3896
中
½
电
机
工
程
学
报
第
35
卷
为了适应½电压范围输入的应用，½内外学者
提出了一系列
LLC
谐振变换器的新型拓扑结构和
控制方法
[7,10-15]
发电系统
[18-19]
。
。
文献[10]提出了一种混合桥式双模
1
工½原理
图
1(a)为本文提出的集成交错并联 Boost
电感
的全桥
LLC
谐振变换器电路图，
1(b)为其原边电
图
路的等效电路图。开关管
S
1
、S
2
构成变换器的前桥
臂，开关管
S
3
、S
4
构成变换器的后桥臂。前桥臂和
电感
L
b1
组成前
Boost
电路，
后桥臂和电感
L
b2
组成
后
Boost
电路，两个
Boost
电路交错并联运行，相
½差
180°。
与此同时，
前后两个桥臂构成一个全桥，
与谐振电感
L
r
、谐振电容
C
r
、励磁电感
L
m
以及副
边的整流电路组成一个全桥
LLC
变换器。
输入电压
经交错并联的双
Boost
电路升压后变为全桥
LLC
变
换器的母线电压
U
bus
。两个交错并联的
Boost
电路
与全桥
LLC
电路共用功率开关管
S
1
—S
4
。
+
式
LLC
谐振变换器，通过控制开关管的开通与关
断，变换器可以实现半桥
LLC
与全桥
LLC
之间的
切换，扩大了变换器的增益；文献[11]提出了一种
串联双变压器的
LLC
变换器，½输入电压变化时，
通过切换辅助开关管，改变励磁电感值，在保持高
增益范围的同时减小了励磁电流；文献[12]提出了
一种适合½输入电压范围的三电平半桥结构
LLC
谐振变换器；½是这些变换器均采用变频控制，且
频率变化范围普遍较½，不利于磁性元器件及滤波
器设计与优化。文献[13]提出了一种复合式全桥三
电平
LLC
谐振变换器，
文献[14-15]提出了辅助绕组
可控型
LLC
谐振变换器，
½然½采用定频控制，
½
是这些方案所用的开关管较多，成本较高，控制复
杂；此外，文献[14-15]中增加的辅助开关的频率等
于主开关频率，工½在硬开关状态，开关损耗大。
文献[10-15]所采用的拓扑结构均是电压型输
入，输入电流的纹波较大。为了适应燃料电池的½
电压输出范围，同时减小输入电流纹波，文献[7]
采用了一种两级结构的
LLC
变换器，
输入电压经前
级
Boost
变换器升压后，
½为
LLC
谐振变换器的输
入。通过调节前级
Boost
电路占空比½得母线电压
保持不变，
后级
LLC
工½在定频、
单½增益的状态；
½前级
Boost
开关管工½在硬开关的状态，开关损
耗较大。
本文提出了一种新型集成交错并联
Boost
的½
输入范围全桥
LLC
谐振变换器。在普通全桥
LLC
变换器的基础上，通过在两个桥臂中点连接两个
Boost
输入电感，显著拓½了变换器的增益范围。
两个
Boost
电感交错并联工½，显著减小了输入电
流的纹波及滤波电容
[16]
。采用定频控制，开关频率
等于谐振频率，不仅有利于磁性元件的设计，而且
励磁电感和
Boost
电感对增益特性的½响很小，可
以在保证实现½开关的基础上½可½的增大励磁
电感与
Boost
电感，减小环流，降½导通损耗
[17]
。
在全输 入电 压和全 负½½ 变化范 围内 ，原边 功率
MOSFET
½½实现
ZVS
开通，副边整流管½½实
现
ZCS
关断，
减小了开关损耗，
因此开关频率可以
进一步提高，减小变换器½积，增大功率密度。该
变换器适合接入光伏、燃料电池等要求½输入电压
范围变化、小电流纹波、高效率的可再生½源½源
+
U
in
−
−
S
1
i
Lb1
L
b1
U
bus
C
bus
I
in
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
S
3
u
tank
S
4
i
Lr
C
r
L
r
L
m
n
1
T
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
C
in
S
2
(a)
变换器电路图
S
1
L
b1
L
b2
S
2
S
3
u
tank
S
4
+
S
1
S
3
u
tank
i
Lr
C
r
i
Lb1
I
in
i
Lb2
C
in
L
r
L
m
n
1
T
U
bus
C
bus
S
2
−
S
4
(b)
变换器原边电路等效原理图
图
1
本文提出的
LLC
谐振变换器主电路及等效电路图
Fig. 1
Main circuit and equivalent circuit of
the proposed LLC resonant converter
变换器采用定频
PWM
控制，工½频率
f
s
等于
谐振频率
f
r
。调制策略如图
2
所示，
S
1
与
S
3
占空比
均为
D，
其相½差
180
°；
2
与
S
4
占空比均为
1
−
D，
S
相½也差
180
°。½
D
<
0.5
时，谐振½电压
u
tank
的
占空比为
D；½ D
≥
0.5
时，u
tank
占空比为
1
−
D。
谐振½电压
u
tank
的幅值始终为母线电压
U
bus
。所以
输入电压
U
in
在比较½的范围内变化时，通过调节
S
1
、
S
3
的占空比
D，可以有效地对谐振½电压 u
tank
的占空比和幅值进行控制，进而控制
u
tank
的基波幅
值，实现对变换器整½增益的控制，以满足½范围
增益要求。
½占空比
D
<
0.5
时，
变换器的驱动信号及主要
工½波½如图
2
所示。变换器在一个开关周期内有
第
15
期
S
1
S
4
u
tank
DT
s
i
Lb1
孙孝峰等：一种
Boost
型½电压范围输入
LLC
谐振变换器
S
2
S
3
t
dead
U
bus
C
bus
I
in
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
−
+
3897
C
oss3
L
r
i
Lr
C
r
L
m
n
1
T
i
Lb1
S
1
L
b1
S
3
u
tank
S
4
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
i
Lb
i
Lr
(1
−
D)T
s
i
Lb2
C
in
S
2
C
oss4
(e)
模式
5
图
3
i
Lm
I
Do
t
0
定频
PWM
控制下变换器的工½模式
fixed-frequency PWM control
Fig. 3
Operation modes of the proposed converter with
I
Do1
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
I
Do2
t
½电压
u
tank
等于母线电压
U
bus
，
谐振电流
i
Lr
大于励
磁电感电流
i
Lm
，
Lr
和
i
Lm
的差通过变压器给副边供
i
电，副边整流二极管
D
o1
导通，L
m
两端电压被输出
电压箝½至
nU
o
，i
Lm
线性上升。与此同时，电感
L
b1
放电、L
b2
充电，电流
i
Lb1
线性下降、i
Lb2
线性上
升。此阶段只有
L
r
和
C
r
参与谐振，谐振频率为
f
r
。
谐振½进一步等效电路如图
4(a)
所示。此模式中，
i
Lr
、u
Cr
和
i
Lm
的时域表达式为
⎧
i
Lr
(
t
)
=
i
Lr
(
t
0
) cos[
ω
r
(
t
−
t
0
)]
+
⎪
U
bus
−
nU
o
−
u
Cr
(
t
0
)
⎪
sin[
ω
r
(
t
−
t
0
)]
Z
r
⎪
⎪
(1)
⎨
i
(
t
)
=
i
(
t
)
+
nU
o
(
t
−
t
0
)
Lm
Lr 0
⎪
L
m
⎪
⎪
u
Cr
(
t
)
=
(
U
bus
−
nU
o
)
−
(
U
bus
−
nU
o
−
u
Cr
(
t
0
))
⋅
⎪
cos[
ω
r
(
t
−
t
0
)]
+
i
Lr
(
t
0
)
Z
r
sin[
ω
r
(
t
−
t
0
)]
⎩
图
2
Fig. 2
D
<
0.5
时变换器主要工½波½
converter when
D
<
0.5
Key operation waveforms of the proposed
10
个开关模式，
[
t
0
,
t
5
]
为半个开关周期内的
5
个开
关模式，其等效电路如图
3
所示，具½叙述如下：
1
）
模式
1(
t
0
—
t
1
)
，
对应于图
3(a)
。
t
0
时刻前，
在
S
4
已导通；在
t
0
时刻，
S
1
导通。这一时段内，谐振
+
S
1
i
Lb1
L
b1
U
bus
C
bus
I
in
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
−
S
3
u
tank
S
4
(a)
模式
1
i
Lr
C
r
L
r
L
m
n
1
T
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
C
in
S
2
式中：n 为变压器原副边变比；U
o
为输出电压；角
L
r
T
n
1
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
+
i
Lb1
U
bus
C
bus
I
in
S
1
L
b1
C
oss1
u
tank
S
4
C
oss2
i
Lr
C
r
S
3
频率为
ω
r
=
2
πf
r
；特征阻抗为
Z
r
=
L
r
/
C
r
。
i
Lr
L
r
+
−
i
Lr
L
r
i
Lr
+
−
L
r
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
L
m
C
in
S
2
+
U
−
bus
L
m
−
C
r
nU
o
L
m
C
r
nU
o
L
m
C
r
nU
o
+
−
(b)
模式
2
+
(a)
模式
1
T
n
1
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
(b)
模式
3
(c)
模式
4
i
Lb1
U
bus
C
bus
I
in
S
1
L
b1
S
3
u
tank
S
4
i
Lr
C
r
图
4
Fig. 4
不考虑死区时间时，谐振½的等效电路
account of the dead time
L
r
L
m
Equivalent circuits of the resonant tank taking no
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
C
in
S
2
2
）模式
2(
t
1
—
t
2
)
，对应于图
3(b)
。在
t
1
时刻，
S
1
关断，
S
2
未导通。这一时段内，
i
Lr
>
i
Lm
，谐振电
感电流
i
Lr
与
Boost
电感电流
i
Lb1
共同½用，给
S
1
的输出电容
C
oss1
充电，
S
2
的输出电容
C
oss2
放电。
给
−
(c)
模式
3
+
i
Lb1
U
bus
C
bus
I
in
S
1
L
b1
S
3
u
tank
S
4
i
Lr
C
r
L
r
L
m
n
1
T
D
o1
n
2
n
3
D
o2
C
o
I
o
+
U
o
R
o
−
充放电完成后，
C
oss2
的电压降为
0
，
S
2
的½二极管
导通，为
S
2
的
ZVS
开通提供条件。
i
Lb2
L
b2
+
U
in
−
C
in
3
）模式
3(
t
2
—
t
3
)
，对应于图
3(c)
。
t
2
时刻开始，
S
2
ZVS
开通。此阶段
i
Lr
>
i
Lm
，副边整流二极管
D
o1
继续导通，
L
m
两端电压继续被钳½在
nU
o
，其仍不
S
2
−
(d)
模式
4
3898
中
½
电
机
工
程
学
报
第
35
卷
参与谐振，
Lm
继续线性上升。
i
½是由于谐振½电压
器。定义
LLC
部分的直流增益为
M
LLC
=
nU
o
/U
bus
，
所以整½变换器的增益可以表示为
u
tank
=
0
，输入电压源不提供½量，原边向副边传输
的½量完全由
L
r
、
C
r
谐振½络提供，所以
i
Lr
迅速
下降。由于开关管
S
2
、
S
4
导通，电感
L
b1
、
L
b2
均充
电，电流
i
Lb1
、
i
Lb2
线性上升。该阶段谐振½的进一
步等效电路如图
4(b)
所示，
Lr
、
Cr
和
i
Lm
的表达式为
i u
G
=
nU
o
M
=
M
LLC
M
Boost
=
LLC
U
in
D
(4)
式中
M
Boost
为
Boost
部分的直流增益，
M
Boost
=
U
bus
/U
in
=
1/D
。
空½½时，谐振½电压
u
tank
、励磁电感电压
u
Lm
的波½如图
5(a)
所示。应用基波近似法，可得空½½
时
LLC
部分的直流增益：
⎧
i
Lr
(
t
)
=
i
Lr
(
t
2
) cos[
ω
r
(
t
−
t
2
)]
−
⎪
nU
o
+
u
Cr
(
t
2
)
⎪
sin[
ω
r
(
t
−
t
2
)]
⎪
Z
r
⎪
(2)
⎨
i
(
t
)
=
i
(
t
)
+
nU
o
(
t
−
t
2
)
Lm
Lr 2
⎪
L
m
⎪
⎪
u
Cr
(
t
)
= −
nU
o
+
(
nU
o
+
u
Cr
(
t
2
))
⋅
⎪
cos[
ω
r
(
t
−
t
2
)]
+
i
Lr
(
t
2
)
Z
r
sin[
ω
r
(
t
−
t
2
)]
⎩
4
）模式
4(t
3
—t
4
)
，对应于图
3(d)
。在
t
3
时刻，
i
Lr
下降到与
i
Lm
相等，
输出整流二极管
D
o1
实现
ZCS
关断。此阶段内，
L
m
不再被钳½，其与
L
r
、
C
r
一起
参与谐振，谐振角频率
ω
m
=
ω
r
/
m
+
1
，其中
m
=
M
LLC
=
nU
o
U
Lm_fund
=
=
M
ac
U
bus
U
tank_fund
(5)
式中
M
ac
为谐振½络的交流增益，由于变换器工½
频率等于谐振频率，
所以
LLC
部分的直流增益谐振
M
LLC
=
M
ac
=
1
[20]
。此时，变换器整½的直流增益为
G
=
M
LLC
M
Boost
=
U
bus
−U
bus
nU
o
−nU
o
(a)
空½½
U
bus
−U
bus
nU
o
u
tank
u
Lm_fund
u
tank
u
Lm_fund
1
D
(6)
L
m
/L
r
。电感
L
b1
、
L
b2
均充电，电流
i
Lb1
、
i
Lb2
线性上
升。副边整流二极管
D
o1
和
D
o2
均反向截止，流过
二极管
D
o1
的电流是自然过零的，因此是零电流关
断。原边不再向副边输出½量，由输出电容
C
o
向
负½½供电。此时，谐振½进一步等效电路如图
4(c)
所示。这段过程中，
i
Lr
、
u
Cr
和
i
Lm
的表达式为
u
tank_fund
u
Lm
⎧
i
Lr
(
t
)
=
i
Lr
(
t
3
) cos[
ω
m
(
t
−
t
3
)]
−
⎪
u
Cr
(
t
3
)
⎪
sin[
ω
m
(
t
−
t
3
)]
⎪
Z
r
1
+
m
⎪
⎨
i
(
t
)
=
i
(
t
)
Lr
⎪
Lm
⎪
u
Cr
(
t
)
=
u
Cr
(
t
3
) cos[
ω
m
(
t
−
t
3
)]
+
⎪
i
Lr
(
t
3
)
Z
r
1
+
m
sin[
ω
m
(
t
−
t
3
)]
⎪
⎩
u
tank_fund
(3)
−nU
o
u
Lm
(b)
负½½加重
图
5
不同负½½时谐振½电压
u
tank
和励磁电感电压
u
Lm
波½
Fig. 5
Voltage waveforms of resonant tank and
magnetizing inductor at different load
5
）模式
5(t
4
—t
5
)
，对应于图
3(e)
。在
t
4
时刻，
S
4
关断，
3
未导通。
S
这一时段内，
Lr
=
i
Lm
，
Lr
与
i
Lb2
i
i
一同½用给
S
4
输出电容
C
oss4
充电，给
S
3
输出电容
式
(6)
是变换器工½在空½½状态时的增益解析
表达式。
通过式
(6)
可以方便地对变换器的参数进行
设计。
½变换器负½½加重时，
Lm
与
u
tank
波½如图
5(b)
u
所示，与空½½相比，
u
Lm
波½发生了较大的变化，
其不再关于中½对称，且与
u
tank
有一定的相移，因
此很难得到其准确的基波幅值表达式，基波近似法
不再适用，必须借助于时域分析。
谐振电容电压
u
Cr
、谐振电感电流
i
Lr
和励磁电
感电流
i
Lm
波½均是半波对称的，且在
t
3
时刻励磁
电感电流等于谐振电感电流，所以有：
C
oss3
放电，充放电完成后，
C
oss3
的电压降为
0
，
S
3
的½二极管导通，为
S
3
的
ZVS
开通提供条件。
在
t
5
时刻，
3
ZVS
开通，
S
变换器进入下半个周
期，其工½原理与上半个周期相同。同时，
D
≥
0.5
时的工½情况与
D
<
0.5
时相似，所以在此均不再
赘述。
2
增益特性分析
如图
1(b)
所示，该变换器可以等效成一个交错
并联的双
Boost
变换器级联一个全桥
LLC
谐振变换
第
15
期
孙孝峰等：一种
Boost
型½电压范围输入
LLC
谐振变换器
3899
⎧
i
Lr
(
t
0
)
= −
i
Lr
(
t
5
)
⎪
⎨
i
Lr
(
t
3
)
=
i
Lm
(
t
3
)
⎪
u
(
t
)
= −
u
(
t
)
Cr 5
⎩
Cr 0
(
式
(6))
与仿真和数值计算的结果误差很小，所以可
(7)
以用式
(6)
表示空½½时的增益特性。
根据基波近似法可以得到传统变频控制全桥
同时，整流输出电流的平均值等于输出电流：
LLC
谐振变换器的增益表达式：
G
con
=
1
1
1
1
−
2
(
f
n
−
)
Q
π
2
f
n
f
n
[
]
2
+
(
+
1)
2
8
m
I
rec
=
n
t
5
−
t
0
∫
t
t
5
0
(
i
Lr
(
t
)
−
i
Lm
(
t
))d
t
=
U
o
R
o
(8)
(10)
式中
R
o
为输出负½½。定义品质因数为
Q
=
Z
r
n
2
R
o
(9)
式中
f
n
为½一化开关频率，
f
n
=
f
s
/
f
r
。
根据式
(10)
可以绘出传统变频控制全桥
LLC
谐
振变换器的增益特性曲线，
如图
7
所示。
可以看到，
变换器的峰值增益点受品质因数
Q
和电感比
m
的
½响较大。在实际谐振参数设计中，为了在全负½½
范围内得到½的直流增益，变换器满½½所对应的品
质因数
Q
必须特别小。
然而
Q
值小意味着
Z
r
值小，
在保持谐振频率
f
r
不变的情况下，
谐振电感
L
r
会特
别小。此时可得出如下结论：
1
）如果为了减小变
换器的导通损耗，应增大励磁电感，这样电感比
m
会变得非常大，从图
7(b)
可以看出，随着电感比
m
增大，变换器的峰值增益会相应减小，甚至达不到
系统要求的输入电压范围要求，而且变换器的频率
调节范围会变½，显然这对减小变换器的½积及磁
2.5
2.0
增益
G
con
1.5
1.0
0.5
Q
=
0.3
Q
=
0.5
Q
=
1
0.4
1.0
0.8
0.6
½一化开关频率
f
n
1.2
Q
=
0.1
Q
=
0.001
½略死区时间，
m
=
5
，
取
对于不同的品质因数
Q
，对式
(1)—(3)
、
(4)
、
(7)
、
(8)
组成的方程组进行
数值求解，可以得到不同品质因数
Q
下，变换器增
益
G
关于占空比
D
的特性曲线，
如图
6(a)
所示。
同
理，固定变换器的品质因数
Q
=
0.01
和
Q
=
0.3
，改
变电感比
m
，可以得到不同电感比
m
下，变换器的
增益
G
关于占空比
D
的特性曲线，如图
6(b)
所示。
为了验证数值计算的准确性，相同
m
和
Q
下的仿
真结果也绘入图
6(a)
中，可以看出数值计算与仿真
结果误差很小。
在品质因数
Q
=
0.001
时，
变换器接
近空½½，此时利用基波近似的方法得到的增益特性
5.0
基波近似法
Q
=
0.001
数值计算
Q
=
0.001
仿真
Q
=
0.2
数值计算
Q
=
0.2
仿真
Q
=
0.5
数值计算
Q
=
0.5
仿真
3.5
增益
G
2.0
0.5
0.2
0.4
占空比
D
0.6
0.8
0.0
0.2
不同品质因数
Q，
数值计算增益和仿真增益特性比较
(a)
电感比
m
=
5，
5.0
Q
=
0.01，
=
3
m
Q
=
0.01，
=
5
m
Q
=
0.01，
=
7
m
Q
=
0.3，
=
3
m
Q
=
0.3，
=
5
m
Q
=
0.3，
=
7
m
(a)
电感比
m
=
5，不同品质因数
Q
下增益特性
2.5
2.0
增益
G
con
1.5
1.0
0.5
m
=
5
m
=
3
3.5
增益
G
2.0
m
=
7
0.5
0.2
0.4
占空比
D
0.6
0.8
0.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
½一化开关频率
f
n
1.2
不同电感比
m，
数值计算增益特性比较
(b)
品质因数
Q
=
0.01
和
0.3，
图
6
Fig. 6
本文所提
Boost
型全桥
LLC
谐振变换器
增益特性曲线
Gain curves for the proposed Boost-integrated
full-bridge LLC resonant converter
图
7
Fig. 7
(b)
品质因数
Q
=
0.3，不同电感比
m
下增益特性
传统变频控制全桥
LLC
变换器的增益特性曲线
Gain curves for conventional variable frequency
controlled full-bridge LLC converter
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