DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.2013.04.011
2013
年
4
月
第
28
卷第
4
期
电 工 技 术 学 报
TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY
Vol.28
Apr.
No. 4
2013
全桥
LLC
谐振变换器的混合式控制策略
李
菊
阮新波
南京
210016）
（南京航空航天大学航空电源重点实验室
摘要
基于全桥
LLC
谐振变换器提出了一种新颖的混合式控制策略。
该控制策略结合了变频
控制和定频控制的优点，电路简单，只需要一个控制芯片。在混合式控制策略下，全桥
LLC
谐振
变换器½够工½在变频模式和移相模式，在全负½½范围内实现开关管的
ZVS
而不需要辅助电路，
整流二极管工½在
ZCS
状态因而其电压应力仅为输出电压，开关频率变化范围窄，因此适用于½
范围输入电压应用场合。本文对全桥
LLC
谐振变换器的工½原理以及工½特性进行详细分析，给
出混合式控制策略的具½实现方案，并通过一台
250½500V
输入、3kW 的原理样机验证了该混合
式控制策略的可行性。
关键词：LLC
谐振
中图分类号：TM64
全桥
变频
移相
混合式控制
Hybrid Control Strategy of Full Bridge LLC Converters
Li Ju
Ruan Xinbo
Nanjing
210016
China）
（Nanjing
University of Aeronautics and Astronautics
Abstract
This paper proposes a novel hybrid control strategy of full bridge LLC resonant
converter. The control strategy integrates the advantages of both variable frequency control and fixed
frequency control. It can be easily implemented by using only one IC. Under this control strategy, full
bridge LLC resonant converter can operate under both variable frequency mode and phase shift mode.
All the switches can realize zero-voltage switching from nearly zero to full load without any auxiliary
circuit, and the rectified diodes can achieve zero-current switching, so the voltage stress across them is
only the output voltage. Moreover, the switching frequency range is relatively narrow, so the converter
is very suitable for wide-input-voltage-range applications. The detail operation principles and
characteristics of the converter are analyzed, and the implementation of the proposed hybrid control
strategy is given and discussed. A prototype of 250-500V input, 3kW output is built to verify the
effectiveness of the strategy.
Keywords：LLC
resonant, full bridge, variable frequency, phase shift, hybrid control
个稳定的电压，以有利于后级逆变器的优化设计。
为此需要研究一种½够在½输入电压范围内高效工
½的单向
DC-DC
变换器，
以实现新½源的高效利用。
在中大功率应用场合，全桥变换器因其开关管
电压应力½，且容易实现零电压开关等优点而得到
广泛应用。为了适用于½范围输入电压应用场合，
目前已有大量文献在拓扑结构方面做了深入研究，
提出了一系列从全桥变换器拓扑演变而来的变换
½家自然科学基金重点项目资助项目（50837003）。
收稿日期
2011-12-07
改稿日期
2012-05-10
1
引言
可再生½源的开发利用是解决½源危机及环
境污染的有效措½之一，½是由于气候条件的½
响，
可再生½源发电单元具有输出电压范围½的特
点
[1,2]
。在并½型逆变器中，一般通过一个
DC-DC
变换器将可再生½源发电单元的输出电压变换为一
器
[3,4]
。文献[3]提出一种复合式全桥三电平变换器，
变换器½够工½在三电平和两电平模式，输出整流
第
28
卷第
4
期
李
菊等
全桥
LLC
谐振变换器的混合式控制策略
73
后的电压所含高频交流分量很小，其输出滤波电感
可大大减小，
因此适用于½范围输入电压应用场合，
½二次整流管存在反向恢复问题。
LLC
谐振变换器可以在全负½½范围内实现开关
管的
ZVS，且½实现二次整流二极管的 ZCS，从而
减小开关损耗，提高变换效率
[5-8]
。其常用的控制策
略分为变频控制和定频控制。½应用到½范围输入
电压应用场合，这两种控制策略均有不足，为此文
献[9]将
LLC
谐振变换器分别引入到复合式全桥三
电平变换器中。采用定频控制，变换器½压时工½
在
3L
模式，高压时工½在
2L
模式。然而开关管数
目多，结构复杂。
本文从控制策略出发，
基于全桥
LLC
谐振变换
器，提出一种新颖的混合式控制策略，½变换器具
有变频和移相模式，以适用于½范围输入电压应用
场合。
（b）VF 模式主要波½
2
变换器工½原理
图
1
给出了全桥（Full-bridge，FB）LLC 谐振
变换器主电路以及主要工½波½图。图
1a
所示为
FB LLC
谐振变换器的主电路。谐振元件包括电感
、L
L
r
（包括变压器一次漏感）
m
和电容
C
r
，其中
L
r
、
C
r
分别为谐振电感和谐振电容，而
L
m
与变压器并
联，可以由变压器的励磁电感来实现，因此称之为
励磁电感。
½变换器采用变频控制时，本文称变换器工½
在变频（Variable-Frequency，VF）模式，其主要工
½波½如图
1b
所示。½变换器采用定频控制时，
在全桥变换器中，由于移相控制可不增加任½辅助
器件即可实现一次开关管的
ZVS，因此，本文的定
频控制选用移相控制，该变换器工½在移相
（Phase-Shift，PS）模式，其主要工½波½如图
1c
所示。
这里以
PS
模式的具½模态分析为例来分析变
图
换器工½原理。
2
给出各开关模态的等效电路图。
（1）开关模态
0[t
0
之前]，对应图
2a：在
t
0
时
刻之前，Q
1
、Q
2
导通，Q
3
、Q
4
截止，L
r
、C
r
和
L
m
Fig.1
（c）PS 模式主要波½
图
1
FB LLC
谐振变换器
FB LLC resonant converter
共同谐振，变压器一二次侧均无电流，负½½由输出
电容供电。
（2）开关模态
1[t
0
½t
1
]，对应图 2b：t
0
时刻，
关断
Q
2
，由于
C
2
和
C
4
的缓冲½用，Q
2
是零电压关
断。由于这段时间很短，可近似认为
i
Lr
和
i
Lm
均保
持不变，因此负½½依然由输出电容供电。
（3）开关模态
2[t
1
½t
2
]，对应图 2c：t
1
时刻，
C
2
电压上升到
V
in
，C
4
的电压下降到零，反并二极
管
VD
4
导通，这时可以零电压开通
Q
4
。此时，加在
A、B
两点的电压
v
AB
为
V
in
，整流管
VD
R1
、VD
R4
导通，将变压器一次电压钳在
nV
o
，i
Lm
线性增加。
（V
in
nV
o
）加在
L
r
和
C
r
组成的谐振½络上，L
r
和
C
r
谐振工½。i
Lr
、v
Cr
和
i
Lm
表达式如下：
i
L
r
(
t
)
½
I
m
cos
r
(
t
t
1
)
(
V
in
nV
o
)
V
C
r
(
t
1
)
（a）主电路
1
sin
r
(
t
t
1
)
Z
r
（1.1）
74
电 工 技 术 学 报
2013
年
4
月
v
C
r
(
t
)
½
I
m
Z
r
sin
r
(
t
t
1
)
(
V
in
nV
o
)
nV
o
(
t
t
1
)
I
m
L
m
(
V
in
nV
o
)
V
C
r
(
t
1
)
cos
r
(
t
t
1
)
i
L
m
(
t
)
½
（1.2）
（1.3）
式中，I
m
为励磁电感电流峰值；
r
为谐振电感和谐振
电容的谐振角频率，称为谐振角频率，
r
½
1
L
r
C
r
；
Z
r
为特征阻抗，
Z
r
½
L
r
C
r
。
（4）开关模态
3[t
2
½t
3
]，对应图 2d：t
2
时刻，
关断
Q
1
。由于
C
1
的缓冲½用，Q
1
是零电压关断。
整流管
VD
R1
、VD
R4
导通，nV
o
加在
L
m
上，i
Lm
继续
线性上升。
（5）开关模态
4[t
3
½t
4
]，对应图 2e：t
3
时刻，
C
1
电压上升到
V
in
，C
3
的电压下降到零，反并二极
管
VD
3
导通，这时可零电压开通
Q
3
。此时，v
AB
为
i
nV
零，
变压器一次电压仍钳在
nV
o
，
Lm
线性增加。
o
加在
L
r
和
C
r
谐振½络上，L
r
和
C
r
谐振工½。i
Lr
、
v
Cr
和
i
Lm
表达式如下：
i
L
r
(
t
)
½
I
L
r
(
t
3
)cos
r
(
t
t
3
)
1
nV
o
V
C
r
(
t
3
)
sin
r
(
t
t
3
)
Z
r
v
C
r
(
t
)
½
Z
r
I
L
r
(
t
3
)sin
r
(
t
t
3
)
(
nV
o
)
（b）[t
0
½t
1
]
（c）[t
1
½t
2
]
（d）[t
2
½t
3
]
（2.1）
nV
o
V
C
r
(
t
3
)
cos
r
(
t
t
3
)
i
L
m
(
t
)
½
nV
o
(
t
t
1
)
I
m
L
m
（2.2）
（2.3）
（e）[t
3
½t
4
]
（6）开关模态
5[t
4
½t
5
]，对应图 2f：t
4
时刻，
i
Lr
与
i
Lm
相等，此时变压器一次电流
i
p
减小到零，
整流管
VD
R1
、VD
R4
电流自然续流到零，因此为零
电流关断，不存在反向恢复问题，负½½由输出电容
供电。该时段内，L
r
与
L
m
串联与
C
r
谐振工½，由
于
L
m
较大，i
Lr
近似保持不变，C
r
被恒流充电。i
Lr
、
v
Cr
和
i
Lm
表达式如下：
i
L
r
(
t
)
½
I
m
v
C
r
(
t
)
½
V
C
r
(
t
4
)
I
m
(
t
t
4
)
C
r-1
i
L
m
(
t
)
½
I
m
（f）[t
4
½t
5
]
（3.1）
（3.2）
（3.3）
Fig.2
图
2
PS
模式的模态等效电路
phase-shift mode
Equivalent circuits of each stage in
在
t
5
时刻，零电压关断
Q
4
，开始另一个半周期
的工½，其原理与上半个周期相同，这里不再赘述。
3
变换器基本特性
为了更½地分析变换器的工½特性，本文分别
在
VF
模式和
PS
模式分析变换器输入/输出电压传
输比½数
M，其定义如下：
M
½
nV
o
V
in 1
（4）
3.1
（a）[t
0
之前]
VF
模式
变频控制时，
为了实现高变换效率常½
LLC
谐
第
28
卷第
4
期
李
菊等
全桥
LLC
谐振变换器的混合式控制策略
3
½
r
t
5
½
r
T
s
2
1
½
f
N 1
75
振变换器工½在谐振频率点附近，因此，一般可采
用基波分量简化法，它假设只有开关频率的基波分
量才传输½量，
这样全桥
LLC
谐振变换器就可以简
化为一个图
3
所示的线性电路来分析。其中
E
in
和
E
o
均为开关频率基波有效值，R
ac
为等效电阻，各参
数计算如下：
E
in
½
2 2
V
in
（7.4）
式中，D
y
为占空比，D
y
=2T
on
/T
s
；T
on
为半个开关周
期中对角管同时导通的时间；T
s
为开关周期。
于是，可得到式（1）½式（3）的标幺化表达
式。
（1）½
0≤
≤
1
i
L
r
(
)
½
I
m
cos
[1
M
V
C
r
(0)]sin
（5.1）
（5.2）
2 2
E
o
½
nV
o
R
ac
½
8n
2
（8.1）
v
C
r
(
)
½
I
m
sin
[1
M
V
C
r
(0)]cos
(1
M
)
2
R
Ld
（5.3）
i
L
m
(
)
½
I
m
M
1
（8.2）
（8.3）
（2）½
1
≤
≤
2
i
L
r
(
)
½
I
L
r
(
1
) cos(
1
)
M
V
C
r
(
1
)
sin(
1
)
图
3
Fig.3
全桥
LLC
谐振变换器的简化电路
v
C
r
(
)
½
I
L
r
(
1
)sin(
1
)
[
M
V
C
r
(
1
)]
（9.1）
Simplified circuit of FB LLC resonant converter
结合图
3，并根据式（4）和式（5）
，可求得
M
(
f
N
)
½
1
1
1
Qf
N
1
1
2
2
(
f
N
)
(
f
N
)
2
2
cos(
1
)
(
M
)
i
L
m
(
)
½
I
m
M
（9.2）
（9.3）
1
1
（3）½
2
≤
≤
3
i
L
r
(
)
½
I
m
v
C
r
(
)
½
V
C
r
(
2
)
I
m
(
2
)
i
L
m
(
)
½
I
m
（6）
式中，
为励磁电感与谐振电感之比，
=L
m
/L
r
；Q
为谐振品质因数，Q=Z
r
/R
ac
；f
N
为标幺频率，f
N
=f
s
/f
r
，
f
s
为开关频率。
根据式（6）
，可以得到变频模式的输入输出电
压传输比曲线，如图
4a
所示，其中
=4
[5]
。
3.2
PS
模式
定频控制时，谐波分量增多，传统的基波分析
方法造成较大误差，因此这里采用时域分析方法。
为了分析的方便，进行标幺化处理。
选取基准值：V
BASE
=V
in
，
BASE
=
r
，R
BASE
=Z
r
，
I
BASE
=V
in
/Z
r
。利用
v
(
)
和
i
(
)
表示标幺化后的电
X
X
压和电流变量，其中，
=
r
t。这里假设 t
0
时刻为
零时刻并½略开关暂态过程。根据第
2
小节变换器
工½原理的分析，可得半个开关周期内的对应关系
式如下：
（10.1）
（10.2）
（10.3）
由变换器工½对称性可知半个开关周期内电容
电压以及电感电流边界条件
I
L
r
(
3
)
½
I
m
，
V
C
r
(
3
)
½
V
C
r
(0)
，
I
L
m
(
3
)
½
I
m
（11）
由图
1c
可得，有负½½电流
I
o
与谐振电感电流
以及谐振电感电流的关系
I
o
½
n
T
s
2
1
t
t
4
0
i
L
r
(
t
)
i
L
m
(
t
)
d
t
（12）
励磁电感电流
i
Lm
(t)为一直线，
易求得其在时间
½上从
t
0
到
t
4
的积分为零，因此，式（12）可简化
为
I
o
½
n
1
T
s
2
1
0
½
r
t
0
½
0
1
½
r
t
2
½
r
D
y
T
s
2
1
½
D
y
f
N 1
（7.1）
（7.2）
（7.3）
2
½
r
t
4
t
t
4
0
i
L
r
(
t
) d
t
（13）
76
电 工 技 术 学 报
2013
年
4
月
而谐振电感电流对时间的积分即为对谐振电容
所充电荷量，则有
I
o
½
n
1
C
r
[
V
cr
(
t
4
)
V
cr
(
t
0
)]
T
s
2
1
（14）
对式（14）进行标幺化，并做适½变½可得
V
C
r
(
2
)
V
C
r
(0)
½
8
Q
2
3
M
（15）
将式（8）½式（10）代入式（11）和式（15）
，
可得到如下方程组：
(1
cos
2
)
I
m
sin
2
V
C
r
(0)
sin
2
M
sin
2
sin(
2
1
)
½
0
（16.1）
图
4
Fig.4
（b）PS 模式
全桥
LLC
谐振变换器的输入输出电压传输比曲线
Voltage-conversion ratio of FB LLC resonant
converter
(
2
3
sin
2
)
I
m
(1
cos
2
)
V
C
r
(0)
(cos
2
1)
M
cos(
2
1
)
cos
2
½
0
（16.2）
8
*
sin
2
I
m
cos
2
1
V
C
r
0
cos
2
1
23
Q
M
cos(
2
1
)
cos
2
½
0
在设计时，½量让变换器工½在
ZVS
状态，即
图中区域
1
和区域
2。而½变换器工½在区域 1
时，
f
s
＞f
r
，此时没有
L
r
与
L
m
串联与
C
r
一起谐振工½的
模态，因此二次整流二极管为硬关断，存在反向恢
复损耗。综上所述，应选择区域
2
为工½区域，因
此变频模式时变换器处于升压模式。
由图
4b
可以看出，移相模式时，变换器固定开
关频率，通过改变占空比
D
y
调节输出电压。这里
f
N
取
1，
即工½在谐振频率，
此时变换器在
D
y
为
1
时，
M
为
1。随着
D
y
的减小，M 逐渐降½，因此移相模
式时变换器处于降压模式。
（16.3）
该方程组共有参变量
1
½
3
、
*
I
m
Q、
。其中，
1
=D
y
/f
N
、
3
=/f
N
、
、
V
C
r
(0)
、M、
*
I
m
=M
2
/（2
）
。
可认为
和
f
N
为已知量，Q 可根据负½½条件来设定，
*
则
I
m
、
V
C
r
(0)
、M 是与
D
y
相关的隐½数，借助数学
分析½件
Maple 12.0
进行数值计算，可以得到不同
品质因数
Q
条件下输入输出电压传输比
M
与占空比
D
y
的关系曲线，
如图
4b
所示，
所用主要参数：
=4，
f
N
=1。
由图
4a
可以看出，变频模式时，½开关频率等
于谐振频率时，无论负½½多大，变换器的电压传输
比均为
1，这是因为此时
L
r
和
C
r
谐振支路的阻抗为
零，电源激励直接加在变压器一次侧，将电压传输
到负½½。
4
混合式控制策略的实现方案
变频和定频控制两种方法各有优缺点，为了结
合两者的优点，本文提出了一种混合式控制策略：
½输入电压较½时，½变换器工½在变频模式；½
输入电压较高时，½变换器工½在移相模式。
UCC3895
是
TI
公司生产的一种高性½
PWM
移
相型控制芯片，本文采用该芯片设计实现所提出的
混合式控制策略。
UCC3895
应用于移相控制电路中常见的接法
如图
5
所示虚线框外部分，且
RT
脚直接通过定时
此时内½误差放大器接成射极跟随器
电阻
R
T
接地，
的½式，RAMP 脚接振荡器输出
CT
脚，工½在电
压控制模式。v
FB
½为调制波与
RAMP
脚产生的锯
½波交截产生占空比。移相控制输出电压自动调节
过程可表示为：V
o
↑→v
f
↑→v
FB
↓→D↓→V
o
↓。
4.1
变频控制电路的加入
本文所提出全桥
LLC
谐振变换器的混合式控
（a）VF 模式
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