V1.2
版
开关电源的设计，计算
1.先
计 算
BUCK
电 容 的 损 耗 （ 电 容 的 内 阻 为
R
buck
85VAC~264VAC,频率为 50Hz，P
OUT
=60W,V
OUT
=60W）
：
电容的损耗：
P
buck
=R
buck
*I
buck,rms 2
I
buck,rms
=I
in,min
假 设 为
350m
Ω ， 输 入 范 围 为
2
−
1
3 *
F
line
*
t
c
t
c
:二极管连续导通的时间
t
c
=
其
1
−
4 *
F
line
arcsin
e
(
V
min
)
Vpeak
=3ms
2 *
π
*
F
line
中
：
V
min
=
2 *
V
in
, min
*
V
in
, min
−
P
in
* (1
−
D
ch
)
C
in
*
F
line
V
peak
=
2
*V
in,min
其图中的
T1
就是下面公式中
t
c
或：V
min
=
2 *
V
in
, min
*
V
in
, min
−
2 *
P
o
* (
1
−
t
c
)
2 *
F
line
C
in
*
η
所以(假设最½输入电压时，输入电流=0.7A)：
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等级：内部密
I
buck,rms
=I
in,min
2
2
=0.7*
−
1
=1.3A
−
1
3 * 50 * 3
3 *
F
line
*
t
c
P
buck
=350m*1.3
2
=0.95W
第一步计算电容损耗是为了½用其中的
t
c
值,电容的容量一般通用范围选
2~3μ/W，固
定电压为
1μ/W
2.
输入交流整流桥的计算(假设
V
TO
=0.7V,R
d
=70mΩ)
在同一个时间内有两个二极管同时导通，半个周期内两个二极管连续导通
I
d,rms
=
I
in
, min
0.7
=
=1.04A
3 *
F
line
*
t
c
3 * 50 * 3
m
I
in
, min
0.7
+R
d
*I
d,rms2
)=2*(0.7*
+70m*1.04
2
)=640mW
2
2
P
diodes
=2*(V
TO
*
一个周期内桥堆损耗为:
P
BR=
2*P
diodes
=2*640m=1.28W
桥堆功耗超过
1.5W
时，我个人认为应加散热器（特别是电源的½用环境温度较高时）
变压器和初级开关
MOS：
反激式开关电源有两种模式
CCM
和
DCM，各有优缺点。一般，DCM
为二极管提供更½
的开关条件，在二极管反相恢复之前，二极管的电流刚½为零。DCM
模式的变压器要小些，
因为
DCM
储存的平均½力要比
CCM
小。DCM 高
RMS
电流，会增加
MOS
的导通压降和
输出电容的电流压力。因此，DCM
推荐½用在输出高压，½电流的场合，CCM
½用在输出
½压大电流场合。
在
CCM
反激变换器中，
设计方法是连续正向传输，
因为输入输出电压增益仅依靠占空比
（the
duty cycle）
。而
DCM
反激变换器的输入输出电压增益不依靠占空比（the
duty cycle）而是负
½½条件,会致线路设计稍微复杂点。一般可以接受½用最½输入电压，最大负½½时
CCM
和
DCM
临界点来设计
DCM
变换器，
这时
MOS
导通损耗最½。
综上所述我们可以½用最½输
入电压，最大负½½电压增益设计
CCM
变换器。
½
MOS
关断时，MOS
承受输入电压
V
in,dc
和次级反射初级电压
V
OR
之和。设定了最大
Dmax,V
OR
和
MOS
实际电压
V
dsnom
可以由以下公式决定：
V
OR
=
D
MAX
*
V
in
, min
1
−
D
MAX
V
dsnom
=V
OR
+V
in,max
根据上面的公式，减少
D
max
,MOS
承受电压会降½，½是同时会增加次级二极管承受电压。
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等级：内部密
如果
MOS
耐压有足够，D
MAX
½可½设½大些。
考虑到变压器漏感引起的尖峰电压，
只½用
MOS
耐压的
65%~70%来设定最大占空比 D
MAX
,
对于通用范围的应用
D
MAX
一般设定为
0.45~0.5，因为大于 0.5，对于反激 CCM
模式会引起
次生谐波振荡。
确定变压器的初级电感量
L
M
CCM
和
DCM
模式会随输入和负½½变化而变化。
最坏情况下变压器的电感量
L
M
由最大负
½½和最小输入电压决定。因此
L
M
=
(
V
min
*
D
MAX
)
2
2 *
P
in
*
F
s
*
K
RF
K
RF
:
最大负½½和最½输入电压时的纹波系数，定义如图
DCM
模式
K
RF
=1
CCM
模式
K
RF
＜1
纹波系数跟变压器的大小和
MOS
的
RMS
值紧密相连。
½管可以减小
K
RF
来降½
MOS
的导通损耗，
太小的
K
RF
会迫½变压器尺寸增加。
对于
CCM
反激模式，通用输入模式设定
K
RF
=0.25~0.5，固定输入设定 K
RF
=0.4~0.8
是比较合理。
一旦
L
M
确定了，最大峰值电流和
MOS
的
RMS
电流就如下：
I
dspeak
=I
EDC
+
△
I
2
2
△
I
D
MAX
2
*
3 *
(
I
EDC
)
+
rms
3
2
I
ds
=
其中：
I
EDC
=
P
in
V
min
*
D
MAX
V
min
*
D
MAX
△
I=
L
M
*
F
S
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等级：内部密
最½输入电压，最大负½½设计的
CCM
变换器可½随着输入电压的增加进入
DCM
模式。要
保证最高输入电压，最大负½½仍工½在
CCM
必须满足：
1
1
−
V
DCCCM
=
2 *
L
M
*
F
S
*
P
in
V
OR
−
1
如果计算值为负，在最高电压，最大负½½变换器仍然工½在
CCM
模式。
如果½用的集成芯片需要验证饱和电流是否大于芯片最大电流：
I
sat
=
其中：
N
P
*
B
sat
*
A
e
L
M
可以推导出：A
e
=
I
p
_
pk
*
L
M
B
sat
*
N
P
I
sat
变压器饱和电流
B
sat
饱和磁感应强度
（一般
0.3）
A
e
有效磁面积 （m
2
）
变压器饱和的原因：
变压器电感量太大
初级圈数太少
没有½启动
磁芯
A
e
太小
MOS
损耗(假设
R
DS(120)
=1.2Ω， I
dsrms
=1.26A):
导通损耗：
P
on
=R
DS(120
度
)
*（I
dsrms
）
2
=1.9W(下面计算散热器½用)
门极损耗：
P
G
=V
G
*Q
g
*F
S
V
G
为门推动电压
开通损耗：
P
SW,ON
=
I
P
−
valley
*
V
bulk
*
∆
t
*
F
W
12
△t=
Q
GD
I
DRV
_
pk
关闭损耗：
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P
SW,off
=
I
p
−
pk
*
V
bulk
*
∆
t
*
F
W
12
△t=
Q
GD
I
p
_
pk
源极电阻功耗：
P
RSEN
=I
P,RMS 20%2
*R
sen
启动电阻的计算（设启动时间
5S，启动电容 39μF，芯片启动电流 50μA）
：
I
TOTAL
=I
START-UP
+
C
*
dV
=50+94
dt
直接取
150μA
dV
芯片开启门槛，假设
12V，dt
为
5S
R
START-UP
=
V
min
I
TOTAL
初级吸收回路的计算：
由于变压器存在漏感，如果不现在电压，可½导致
MOS
损坏，吸收½络实际是假设吸
收电容容量足够大，其电压在开关周期内变化不明显。第一步先设定吸收电容的电压
Vsn
（最½输入电压，最大负½½）
，一旦这个电压确定，吸收½络的功耗计算如下：
P
sn
(
V
sn
)
2
=
R
sn
1
V
sn
2
=
*
F
S
*
L
LK
*
(
I
ds
peak
)
*
2
V
sn
−
V
RO
其中：V
sn
必须大于
V
RO
,一般设为 2~2.5
倍
V
RO
值取的太小，根据上面的公式会
导致吸收½路损耗过大。½用开关频率测量漏感，测试时除初级外其他全部短路。
吸收电容上的纹波电压为：△V
sn
=
V
sn
C
sn
*
R
sn
*
F
S
一般
5%~10%的纹波电压是允许的
上面的电压是在最½输入，最大负½½时的，在
CCM
模式中，峰值电流和吸收电压随
输入电压的增加而减少。吸收电容在最高输入，最大负½½时为：
V
sn2
=
V
RO
+
(
V
RO
)
2
+
2 *
R
sn
*
L
LK
*
F
S
*
(
I
ds
2
)
2
2
I
ds2
=
P
in
*
(
V
IN
,
MAX
+
V
RO
)
V
IN
,
MAX
*
V
RO
+
V
IN
,
MAX
*
V
RO
2 *
L
M
*
F
S
*
(
V
IN
,
MAX
+
V
RO
)
I
ds2
=
在
DCM
模式中
2 *
P
in
F
S
*
L
M
通过上面的计算：
V
dsmax
=V
IN,MAX
+V
sn2
验证这个值是否超过
MOS
额定耐压的
90%。
吸收二极管的耐压一般选择比
MOS
要高些，一般选
1A，1000V
的二极管。
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