第2
9卷第2期
南
19
97年4月
Journal of
京
N anjing U niversity of A eronautics
＆A
stronautics
航
空
航
天
大
学
学
报
V ol．
2 o．
9N 2
A pr
．
9
1 7
9
RCD
箝½正激变换器的分析研究
（
南京航空航天大学自动控制系
摘要
●
陈道炼
陈卫昀
严仰光
南京，
01 ）
2 06
1
正激变换器因电路简单而广泛应用于中小功率变换场合。 ½是它的一个固有缺陷是功率
正确性。
正激变换器的工½原理，
给出了
RCD
箝½½络的设计准则和步骤。 实验结果证实了理论分析的
晶½管截止期间变压器必须磁复½，
因而需要采用附加的复½电路。 本文详细分析了
RCD
箝½
关键词：箝½电路；
½量平衡；
直流变流器；
箝½½络；
磁复½技术
中图分类号：
T M44 T M43
6
；
3
由于正激变换器具有电路简单、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，
因而广泛应
用于中小功率电源变换。½是，
正激变换器的一个固有缺点是功率晶½管截止期间变压器必
须磁复½，
因而需要复½电路。
1½
地回馈到电½中去
［
，
其不足是：①功率开关承受两倍的电源电压应力；
②占空比
d
＜0
5
．，
正激变换器变压器磁复½技术有½几种。 采用复½绕组法实现了变压器磁化½量无损
［
3½
其唯一不足是增加了变换器
kHz
场合。 有源箝½技术 实现磁恢复是一种性½优良的方法，
3，
设计难度与成本。
RCD
箝½技术
［
4½
具有线路简单、占空比
d
＞ ．、功率开关电压应力½等
05
优点，
其不足是磁化½量部分消耗在箝½电阻中。
其缺点，
其原因是过大的
LC
谐振电流增加了功率开关导通损耗，
因此它通常应用在
f
S
＝
0
2
感½量返回到电½中，
保证了变换器高效率；
½该技术在开关频率
f
S
＞3
kHz
时便暴露出
0
2½
压器漏感引起的功率开关关断电压尖峰。 采用无损
LCD
缓冲½络技术
［
可将磁化½量和漏
不适合½输入电源电压场合；
③复½绕组½变压器结构复杂化；
④需加
RC
缓冲½络抑制变
箝½正激变换器的工½原理、箝½½络的设计准则和步骤。
由于
RCD
箝½技术简单½廉，
因此它仍广泛应用于电源变换器中。 本文主要分析
RCD
1 RCD
箝½正激变换器稳态分析
假设输出滤波电感
L
、箝½电容
C
C
RCD
箝½正激变换器如图1所示。 为了简化分析，
足够大，
分别用电流源
I
0
、电压源
U
C
表示，
其简化电路及原理波½如图2所示。
●
收稿日期：
960
-
8
修改稿收到日期：
960
-
7
19
-
82
；
19
-
92
第一½者
陈道炼 男，
副教授，
6
1 4年8月生。
9
22
3
间：
南
京
航
空
航
天
大
学
学
报
第2
9卷
稳态工½时，
每个
PWM
开关周期分为六个区
整流二极管
D
1
t
0
－
t
1
：功率开关
S
在
t
0
时刻开通，
图1
RCD
箝½正激变换器
导通、箝½二极管
D
C
和续流二极管
D
2
截止；
渐减小，
2
中电流逐渐增大，
S
近似地看成由负½½折
D
C
算到原边的电流
I
0
／
N
线性充电；
一直到
t
3
时
C
S
继续由磁化电流
i
M
充电，
t
1
－
t
2
：
S
在
t
1
时刻关断，
2
将开通，
1
中电流逐
D
D
D
D
t
2
－
t
3
：
t
2
时刻，
DS
上升到
U
i
，
1
关断，
2
导通，
u
U
C
；
u
DS
＝
U
i
＋
变压器原边电流即磁化电流以－
U
C
／
L
M
斜率线性下
降到零；
与
C
S
开始谐振；
磁化电流衰减到零，
C
关断，
M
t
4
－
t
5
：
t
4
时刻，
D
L
t
3
－
t
4
：
t
3
时刻
D
C
开通，
DS
保持在
U
i
＋
U
C
值上，
u
这段死区时间变压器端电压为
D
1
流动而保持恒定，
零， 时刻
S
再次开通开始了新的一个周期。
t
0
由上述分析可知，
变压器工½在一三象限双向磁
磁化电流通过
D
t
5
－
t
0
：
t
5
时刻，
DS
＝
U
i
，
1
开通，
u
化，
提高了铁芯利用率。 在½输入电压满½½时，
占空比
区时间（
t
5
－
t
0
）
，
这样可保证功率开关最小的开通损耗
最大，
应该让整个截止时间½为变压器磁复½即无死
平衡原理，
箝½电容电压
（
u
DS
下降到
U
i
）
和最½电压应力。 据变压器伏秒面积
U
imin
ꆤ
max
d
N U
0
U
C
＝
＝
1－
d
max
1－
d
max
（1
）
图2
RCD
箝½正激变换器
及原理波½
变化量为
式（1 中， 为变压器匝比，
0
为输出电压。 磁化电流
）
N
U
Δ
M
＝
I
U
i
ꆤ
on
T
N U
0
ꆤ
S
T
＝
L
M
L
M
（2
）
1
1
－
量的减小应等于
L
M
上½量的增加，
C
S
U
2
＝
L
M
I
M2
，
即
因此磁化电流量小值为
C
2
2
U
C
－
I
M
＝－
L
M
／C
S
磁化电流最大值为
＋
－
I
M
＝ Δ
M
＋
I
M
＝
I
式（2 中，
on
，
S
分别为导通时间、周期，
M
为磁化电感。
t
4
－
t
5
期间
L
M
与
C
S
谐振，
S
中½
）
T T
L
C
（3
）
N U
0
ꆤ
S
T
－
L
M
U
C
L
M
／C
S
（4
）
第2期
陈道炼等：
RCD
箝½正激变换器的分析研究
部分磁化½量（
t
2
－
t
3
期间
L
M
与
C
S
之间的谐振，
U
2
／R ＝
C
1
2
剩½磁化½量消耗
C
S
U
C
）
½移到
C
S
中，
2
在箝½½络中。 若考虑漏感½量，
据½量平衡观点可得
I
0
1
1
＋
f
S
（
L
M
I
M2
－
C
S
U
2
）
＋
f
S
L
1K
C
2
2
N
2
23
3
式（5 中，
1K
为漏感，
2
／
R
为箝½½络损耗。 由式（4
5
可得
）
，
）
L
U
C
（5
）
2
2 1／
由式（6 可知，
C
是由
f
S
，
M
，
S
，
1K
，
等电路参数决定的，
）
½它与电源电压
U
i
无关，
因而
U
L C L R
这½得功率开关有更½的电压应力。
1
N U
0
R
1 （
N U
0
）
2
R
2
I
0
U
C
＝－
＋
RC
S
＋
＋2
S
L
1K
R
f
2
2
f
S
L
M
N
L
M
／C
S
（6
）
2
箝½½络设计
2 V ）
。
图3
a ）
，
b ）
，
c）
分别为不同漏感
L
1K
、
7
（
（
（
磁 化电感
L
M
，
S
（
包括功率
M OSFET
输出电
C
容、箝½二极管结电容、折算到原边的整流二极
管结电容、变压器绕组电容） 时，
C
／
U
in
与箝½
U
电阻
R
之间的关系曲线。
由图3½数曲线可知，
减小变压器漏感可
电路各参数½数曲线关系（
U
in
为额定输入电压
根据式（6 绘出箝½电压标么值
U
C
／
U
in
与
）
（ a）
图3 不同电路参数时
U
C
／
U
in
与箝½电阻
R
关系曲线
（ b）
（ c）
21
箝½电压选取
.
1
2
M OSFET
的容性开通损耗
f
S
C
S
U
i
增大了。
2
减小箝½电压；
增大磁化电感可减小箝½电压；
增大
C
S
可降½箝½电压，
同时也½功率
½压满½½时
d
＝
d
max
，
应保证变压器磁恢复，
即
24
3
南
京
航
空
航
天
大
学
学
报
第2
9卷
U
C
＞
考虑到功率
M OSFET
电压应力不应超过其耐压值，
即
式（8 中，
（ BR） DS
为
M OSFET
耐压值。 由式（7
8
可得
）
，
）
U
N U
0
1－
d
max
（7
）
（8
）
（9
）
U
DSmax
＝
U
imax
＋
U
C
＜
U
（ BR） DS
22
箝½电阻选取
.
N U
0
＜
U
C
＜
U
（ BR） DS
－
U
imax
1－
d
max
由式（3
5
可得
－
）
R
＝2
U
2
C
（
N U
0
）
2
T
S
2
U
0
U
C
N
I
0
－
＋
f
S
L
1K
L
M
N
L
M
／C
S
1
2
－
（1 ）
0
23
箝½电容选取
.
箝½电压变化量
Δ
C
可估算为
U
Δ
C
＝
U
C
C
＝
期间
D
C
关断，
箝½电容以
U
C
／
R
速率对
R
放电。
U
C
d
max
ꆤ
S
T
ꆤ
R
C
C
2
d
max
ꆤ
S
0
T
R
（1 ）
1
（1 ）
2
参照图4
t
＝
t
3
时
D
C
开通，
－
t
4
期间原边
，
t
3
绕组电流即磁化电流对
RC
箝½½络充电，
－
t
5
t
4
若箝½电压纹波
Δ
C
／
U
C
＝ ％，
5
则箝½电容为
U
3
实
验
图4 箝½电压
U
C
与箝½电流
i
C
波½
1
½
2
输出电压
U
0
＝
7 V
，
10
满½½电流
U
i
＝
8 3 V
，
为
I
0
＝ ．
A
，
05
开关频率
f
S
＝
5 kHz
，
6
变压器匝
比
N
＝ ∶
0
磁化电感
L
M
＝2
0
μ ，
1 2
，
4 H
漏感
L
1K
＝2
0
μ 。
功率开关选用
IRF52 10 V
／
2
．
H
3（ 0
1
0 （100
箝½二极
A ）
，
1
，
2
选用
FR17 0 V
／
A ）
，
D D
管
D
C
选用
FR11 10 V
／ ．
A ）
，
S
＝15
0
5（ 0
15
0
C
7
pF
，
C
＝ ． μ 。
在不同箝½电阻
R
下测得一
C
04 F
组
U
C
值，
如图5所示（ 实线为理论计算值、*号
为实测值）
。
实验结果与理论分析一致。
图1所示
RCD
箝½正激变换器，
输入电压
图5 箝½电压与箝½电阻的关系曲线
4
结
论
文本对
RCD
箝½正激变换器½了详细的理论分析，
推导出箝½电压
U
C
与
R
，
M
，
1K
，
L L
第2期
陈道炼等：
RCD
箝½正激变换器的分析研究
25
3
减小箝½½络损耗
U
2
／
R
C
C
S
，
S
，
0
，
等参数的½数关系。 在保证变压器磁恢复的前提下，
f U I
0
效率要求不很高的场合具重大实用价值。
参
的关键是减小变压器漏感
L
1K
和增大磁化电感
L
M
。
RCD
箝½技术简单、价格½廉，
在对变换
考
文
献
1
丁道宏．电力电子技术．北京：航空工业出版社，
9
．
3 24
1 22
－
1
9
1
2
沈冬珍等．
L CD
无损吸收½络的应用研究．电力电子技术，
95 （4
：
5 3
19
，
） 3
－
8
4
徐德高等．脉½调制变换器型稳压电源．北京：科学出版社，
8
．
0 12
1 31
－
4
9
4
19
. －
0
0
Seminar Proceedings
，
9111 19
3 L eu C S
，
et al
．
Comparison of forw ard topologies w ith various reset schemes
．
In
：
V PEC
Analytical Study of RCD Clamped Forward Converter
（ Department of A utomatic Control
，
U A A
N
Chen Daolian
Chen W eiy un
Yan Yangguang
2 06
1
N anjing
，
01 ）
Abstract
al reset circuitry has to be used
．
he operating principle of RCD clamped forw ard convert
T
-
-
er is carefully analyzed
．
he design trade offs and procedures of the RCD clamped netw ork
T
are provided
．
T heoretical analysis is verified by the experimental results
．
reset technique
Key words
：
clamper circuits
；
energy balance
；
converter
；
clamped netw ork
；
magnetic
DC
Due to circuit simplicity
，
forw ard topology has been w idely used for low
- -
the
to
medium pow er conversion applications
．
One inherent limitation of the forw ard converter is
that the transformer must be reset during the pow er transistor off period
．
hus
，
T
addition
-
京公网安备 11010802033920号
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