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常用电源设计技巧图解
反激式电源中的铁氧½磁放大器对于两个输出端½提供实际功率（
5 V 2 A
和
12 V 3 A
，
两者½可实现±
5%
调节）的双路输出反激式电源来说，½电压达到
12 V
时会进入零负½½
状态，而无法在
5%
限度内进行调节。线性稳压器是一个可实行的解决方案，½由于价格
昂贵且会降½效率，
仍不是理想的解决方案。
我们建议的解决方案是在
12 V
输出端½用一
个磁放大器，即便是反激式拓扑结构也可½用。
为了降½成本，建议½用铁氧½磁放大器。然而，铁氧½磁放大器的控制电路与传统的矩½
磁滞回线材料（高磁导率材料）的控制电路有所不用。铁氧½的控制电路（
D1
和
Q1
）
可吸收电流以便维持输出端供电。该电路已经过全面测试。变压器绕组设计为
5 V
和
13 V
输出。
该电路在实现
12 V
输出±
5%
调节的同时，甚至还可以达到½于
1 W
的输入功率（
5 V
300 mW
和
12 V
零负½½）。
考虑一下
5 V 2 A
和
12 V 3 A
反激式电源。
该电源的关键规范之一便是½
12 V
输出端达
到空½½或负½½极½时，
5 V
输出端提供过功率保护
(OPP)
。
对
这两个输出端½提出了±
5%
的电压调节要求。
对于通常的解决方案来说，½用检测电阻会降½交叉稳压性½，并且保险丝的价格也不菲。
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而现在已经有了用于过压保护
(OVP)
的消弧电路。
该电路½够同时满足
OPP
和稳压要求，
½用部分消弧电路即可实现该功½。
从图
1
可以看出，R1 和
VR1
½成了一个
12 V
输出端有源假负½½，
这样可以在
12 V
输
出端½½½时实现
12 V
电压调节。在
5 V
输出端处于过½½情况下时，
5 V
输出端上的电压
将会下降。假负½½会吸收大量电流。
R1
上的电压下降可用来检测这一大量电流。
Q1
导
通并触发
OPP
电路。
在线电压
AC
到½压
DC
的开关电源产品领域中，反激式是目前最流行的拓扑结构。这其
中的一个主要原因是其独有的成本效益，
只需向变压器次级添加额外的绕组即可提供多路输
出电压。
通常，反馈来自对输出容差有最严格要求的输出端。然后，该输出端会定义所有其它次级绕
组的每伏圈数。由于漏感效应的存在，输出端不½始终获得所需的输出电压交叉稳压，特别
是在给定输出端因其它输出端满½½而可½无负½½或负½½极½的情况下更是如此。
可以½用后级稳压器或假负½½来防止输出端电压在此类情况下升高。
然而，
由于后级稳压器
或假负½½会造成成本增加和效率降½，
因而它们缺乏足够的吸引力，
特别是在近年来对多种
消费类应用中的空½½和
/
或待机输入功耗的法规要求越来越严格的情况下，这一设计开始
受到冷½。图
1
中所示的有源并联稳压器不仅可以解决稳压问题，还½够最大限度地降½
成本和效率½响。
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图
1 -
用于多路输出反激式½换器的有源并联稳压器
该电路的工½方式如下：两个输出端½处于稳压范围时，电阻分压器
R14
和
R13
会偏½
三极管
Q5
，进而½
Q4
和
Q1
保持在关断状态。在这样的工½条件下，流经
Q5
的电流
便充½
5 V
输出端很小的假负½½。
5 V
输出端与
3.3 V
输出端的标准差异为
1.7 V
。½负½½要求从
3.3 V
输出端获得额外的
电流，而从
5 V
输出端输出的负½½电流并未等量增加时，其输出电压与
3.3 V
输出端的电
压相比将会升高。
由于电压差异约超过
100 mV
，Q5 将偏½截止，
从而导通
Q4
和
Q1
并
允许电流从
5 V
输出端流到
3.3 V
输出端。该电流将降½
5 V
输出端的电压，进而缩小
两个输出端之间的电压差异。
Q1
中的电流量由两个输出端的电压差异决定。
因此，
该电路可以½两个输出端均保持稳压，
而不受其负½½的½响，即½在
3.3 V
输出端满½½而
5 V
输出端无负½½这样最差的情况下，
仍½保持稳压。
设计中的
Q5
和
Q4
可以提供温度补偿，
这是由于每个三极管中的
VBE
温
度变化½可以½此抵消。
½用三相交流电进行工½的工业设备常常需要一个可以为模拟和数
字电路提供稳定½压直流电的辅助电源级。此类应用的范例包括工业传动器、UPS 系统和
½量计。
此类电源的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。不仅这些应用中的输入电压更
高，
而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常½的波动—包括跌½时间延
长、电涌以及一个或多个相的偶然丢失。而且，此类辅助电源的指定输入电压范围可以达到
57 VAC
至
580 VAC
之½。
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设计如此½范围的开关电源可以说是一大挑战，
主要在于高压
MOSFET
的成本较高以及传
统的
PWM
控制环路的动态范围的限制。
StackFET
技术允许组合½用不太昂贵的、额定
电压为
600V
的½压
MOSFET
和
Power Integrations
提供的集成电源控制器，这样便可设
计出简单便宜并½够在½输入电压范围内工½的开关电源。
图
1 –
采用
StackFET
技术的三相输入
3W
开关电源
该电路的工½方式如下：
电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统，
甚至来自单相系
统。三相整流器由二极管
D1-D8
构成。电阻
R1-R4
可以提供浪涌电流限制。如果½用可
熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。
pi
滤波器由
C5
、
C6
、
C7
、
C8
和
L1
构成，可以过滤整流直流电压。
电阻
R13
和
R15
用于平衡输入滤波电容之间的电压。
½集成开关
(U1)
内的
MOSFET
导通时，
Q1
的源端将被拉½，
R6
、
R7
和
R8
将提
供栅极电流，并且
VR1
到
VR3
的结电容将导通
Q1
。½纳二极管
VR4
用于限制½加给
Q1
的栅极源电压。½
U1
内的
MOSFET
关断时，
U1
的最大化漏极电压将被一个由
VR1
、
VR2
和
VR3
构成的
450 V
箝½½络箝½。这会将
U1
的漏极电压限制到接近
450 V
。与
Q1
相连的绕组结束时的任½额外
电压½会被½加给
Q1
。这种设计可以有效地分配
Q1
和
U1
之间的整流输入直流电压和
反激式电压总量。电阻
R9
用于限制开关切换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏
感，箝½½络
VR5
、
D9
和
R10
则用于限制初级上的峰值电压。
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输出整流由
D1
提供。
C2
为输出滤波器。
L2
和
C3
构成次级滤波器，以减小输出端的
开关纹波。
½输出电压超过光耦二极管和
VR6
的总压降时，
VR6
将导通。输出电压的变化会导致流
经
U2
内的光耦二极管的电流发生变化，进而改变流经
U2B
内的晶½管的电流。½此电
流超出
U1
的
FB
引脚阈值电流时，将抑制下一个周期。输出稳压可以通过控制½½及抑
制周期的数量来实现。一旦开关周期被开启，该周期便会在电流上升到
U1
的内部电流限
制时结束。
R11
用于限制瞬态负½½时流经光耦器的电流，以及调整反馈环路的增益。电阻
R12
用于偏½½纳二极管
VR6
。
IC U1 (LNK 304)
具有内½功½，因此可根据反馈信号消失、输出端短路以及过½½对该电路
提供保护。由于
U1
直接由其漏极引脚供电，因此不需要在变压器上添加额外的偏½绕组。
C4
用于提供内部电源去耦。（
二极管
D8
和
D9
不是必需的器件，½可用于降½
Q1
中的功率耗散，从而无需在设计添
加散热片。
该电路只对两个电压之间的相对差异½出反应，
在满½½和½负½½条件下基本不起½用。
由于
并联稳压器是从
5 V
输出端连接到
3.3 V
输出端，因此与接地的并联稳压器相比，该电路
的有源耗散可以降½
66%
。其结果是在满½½时保持高效率，从½负½½到无负½½的功耗保持
较½水平。
该电路½确保变压器在每个周期进行复½，因此可大大简化½用
TopSwitch-GX
设计正激
式½换器的过程。
检测电路与正激式½换器偏½绕组配合½用可以检测关断期间的电压波½。
½此间电压较高
时，信号会应用于
TopSwitch-GX L
引脚，½其断开与
S
引脚的连接，从而抑制内部
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