基于
UC3844
的多路输出
IGBT
驱动电源设计
摘要：介绍一种采用
UC3844
集成芯片实现的多路输出单端反激式
IGBT
驱动电源。根据设计要求给出了该电路的具½设计步骤及电路参数。实验
结果表明，该电源的可靠性高，稳定性½，输出纹波小，½够适应电½电压
10％和负½½ 20％的波动。
关键词：开关电源；单端反激；多路输出
中图分类号: 文献标识码: 文章编号：
0
引言
近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的½积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。单端反激式变换电路由于具有½
积小、重量½、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负½½的½力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅
助电源或功率开关的驱动电源。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控
制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个
独立变量，从而½开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，
应用电流控制型芯片（峰值电流控制）UC3844 设计了一种大功率高频开关电源功率开关（例如
IGBT）驱动电源，其主要技术指标为：5
路输出
（各路均为
20V/0.5A）；输出电压纹波<±0.5％；工½频率为 40kHz；输入交流电压范围（1±10％）220V。1
主电路设计
1.1
主电路拓扑
图
1
是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220V 交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电
路，并通过电阻
R
1
、C
2
为
UC3844
提供初始工½电压。为提高电源的开关频率，采用功率
MOSFET
½为功率开关管，在
UC3844
的控制下，将½
量传递到输出侧。为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设½了
RCD
缓冲电路。
图
1
1.2
变压器设计
驱动电源原理功率开关图
变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工½可靠性，以及输出电气性½½起着非常重要的½用。在设计时要充分考虑½换功率
容量、工½频率、主电路½式、输入和输出电压等级和变化范围、铁芯材料和½状、绕组绕制方式、散热条件、工½环境和成本等各方面的因素。
而单端反激式变换电路中的变压器既有电抗器的功½又有变压器的工½特性，因而它的设计方法有它的特殊性[1]。
如图
1
所示，½功率开关管受
PWM
脉冲激励而导通时，直流输入电压½加到高频变压器的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压½
整流二极管反向偏½而阻断,此时电源½量以磁½½式存储在电感中；½开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，
½输出端的整流二极管导通，储存在变压器中的½量释放给负½½。
根据技术指标的要求，输入功率约为
62.5W，则原边峰值电流为
I
pk
=2P
o
/(V
in(max)
D
max
)=0.69A（1）
式中：P
o
为输出功率，50W；
V
in(max)
为交流电压的最大值（取
240V）经过整流后得到的直流电压的数值，取 288V；
D
max
为最大占空比，取
0.5。变压器的初级电感量为
L
p
=V
in(min)
×D
max
/(I
pk
×f)=4.02mH（2）
式中：V
in(min)
为交流电压的最小值（取
185V）经过整流后得到的直流电压的数值，取 222V；
D
max
为最大占空比，取
0.5；
f
为工½频率，40kHz。
利用
AP
法选择最小尺寸的磁芯
A
e
×A
c
=L
p
×I
pk
×10
6
/（j×K
e
×K
c
×ΔB
max
）=15.7×10
3
mm
4
（3）
式中：L
p
为前面计算的变压器初级电感量；
I
pk
为原边峰值电流；
j
为电流密度（A/mm
2
），这里取为
3；
K
e
为铁芯截面有效系数，选用铁氧½铁芯，K
e
=0.98；
K
c
为铁芯窗口的有效利用系数，取
0.3；
ΔB
max
为磁通密度的最大变化量，取
0.2。
据此可选
EI33
型磁芯，其
A
e
=9.7×12.7=123.19mm
2
，A
c
=7.3×19.2=140.16mm
2
（其
A
e
×A
c
=17.3×10
3
mm
4
）
导线截面积为
S
x
=I
in(max)
/j=0.28/3=0.09mm
2
（4）
可选择直径为
0.41mm
的漆包线。初级匝数为
N
p
=V
s
×t
on
/(ΔB
ac
×A
e
)=123（5）
式中：V
s
为原边所加的直流电压的平均值，取
264V；
t
on
为最大占空比下的开通时间，为
1.2×12.5×10
6
s。次级匝数为
－
N
s
=
=24.6，取 25。
式中：U
2
/U
1
，为变压器原副边的电压比，根据经验数值以及所选开关管的耐压值（500V），设定原副边的电压比为
5：1。
1.3
变压器原边缓冲电路设计
每½开关管由导通变为截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而½成的，
它与直流高压
V
s
和感应电压
V
OR
叠加后很容易损坏开关管。为此，加入
RCD
缓冲电路，对尖峰电压进行箝½或吸收[2]。
缓冲电容要满足½开关管集电极电流达到
0
时，其集电极电压不½超过
V
ceo
的
70％，即
C=
=8nF，取 10nF/400V（6）
式中：I
p
是原边电流（0.28A）；
t
f
是集电极电流下降时间（20μs）；
V
ceo
是所用晶½管的
V
ceo
额定值（500V）。
按在
T
r
最小导通时间里电容½充分放电来选择缓冲器放电电阻（R）。最小导通时间在最大输入电压
V
smax
、最小负½½电流
I
omin
时发生。为½
C
在
t
on
时½完全充分放电，电阻不½过大。因此，按
RC
时间常数等于
0.5t
off(min)
（t
off(min)
取
2.5μs）来计算
R
值，即
R=
×10
2
=12.5kΩ，取 15kΩ（7）
电阻上消耗的功率为：
P= CV
C2
f=2.79W（8）
式中：V
C
为整流后的直流电压
264V；
f
为工½频率
40kHz。
为保证此电源½长时间工½，电阻的额定功率应留有一定½量，故选用
5W
的功率电阻。
2
2.1
控制电路设计
UC3844
外围电路设计
UC3844
内部主要由
5.0V
基准电压源、振荡器（用来精确地控制占空比调节）、降压器、电流测定比较器、PWM 锁存器、高增益
E/A
误差放
大器和适用于驱动功率
MOSFET
的大电流推½输出电路等构成[3]。
UC3844
的典型外围电路如图
2
所示，图中脚
7
是其电源端，芯片工½的开启电压为
16V，欠压锁定电压为 10V，上限为 34V，这里设定 20V
给它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为
10μF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常工½以后由副边供电。原边主电
路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为
62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌入稳压二极管，导致其过
压烧坏，在输出端给
UC3844
供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
图
2
3844
的典型外围电路
脚
4
接振荡电路，产生所需频率的锯½波，工½频率为=1.8/C
T
R
T
，振荡电阻
R
T
和电容
C
T
的值分别为
100kΩ、200pF。脚 8
是其内部基准电压
（5V），给光耦副边的三极管提供偏压。脚
2
及脚
1
为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个
15kΩ的电阻构成比例调节器，
这里采用比例调节而不用
PI
调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。
6
是输出端，
脚
经一个限流电阻
（22Ω/0.25W）
限流后驱动功率
MOSFET
（IRF840），为保护功率
MOSFET，在脚 6
并联一支
15V
的稳压二极管。
2.2
电流反馈电路设计
UC3844
采用的是峰值电流控制模式，脚
3
是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由
R
3
，R
f
以及脚
3
组成。如图
2
所
示，从脚
3
引入的电流反馈信号与脚
1
的电压误差信号比较，产生一个
PWM（脉½调制）波，由于电流比较器输入端设½了 1V
的电流阈值，½
电流过大而½电阻
R
3
上的电压超过
1V（即脚 3
电平大于
1V）时，将关断 PWM
脉冲，反之，则保持此脉冲。
由于电阻
R
3
检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为
i
max
=1/R
3
。这里上端采样电阻
R
f
取为
1kΩ，下
端电流检测电阻
R
3
取为
0.55Ω。滤波电容取为 470pF/1.2V
的电解电容。
2.3
电压反馈电路设计
采用三端可控基准源
TL431
反馈误差电压，并将误差电压放大，驱动线性光耦
PC817
的原边发光二极管，而处在电源高压端的光耦副边三极管
得到反馈电压，输入到
UC3844
的内部误差放大器（脚
1
和脚
2），进而调整开关管的开通、关断时间[4]。
TL431
的参考端（REF）和阳极(ANODE)间是稳定的
2.5V
基准电压，它将取样电阻上的电压稳在
2.5V。½输出电压增大，经
R
10
，R
11
分压后
得到的取样电压（即
R－A
间的电压）大于
2.5V
时，流过
TL431
的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，进而
½得开关管的导通时间减少，从而降½输出电压。
基于上述分析，TL431 下端采样电阻为
R=2.5V/1mA=2.5kΩ
实际的检测电流为
I=2.5V/2.7kΩ=0.96mA
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