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1999
年
10
月
磁 性 材 料 及 器 件
・
23
・
抗
EM I
滤波器设计与应用原理
吴雪予
(
中½西南应用磁学研究所 四川绵阳
621000)
(
浙江天通电子股½有限公司 浙江海宁
314412)
摘 要
铁氧½½磁材料用于电磁兼容性设计具有优良的电磁性½和价格优势。
本文从
噪声滤波器原型出发着重讨论了噪声滤波器设计和应用原理
,
简化和推导了扼流圈电感计算公
½为实例
,
利用电感计算公式和材料
K
值曲线计算了几种管
式
,
提出了材料优值
(
K
值
)
概念。
½磁心阻抗
,
结果与实测值相符。
此外
,
文中提出了噪声失配概念½为噪声滤波器
(
扼流圈
)
应用
的理论基础。
关键词
电磁干扰 电磁兼容
(EM C )
性 噪声滤波器 材料
K
值 噪声失配
1
引言
由于诸如电脑以及移动电话之类的电
子设备不断增加
,
科学、
医疗、
工业机器、
机
动运输设备点火装½对那些工½在其附近
的电子设备的电磁干扰
( EM I)
已成为一种
日益严重的环境污染。
解决
(
降½
)
电磁污染
或提高电子设备抗拒电磁污染½力的有效
办 法是采用电磁兼容性
( EM C )
设计。
本文
主要介绍在电磁兼容性设计中广泛½用的
噪声滤波器设计方法及应用原理。
代表储½部分。
R
、
X
L
½是频率的½数。
图
2
是
N iZn
铁氧½磁心阻抗频率特性曲线。
采
用串联等效电路
,
扼流圈阻抗为
图
1
噪声滤波器原型
2
噪声滤波器原型
噪声滤波器一般采用图
1
所示的结构。
设
S
为源
,
Z
A
为源阻抗
,
则插入损耗由下式
计算
:
L
I
= 20 lg [ (
Z
A
+
Z
B
+
Z
F
) (
Z
A
+
Z
B
) ]
( 1)
式 中
,
Z
B
为负½½阻抗
,
Z
F
为铁氧½磁心电感
(
扼流圈
)
阻抗
,
Z
F
=
R
+
X
L
,
X
L
=
Ξ
。
L
2
2
铁氧½磁心阻抗是个复数
,
实部
R
由其
复数磁导率虚部
Λ
"
决定
,
代表磁心损耗部
分
;
虚部
X
L
由其复数磁导率实部
Λ’
决定
,
Ξ
收稿日期
: 1999
2
04
2
12
图
2
N iZn
材料阻抗频率特性
Ξ
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J M agn M a ter D evices
・
24
・
Z
F
=
R
+ j
X
L
,
X
L
=
Ξ
,
L
R
+
X
L
2
2
V o l 30 N o 5
Z
F
=
可以看出
,
频率½于
100M H z
时扼流圈
阻抗
Z
F
主要由电感提供
;
频率高于
100M H z
之后
,
扼流圈阻抗中电抗分量下降
,
磁心损
耗增加
,
扼流圈阻抗
Z
F
主要由磁心有效电
阻提供。
插损计算实例
:
为简单计
,
设源阻抗和
阻抗
Z
F
= 500
8
,
则滤波器插损
:
L
I
= 20 lg [ ( 1+ 1+ 500) ( 1+ 1) ]= 48 (dB )
负½½阻抗½为
1
8
,
即
Z
A
=
Z
B
= 1
8
,
扼流圈
如果
Z
A
、
B
½
Z
F
,
上式可简化为
Z
L
I
= 20 lg [
Z
F
(
Z
A
+
Z
B
) ]
Z
F
=
Ξ
= 2
Π
L
L
f
图
3
滤波器完整结构
式得
在工½频率足够½或者小于材料谐振
频率的情况下
,
如果½略磁心损耗
,
则磁心
在线路中提供的阻抗为
Z
=
Ξ
=
ΞΛ
i
L
0
=
L
4. 6
Λ
0
K N
2
H
ln (
D d
)
×
10
- 9
( 5)
Z
=
Ξ
=
ΞΛ
i
L
0
=
L
2
K
Λ
0
N C
1
( S I
制
)
( 7)
L
=
Λ
i
L
0
( 4)
抗
EM I
滤波器通常具有½通特性
,
所以上
述简化符合实际情况。
3
扼流圈阻抗计算
下面以单匝管型磁心为基础首先推导
一个扼流圈阻抗计算公式
,
然后
,
通过公式
应用举例说明抗
EM I
器件设计计算的一般
方法。
3. 1
单匝管型磁心
扼流圈阻抗
Z
F
由单匝磁管构成
,
图
3
为
滤波器完整结构。
图中磁管½为电抗器
(
扼
流圈
)
对噪声提供抑制。
设扼流圈½频损耗
可以½略
,
则阻抗
式中
,
L
为磁心线圈电感量
,
f
为噪声频率
,
通常用½通滤波器截止频率代入。
由空心线圈电感计算式
:
2
-
L
0
= 4. 6
Λ
0
N H
ln (
D d
)
×
10
9
( 2)
( 3)
H
为磁心高度
( cm ) ;
Λ
0
( = 0. 4
Π
10 )
为
×
-6
式中
,
L
为磁心线圈电感量
(H ) ;
Λ
i
为磁心
材料磁导率
;
D
、 为磁心外径、
d
内径
( cm ) ;
(
真空磁导率
;
N
为线圈匝数。
3)
式除以
( 2)
得到带有磁心的线圈电感计算式
:
2
-
L
= 4. 6
Λ
i
Λ
0
N H
ln (
D d
)
×
10
9
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磁性材料制造商一般½会给出材料的
磁谱曲线
(
Λ
i
½
f
、
∆ Λ
i
½
f
曲线
) ,
由磁
tan
谱曲线按式
K
=
ΞΛ
i
可以½出各种磁心的
K
曲线。
½为例子
,
图
4
分别给出美½
Stew
2
a rd
公司生产的
28# N iZn
材料
(
Λ
i
= 850 )
、
33# M nZn
材料
(
Λ
i
= 2700 )
和浙江天通电
子公司高
Λ
材料
TL 7 (
Λ
i
= 7500)
K
值随频
率变化曲线。
式中
,
K
=
ΞΛ
i
。
为了½上式具有普遍性
,
即
既可用于环½磁心也可用于组合磁心
,
我们
可以用磁心常数
C
1
代入计算更加方便。
环
½试样磁心常数为
C
1
= 2
Π
H
ln (
D d
) ,
因
此
, ( 5)
式进一步变换为
Z
=
Ξ
=
ΞΛ
i
L
0
=
L
4
Π
N
2
C
1
×
10
- 9
(CGS
制
) ( 6)
K
我们称
K
为材料阻抗优值。
K
½为扼
流圈阻抗系数只与磁心电磁品质有关。
由
( 6 )
式或
( 7 )
式可方便地进行任½½状尺寸
闭路磁心扼流圈阻抗的快速计算。
3. 2
磁心材料的
K
曲线
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1999
年
10
月
磁 性 材 料 及 器 件
・
25
・
D
= 4. 0mm ,
d
= 2. 0mm ,
h
= 2. 0mm ,
C
1
= 5. 1mm
Z
=
K
Λ
0
N
Z
2
- 1
,
N
= 1
。查
K
曲线图
,
K
=
设计器件时
,
根据噪声频率范围、
要求
的扼流圈电感
,
选择磁性材料
;
按照上述方
法确定磁心尺寸和线圈匝数。
3. 4
计算误差估计
我们在推导
( 6 )
式和
( 7 )
式时½了不计
图
4
美½
Stew ard
公司
28# N iZn
材料
K
曲线
(
附
33# M nZn
、
7
材料
K
曲线
)
TL
3. 3
利用
K
曲线快速计算扼流圈阻抗举
磁心损耗的假设
,
实际上在高频下磁心损耗
激增
,
磁心损耗½为一个等效电阻成为扼流
圈阻抗的有功分量。
在计及磁心损耗时如½
利用上述公式
?
为了说明这个问题
,
下面推
导存在磁心损耗时½用
( 6 )
式和
( 7 )
式计算
扼流圈阻抗带来的误差。
计及磁心损耗时扼流圈阻抗幅值
=
X
L
+
R
=
R
2
2
2
例
采 用
Stew a rd
公 司
28 # N iZn
、
33 #
M nZn
和天通电子公司高
Λ
材料
TL 7,
利用
K
曲线快速设计计算频率分别为
25 H z
、
M
1M H z
和
100kH z
时噪声扼流圈阻抗。
( 1)
管½磁心
28B 0137
2
000
外径
D
= 3. 51mm ,
内径
d
= 1. 30mm ,
高
h
= 3. 25mm ,
C
1
= 1. 90mm
- 1
,
匝数
N
=
流圈阻抗为
2
Z
=
K
Λ
0
N C
1
=
- 3
Z
1
=
R
1
。
K
曲线图
,
K
= 450
×
10
8
8
H ,
噪声扼
查
D
= 3. 5 1 mm ,
d
= 1. 3 0 mm ,
h
=
3. 25mm ,
C
1
= 1. 90mm
- 1
,
N
= 1
。
K
曲
查
线图
,
K
= 170
×
10
8
8
H ,
噪声扼流圈阻抗
为
2
Z
=
K
Λ
0
N C
1
=
( 3)
管½磁心
T 4
×
2
×
2
10 = 11. 24 (
8
) (
实测值
11
8
)
≈
170
×
10
8
×
1
2
×
4
Π
10
-
×
7
( 2)
管½磁心
33B 0137
2
000
450
×
10
8
×
1
2
×
4
Π
10
- 7
1. 90
×
10
-
×
= 29. 76 (
8
) (
实测值
27
8
)
≈
3
1. 90
×
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∃
Z Z
= (
Z
1
-
Z
2
)
Z
2
=
( 5. 099 - 5. 0)
R
( 5
R
) = 2%
若
Q
= 3,
代入计算得
∃
Z Z
≈
5%
。
可
见
,
只要
Q
大于
3,
计算精度优于
5% ,
多匝扼
流圈
Q
较高
(
工艺上注意减小分布电容
) ,
½
(
用
( 6)
式、
7)
式计算扼流圈阻抗带来的误差
会更小。
3. 5
扼流圈噪声阻抗分析
要精确计算扼流圈相对于各噪声频率
分量的阻抗既很困难也没有必要。
噪声扼流
圈
(
滤波器
)
通常具有½通特性
,
设计时可根
据电磁兼容性要求确定噪声扼流圈
(
滤波
器
)
截止频率
f
cn
,
然后
,
在
f
cn
下从材料的
K
式中
,
Q
、 为扼流圈品质因数和等效电阻。
R
½
Q
µ
1
时
(
½略磁心损耗
) ,
Z
≈
Q R
。
如计
及磁心损耗
,
设
Q
= 5,
代入上式得
Q
+ 1 = 5. 099
R
2
39
×
10
8
8
H ,
噪声扼流圈阻抗为
C
1
=
Z
2
= 5
R
39
×
10
8
×
1
2
×
4
Π
10
- 7
5. 1
×
10
- 3
=
×
0. 96 (
8
)
(
实测值
0. 994
8
)
≈
Q
+ 1
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J M agn M a ter D evices
・
26
・
表
1
f
Z
测量
8
Z
计算
8
K
Z
V o l 30 N o 5
kH z
1
0. 070
0. 090
0. 009
0. 125
0. 11
10
0. 126
0. 154
0. 090
0. 125
1. 07
4. 6
0. 11
100
0. 994
0. 922
0. 900
0. 220
5. 13
39
0. 96
200
1. 95
1. 89
1. 80
0. 580
3. 34
73
1. 80
300
2. 76
2. 80
2. 60
1. 05
2. 49
99
2. 43
500
4. 04
4. 03
3. 50
2. 00
1. 75
127
3. 13
666
4. 80
4. 83
4. 00
2. 70
1. 36
137
3. 37
1000
6. 04
6. 04
4. 70
3. 80
1. 25
137
3. 37
X
L
R
Q
曲线上查到
K
值代入
( 7)
式
,
计算扼流圈噪
声阻抗及选择磁心尺寸和线圈匝数
N
。
对于高
Q
扼流圈
, ( 7)
式有较½的计算
精度
;
½
Q
值较小时
(
如
Q
< 3) , ( 7)
式计算
的阻抗值比实际值要小。
实际上在高频下磁
心材料
Λ
下降
,
磁心损耗增加
,
磁心有效电
阻已成为扼流圈阻抗的主要成分。
因此
,
高
频下扼流圈阻抗会比用截止频率
f
cn
计算的
高得多。
只要合理确定
f
cn
,
按
( 7)
式计算噪
声阻抗的扼流圈抑制高频噪声会有很½的
匝磁管扼流圈阻抗
,
取
f
cn
= 100kH z
。
f
在
= 100kH z
时
,
Q
= 5. 13,
Z
= 0. 96
8
,
Z
测量
= 0. 996
8
,
相 对 误 差 为
- 3. 6% ;
在
f
>
100kH z
时
,
Q
< 3,
Z
<
Z
测量
。
可见
,
f
>
f
cn
时扼流圈噪声阻抗因磁心高频损耗增加其
实际值
(
Z
测量
)
½大于
( 7)
式计算值
(
Z
)
。
3. 6
确定
f
cn
效果。
为 了 证 明 上 述 论 点
,
表
1
给 出 用
H P 4284A L CR
分析仪对 磁 管
T 4
×
2
×
2
(
材料
TL 7)
实测的一组数据。
表中
,
K
值由
图
4
所示曲线查得
,
Z
为由
( 7 )
式计算的单
的一般方法
扼流圈截止频率
f
cn
要根据电磁兼容性
设计要求确定。
对于骚扰源
,
要求将骚扰电
平降½到规定的范围
;
对于接收器
,
其接收
品质½现在对噪声容限的要求上。
对于一阶
½通滤波器截止频率可按下式确定
:
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8
8
10
8
8 ∋
-
8
1
骚扰源
:
f
频率
) ;
cn
=
k
T
×
(
系统中最½骚扰
接收机
:
f
cn
=
k
R
×
(
电磁环境中最½
骚扰频率
)
。
式中
,
k
T
、
R
根据电磁兼容性要求确定
,
一
k
般情况下取
1 3
或
1 5
。
例如
:
电源噪声扼流
圈或电源输出滤波器截止频率取
f
cn
= 20
½
30kH z (
½开关电源频率
f
= 100kH z
时
) ;
信 号 噪 声 扼 流 圈 截 止 频 率 取
f
cn
= 10
½
30M H z (
对传输速率为
100 bp s
的信息技
M
术设备
)
。
此外
,
对于输入电流有特殊波½的设
备
,
例如接有直接整流2电容滤波的电源输
入电路
(
未½功率因数校正
( PFC )
的开关电
源和电子镇流器之类电器通常如此
) ,
要滤
除
2 40
次电流谐波传导干扰
,
噪声扼流圈
½
截止频率
f
cn
可½取得更½一些。
例如
,
美½
联邦通信委员会
( FCC )
规定电磁干扰起始
频率为
300kH z;
½际无线电干扰特别委员
会
(C ISPR )
规定为
150kH z;
美½军标规定
为
10kH z
。
4
噪声滤波器电路
½扼流圈插入电路后
,
其提供的噪声抑
制效果
,
不½取决于扼流圈阻抗
Z
F
大小
,
也
与扼流圈所在电路前后阻抗
(
即源阻抗和负
½½阻抗
)
有关。
½络分析指出
:
在工½频率范
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月
磁 性 材 料 及 器 件
・
27
・
图
5
噪声滤波器基本电路
围内
,
传输线输入输出阻抗匹配
,
可以最大
限度传输信号功率
;
对于噪声
,
我们自然会
想到插入噪声滤波器
,
½其输入输出阻抗在
噪声频率范围内失配
,
以最大限度抑制噪
声。
因此
,
噪声滤波器结构和构成元件的选
择要由噪声滤波器所在 电路的源阻抗和负
½½阻抗而定。
从这个意义上说抗
EM I
滤波
器实际上是噪声失配滤波器。
这里
,
我们特
别提出噪声失配概念有利于对噪声与噪声
滤波器相互½用的分析
(
见后面应用原理部
分
)
。
L
½电路结构及他们的组合等
,
½成½通滤
分布参数已经不½½略
,
噪声滤波器对噪声
的抑制效果实际上往往由实验确定。
为方便
设计计算
,
下面给出一个实际电容的阻抗频
率特性和引线电感计算方法。
考虑到电容损
耗和引线电感½响
,
实际电容等效电路和阻
抗频率特性如图
6
所示。
引线电感由下式计
算
:
L
= 0. 002
l
[ ln ( 4
l d
) - l ]
波器
,
基本电路结构½式如图
5
所示。
和负½½阻抗½的场合
; L
½结构可以提供高
输入阻抗和½输出阻抗
(
或者相反
) ,
适于所
在电路½源阻抗和高负½½阻抗
(
或者相反
)
场合。
电路对噪声频率插入损耗要求
,
可按下式近
似计算
:
L
=
Z
2
Π
c
,
C
= 1 2
Π
c
Z
f
f
Z
为噪声扼流圈阻抗、
滤波器输入或输出阻
抗。
因为对于频率高到
100kH z
及其谐波
,
电路
一般来说
,
对于高频噪声
,
Π
½结构可
以提供½的输入输出阻抗
,
适于所在电路源
供高的输入输出阻抗
,
适于所在电路源阻抗
阻抗和负½½阻抗高的场合
; T
½结构可以提
应该指出
,
L
、 值计算只½是近似的。
C
噪声滤波器电路通常采用
Π
½、 ½、
T
滤波器构成元件
L
、 值的确定要满足
C
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为
1M H z
时
Z
= 0. 049
8
;
频率为
100 H z
时
M
Z
= 4. 9
8
。
l
= 2cm
时
,
L
= 0. 0182
Λ
,
½
½
H
频率为
100M H z
时
,
Z
= 11. 44
8
。
( a )
实际电容的串联等效电路
( b )
实际电容的阻抗频率特性
式中
,
d
为导线直径
( cm ) ,
l
为导线长度
( cm ) ,
L
为电感量
(
Λ
)
。
H
例如
,
长度
l
= 1cm
的
0. 31mm
导线
,
L
= 0. 0077
Λ
,
½频率
H
图
6
5
噪声滤波器应用原理
根据电磁兼容性要求选择、
½用噪声滤
波器的方法或程式不是唯一的。
这要½为电
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