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滤波器设计完全剖析
滤波器设计完全剖析吴志钰
http://www.mem.com.tw/serial/2002-4-193/m19216.html
工程师的梦靥︰电磁干扰与噪声
由于科技的迅速发展，½得各种行业½需要½用到精密的电子设备。配合½用场合之需要，需数种设备共同½用同一台电源
供应设备，因而导致电路间互相干扰之问题。其中尤以电磁干扰（Electromagnetic
Interference, EMI）及噪声（Noise）的问
题最令工程师感到困扰。
在
1970
年代早期，半导½装½及电力电子技术开始蓬勃发展，导致电源供应器由传统的线性系统急½½变为切换式电源供
应器。切换式电源供应设备之动½原理一般为对功率晶½管等开关组件做关闭、开启之切换行为。而此开关组件在切换瞬间
出现的大电压或大电流即是产生高频噪声的主要原因。
电源供应系统几乎是所有电气产品所必需的，相对的，也就是所有电磁干扰主要来源。因此近代的电气设备大多会在输入端
加装一个输入电磁干扰滤波器。本文中将提出一被动滤波器之设计方法，此一方法可有效降½电源供应设备之
EMI
干扰。
本方法仅需少数组件即可达成所需之滤波效果，且组件值之计算容易，让工程师在设计滤波器时，可减少其时间及金钱上的
花费。
本文首先将对电磁干扰做大略的叙述。
由于本文所½用的驱动器其内部输出电源是由返驰切换式电源供应器所提供的，
因此
我们将探讨切换式电源供应器的噪声产生原因。
再来是对本文所提出的滤波器设计步骤½说明，
最后利用本文所提出的滤波
器设计方法来制½一有效之滤波器，以验证本文提出之滤波器设计方法是否正确。
不需要的信号造成电磁干扰
在单一系统内全无噪声而处理甚½的信号，其电磁½量对综合系统内其它副系统的信号而言，是属于不需要的信号 ，此信
号可½会造成可观的干扰，则称之为电磁干扰（Electromagnetic
Interference）
。由于切换式½换器电压及电流的瞬间快速变
化，½其本身成为一主要电磁干扰源，这不仅会½其它与其½用相同电源的设备产生不良½响，同时也容易½自身的操½出
现误差动½。一般而言，任½流经电源线（Line）与中性线（Neutral）的噪声电流均可分为共模（Common
Mode）成分与
差模（Difference
Mode）成分。其中共模噪声电流是指以相同振幅及相½的½式流经 L、接地（Ground）及 N、G
的噪声电
流，因此亦可称为非对称型式的噪声电流（Asymmetrical-mode
noise current）
。而差模噪声电流是指以相同振幅½相½相差
180
度的½式流经
L、N
而不经接地线的噪声电流，因此亦可称为对称型式的噪声电流（Symmetrical-mode
noise current）
。
这两种½式的噪声普遍的存在于输入或输出线中，
任½滤波器之设计均需考虑两者，
1
为在电路中共模噪声及差模噪声路
图
径示意图。
切换式电源供应器藉功率开关控制电压
由于本文中所½用的驱动器其输出电源是由内部的返驰式电源供应器所提供，
且其噪声主要是由切换式组件所提供。
因此我
们将叙述切换式电源供应器的动½原理，以½读者½对其有概略的了解。
切换式电源供应器是利用电路中的功率组件做
ON/OFF
反复变化，将输入电压经过整流滤波后所得到之直流电压以一定的
频率切换，再将其结果加以滤波，即可得一固定的输出电压。其主要目的是在已知的输入电压下，藉由功率开关的导通与截
止动½来控制输出电压的大小，在固定的切换频率（fs=1/Ts=1/(ton+toff)）下，输出电压的平均值可藉由
ton
和
toff
的大小来
决定，此种控制方式也就是所谓的脉波½度调变切换。
在固定切换频率下，控制开关的信号可由控制电压
VC
和连续性的锯½波
Vst
经由比较器而产生，控制电压
VC
为误差放大
器的输出，其值可由参考电压
Vref
和实际输出电压
Vo
比较后的差值来控制。连续性锯½波电压为一固定切换频率之波½，
在一般的脉冲½度调变切换控制下，其切换频率为
10KHz½200KHz。½误差放大器的控制电压 VC
大于连续性锯½波
Vst
时 ，控制开关讯号为高电½，½功率晶½管呈导通状态。反之，½误差放大器的控制电压
VC
小于连续性锯½波
Vst
时，
控制开关讯号为½电½，½功率晶½管呈截止状态，图
2(a)为脉冲½度调变切换控制功½方块示意图，图 2(b)为脉冲½度调
变切换控制之相关波½图。
图
3
为一返驰切换式电源供应器电路图。这个电路是利用
AIC3842
来做脉冲½度调变控制，RT、CT 会提供一连续性三角波
并与
VREF
做比较，比较过后的输出电压可用来切换晶½管
UFN833，藉由晶½管的 ON、OFF
½变压器一次侧电压产生正
负极性变化的动½，此时二次侧整流器会有顺偏、逆偏的动½，而½输出电压产生震荡，经过电容器的滤波后可得到一稳定
的输出电压。
滤波器设计原理
图
4
为本文所½用之
π
型电磁干扰滤波器架构。图中包括了
CM
电感、DM 电感、X 电容及
Y
电容各两个以及一个泄放电
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阻。以下将分别针对共模及差模噪声之产生，将其简化成共模及差模等效电路。
CM
等效电路
要将图
4
的电路简化成共模等效电路只需将
X
电容去掉，并以接地点为中性线将电路对折，此时电感值变为一半，而电容
值由于并联的关系变成两倍，其等效电路简化流程如图
5
所示。
DM
等效电路
要将图
4
的电路简化成差模等效电路只需将
Y
电容的接地拿掉，
此时
Y
电容的值变成
1/2
倍，
而共模电感
LC
以漏电感代替
（这是因为共模电感在差模时只有其漏电感有½用）
，并将差模电感拿到一边，其等效电感量变为原来的两倍，其等效电路
流程如图
6
所示。
滤波器组件之设计
A、
利用量得的噪声大小来计算其所需的衰减量（VATT）
VATT=VACT-Vlimit(dB)
（1）
其中
VACT：实际所量测的噪声值
Vlimit：法规之限制值
B、
计算其½折频率
由于共模等效电路各有一个电感及电容 ，因此其衰减斜率可用
40dB/decade
来计算 ，得½折频率（fR）为
（2）
其中
fnoise
为需要衰减的噪声频率
C、
计算滤波器组件值
‧共模滤波组件
首先考虑漏地电流（Ig 的限制）
，进而求出
CY
电容的大小，其值可由下式计算得到
（3）
V：Y
电容之耐电压
f：电源线之频率
‧差模滤波组件
利用所求得的½折频率及下列式子，可求得共模电感（Lc）值
（4）
‧差模滤波组件
差模电感可由上述共模电感之漏电感来代替（其感值约为共模电感之
0.5﹪½2﹪）
，再用相同的½折频率来设计
CX
电容，
其计算式如下
（5）
LC,leakage：LC
之漏电感
‧泄放电阻
由于安规规定½总
X
电容的值大于
0.5µF
时，便需加装泄放电阻来提供电容在关闭时的放电路径之用，其值可由下式得到
（6）
在此
t
通常为
1
秒。
系统制½与实验结果
本文分别针对两种不同的负½½，采用相同的设计步骤来制½一π型滤波器，以左证本文提出之滤波器设计方法是否可行，并
利用
IsSpice
电路仿真½件之仿真功½来辅助设计。表
1
及表
2
分别为本文所½用的驱动器及两种不同马达规格，图
7
为量
测噪声时之相关器材接线图。本文所采用的法规为工业界、科学界及医疗领域所采用的
EN55011（Group2，Class A）
。
量测噪声
在量测噪声之前，必须先量测电源端的背景噪声。因为电源背景噪声会½响滤波器对噪声的抑制效果，所以如果电源背景噪
声很大时，就必须采取某些步骤将其降½，如加装隔离变压器。一般而言，电源背景噪声½希望½抑制在
40dBµV
以下。图
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8
为电源背景噪声图。
在图
8
中最上方的两条曲线分别为法规
EN55011
之标准值，上面一条为准峰值（Quasi
Peak）限定值曲线，下面一条则为平
均值（Average
Vaule）限定值曲线。
再来将量测待测物之总噪声。由于本文所½用之驱动器需一额外之信号产生器来提供讯号给驱动器，以½驱动器½动½。½
此信号产生器所生之噪声不在我们所需量测的待测物噪声范围内，
因此在此假设此信号产生器所生之噪声非常小，
不足以½
响总噪声值。图
9
及图
10
分别为驱动器未加讯号产生器及加上讯号产生器后之噪声图。由图中可知其差别不大，与我们的
假设相符。图
11
为驱动器加上马达
A
后之噪声图。
滤波器之设计步骤
从图
11
中可以看出其最大噪声为
82.1dBµV，而在 150KHz½500KHz
处，EN55011 之法规限制为
66 dBµV，因此由式（1）
可以得到其所须之衰减量为
VATT＝82.1-66＝16.1（dBµV）
（7）
由于法规
EN55011
中的法规限制只考虑到
150KHz½30MHz
的地方，且最大噪声通常会产生在以½½波频率为倍数的地方。
因此我们假设滤波器之½折频率设定在
150KHz
之前的½½波频率倍数上，在本设计方法中，可假设其最大噪声是出现在
20 x
7＝140KHz
的地方，则其½折频率
fR
可由式（2）计算得到
（8）
由式（8）中所求得的½折频率为
fR=55.42KHz。我们可由式（3）中求出 Y
电容的值
（9）
其中
250V
为电容之耐电压。为了参考实际值，我们取
Y
电容为
CY=22nF，而共模电感（Lc）的值可由式（4）求得
（10）
参考实际值取
Lc
的值为
0.4mH，图 12(a)及图 12(b)分别为 A
滤波器的共模电路及仿真结果。
由图
12(b)中可以看出其½折频率为 51.4kHz，由于组件值选择的关系，所以此值与我们所计算的有些差异。而在 150kHz
处
的衰减量为
17dB，这与我们实际上所需要的衰减量相近。
由于在滤波器的结构中，差模电感的主要功½是在滤除高频噪声，而在本例子中得较高频带范围是符合法规标准的，因此我
们可以利用共模电感的漏感量来代替差模电感，其值为
（11）
将所求得的差模电感值代入式（5）可求得
X
电容的值
（12）
参考实际值，我们取
X
电容的值为
4.2µF，图 13(a)及图 13(b)分别为 A
滤波器差模电路和仿真结果。
由图
13(b)中可以观察出其在½折频率处的衰减量和理论值非常接近，
而差模电路在
66.8KHz
处所产生的½折频率会被
X
电
容的值所½响，因此，实际上差模等效电路½够有效抑制差模噪声是从
66.8KHz
处开始的。
由于法规规定½总
X
电容大于
0.5µF
时，便需加装一泄放电阻以提供
X
电容在电源关闭时放电之用，而泄放电阻的值可由
式（6）求得
（13）
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所以取泄放电阻的值为
100KΩ。根据以上所求得的滤波器组件值，我们可以得到完整的滤波器架构，如图 14(a)所示，而图
14(b)为 A
滤波器之频率响应结果。
由图
14(b)的仿真结果中可以看出其与共模电路的仿真结果非常接近，这符合我们½初以共模结构为主要设计部分的假设，
图
15
为待测物
A
加上
A
滤波器后的量测结果。图
16
为
A
滤波器与待测物
A
之接线图。由图
15
可以清楚的看到噪声得到
良½的抑制效果。
本文另外针对另一圆型步进马达，并采用本文所½用的滤波器设计方法来设计其滤波器，再对两种结果½比较。
图
17
为滤波器加上马达
B
后之噪声图½。由图中可以看出其最大噪声为
74dBµV，根据之前的设计步骤可以得到 B
滤波器
的组件值，分别为½折频率
fR＝88.33KHz，共模电感 Lc=0.5mH，Y
电容
CY=22nF，其中用来代替差模电感的共模电感之
漏感量
Lleakage=1µH，X
电容
Cx=3.2µF，泄放电阻 R=150KΩ，图 18(a)及图 18(b)分别为 B
滤波器之共模等效电路及仿真结
果。图
19(a)及图 19(b)分别为 B
滤波器的差模等效电路及仿真结果。图
20(a)及图 20(b)分别为 B
滤波器的完整电路架构及仿
真结果。图
21
为待测物
B
加上滤波器
B
后的噪声量测结果。图
22
为
B
滤波器与待测物
B
之接线图。
主要衰减量由共模结构等效电路提供
由上述滤波器
A
和滤波器
B
的量测结果，并配合仿真的结果来加以辅助，可以发现对滤波器的噪声衰减量而言，其主要衰
减量是由共模结构的等效电路来提供的。
由量测结果中可以发现由于我们½用共模电感的漏感量来代替差模电感的缘故，
会
½得待测物在较高频部分
（约
6MHz½20MHz
之间）
的噪声抑制情½较差。
而由于其最大噪声的发生大约½在
150KHz½1MHz
之间，
因此不须为了抑制较高频带处的噪声而降½较½频带处的噪声衰减量，
因为这样也许会½得较½频带处的噪声无法通
过法规标准，也就是说我们只需针对
1MHz
之内产生的最大噪声来设计滤波器即可，这也是我们不½用差模电感的主要原
因。如此既可确保所求得的滤波器组件值½½待测物通过法规标准，亦可大幅减少在设计滤波器时所花费的时间及金钱。
探讨噪声原因 预测产生地点
近年来，电磁干扰的问题逐渐受到重视，电力电子组件设计者在制½组件时，除了要注意组件特性以外，还要考虑组件是否
会产生过大的噪声，进而½响其它电力电子组件的运½，½就目前的研究看来，仍有许多不足之处，故在此提出未来½够努
力的方向。
‧仔细探讨待测物内部各组件的噪声产生原因，
冀望½直接针对噪声的产生原因滤除噪声，
而不需加装额外的滤波器。
‧希望½藉由电路仿真½件的功½，预测噪声之可½产生地点，并藉此功½，对该地点的噪声产生原因加以分析以寻
求最½之解决方法。
参考资料
‧Laszlo. Tihanyi, “Electromagnetic Compatibility in Power Electronics,” Butterworth-Heinemann Ltd. Jordan Hill, Oxford
United Kingdom, 1995.
‧P. F. Okyere, L. Heinemann, “Computer-Aided Analysis and Reduation of Conducted EMI in Switched-Mode Power
Converter,” Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1988. APEC 98 Conference Proceedings 1998, Thirteenth Annual.
‧T. Guo, D. y. Chen, and F. C. Lee, "Separation of common-mode and differential-mode conducted EMI noise," TEEE Trans.
on Power Electronics, pp.480-488, May 1996.
‧梁适安“½换式电源供给器原理与设计”，全华科技图书股½有限公司，民½ 76
年
9
月。
‧AIC3842 datasheet.
‧史富元“切换式电源供应器之噪声分析与其 EMI
滤波器之设计”，博士论文，½立台湾大学电机研究所，民½
84
年
6
月。
‧魏嘉延“电磁干扰滤波器之制½与研究”，硕士论文，私立逢甲大学电机研究所，民½ 89
年
6
月。
（本文½者现任职于沛亨电子）
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