第３
５卷第 ３期
２０１年 ６月
０
电力
电 子 技 米
Ｐ½ ½ Ｅ½½½ ½½
½ ½ ½ ½½ ½½
Ｖ½． Ｎ ．
½３ ， ３
５ ½
Ｊ ½ ， １
½２ ０
½
０
电流控制型反激变换器分析与研究
张兰红，陈道炼，
尹
春
（
南京航空航夭大学，南京 ２０１）
１０６
摘耍 ：
对反激变换 器的不同工½模式进行了分析和 比较，
指出了其采用 电流控制 的优点及存在问题， 对存在
针
间题提出 了解决方法 。
关锐词 ：
变换器 ；电流控制 ／
斜坡补偿
中图分类号：Ｍ４
Ｔ ６
文献标识码：
Ａ
文章编号； ０一 ０Ｘ２０）３ 。１一
１ ０ １０ （ １０一 ０１ 。
０
０
Ａ ½ ½ ½½ ½ ½½ Ｃ ½ ½ ½ Ｍ½½ ½½ Ｃ ½ ½
½ ½ ½ Ｃ½½½ ½ Ｆ½½½ ½½½
½½ ½ ½ Ｒ ½ ½ ½ ½½
½ ½ ½ ½
½ ½
½
½ ½½
Ｚ ＡＮ Ｌ ½½½ ， Ｅ Ｄ ½½ ， Ｎ ½
Ｈ Ｇ －½½ Ｃ Ｎ ½ ½½ Ｙ Ｃ ½
½
Ｈ
－½ Ｉ ½
（ ½½½ ½½½ ½ Ａ ½½½½ ½ Ａ½½½ ½½ Ｎ½½½ １０６ Ｃ ½ ）
½½½ ½ ½½½， ½½ ２０１， ½½
Ｎ½½½ Ｕ½½½½ ½ ½½½½
½½ ½
½
½
½
½
½½½½ ½½½ ½½ ½ ½ ½½½ ½ ½½ ½½ ½½½½ ½ ½½ ½． ½½ ½
Ａ ½½½Ｄ½½½ ½½½½ ½½½½ ½½½ ½½½ ½½½ ½½ ½½ ½ ½ ½½½½½ Ａ ½½½½ ½½
½½ ½，
½
½
½ ½
½ ½
½
½ ½ ½½
½ ½
½ ½ ½
½
½ ½
½½½½½½ ½½½ ½½ ½ ½½½½ ½ ½ ½ ½ ½½½½ ½½½½ ½½ ½½ ½ ½½½ ½ ½ ½½½
½½½½½½½ ½ ½ ½ ½ ½½ ½½½ ½½ ½½½ ½ ½½ ½½ ½ ½½ ½ ½ ½½ ½½ ½½－
½
½ ½½ ½ ½ ½
½ ½ ½ ½ ½ ½
½
½ ½ ½ ½
½ ½ ½
½
½
½½½ ½½ ½½½．
½½ ½ ½ ½ ½ ½
½ ½
Ｋ½ ½½ ½½ ½½ ½½ ½ ½ ； ½ ½½½½
： ½½ ； ½½ ½½½½½ ½ ½½½½½½
½½ ½½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½
½
½
１引 言
由于反 激变换器 的 电路 拓扑简洁 ， 出与输入
输
Ｔ½
½— 开关 管 ＶＳ
导通时 间
Ｉ—
开关频率
１，
；
－
临界连续输 出电流
电 电
压 气隔离，
½高效提供多组直流输出和升降范
围½，
因此广泛应用于中小功率变换场合 。
反激变换
器 中，
隔离变 压器兼起 储½ 电感 的½
用，
变压器 磁芯 处于 直流 偏磁 状态 ，
为防止 磁芯 饱
和，
需要较 大气 隙， 以变压 器初 级 电感值 通常 较
所
反激变换器设计采用 Ｄ Ｍ 模式 ：
Ｃ
： ２．
，ＵＩ
、？
１Ｎ
０．
．，
Ｔ
．
Ｏ
Ｕ
½
式中 Ｉ 一 一
，
最大输 出电流
（
，
，
½ 反
。 激变换器中
开关管导通时， 感电流变化率
电
较 这对电流控 制型的应用非常适合 ，
大，
在反激变换
器中首先推荐½用 电流控制型 。
½ ：
自 １½
½½
ＬＣ
½－
½
Ｖ
½½
１泞认
１
½
／
图 １ 反激变 换器 的电路拓扑
２ 反激变换器的不同工½模式比较
反
激变换器根据变压器磁通的
连续性可以分为
电
流连续模式（ Ｃ 、
Ｃ Ｍ） 电流 临界连续模 式和 电流 断
写½ ½
［ ½－
Ａ
½
Ｌ
２
反激变换器在Ｄ Ｍ和 Ｃ Ｍ模式时工½情况
Ｃ
Ｃ
比较如下 ：
① 储 ½式变压器 ：
根据式 （ ） 式 （） 知，
１和
２可
在
相同翰 出功率时， Ｄ 模式 比 Ｃ Ｍ 模 式电感量 小
ＣＭ
Ｃ
得多 ， ½式变 压器 的½积也要小得多 。
储
续 式（Ｃ 三种。
模 Ｄ Ｍ）
反激变换器的电路拓扑，
如图
１ 示。
所
反
激变换器设计采用 Ｃ Ｍ模式， 感量 Ｌ 满
Ｃ
电
；
足［：
１
」
‘ 子２孺一 ；
，
一
石
式中 Ｕ — 输入电压
Ｕ 一一输出电压
。
、 Ｕ Ｔ Ｎ
？ Ｅ
Ｏ
、
上
少
② 次级整流二极管的工½环境：Ｃ
Ｄ Ｍ模式时
在开关管 ＶＳ 次开 通前，
再
次级 整流 二极管 ½〕电
½
墓金 ：
项目 本文为½家自然科李基金（ ９ ００；
５ ７ １）½苏
９７
½
－
Ａ
Ｋ９１ １和航 空基Ａ朴学
０然科学基金 （ ９２ ）
Ｂ
½
基金（９ ５０５ 资½项 １
½ ，½究 内容½
９Ｆ ２４ ） ½
½
½
收稿日期 ： ０
２ ０一１ 一 １
０
１２
定稿Ｂ期 ： ０ 一 ３一１
２ １０
０
２
½者简介 ：
张兰红（９８）女 ，
１６－， 硕士 讲 师， 究方向为
研
电 力 电 于技 术 。
流已下降到 没有由二极管反向恢复引起的振铃
零，
现象和由
此引起的无线电干扰问题。
③ 储½式变压器损耗：Ｃ
Ｄ Ｍ模式下，
线圈的铜
损耗要大一些。
因为此模 式下，
电流峰值 大，
电流有
效值相对要 大一 些。Ｄ Ｍ 模 式 下，
Ｃ
铁耗也 要大 一
些，
因为此时铁心工½于 第 Ｉ类工½ 状态，
电流峰值
大，Ｂ较大。
△
④ 应用 ： 文献 ［ ½
根据
１ 中给 出的反 激变换 器外
万方数据
１
１
第 ３ 卷第 ３期
５
２ ０ 年 ６月
０１
电力
电 子技 术
Ｐ½ ½ Ｅ½½ ½ ½½
½ ½ ½ ½ ½½
½
Ｖ½． Ｎ ．
½３ ， ３
５ ½
Ｉ½ ２０
， ０ １
½½
特性可知，
如果变换器完全 工½于 Ｄ Ｍ 模式，
Ｃ
由负
½½变化 引起的占空 比调节范围很大，
½调节 困难 ，
因
制
型本身存在的
缺点，
也带来了一些间
题。
４１ 占空比大于 ½％时 ．
．
½
电路不½稳定工½
此Ｄ Ｍ模式一般用于负½½变化很小且小功率的场
Ｃ
合。
如果负½½变化很大，
则选择完全工½在 Ｃ Ｍ
Ｃ
模 ½
式， 按式（）
１计算的电感量很大，
此时为了减小
电
感½积，
让变换器在小电流时工½于电流
断续模
式，
较大电流时工
½于电
流连续模式。
此时
流控制型容易
采用电
发生次
谐振荡及噪
声
相
对比
较敏感，
常会½电路工½不稳定。Ｃ Ｍ模式
Ｃ
比 Ｄ Ｍ 模式更容 易工½不稳定 ，
Ｃ
因为 Ｃ Ｍ 模式初
Ｃ
级电
感大，
电感电流上升率相 Ｄ Ｍ来说要小，
对 Ｃ
因
此必 须采用斜坡补偿 的方法来改善其工½特性。斜
３ 电流控制型原理
电流控制型
原理 见 图 ２
。图 中 Ａ 为误 差放 大
器，
Ｎ为Ｐ
ＷＭ 比
较器， 、
Ｕ 为参考电压。电
流控制
型比电压控制型多了一个 电流反馈环节 。它采用恒
频时钟脉冲½½锁存器， 出脉 冲，
输
以驱动功率管导
通， 源回
½电
路的电流
增大。½电
流在采样电 Ｒ
阻 ，
上的
幅度达到 ½ 时，
。 脉½比
较器的状态翻½，
锁存
器复½， 动撤除，
驱
功率管截止。这样逐个检测和调
节电
流脉冲就可以
达到控制电
源输出 的川。
的目
坡补
偿有下列两种方法：
（）
压 ½ 处加上抖
１ 在误差电
。
坡补偿
图３为补偿原理波½。图中△。
½
Ｉ 为第二次开
通
前电
流扰动信号， 和 ， 分别为电
、½ ½
流上升下降
率，
实线为稳定
情况，
虚线为加人扰动后的情况。可
以
推出： ， ½
第 １ 个开关周期电流扰动量为△ ．½
＋
Ｉ ＝
．
一 器½ ＞，，½ ½ ， 会
△ ・Ｄ０时 ½ １ 扰 在
Ｉ
即 ２ 动
＞
时
随后
一个周期加大，
造成不稳定或性½下降。在 Ｕ
，
处加
入斜
坡补
偿后，
可解决上述问题，
补偿斜坡的斜
率 ， 等于或略大于 ½ ／，
２ 此时 △”１ 一△，
２
Ｉ十＝
１
， ２一 刀
刀
刁
½½
＋½
，
在随后 的周期 电流 扰动会 减 小到 零，
系统
得以真正的 电流模式运 行，
而不 ½响电流模 式优越
．
性的发挥 。补偿斜坡可 以由振荡器获得 。
尹
△ ½½
怂
、
、
及么＿
’ Ｔ
匕 少二½１
１
１
½
＋
、Ｖ½２
补偿 前
图 ２ 电流控制型原 理图
电
于引入了电
流控制型由
流反馈，
½系统的性
½有明
显的优
越性：
①具有 良
½的线性调整率和快
速的
输人输出动态响应；
②消除了输出滤波电感带
来的极点， 统由
½系
二阶降为一阶，
频响特性½，
稳
定幅度大； 有的
③固
逐个脉冲电
流限制， 化了
简
过½½
保护和短路保护口
电流控制型也存在缺点：
需要双环控制，
增加 了
电路设计和分析的难度 ； 电流上升率不够大，
因
在无
＊½
（
½
½
）
．
Ｅ
纂舞
Ｖ ／八
八
初级电 流波 ½
斜
坡补偿且占空 比
大于 ５％时，
０
控制环变得不稳
定，
抗干扰性½差 ；
因控 制信号来 自输出 电流 ，
功率
级电路的谐振会 给控制环带来噪声。
斜坡补偿后的电
流反馈信号波½
八 尹
川
伪）
½ 在 Ｕ 处加上斜坡补偿
８
） 。
（）
½在采样电压 Ｕ 处加上斜坡补偿
Ｓ
４ 电流控制型反激变换器存在的问题
及解决 方法
在反激变换
器中加人 电流控制型，
从理论和 实
图 ３ 斜坡补偿
４２ 在
． 采样电压 Ｕ 处加上斜坡补偿
Ｓ
图 ３ 为补
偿原理波 ½。这里将 补偿斜坡 加在
½
践上
均可证实电流控制型的优点，
同时由于电
流控
万方数据
１
２
采样电阻 Ｒ 的感应电压上，
Ｓ
再与平滑的
误差电
压
电流技制型反激变换器分析与研究
进 较。
行比
这种补偿同
样½有效地防
止谐波
振荡现
象，
½电路工½稳定。补偿斜坡也 由振荡器获得。
（）变压器
渴感 引起 的干扰及解决方 法
２
反激变换器
中，
由于高频变压器气隙大，
漏感较
用图 ４ 有损 Ｒ Ｄ吸收 回路 时所 测得 的开关管 ＶＳ
½
Ｃ
的 Ｕ ，Ｄ
½ Ｓ
½ Ｕ 波½，
如图６所示，
½
此时电路最高效率
为７ ％ 采用图 ４ 所示有源钳½吸收回
６；
½
路时所测
得的主管 Ｖ ， Ｕ½Ｕ½
Ｓ的 ½， 波½，
½
如图６ 所示，
½
此时
电路的最高效率为 ８ ％。可见 ，
０
采用有源钳 ½吸收
回路可以更½ 地吸收漏感 ½量， 而改善变 压器初
从
级电流½ 状，
同时得 到主、 管的零 电压开关 。
辅
提高
效率。
大由
， 漏感储½引
起的电流突变，
一方面会产生功率
管关断电压尖峰，
另一方面会向外发出干扰，
½响变
压器初级 电流 的½ 状。采用 电流控制 型时。
初级 电
流 过采祥电 Ｒ 为 Ｐ Ｍ 比较器提供信号电平，
通
阻 ½ Ｗ
初 流的噪声干扰大，
级电
将不½得到正确的驱动脉
冲 ’
。
要解决这个间题，
必须加上正 确的吸收回路，
反
激变换器可 以采用 图 ４提供 的几 种 吸收 回路。图
４所
½ 示有损 Ｒ Ｄ吸
Ｃ 收回
路简单方便，
½是效率½，
仅 用于功率较小的场合； ４ 所示无损 Ｌ Ｄ吸
适
图 ½
Ｃ
收回路效率高 ，
½较 Ｒ Ｄ 回路复杂一 些， 不适 用
Ｃ
且
于高频场合 ； ４ 所 示有 源钳½ 吸收 回路 ，
图 ½
在功 率
大 率高的场合， 很½地吸收漏感½量，
频
可以
实现主
辅
开关的
零电压开关，
且可以改变次级整流二极管
的
工½环境 。½ 因为增 加了一个 开关管， 以控制
所
电路变得稍 复杂。
鼠瑟 不 Ｍ ½
架
Ｌ
½
½
½
图 ５ Ｒ 上 电压及补偿后采样信号 电压波½
½
图中 Ｃ Ｉ
Ｈ
凡 上电压
口」
２— 补偿后采样信号电压波½
聊
勿
。
½ Ｃ
＋
Ｔ Ｔ
Ｌ Ｌ
½½
Ｃ
½
½Ｉ½
，Ｙ
Ｉ
½
（½
（
，
½
（ 采用有损 ＲＤ吸收Ｒ路时Ｖ 的 Ｕ½ Ｕ 波½
½
）
Ｃ
Ｓ ½
和 ½
（
切采用有源钳
½吸收回
路时 Ｖ， Ｕ 和 Ｕ 波½
Ｓ的 “
½
图 ６ 开关管 Ｕ ½ Ｕ
½和 ½波½
½万
万
＿½
仓
介
½
廿
论
６ 结
（）
½有扳 Ｒ Ｄ吸收Ｑ路
Ｃ
，
（）
½无损 Ｌ Ｄ吸收回路
Ｃ
（）
½有源钳½吸收回路
图 ４ 吸收 电路
① 反激变
换器要根据负½½的情况选择合适的
工½模 小功率且负½½
式：
变化
很小的场合选用 Ｄ Ｍ
Ｃ
模式，
负½½变化较大的场
合选用Ｃ Ｍ模式。
Ｃ
② 若占空比超过 ５ ％，
０ 采用所推荐 的斜 坡补偿
５实
验结果
电
流控制型反激
变换器设计实例：
输入电压 ½
；
＝ ８ ２ ， 组 输 出 电压 ：直 流 １Ｖ， Ａ 一
１ －３Ｖ 三
５ １Ｏ ；
．
方法，
选择合适的漏感吸收回路， 设计出
可以
性½优
良的反激变换器 。
参考文献 ：
［３ 丁道宏 ＿
½
电力 电子技 术〔 ． 京 ： 空工 业 出版社，
Ｍ½北
航
１ ９ ：０ 一２ ３
１ ．
９５２９
１ ，． ； ，．Ａ 开关频率 ½ ０½ ½ Ｄ
５ ０２ ５ ０４ ，
Ｖ Ａ Ｖ
＝ Ｈ ，
３０
－
＝ ． Ｃ Ｍ模式进行了设计。½占空比大于
０，
６选择 Ｃ
５％ 必须采用斜坡补偿才½稳定工½。
０ 时，
这里采
用 ½
图３所示的
方法进行了斜坡补偿，
采样电 Ｒ
阻 Ｓ
上的电压及补偿后的信号 电压波½如图 ５
所示。采
［〕 王创社 乐开端 ．
２
开关 电源 两种控制模式 的分 析与比较
万方数据
３
［
３电力电子技术，９８３（） ８－１
１ ， ３； －
９ ２ ７ ９
１
３
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