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超½输入电压反激式开关电源的设计
Super Wide Input Voltage Range,Off-Line Flyback
Switching Power Supply Design
飞兆科技股½有限公司 杨恒
(200070)
摘要：
一般的反激式开关电源变换器的输入电压范围只½满足于
1：
的关系，
90-264VAC，
3
即
而½要输入电压范围更½时，例如
1：6.6，即 90-600VAC
时，传统的固定工½频率的反激
式开关电源变换器就不½满足工程上的要求。
本文介绍了利用压控振荡器(VCO)的控制方法，
来实现非常½的输入电压范围。½输入电压变化时，变压器反馈绕组的电压也变化，½控制
IC 的振荡频率½出对应的调整，以满足非常½的输入电压的要求。
叙词：反激式开关电源,，压控振荡器(VCO)，定频率，变频率。
1.
引言
现在有许多方面的问题困扰着电源设计工程师。
例如，
正激式变换器的输入电压变化范
围较小，仅为
90-130VAC；或 180-264AC；而½用升压模式的变换器输入电压范围也只½适
合与
90-270VAC，任½要满足更高的输入电压范围的产品则必须重新设计。公司生产产品
的目的是满足市场的需要，如产品的成本很高，对消费者来说½将是难以接受的。附加的产
品功½不½对企业来说是必须的；
而且对用户来说也是可接受的。
一般的反激式开关电源变
换器的输入电压范围只½满足于
1：3
的关系，即
90-264VAC；而½要输入电压范围更½时，
例如
1：6.6，即 90-600VAC
时，传统的固定工½频率的反激式开关电源变换器就不½满足
工程上的要求。本文介绍了利用压振荡器(VCO)的控制方法，来实现非常½的输入电压范围
的要求。½输入电压变化时，变压器反馈绕组的电压也变化，½控制 IC 的振荡频率½出对
应的调整，以满足非常½的输入电压的要求。
2. 固定频率与压控振荡器(VCO)控制方法的比较
2.1 固定频率电流型控制方法
固定频率电流模式的反激式开关电源变换器的输出功率一般小于
150W，图 1
是该模式
变换器的框图。
＋Ｖin（直流）
反激式变压器
起动电路
电压基准
峰值电流比较器
＋
－
误差放大器
前沿尖峰
抑制
反馈电压
电流侦
测元件
R
振荡器
时钟
S
Q
电压反馈
电路
输出驱动
功率开
关管
输出整流
与滤波
输出电压
图１ 固定频率，电流模式，反激式变换器框图
由图
1
可见，反激式开关电源变换器主要由反激式变压器(储½电感)；功率开关管；输
出整流与滤波电路；电压反馈电路和固定频率振荡器等部分组成。
1
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图
2
为反激式变换器简图。反激式开关电源变
换器在½负½½时电流呈不连续状态；重负½½时呈
C
连续状态。不连续状态是一种变压器 T 的储½释
Rin
+
放完的状态；连续状态则是一种在变压器储½没
Q
Vin -
有完全释放完时就接着供给的一种方式。其条件
控制电路
2
是½ L
N2
≧V
O
*T
OFF
/2I
O
T 时，
为不连续状态；
输出电
Ipri
Rsc
压 V
O
和功率开关管的峰值电流(I
pri
)分别为：
V
O
=(N
2
/N
1
)*(T
ON
/T
OFF
)*V
IN
图２ 反激式变换器简图
Ipri=Vin*Ton/L
N1
而连续状态状态的条件是:
2
输入电压高
L
N2
<V
O
T
OFF
/2I
O
T
分别用下式表示 V
O
和 I
pri
2
2
2
V
O
=(N
2
/N
1
) *(Vin Ton )/2L
N2
I
O
T
初
I
pri
=(P
O
/Vin)*(2T/T
ON
)
输入电压½
级
峰
电
不管是工½在连续型还是不连续型一次
流
值
电
电感电流均按 Vin/Lpri 线性变化。
流
连续状态下，主开关元件和变压器的
利用率½会提高。电流在一次线圈和二次
线圈½会发生断续，且输出电容器的纹波
时间
电流大。由于连续型和不连续型的控制特
图３ 不同输入电压时的峰值电流
点不同，所以设法½系统稳定就显得很重
要。图 3 示出在不同输入电压时的变压器一次侧峰值电流的变化情况。由图可见，采用电流
模式控制 IC 的缺点是：由于输入电压的不同，½变压器电感电流的线性变化率不同，因此
功率开关管的导通时间也完全不同；在高压输入时功率 MOSFET 管的导通时间很短，仅为
300-600nS，功率 MOSFET 管流过的瞬时峰值电流非常大；在功率 MOSFET 管关闭时可½发生
饱和状态。
结果½功率½换在导通时不½线性地打开，
导致变换器的效率下降和可靠性降½。
2.2
压控振荡器(VCO)电流型控制方法
正因为固定频率-电流模式的反激式变换器有上述缺点，
我们必须采用新的方法来设计。
采用的新方法是改变开关的导通时间和改变频率。原理框图如图 4。我们知道，压控振荡器
T
D
+
＋Ｖin（直流）
反激式变压器
起动电路
电压基准
电压½换器
控制
压控振荡器
(VCO)
时钟
＋
－
误差放大器
峰值电流比较器
前沿尖峰
抑制
反馈电压
电流侦
测元件
R
S
Q
输出驱动
功率开
关管
输出整流
与滤波
输出电压
电压反馈
电路
图４ ½输入电压范围，电流模式，反激式变换器框图
就是在振荡电路中采用压控元件½为频率控制器件。若用直流电压½为控制电压,压控振荡
器可制成频率调节十分方便的信号源。
压控元件一般½是用变容二极管，
它的电容量受到输
2
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入电压 Vc(t)的控制；Vc 变化时，即引起振荡频率 f
0
变化。因此，压控振荡器事实上就是
一种电压-频率变换器，它的特性可用瞬时振荡频率 fv 与控制电压 Vc 之间的关系曲线来表
示，如图 5 所示。图上的中心频率 f
0
是在没有外加控制电压时的固有振荡频率在一定范围
内, fv 与 Vc 之间是线性关系。在线性范围内，这一线性曲线可用下列方程表示：fv(t)=
f
0
+KvVc(t)；式中， Kv 是特性曲线的斜率，称为 VCO 的增益或灵敏度；它表示单½控制电
压所引起的角频率变化的大小。本设计中½用的主要方法是：去除
fv
基准电压对定时电阻的控制，引入一可变电压给定时电阻和误差放
大器。电压½换器设½在误差放大器后与 VCO 之间。用一个简单的
f
0
3.3V 稳压管放在误差放大器后来接受整个的输出电压的变化。
½输
0
Vc
入电压最½，
而输出功率满½½时，
开关管的占空比将超过 50%
（Duty
cycle） VCO 的输入电压将达到 7.7V。 是起动时的定时电容，
，
C7
R10
是定时电阻,它们决定了最大工½频率，本案选 220P，R10 选 27K
图５ 压控振荡器特性曲线
Ω，振荡频率为 140KHz。½ VCO 的输入电压大于 3.3V，VCO 开始振
荡，该振荡器可产生锯½状波½，其频率由与 4 脚相连的电阻与电容决定。振荡器由最高的
频率 F
MAX
140KHz 开始起振，之后频率逐渐下降，一直到最小频率 F
MIN
75KHz。
FUSE
L
90-600VAC
C1
104/1KV
Rt
FG
L1
104/1KV
C2
C5
100uF/450V
R1
470K/0.5W
R2
470K/0.5W
R3
470K/0.5W
R4
470K/0.5W
C10
10uF/25V
7
IC1
UC3845BN
6
R12
10
3
R15
680
C8
102
R13
1K
R5
82K/0.5W
R6
82K/0.5W
R7
82K/0.5W
R8
82K/0.5W
D10
1N4148
R16
100K/0.5W
C9
102/3KV
T1
EC30
D9
100uF/16V*2
+12V
C11
D6
MUR1100
D7
R23
D8
MBR370
C13
100uF/10V*2
Q1
MTB3N120E
? PC1
MOC8102
C16
1.3u
R20
120
C15
153
R17
7.5K
TL1
TL431A
R22
3.57K
C12
N
C3,C4
473/3KV*2
D1-D4
1N4007*4
C6
100uF/450V
C14
+5V
MUR 10/0.5W
130
C17
223
GND
R11
1.8K
R10
27K
D5
3.3V
? PC1
C7
221
4
1
2
R19
32.4K
5
R13
1.2/0.5W
R21
2.49K
图6 ½输入电压范围反激式变换器原理图
3.超½输入电压范围设计实例
3.1 基本技术参数
输出功率:Po=(5.0V)(1.0A)+(12.0V)(1.0A)=17W
直流输入电压:Vin(low)=1.414*Vin-ac(low)=1.414*90Vac=127VDC
Vin(hi)=1.414*Vin-ac(hi)=1.414*600Vac=854VDC
最大平均输入电流:Iin-av(max)=Pout/(η*Vin(min)=17/(0.8*127)=167mA(设½换效率为
80%)
峰值电流:Ipk=5.5*Pout/Vin(min)=5.5*17/127=0.74A(设定最高工½频率为 140KHz)
3.2 变压器的设计
不同厂商生产的磁芯和不同型状的磁芯在性½上有所差异。因最高输入直流电压为
854VDC，要考虑绕线窗口面积与绝缘的关系,本设计采用中心截面积 Ae 为 30.5mm 的 E-E 30
磁芯。
变压器初级电感为:Lpri=(Dmax*Vin(min))/(Ipk*Fmax)=0.5*127/0.74*140=613uH(设最大
占空比 Dmax 为 50%)
3
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最½输入电压时的磁密为:
最小空气隙为:
变压器必需加空气隙，最大 AL 值是 100mH/1000T。
变压器初级电感需要的匝数为：
选 74 匝。
二次侧的 12V 是叠加在 5V 上的，对控制 IC 来说为辅助控制，用超快恢复整流二极管，匝数
为：
选 8 匝。
5V 绕组需要的匝数为：
计算出变压器输出电压的误差总量与实际需要的输出电压是：+5V:
+5.0V
+12V:
+10.1V,整流后的电压降。
因此对+12V 来说，由原来的 8 匝加到 9 匝；这样一来整流的输出电压可达到 11.5V。因输入
电压很高，因此变压器的一次与二次的绝缘要求非常高，变压器绕线的结构如图 7 所示。第
一，对漏电安全要特别考虑（绕线½度要小于窗口½度）
；第二，850V 的输入高压通过一次
线圈，
隔离电压½在一次绕组与绝缘材料间引起放电；
绝缘材料必需把临近的绕组完全包围。
第三，占空比的决定：占空比愈大，次侧匝数愈少,初侧匝数愈多，造成漏感 ACR,DCR ½增
加。因此在设定占空比时并非愈大愈½；½占空比小了，高压时磁通密度更大，磁损增加；
整流管反压增加，变压器利用率下降。第四，在取得最½圈数后，应反推ΔB（磁通量）是
否合适。此反推应以 854VDC 最高压为之，以确认高压时磁芯不致饱和。应查铁芯资料确认
所½用的磁芯材料在工½温度及工½频率下的饱和点，预留足够的安全值。在示波器上，观
察 90VAC 输入时的电流曲线。
½开关管
胶带６ 层
电流曲线开始弯曲时表示变压器进入
挡墙½度各５ mm
准饱和区，
即将饱和此点应视不同的电
１／２
一次绕组
流应用而取不同大点。气隙加大，磁损
胶带６ 层
加大。因气隙愈大，磁滞曲线愈向两边
延展（愈向
H
靠近）
，此时½量传输区
胶带６ 层
挡墙½度各4mm
１／２
大了，½磁损也加大。
一次绕组
图７ 变压器结构图
3．3 输出滤波电容
因是一个可变频率系统，
考虑到对输出纹波的要求，
因此所有计算滤波电容的值要按最
½频率的要求来配½；
输出电容的值决定于输出电流的要求，
+5V 与+12V 的输出电容要根据
最大输出电流的要求，计算方法为：
分别选择两颗 100uF 的电容并联
。
（C11 与 C12；C13 与 C14）
3．4 电压反馈环节的设计
由图 6 可见，IC1（UC3845）内部的误差放大器没用到，反向输入端直接接地，因此输
出一直为高电平，仅½用了二次侧 TL431A 的误差放大器，通过光耦把信号传递到一次侧。
光耦的集电极直接接 IC1 的脚对电源进行控制，
它采集了工½频率与峰值电流给 IC1 内部的
误差放大器，通过 IC1 的控制直接对开关管的占空比进行调整。3.3V 的稳压管在输入高压
4
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时提升振荡器的控制电压。光耦的工½电流控制在 5mA，外接电阻 R11 连接在 VCC 与压腔振
荡器 VCO 输入端之间，
电阻值的设定不½½光耦进入饱和状态，
R11=
（12V-3.3V）
/5mA=1740
Ω,选 1.8K。光耦 MOC8102 的 Ctrr(传输比)是 100%，LED 的电流选为 6 mA（5 mA 给 R10，1
mA 给 IC1 的 1 脚）
。光耦的最小增益为 30%，考虑裕量选为 8mA；流过光耦 LED 的电流值由
R20 来限定，R20=5V-(V
U3
+V
LED
)/8mA=138Ω,选 120Ω。TL431A 的下取样电阻决定了基准端
（Vref）
的工½电流，
我们选为 1mA，
因此 R21=Vref/Isense=2.5V/1Ma=2.5K,选 2.49K
（1%）
。
如输出电压发生变化时，需极快地通过取样回路反馈给控制端并进行及时地调整。+5V 的输
出电压通常供给 MCU 等主要器件，对电压的精确度要求较高；而+12V 的输出电压通常供给
对电压要求不高的负½½。因此，TL431A 的上取样电压的 70%选自+5V 输出端，30%选自+12V
输出端。取样电阻的选择如下：+5V：R22=（5V-2.5V）/0.7(1 Ma)=3.57K(1%)；
+12V：R19=（12.2V-2.5V）/0.3(1 Ma)=32.3K,取 32.4K(1%)。
4.结论
图 8 是输入电压与工½频率的关系曲线图，
可见频率随输入电压的增加而下降，
实现了
变频控制的目标；图 9 是实际测量到的与理论计算的输入电压与峰值电流的关系曲线图(实
线为理论计算值；虚线为实际测量值)，可见采用 VCO 变频控制器后峰值电流的变化范围明
显减小，输入电压从 120VDC-854VDC 峰值电流仅变化 0.1mA。较小的峰值电流变化，便于环
路的正确控制,避免了在高压输入时变压器的失磁。
实验证明，
采用压控振荡器(VCO)的控制
方法，对于超½输入电压范围反激式变换器来说，设计成本是最½的，是有效的和可行的。
图 8 输入电压与频率变化曲线
参考文献：
1． On Semiconductor AN1327/D
2．张萧文【高频电子线路(下册)】高等教育出版社
2004-12-8
图 9 输入电压与峰值电流变化曲线
5
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