第３ 卷第２
６
期
２０
０ ２年 ４月
电力
电于技术
Ｐ ½½ Ｅ½ ½ ½½
½ ½ ½ ½ ½
½½ ½
Ｖ½． Ｎ½ ２
½３ ． ．
６
Ａ ½， ２
½½２ ０
½０
反激变换器开关应力抑制技术研究
张兰红１ 陈道炼２
（．
１盐城工学院，
盐城 ２４０；
２０３ ２南京航空航天大学，
．
南京 ２０１）
１ ６
０
摘要：
对反激变换器的各种开关应力抑制技术进行了分析研究 指出了
它们各自的优缺点和应用场合
关．词：
变换器／
反激变换器；
开关应力；
抑制技术
中田分类号 ： Ｍ ６
Ｔ ４
文献标识码：
Ａ
文Ａ编号：００ １０ （ ０ ）２ ０２ 一 ３
½
１０ 一 ０Ｘ ２ ２０ 一 ０９ ０
０
Ｒ½½½ ½ Ｓ ½ ½ ½ ½½½ ½ Ｔ½½ ½ ½ ½ ½ Ｃ ½½ ½
Ｓ ½ Ｓ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ Ｆ½½½ ½½½ ½
½ ½½ ½½ ½ ½
½
½ ½ ½
½½ ½ ½ ½ ½
½
½
Ｚ Ａ Ｇ － ½½ Ｃ Ｅ Ｄ½½½
Ｈ Ｎ Ｌ½ ½½ Ｈ Ｎ － ½
½ ½ ，
½½
½
（． ½½ Ｃ½½ ½ Ｔ½½½ ½ Ｙ½ ½ ２４０， ½
Ｃ ½ ；
１ Ｙ ½½ ½ ½ ½ ½ ½½ ． ½ ½ ２０３ ½ ½
½ ½ ½½ ½ ½ ½
½ ½ ½
２ Ｎ ½½ Ｕ ½ ½½½ Ａ ½½½½ ½½½½½ Ｎ ½ ½ ０６ Ｃ ½
Ａ½ ½½½， ½ ½ ２０ １， ½ ）
． ½ ½ ½ ½½ ½ ½½½½½ ½
½ ½ ½ ½ ½ ½
½
½ ½
½ ½½ １
½½
Ａ½ ½ Ｔ ½ ½ ½ ½½ ½ ½ ½½ ½ ½½ ½½ ½ ½½ ½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½½ ， ½½½
½ ½ ½½½½ ½½ ½ ½ ½ ½½½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½ ½½½ ½ ½ ½½ ½½½
½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½ ½ ½
½ ： ½
½
½
½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½
½ ½ ½ ½
½
½
½
½ ½ ½½ ½ ½ ½½½ ½ ½½ ½ ½½ ½ ½ ½½ ½
½ ½ ½ ½ ， ½½½ ½ ½ ½½½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ．
½ ½ ½ ½
½
½
½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½
½
½
Ｋ ½ ＂山： ½½ ½ ½½½ ½½½ ½； ½ ½ ½ ½½½ ½½ ½ ½
½½½½ ； ½½ ½½ ½ ½ ½½ ½ ； ½ ½½ ½ ½½ ½
½．
½
½ ½
½
½
½ ½ ½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½
½
½
１ 引 言
反激变换器广泛应用于中小功率变换场合，
½
反激变换器中变压器兼½储½电感用，
因而气隙较
大，
漏感亦较大，
功率开关关断时，
由漏感储½引起
（ ／ ２Ｕ ½
Ｎ，Ｎ ）
½
的电
流突
变产生很高的关断电压尖峰； 感电流连
电
续模式（Ｃ 下次级整流二极管反向恢复会引起
Ｃ Ｍ）
功率开关开通时高的电流尖峰。因此，
必须采取措
½抑制功率开关电压、 流应力，
电
反激变换器才½正
常工½。文中详细分析了反激变换器 ３
种开关应力
抑制技术，
即双晶½管钳½法、 Ｃ
Ｒ Ｄ钳½法和有源
钳½法的工½原理，
指出了设计时应注意的问题及
．
（
厂
’
‘
图 １ 双晶½管钳½反激变换器
Ｖ
，
Ｄ
泪
Ｓ
／７
４
（）
½电路图
（）
６工½波½
各自的优缺点和应用场合。
２ 双晶½管钳½反激变换器
图１
所示为其电路原理图和工½波½，
图中两
只
场效应晶½管½ ， Ｓ 同时导通和关断，
½和Ｖ ２
二极
管Ｖ ， Ｄ ½钳½用。½ ½ ， ½ ２
Ｄ 和Ｖ ２
½ 和 ½ 导通时，
变压器初级绕组Ｎ 储½．
，
开关管电 ‘线性上升；
流 ：
Ｖ ， 凡截止时，，
Ｓ和Ｖ
½变为零，
由于反激½用，
变压
器初、
次级绕组电
压均反向．
漏感储½½ “Ｂ
Ａ一下子
上
升到Ｕ Ｖ ，Ｖ ２
． 立即导通， ，Ｂ
Ｄ Ｄ
将 Ａ钳½在 Ｕ
；
值， Ｄ 导通，
Ｖ３
由于次级也存在漏感，
次级电流缓慢
设计该电路中的变压器时，
次级绕组反激电压
在初级的
折算值不½高于供电电 Ｕ，
压 ；
否则反激½
且将回
馈到电
源中「。
’
１
双晶½管钳½反激变换器的优点为：
①每只晶
½管承受的峰值电
压为 Ｕ，
；
降½了
对开关管的耐压
要求，
适合于高输入电压的场合；
②漏感½量可无损
地回馈到电源中去，
系统½量损失小，
效率高。其缺
上 ， ： 到 Ｎ／ ２ ½ 初 绕 的 感
升 ½￡ （ ， ） 级 组中 漏
达
Ｎ ½时
½
量反馈到电源 Ｕ， ， 截止， Ａ 下降到
； Ｄ Ｖ
Ｖ
马
½：
收稿８ ２０ 一 ７ １
期： １ ０ 一 ７
０
定核 ６ ： ０ 一 ８ ２
期 ２ １ ０一 ７
０
½者简介 ： 兰红 （９８ ， 江苏盆城人，
张
１６ 一）女，
硕士，
讲
）．
½ 研究方向为电力电子技术
点是增加了３
只功率器件：几， Ｖ ；且½采
Ｖ Ｖ
Ｄ Ｉ，
用Ｍ ＳＥ
Ｏ Ｆ Ｔ时．Ｓ 和 Ｖ 驱动需要隔离，
Ｖ： Ｓ
，
从而增
加了电路的复杂程度和成本。
３ Ｃ 钳½反激变换器
ＲＤ
图２
Ｃ
所示为Ｒ Ｄ钳½反激变换器电路图，
开关
管 Ｖ 关断时，
Ｓ
变压器漏感½量½移到电容 Ｃ上，
然
后电阻Ｒ将这部分½量消耗掉。开关管导通过程
中电容Ｃ
不一定放电到零，
因此 Ｖ 关断时， 源
Ｓ
漏一
２
９
万方数据
第３ 卷 第２
６
期
２ ２年 ４月
叨
电力电子技术
Ｐ ½½ Ｅ½½ ½½
½ ½ ½½ ½
½ ½ ½
Ｖ ½ ６ Ｎ ．
½． ½２
３ ，
Ａ½½ ２ ０
½， ２
½０
电压上升过程中，
一段时间内电容 Ｃ不起½用，
这
有 于 激 冲２
利 反 过 ［
１
Ｖ
Ｄ，
简洁、
容易实现，
其缺点是漏感½量消耗在钳½电阻
中，
因此它广泛应用在要求价廉、
效率不高的场合。
４ 有源钳½反激变换器
图４
所示为有源钳½反激变换器电路拓扑及稳
态 理 ½３ 变压 磁 感玩、 振电 ，
原 波 ［。 器用 化电
（
１
谐 感Ｌ
（
包括变压器漏感和外加小电感） 有变比
和只
关系的
理想变压器Ｔ表示，
谐振电容Ｃ 为开关Ｖ ，
：
½Ｖ
头输
出电容及外加小电容的并联。稳态 Ｃ Ｍ模式每个
Ｃ
开关周期分为 ７
个状态：
图２ Ｃ
Ｒ Ｄ钳½反滋变换器
Ｒ 取值不同时电容 Ｃ电压波½如图３
Ｃ
所示。
图３ 中，
½ Ｃ值较大， 上电压缓慢上升，
Ｃ
次级反激过
冲小，
变压器初级½量不½迅速传递到次级。图３
½
中， Ｃ值合适，
Ｒ，
Ｃ上电压在开关管 Ｖ 截止瞬间
９
冲上去，
然后二极管 Ｖ
Ｄ截止，
电容 Ｃ通过电阻 Ｒ
放电， ３
到Ｖ 开通瞬间， 上电压应放电
Ｃ
到接近（ ，
Ｎ½
Ｎ ）
２Ｕ 。图３ 中， ，
½
½ Ｒ Ｃ值均偏小，
Ｃ上电压在 Ｖ
½
截止瞬间冲上去，
然后因Ｒ
Ｃ时间常数小，
Ｃ上电压
很快放电到等于（ ， ２Ｕ ， Ｒ Ｄ钳½电
Ｎ ／ ） 此时 Ｃ
Ｎ ½
路
和次级负½½一样，
成为变换器一路负½½，
消耗变压器
储½，
效率降½。
认
Ｖ Ｖ１Ｆ ½½
Ｓ Ｓ． ＶＴ
½ Ｊ Ｃ
＞ Ｄ
＂
十
认
½
½
拍
½
狱
峪
仙
Ｕ
和
½
认
－
矜
加
场
・Ｉ½
扬
½½
．‘
½， Ｕ
ＮＩ ．
Ｎ）
Ｕ才从幸水 （
１
８
）
（ Ｉ ）
Ｎ， Ｕ
Ｎ２
½ 向
Ｕ目
（）
，电路拓扑
（
½原理波½
图½ 有源钳½反激变换器电
路拓扑及原理波½
（ Ｉ Ｕ
Ｎ， ２ ，
Ｎ）
图３ Ｃ
取不同值时电容½的电压波½
Ｒ
开关管 Ｖ 截止时，
Ｓ
漏感½量等于电容 Ｃ吸收
的½量．
因而
Ｃ＝
½ 。 功率开关 Ｖ 开通，
＝½时，
Ｓ
钳½开关 Ｖ ½
Ｓ及
其寄生二极管 Ｖ ½
Ｄ 与整流二极管 ½）
½ 均截止，
瑞
与Ｌ线
， 性充电；
½ ½时， 关断，
Ｓ
＝ Ｖ
，
磁化电感电流即谐振电感
电
流以谐振方式对 Ｃ 充电，
，
开关管 Ｖ 漏一
Ｓ 源电压
“ 近似线性上升；
。
（ 、一Ｕ 一 耘
½
； Ｕ
）
Ｚ
（）
１
½ ： “ 上升到 Ｕ ＋ Ｖ ½
、
＝½时，
； ， 开通， ½
½ Ｄ
½
½½
式中 Ｌ½ 变压器初级汤感
，
—
Ｕ（ ， Ｚ，
． ／ ）磁化电流通过钳½支路对Ｃ 充电
Ｎ Ｎ
½
（½ ， ½ 下降规律为 ½ ＝一。Ｌ ／Ｌ ＋
Ｃ ＞ ） ，
Ｃ ，
½
½ ½（ ，
Ｌ）
½；
Ｉ一一
流蜂值
， 初级电
，
感电
Ｕ 一一开关管 Ｓ
Ｖ 所½承受的最大漏一
二
原电压
Ｕ — 电容½初始电压
以 翰入直流电压
—
在 Ｖ 开通之前，
Ｓ
电容 Ｃ上的电压不应放电到
½于（ ， ） 故由
Ｎ ½ Ｕ， 下式确定电阻Ｒ
Ｎ ½
Ｚ
：
（ ½ 。
Ｕ ＵＲ 。
Ｄ ；Ｃ瓮
½）
一
Ｒ Ｄ钳½反激变换器的突出优点是电路拓扑
Ｃ
万方数据
（）
２
½ ½时。 已
： 经下降到½ ½〕
＝３ ½
½正偏导通，
随后
。 钳½在一Ｕ （ ， ２， ½开始谐振，。
；
．ＮＩ ）Ｌ和½
Ｎ ，
Ｌ上
的电
压为 ½ 一Ｕ （ ， ，，
½ ½Ｎ Ｉ ）½ 下降速率为Ｌ½
Ｎ
½
½－
Ｕ（ Ｉ Ｚ½Ｌ， ½ 开始反向之前开通 Ｖ
． Ｎ） ， ½
Ｎ，
Ｉ 在
，
Ｓ
Ｖ½
Ｓ 便获得了
零电压开通（Ｖ ）
Ｚ Ｓ；
½ ½时， ½
Ｓ 关断，， ，
＝； Ｖ
Ｌ 与Ｃ谐振，
在Ｇ放电
期
间。 仍然被钳½在一Ｕ （ ， ）
：
½ ／ 值上；
Ｎ Ｎ
½
反激变换½开关应 力抑制技术研究
！ ½时， Ｓ Ｏ假定Ｌ储½大于Ｃ储½，
Ｄ－ ，
＝５ Ｕ
，
足
以
½½ ½内
½ 寄生二极管Ｖ ½
Ｄ 开通，：
Ｌ 上电压钳½
在 Ｕ ＋ （ ／ ２值上，
， Ｕ Ｎ， ）
． Ｎ
则次级整流二极管 Ｖ
Ｄ
中电流 ½下降速率为：
２
有源钳½反激变换器具有下列优点：
①变压器
漏感½量被吸收并回馈到电½侧，
消除了漏感引起
的关断电压尖峰，
功率开关承受电压应力小；
②主开
关、
钳½开关均获得了½ ½
½ 开关；
③谐振电 Ｌ½
感 。
Ｎ．Ｎ，
½，
½
Ｕ ＋Ｕ
Ｎ：
／ ＿
整流二极管 Ｖ 〕
Ｉ关断电流变化率减小，
降½了 Ｖ
Ｄ
二牛 一七
七
一一
（ ＿ Ｌ ） （ ）
Ｌ ； ．
３
反向恢复引起的关断损耗、
开关噪声及 Ｖ 开通时
Ｓ
½
， 、。 一
½ Ｎ －
Ｌ
２
一，
½ ½时， 零电
Ｓ 压开Ａ（½ ）随着 ½上升，
的电流尖峰。总之，
＝。 ½
ＺＳ
。
采用有源钳½技术可½反激变
：逐渐下降；
：
换器实现高频、
高效、
½开关，
可应用在要求高功率
½ ½时， ½
Ｌ
＝ ， ½
已上升到磁化电流 ＝ 值，２ ０
Ｌ ½－ ，
密度、
½
高变换效率的场合。其唯一不足是多用了一
½〕
½反偏， ½
Ｕ 由一Ｕ （ ， ）
½ ／ ２变为 Ｕ， Ｌ 和
Ｎ Ｎ
；
随后
个钳½开关，
增加了驱动电路难度和变换器成本
Ｌ再次线性充电，
新的Ｐ Ｍ开关周期又开始了。
Ｗ
５ 试验结果
要实现功率开关 ½
½的零电压开½（½ ）必
½ ½ Ｉ
½
分别研制了电路拓扑简洁的 Ｒ Ｉ钳½反激变
Ｃ〕
须满足：
（）Ｓ ½一½期间加驱动信号，
½ 。
１Ｖ 在
否则 ½
Ｌ
，
过
机，
并进行了
试验。试验参数均为：
输入电压 Ｕ ＝
；
零变正后，：
Ｌ 将再次对 Ｃ 充电， ½
，
½ 便失去了Ｚ ½
１ －３Ｖ ；
½
８ －２ Ｄ 三组输出电压： １Ｖ １Ｏ 一１Ｖ
Ｃ
＋ ／ ．
５
Ａ、 ５ ／
条件。故½ 开通与 ½ ½
½
½ 关断的间隔应不超过 Ｌ
０２ ， ／ ． 额定输出功率 Ｐ 二 ０ 开关频
，
． ＋ ０４ ；
Ａ ５
Ｖ Ａ
。 ２Ｗ，
和Ｃ谐振周
，
期的四
分之一，
即：
率½＝ ０½ ½ Ｃ
， ３０Ｈ ，
Ｃ Ｍ工½模式。
图５ 为钳½支路中Ｒ
½
Ｃ取值合适时，
钳½电容 Ｃ与
（） 关断时Ｌ储½应不小于Ｃ 储½，
２Ｖ Ｃ
Ｓ
，
，
以便
初
级绕组Ｎ 电压（
：
参考方向为下正上负）
波½， Ｃ
½
½将Ｃ上电
， 荷½½，
即：
与图３ 理论分析一致，
½
此时电路的变换效率最高，
Ｒ， ＷＣＶ ½
）
＇＞ ， Ｓ½
－ Ｉ
（
５
为７％， ½
６ 图５ 为开关管 Ｖ 电流波½， 于次级整
Ｓ
由
设计有源钳½反激变换器时，
谐振电感 Ｌ 谐
，
流二极管反向恢复， Ｖ 开通时．
在 Ｓ
存在电流尖峰。
振电容 Ｃ、
钳½电容 ½ 的取值很关键。根据式
（）Ｌ 取得大些，
３，
½
可降½ Ｖ
Ｄ电流下降率、 Ｖ ，
½ Ｓ
Ｖ 电压应力为：
Ｓ
½
Ｕ½Ｖ 农 ½Ｕ ＋
½ ＳＶ ）
½ ，
（
图５
所示为 Ｃ〕
½ ‘ 晋 Ｌ ， （
Ｒ Ｉ钳½反激变换器试验波½。
５ ４ 了，
一＜ Ｃ
４
）
换器和可实现½开关的有源钳½反激变换器原理样
ＮＱ
Ｕ； １一Ｄ）
½
½ Ｄ（
，
Ｕ
２ ， ½
Ｌ 几Ｐ
（）
６
冲
＞
½
霎
娜
琴
Ｏ
Ｎ工
Ａ
卑
戈
乏
、
式中 尸 — 倾定拾出功率
。
Ｄ— 开关 Ｖ
占空比
Ｓ
½ 一一开关颁率
½
电
Ｌ 的增加而加大。损失的占空比
压应力随 ，
½ ， Ｕ ＋ ½ ，Ｕ １
ＵＤＬ （ ／ ）
； Ｎ Ｎ ½
由
于损失的占空比也随 Ｌ 的增加在变大，
，
因
此Ｌ 不宜取大，
，
一般取 Ｌ ＝ －１％Ｌ 。再由式
， ５－０ ½
（）
５得谐振电 Ｃ 为：
容 ，
ＪＳ
Ｏ ＝ ½
Ｄ －
½ ½
７
２ Ｐ½
Ｌ， ½½
此甘
一
一，
、＿
＿
½
＿
一
阁 ½½
（
／½
１格
Ｎ
½
）
½½ ½
½½½
格
已－
．
½
½
（）
７
（）
½
钳½电容½电压 Ｌ 与初级绕组 ½ 电压
½
，
（）
½开关管Ｖ 电流 ‘
Ｓ
，
图 ５ Ｃ 钳½反激变换器试验波½
Ｒ Ｄ
图６
为有源钳½反激变换器试验波½， ６、
图 ½
Ｌ
Ｊ－
６ 分别为主管Ｖ 和钳½管 Ｖ 。
½
Ｓ
Ｓ 的驱动电压和漏－
½ （ ½Ｉ ½
， Ｕ＋ ／ ）
－ ．ＵＮ Ｎ ½ （
源电压波½， ￥ Ｖ 。
和 Ｓ 均实现了½ ５开关，
８
）
Ｖ
½
漏感½
式中 场— 变压器初级电
流峰值
量被很½地吸收，
功率管漏一
源电压尖峰被很½地钳
钳½电 ½ 的选取原则为：½ ½
容½
½ 与Ｌ 的半个谐
½。图６，½
½ 则分别为开关管 Ｖ 和次级整流二极
６
Ｓ
振周期应远大于功率开关 Ｖ
Ｓ的截止时间 即
管 ½）
½ 电流波½，
由于 Ｖ）
Ｉ 的电流缓慢下降， Ｖ
故 Ｓ
（； ，
， ，½
½ ½ ＇
Ｌ，
－一（一 ）
１ Ｄ½
、
，
，
＿
开通时不存在二极管反向恢复引起的电流尖峰。有
、
源钳½反激变换器的最高变换效率达 ８ ％０
０
（
Ｆ½ Ｆ
２
５页〕
万方数据
一种新型的并一 辛型双管正激组合变换忿
卑
孚
民
￣
决
一
½
吟
‘
．．
½
￥
１＿
＿
＿
〔
＿
．．
朴
½
－
一
½
；
＿
一
叮
「
．
，
．．½
丫
以看出次级高频二极管只要选择 ６０
０Ｖ的管子就够
了．
这样提高了电路的可靠性，
减小了二极管导通损
耗。
５ 致 谢
论文½者十分感谢教育部高等学校骨干教师基
金和教育部留学回½基金的资助。
参考文献：
Ｌ½ ½ ½， ． ½½Ａ ５Ｗ ½ ½½ ½
½
Ｔ½½ ＣＨ Ｇ ， ． ． Ｏ ½½ ½½ ９％
½½ ． ． ½ １ ½ ½½ ½ ０
１
½
Ｅ½½ ½ ½ ½ Ｔ ½½½ ½½ ½ ½½½ ½ ½
Ｔ ½ ½½½ Ｆ ½ ½ Ｃ ½½½ ½½
½½½½
½½
½ ½ ½ ½ ½
½
½ ½
图９ 电 １
路 次级续流二极管 Ｖ 、
Ｌ 的电
压波½（ Ｖ 格）
５ ／
０
从图８
中可以得到电路 ２
的次级续流二极管的
电
压峰值为７０ ，
５Ｖ 由图９
中得到电 １
路 的次级续流
二极管的电压峰值为３０ ，
５Ｖ 约为电 ２
路 的一半。
Ｎ ½ ½ ½½ Ｓ½½ ［ ＥＯ９， ： 一 ０．
½½ ½ ½ １Ｐ Ｓ ＇ ９８６６ ７０
½－½ ½ ½ ½ Ｃ ． ８１
½½
½
９ ９
［½ ½ ½ ½½½ Ａ ½ Ｔ ½ ½½ ½ ½
２ Ｓ Ｘ Ｄ ½， ½ Ｎ ½ ½ Ｔ½ ½½ ½½½
½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½
½
．
½
Ｚ ＴＰ
½½ ½［ ½， ＭＣ＇ ７ １９ ： １ 一
Ｖ －ＷＭ ½½½ ½ Ｃ ． ＩＥ
Ｃ ½
Ｐ
９ ， ７ ３ １
９
３５
１
４ 结 论
在高输出电压、
大功率应用场合，
传统的双管正
激变换器及其组合变换器为了解决次级高频二极管
电
压应力高的间题，
往往要用多个高频二极管串联
以
解决耐压间题。½是如果在运行过程中串联的高
频二极管不½很½地均压，
可½会导致电路损坏。
新型并一
串型双管正激组合变换器通过将次级整流
和续流二极管的串联变为电路的串联，
较½地实现
了高预整流二极管的动态均压。并且从实验数据可
（
土接 第３ 页）
１
裸
孚
０
之
Ａ
斑
１卜
认
１知
［１ ½½ ½ ½ ½ ½ ½ －½ ½Ｎ½½ ½ ½
３ ½½Ｍ ½ ½ ， ． ½ Ｒ½½ ½ ½ ½ Ｄ
Ｂ ½ ½ ½½ ½½Ｔ ½ ½ ½ ½ ½ ½
½ ½ ½
½
½ －
½½ ½½ Ｃ ½½½ ． ． ½， ½ Ｎ
½ ½½½［ Ｕ Ｓ Ｐ½ ½Ｐ½ ½ ．
½ Ｖ ½ ½ ½ Ｐ ． ½
½ ½½
½
½ ½½ ½
５ ３ ５ １ １９
５一０
４ ８０ ，９
８一０ ．
１
［１ ½ ½½½ Ｆ½½ Ｃ½½½Ｒ½½½ Ｕ½ Ｃ½
４ ½ Ｎ½， ． ½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½ －
Ｓ ½ ½ ½ ½ ½½ ½ ½ ½ ½
½ ½
½
½½½ ½½ ½ ） Ｅ ½． ½ ½Ｅ½½ －
½ ½ ½ Ｅ Ｔ½½½ Ｐ½ ½ ½ ½
½½ Ｔ½½ ½ ½ ．
½½ ½ ½
Ｉ
Ｅ
½ ½
½½
½ ．９６１（ ：５ 一３４
）３６ ６ ．
½ １９ ，１２
½
［１ ½ Ｙ½ ½½ ½ ½½½ ½½ ½½ ½Ｍ ½ ½
５
Ｃ½ ½Ｔ½， ． ½－ ½ Ｍ ½ ½ ½½½
½
½½ Ｃ½ Ｌ
½ ½
½ ½ ½ ½
½
½
½½ ½ ½½ ½ ½ ½ ½½ ½½ ． Ｅ ½．
½ Ｆ½½ Ｃ½½ ½ ［½ＩＥ Ｔ½½
½ ½ Ｆ½ ½
½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ Ｅ
½
½ Ｐ½½ ½ ½， ３８３ ： －３８
½ ½１９ ，（）３０ ２ ．
½ ½ Ｅ ½ ½ ９
½
½½
½½
２
几
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卞
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门
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卜 吧 －
一
（ Ｖ 驱动电压 ½５ 源电Ｅ ，
½Ｓ
）
Ｇ
和漏一 ） ！
½
½
（）
½开关管 Ｖ
Ｓ电流波½
（）
½二极管 、 〕
丁 电流波½
（ Ｓ驱动电压 ½
功Ｖ ：
。和漏一
探电压 “
，
图６ 有抓钳½反激变换器试验波½
６ 结 论
反激变换器各种开关应力抑制技术各有利弊。
双晶½管钳½反激变换器功率开关承受的电压应力
最小； Ｃ
Ｒ Ｄ钳½反激变换器的电路拓扑最简洁；
有
源钳½反激变换器可实现高频、
高效、
½开关，
在提
高功率密度和变换效率方面是其它两种钳½技术所
无
法比
拟的。３
种钳½技术中，
有源钳½反激变换
器综合性½最优。
参考文献：
［½ 张占 蔡宜三．
１
松，
开关电浑的原理与设计【
Ｍ了北京 电
子工业出版社，９９
１９ ．
［½ 张兰红 ．
２
基于电流控制技术反激 Ｄ ／ Ｃ变换器研究
ＣＤ
½
硕士学½论文½Ｄ ．
½Ｉ
南京肮空航天大学， ０ ．
２ １２
０
［１ ½ ½ Ｒ ， ． ½½ ½ ½ ½－ ½½ ½½
３
Ｗ ½½ ½½ Ｕ½ ½ ½Ａ Ａ½½ ½ Ｃ ½
½ ． ½ ½½ ½ ½ ½½ Ｃ ½ ½ ½
½ ½ ½
½
½ Ａ ½ ½ Ｓ½ ½½ ½ ½ ½ ½ ½½½½ Ｃ ．
Ｓ ½½ ½ Ｆ ½½ Ｃ½½½ ［ ½
½ ½ ½ ½ ½ ½ ½ ½
½½ ½
½
½½
Ｐ½ ． Ｅ Ｐ Ｓ ９ １ ９ ：０ －９ ６
Ｅ Ｏ＇ ． ９ ４ ９ ９ １ ．
½½ Ｉ Ｅ
Ｅ
４
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