第
４１
卷第
１
期
电力电子技术
Ｖ½½．４１
，
Ｎ½．１
Ｊ½½½½½½
，
２００７
２００７
年
１
月
Ｐ½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½
ＬＬＣ
谐振全桥
DC/DC
变流器的优化设计
欧阳茜
，
吴½良
，
钱照明
（浙江大学，浙江 杭州
３１００２７
）
摘要
：
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器具有很高的功率密度和½换效率，
½仍需合理的设计才½½现其优势。在该
变流器中，
谐振½络参数的选取对电路性½有至关重要的½响。本文从提高全输入范围内变流器½换效率的角度出
对所提出的设计方法进行的实
发，
对谐振½络及其它参数进行了优化设计。最后制½了一台
１½Ｗ
功率等级的样机，
验结果表明，
采用所设计的
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器具有工½频率范围窄，
全输入范围内效率高等优点。
关键词
：
变流器；谐振；优化设计
／
全桥变流器
中图分类号
：
ＴＭ４６
文献标识码
：
Ａ
文章编号
：
１０００－ １００Ｘ ２００７
）
００１５－ ０２
（
０１－
Ｏ½½½½½½ Ｄ½½½½½ Ｃ½½½½½½½ ½½½½½½ ½½ ½½½ ＬＬＣ Ｒ½½½½½½½ Ｆ½½½－Ｂ½ ½½½½ ＤＣ／ＤＣ Ｃ½½½½½ ½½½
ＯＵＹＡＮＧ Ｑ½½½
，
ＷＵ Ｇ½½－½½½½½
，
ＱＩＡＮ Ｚ½½½－½½½½
（
Ｚ½½½½½½½ Ｕ½½½½½½½½½
，
Ｈ½½½½½½½ ３１００２７
，
Ｃ½½½½
）
Ａ½½½½ ½½½
：
ＬＬＣ ½½½½½½½½ ½½½½－½½½½½½ ＤＣ／ＤＣ ½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½ ½½½½ ½½½½½ ½½½½½½½ ½½½ ½½½½
½½½½½½½½½½．Ｈ½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½ ½½ ½½½½½ ½½½½½½ ½½ ½½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½½½½½½．Ｔ½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½ ½½
½½½½½½½½½ ½½½½ ½½ ½½½ ½½½½½½½½½½½ ½½ ½½½½ ½½½½½½½½½．Ｉ½ ½½½½ ½½½½½
，
½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½½½½½½½½½½ ½½ ½½½½½ ½½½½½½½½½½
½½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½ ½½ ½½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½ ½½½½½． Ｆ½½½½½½ ½ １½Ｗ ½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½½ ½½
½½ ½½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½ ½½½½½½．Ｔ½½ ½½½½½½½½½½½½ ½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½½½½½ ½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½
½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½½½½½ ½½½½½ ½½½ ½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½½½½½ ½½½½½½ ½½½½½ ½½½½½ ½½½½½ ½½½．
Ｋ½½½½½ ½½
：
½½½½½½½½½
；
½½½½½½½½
；
½½½½½½½ ½½½½½½ ／ ½½½½－½½½½½½ ½½½½½½½½½
（
Ｆ½½½½½½½½½ Ｐ½ ½½½½½
：
Ｓ½½½½½½½½ ½½ Ｎ½½½½½½½ Ｎ½½½½½ ½½½ Ｓ½½½½½½ Ｆ½½½½½½½½½ ½½ Ｃ½½½½ Ｎ½．５０２３７０３０
）
１
引
言
全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器因具有很高的功率密度和
磁芯利用率而广泛应用于中功率场合
［１½
。全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器有多种拓扑，其中
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变
流器是性½比较优越的一种，
其主要优点有：
拓扑结
构简单，
初级开关管可实现
ＺＶＳ
，
且关断电流小；
次
级整流二极管可实现
ＺＣＳ
，可消除反向恢复时的寄
生振荡现象，
效率较高，
可高频化，
特别适用于对保
５½
持时间有要求的场合
［１½
。
为全桥结构，
谐振电感
Ｌ
½
、
谐振电容
Ｃ
½
和励磁电感
次级由整流二极管
ＶＤ
１
，
２
和输
Ｌ
½
组成谐振电路。
ＶＤ
出滤波电容
Ｃ
½
组成。该变流器有两个谐振点，
½
，
½
Ｌ Ｃ
（
１
）
的谐振频率为：
（
½
½
＝１／ ２!
!
Ｌ
½
Ｃ
½
）
½谐振½络由
Ｌ
½
，
½
和
Ｃ
½
组成，
其谐振频率为：
Ｌ
（
（
２
）
Ｃ
½
½
＝１／２!
!
Ｌ
½
＋Ｌ
½
）
½
该电路采用变频控制。
½
½
＜½
½
≤½
½
时，
½
该变换器
具有很多优
点。
此时，
电路
的主要工½波
½ 如 图
１½
所
示。可把一个
开关周期分为
８
个开关模态
进行分析，
半
个开关周期内
该变流器的工
½原理如下：
模态
１
（
１
）
½
［½
０
½
１
½ ½
０
时刻
开 关 管
ＶＳ
２
，
次级
ＶＳ
３
关断，
图
１ ＬＬＣ
谐振全桥变流器拓扑
电流
½
ＶＤ
＝０
。由
及其工½波½
于
Ｌ
½
较大，可认为励磁电流
½
Ｌ½
保持不变。在该区
１５
目前，对
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器设计方
法的分析尚不多见。文献
［４½
主要从适应½范围电压
输入的角度，对
ＬＬＣ
谐振半桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器进行
了优化设计，
而未对整机效率进行优化，
不适用于对
电路效率要求很高的场合。
此外， 谐振全桥变流
ＬＬＣ
器与
ＬＬＣ
谐振半桥变流器的设计方法并不完全相
同。基于此，
提出了一种新的
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器设计方法。
２
电路拓扑及其工½原理
图
１½
示出
ＬＬＣ
谐振全桥变流器的拓扑。初级
基金项目
：
½家自然科学基金
（
５０２３７０３０
）
定稿日期
：
２００６－ ０７－ ２０
½者简介
：
欧阳茜
（
１９８４－
） ，
男
，
江西省吉安人
，
硕士生
，
研究方向为中小功率
ＤＣ／ＤＣ
变换器拓扑 。
第
４１
卷第
１
期
电力电子技术
Ｖ½½．４１
，
Ｎ½．１
Ｊ½½½½½½
，
２００７
２００７
年
１
月
Ｐ½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½
间， 给
ＶＳ
２
，
３
的输出电容充电，
２
，
３
的漏
－
源
½
Ｌ½
ＶＳ
ＶＳ ＶＳ
极电压
½
½½ＶＳ２
，
½½ＶＳ３
线性上升，
½
１
时刻，
½½ＶＳ２
，
½½ＶＳ３
上
到
½
½
½
升到与
Ｕ
½½
相等。
模
初级电流
½
Ｌ½
改
（
２
）
态
２［½
１
½
２
½
从
½
１
时刻起，
½
变流通路径，
即流经
ＶＳ
１
，
４
的寄生½二极管，
这就
ＶＳ
输出电流一定时，二极管损耗也是一定的。由此可
见，
在其他参数一定时，
要提高效率就应减小励磁电
流峰值
Ｉ
Ｌ½
和初级电流有效值
Ｉ
Ｌ½ ½½½
。结合图
１½
和电
路的工½原理，
可求得：
Ｉ
Ｌ½
＝½Ｕ
½
（
４Ｌ
½
½
½
） （
４
）
／
由式
４
）
（ 可知，
½其他条件一定时，
½
越大，
Ｌ½
Ｌ
Ｉ
就越小，
开关管关断损耗也越小。
ＬＬＣ
谐振全桥变流器的前级一般是
ＰＦＣ
电路。
故该变流
ＰＦＣ
电路的输出电压一般是稳定的
４００Ｖ
。
器经常工½在
Ｌ
½
，
½
谐振频率点。
Ｃ
½
记
Ｔ
½
＝２!
#
Ｌ
½
Ｃ
½
，
½
１
≤½≤Ｔ
½
／２
时， 的表达式
½
Ｌ½
为：
［（
½
（
½
）
#
２ Ｉ
Ｌ½ ½½½
½½½
!
½
½－ ½
１
）
"
½
＝
－
Ｌ½
（
５
）
式中
!
½
＝２!½
½
为
ＶＳ
１
，
４
实现
ＺＶＳ
创造了条件。
½
Ｌ½
谐振上升，
次
ＶＳ
级二极管
ＶＤ
１
导通。变压器初、
次级绕组两端电压
即被箝½， 线性上升。
½
Ｌ½
模态
３［½
２
½
３
½ ½
２
时刻，
１
和
ＶＳ
４
触发开通，
（
３
）
½
ＶＳ
½
Ｌ½
由负过零。
½
，
½
构成谐振½络。
Ｌ½
继续线性上升。
Ｌ Ｃ
½
模态
４［½
４
½
５
½
随着
½
Ｌ½
减小和
½
Ｌ½
增大，
½
３
（
４
）
在
½
时刻 ，
＝½
Ｌ½
， 下降到零。 故 次 级 二 极 管 可 实 现
½
Ｌ½
½
ＶＤ
其承受的反向电压被箝½在输出电压，
消除了
ＺＣＳ
，
寄生振荡。
½
４
时刻，
２
，
３
触发导通。
ＶＳ ＶＳ
另半个周期的工½过程与前半个周期相同。
在
½
１
时刻，
＝½
Ｌ½
，
即：
½
Ｌ½
½Ｕ
½
（
４Ｌ
½
½
½
）
#
２ Ｉ
Ｌ½ ½½½
½½½"
／
＝
有：
根据输出滤波电容的电荷守恒，
（
½ ½
Ｌ½
－ ½
Ｌ½
）
Ｕ
½
Ｔ
½
½½＝
½
Ｒ
½
２
结合式
６
）式
７
）解得：
（ 、（ ，
（
６
）
（
７
）
３
优化设计
基本参数为：
½½
＝３００½
Ｕ
４００Ｖ
，
½
＝１１０Ｖ
，
½
＝１０Ａ
；
½
Ｕ
Ｉ
Ｌ
和
Ｃ
½
的谐振频率
½
½
＝１９０½Ｈ½
。
３．１
变压器匝比
½
%
１
½
１
＋Ｔ
½
／２
ＬＬＣ
谐振全桥变流器的电压增益为
［５½
：
１
（
½ Ｑ ＝½Ｕ
Ｇ ½
，， ）
½
／Ｕ
½½
＝
２
１－ １
１ －½
１＋
＋Ｑ
２
２
½ ½½
½
#
!
" !
"
（
３
）
２
８!
２
＋ ２½
２
Ｒ
½２
（
８
）
Ｉ
Ｌ½ ½½½
＝ Ｕ
½
８Ｒ
½
½
２
Ｌ
½２
½
½２
由式
８
）
（ 可知，
负½½一定时，
½
越大，
Ｌ½ ½½½
就越
Ｌ
Ｉ
小，
开关管导通损耗也越小。
记谐振电容端压峰值为
#
式中
½
—变压器初次级匝比
Ｕ
½
——
——
—输出电压
½＝½
½
／½½
，
½＝Ｌ
½
／Ｌ
½
，
Ｑ＝
#
Ｌ
½
／
Ｃ
½
（
½
２
Ｒ
½
）
／
图
２
示出
½
一定
（假设
½＝４
）
，
不同
½
和
Ｑ
值
时的增益曲线。
电路实际工½频
率满足
½
½
＜½
½
≤½
½
。
图
２
不同
½
和
Ｑ
值下的增益曲线
结 合 图
２
可 知 ，
½
Ｕ
½½
＝Ｕ
½½ ½½½
时，
电压增益最小，
Ｇ＝１
；
为
开关频率最
高，
½
½
。由此确定
½＝Ｕ
½½ ½½½
／Ｕ
½
，
为
代入具½数值得
½＝
３．６３∶１
，
１∶
实际中取
３６∶ １０
，
１０∶
变压器磁心取为
ＥＥ４２
。
３．２
谐振½络
有：
（
９
）
Ｕ
Ｃ½
，
Ｕ
Ｃ½
＝
#
２ Ｉ
Ｌ½ ½½½
（
!
½
Ｃ
½
）
／
由式
９
）
（ 可知，
Ｉ
Ｌ½ ½½½
一定时，
½
越大，
Ｃ½
就越
½
Ｃ
½
小。
由此可见，
½电路工½在
Ｌ
½
，
½
的谐振频率点时，
Ｃ
从提高效率和降½
Ｃ
½
的电压应力的角度去考虑，
½
Ｌ
和
Ｃ
½
的取值越大越½。然而，
优化设计时不½只考
虑
Ｕ
½½
＝４００Ｖ
的情况，
还应保证在
Ｕ
½½
下跌时，
电路仍
½工½在较理想的状态，这对
Ｌ
½
和
Ｃ
½
的取值会有
所限制。½电路满½½且输入电压为最小值
Ｕ
½½ ½½½
时，
电压增益
Ｇ
最大，
此时：
（
１０
）
Ｇ＝½Ｕ
½
／Ｕ
½½ ½½½
代入数值解得
Ｇ＝１．３２
。故在整个
Ｕ
½½
范围内，
Ｇ
应该满足
１≤Ｇ≤１．３２
。由此可确定电路开关频率的
范围。开关频率
范围无需太大，
通常将最½开关
频 率 设 为
０．５½
½
½
０．７½
½
， 在 这 里 取
（
０．７½
½
。结合式
１
）
和式
３
） 图
３
绘
（ ，
图
３
满足条件的
Ｃ
½
，
½
关系图
Ｌ
出满足该条件的
Ｃ
½
，
½
关系图。由图可见，
为了得到
Ｌ
较窄的工½频率范围，
½
和
Ｃ
½
的取值受到一定的
Ｌ
限制。为了提高效率，
在保证
Ｃ
½
电压应力不太高的
前提下，
希望
Ｌ
½
越大越½。实际中，
（
下½第
１９
页
）
取
谐振元件的选取对电路的效率以及开关频率的
工½范围具有至关重要的½响。
在该变流器中，
初级损耗主要由开关损耗、
变压
器的铜损和铁损构成，次级损耗主要集中在整流二
极管。开关管的关断损耗与关断电流有关。由分析
可知，开关管的关断电流绝对值等于励磁电流的峰
值。开关管导通损耗、变压器铜损与初级电流有效
值有关。
次级二极管的损耗取决于其电流的平均值，
１６
高功率因数可逆变流器中交流电感的参数设计
压和电流的波½，
利用功率因数表
测得功率因数
!＝
０．９９
。由实验结果
可见，
电流跟踪电
图
２
交流侧电压和电流实验波½
系统½进一步的研究。
参考文献
［１½
Ｂ Ｒ Ｌ½½
，
Ｔ Ｙ Ｙ½½½． Ｔ½½½½－½½½½½ ＡＣ／ＤＣ Ｃ½½½½½½½½ ½½½½
Ｈ½½½ Ｐ½½½½ Ｆ½½½½½ ［Ｊ½．ＩＥＥ Ｐ½½½．Ｅ½½½½½．Ｐ½½½½ Ａ½½½．
， ，
２００５
（ ：
１５２ ３
）
７５７½
７６４．
Ｗ½ Ｒ½½½½½．Ａ½½½½½½½ ½½ ½ ＰＷＭ ＡＣ ½½ ＤＣ Ｖ½½½½½½ Ｓ½½½½½
Ｃ½½½½½½½½ ½½½½½ ½½½ ½½½½½½½½½ Ｃ½½½½½½ ½½½½ ½ Ｆ½½½½
：
Ｓ½½½½½½½½ Ｆ½½½½½½½½ ［Ｊ½． ＩＥＥＥ Ｔ½½½½．½½ ＩＡ
， （
４
）
７５６½
１９９１
７６４．
Ｑ½ Ｋ½½½½½
，
Ｃ½½½ Ｇ½½½½½½½
，
Ｃ½½½½½½． Ａ ＰＡＣ Ｂ½½½½
Ｓ½½
Ｔ½½½½－Ｐ½½½½ Ｚ½½½－Ｖ½½½½½½ Ｓ½½½－Ｓ½½½½½½½½ ＰＷＭ Ｃ½½½½½½½½
［Ａ½．Ｐ½½½½½½½½½½ ½½ ½½½ ＣＳＥＥ
’
０４［Ｃ½．２００４
，（
５
）
１５½
１９
：
２０．
Ｚ½½½½ Ｙ½½½½½½
，
Ｗ½½½ Ｙ½½
，
Ｗ½½½½½½
，
½½ ½½． Ａ½½½½½½½
Ｗ½
½½½ Ｃ½½½½½½½½½½ ½½½ Ｉ½½½½ Ｉ½½½½½½½ ½½ ½½½ Ｒ½½½½½½½½½
（ ：
２２．
Ｒ½½½½½½½½［Ｊ½．Ｐ½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½．１９９９ ４
）
２０½
Ｂ½ Ｙ½½
，
Ｏ½½½½½½½ Ｒ
，
Ｐ½½½½ Ｓ Ｋ
，
½½．Ａ Ｎ½½½½ Ｉ½½½½½½½½½½½½
½½
Ｐ½½½½ Ｃ½½½½½½ Ｓ½½½½½½½ ½½½ ½ ＰＷＭ Ｒ½½½½½½½½ ½½½½½ Ｕ½½½½－
½½½½½ Ｉ½½½½ Ｖ½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½½ ［Ａ½．Ｔ½½ ３０½½ Ａ½½½½½ Ｃ½½－
½½½½½½½ ½½ ½½½ ＩＥＥＥ Ｉ½½½½½½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½ Ｓ½½½½½½ ２００４［Ｃ½．
Ｂ½－½½½
，
Ｋ½½½½
， ，（
２½
）
２５１½
２００４ １２
６
：
２５６．
压达到同相½，
谐
波含量较小，
实现了高功率因数的要求。
［２½
５
结
论
［３½
电感参数设计要综合考虑多方面的因素，本文
从系统稳定性、
谐波含量以及功率因数等方面去分
析，
结合系统参数得出电感参数的大致范围，
通过对
负½½动态变化的分析确定了电感的取值。样机实验
进一步证明了设计方法的合理性。值得注意，本文
是在开关频率固定的条件下设计电感参数的取值，
如果开关频率不固定，
电感的设计则十分困难，
½设
计时仍可从所提出的几个方面去考虑，
所不同的是，
在系统指标不变的情况下开关频率发生改变，所需
要的电感也要发生改变，这就需要结合控制方法对
对照图
３
，
可知
Ｌ
½
＝１１７!Ｈ
。取
（
上接第
１６
页
）
½
＝２２½Ｆ
，
Ｃ
电感磁芯采用
ＲＭ１２
。
Ｌ
½
＝３１．９!Ｈ
，
［４½
［５½
!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
４
实验结果
图
４
示出
Ｕ
½½
＝３００Ｖ
，
½
＝１０Ａ
时的实验波½。
电路
Ｉ
的主要参数与设计过程所取参数相同。
图
５
效率曲线图
５
结
论
在介绍
ＬＬＣ
谐振全桥
ＤＣ／ＤＣ
变流器工½原理
的基础上，提出了一种优化设计方法。该方法综合
考虑了电路的½换效率和频率工½范围。最后通过
实验对该设计方法进行了验证。
参考文献
［１½
张军明
．
中功率
ＤＣ／ＤＣ
变流器模块标准化若干关键问题
的研究
［Ｄ½．
浙江杭州，
浙江大学
［
博士学½论文
½
，
２００４．
［２½
汪
图
４
实验波½
军，
陈辉明
．
基于
ＬＬＣ
谐振负½½的高频感应加热电
源
［Ｊ½．
电力电子技术， ，（
６
）
７８½
２００５ ３９
：
８０．
Ｆ½½½ Ｃ Ｌ½½
，
Ａ½½½½ Ｊ Ｚ½½½½
，
½½． ＬＬＣ Ｒ½½½½½½½
½½
［３½ Ｙ½½½ Ｂ½
，
Ｃ½½½½½½½½ ½½½ Ｆ½½½½ Ｅ½½ ＤＣ／ＤＣ Ｃ½½½½½½½½½ ［Ａ½．Ｉ½ Ｐ½½½．
ＩＥＥＥ ＡＰＥＣ
’
０２［Ｃ½．２００２
：
１１０８½
１１１２．
［４½ Ｌ½ Ｂ½½½
，
Ｌ½½ Ｗ½½½½½
，
Ｌ½½½½ Ｙ½½
，
½½ ½½． Ｏ½½½½½½ Ｄ½½½½½
Ｍ½½½½½½½½½½ ½½½ ＬＬＣ Ｒ½½½½½½½ Ｃ½½½½½½½½［Ａ½．Ｉ½ Ｐ½½½． ＩＥＥＥ
ＡＰＥＣ
’
０６［Ｃ½．２００６
：
５３３½
５３７．
［５½ Ｇ½ Ｙ½½½½
，
Ｌ½ Ｚ½½½½½½
，
Ｈ½½½ Ｇ½½½½½½
，
½½ ½½． Ｔ½½½½－Ｌ½½½½
ＬＬＣ Ｓ½½½½½ Ｒ½½½½½½½ ＤＣ／ＤＣ Ｃ½½½½½½½½ ［Ｊ½． ＩＥＥＥ Ｔ½½½½． ½½
Ｐ½½½½ Ｅ½½½½½½½½½½
， ， ：
２００５ ２０ ７８１½
７８９．
实验中，
１
½
４
采用
ＩＲＦＰ２２Ｎ５０
，
１
和
ＶＤ
２
ＶＳ ＶＳ
ＶＤ
采用
ＳＴＴＨ３００３ＣＷ
，
Ｃ
½
＝８８０!Ｆ
。由图
４½
可知，
取
初
级开关管实现了
ＺＶＳ
；
由图
４½
可知，
次级二极管实
关断时基本没有寄生振荡现象。
电路工½
现了
ＺＣＳ
，
由图
４½
可知，
½
的
频率范围较窄，
１３８½
为
１９０½Ｈ½
；
Ｃ
电压应力最高为
３８０Ｖ
。图
５
示出实验样机效率曲
线。由图可见，
在全输入范围内，
整机效率½比较高
１９
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